KR101485780B1 - 무선통신 시스템에서 심볼 타이밍 오프셋 추정 방법 및장치 - Google Patents

무선통신 시스템에서 심볼 타이밍 오프셋 추정 방법 및장치 Download PDF

Info

Publication number
KR101485780B1
KR101485780B1 KR20080061563A KR20080061563A KR101485780B1 KR 101485780 B1 KR101485780 B1 KR 101485780B1 KR 20080061563 A KR20080061563 A KR 20080061563A KR 20080061563 A KR20080061563 A KR 20080061563A KR 101485780 B1 KR101485780 B1 KR 101485780B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
sch
cir
channel
information
symbol timing
Prior art date
Application number
KR20080061563A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20100001592A (ko
Inventor
양주열
노희진
Original Assignee
삼성전자주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 삼성전자주식회사 filed Critical 삼성전자주식회사
Priority to KR20080061563A priority Critical patent/KR101485780B1/ko
Priority to US12/493,904 priority patent/US8243777B2/en
Publication of KR20100001592A publication Critical patent/KR20100001592A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101485780B1 publication Critical patent/KR101485780B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2662—Symbol synchronisation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2649—Demodulators
    • H04L27/26524—Fast Fourier transform [FFT] or discrete Fourier transform [DFT] demodulators in combination with other circuits for demodulation
    • H04L27/26526—Fast Fourier transform [FFT] or discrete Fourier transform [DFT] demodulators in combination with other circuits for demodulation with inverse FFT [IFFT] or inverse DFT [IDFT] demodulators, e.g. standard single-carrier frequency-division multiple access [SC-FDMA] receiver or DFT spread orthogonal frequency division multiplexing [DFT-SOFDM]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2668—Details of algorithms
    • H04L27/2669—Details of algorithms characterised by the domain of operation
    • H04L27/2672—Frequency domain
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2668—Details of algorithms
    • H04L27/2673—Details of algorithms characterised by synchronisation parameters
    • H04L27/2675—Pilot or known symbols
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2689—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation
    • H04L27/2695—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation with channel estimation, e.g. determination of delay spread, derivative or peak tracking

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Discrete Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)

Abstract

본 발명은 무선통신 시스템에서의 심볼 타이밍 오프셋에 관한 것으로, 특히 직교 주파수 분할 다중화(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 통신시스템에서 심볼 타이밍 오프셋 추정 방법 및 장치에 관한 것이다. 본 발명의 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 시스템에서 심볼 타이밍 오프셋을 추정하는 방법은 수신된 파일럿(Pilot) 신호를 이용하여 기준신호(RS)에 대한 채널 성분들의 파워값(Power) 정보를 포함하는 RS 채널 임펄스 응답(CIR) 정보를 획득하는 과정과, 상기 수신된 파일럿 신호를 이용하여 제2 동기채널신호(S-SCH)에 대한 채널 성분들의 파워값 정보를 포함하는 S-SCH CIR 정보를 획득하는 과정과, 상기 획득된 S-SCH CIR 정보를 이용하여 상기 RS CIR 정보에서 RS의 실제 채널성분 이외의 채널 성분들을 억제하는 과정과, 상기 실제 채널성분을 포함하는 관찰 구간을 미리 설정된 길이로 설정하는 과정과, 상기 설정된 관찰 구간에서 가장 먼저 수신된 채널성분(제1 수신경로)을 검출하는 과정과, 상기 검출된 제1 수신경로를 이용하여 데이터가 시작되는 위치를 추정하는 심볼 타이밍 오프셋을 추정하는 과정을 포함한다.
Figure R1020080061563
직교 주파수 분할 다중화(OFDM), 기준신호(RS), 제2 동기채널신호(S-SCH), 심볼 타이밍 오프셋, 관찰구간, 제1 수신경로, CIR 추정결과

Description

무선통신 시스템에서 심볼 타이밍 오프셋 추정 방법 및 장치{Method and Apparatus for estimating a symbol timing offset in a wireless communication system}
본 발명은 무선통신 시스템에서의 심볼 타이밍 오프셋에 관한 것으로, 특히 직교 주파수 분할 다중화(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 통신시스템에서 심볼 타이밍 오프셋 추정 방법 및 장치에 관한 것이다.
고속의 데이터 전송 등 고속의 전송 속도로 다양한 서비스 품질(Quality of Service, 이하 'QoS'라 칭함)을 가지는 서비스들을 사용자들에게 제공하기 위한 연구가 활발하게 진행되고 있다. 예를 들어, 무선 근거리 통신 네트워크(Local Area Network; 이하 'LAN'이라 칭하기로 한다) 시스템 및 무선 도시 지역 네트워크(Metropolitan Area Network; 이하 'MAN'이라 칭하기로 한다) 시스템과 같은 광대역 무선 접속(BWA: Broadband Wireless Access) 통신 시스템에서 이동성(Mobility)과 QoS를 보장하면서 고속의 전송 속도로 서비스를 지원하는 방안에 대한 연구가 진행되고 있다. 이를 위해 유무선 채널에서 고속데이터 전송에 유용한 직교 주파수 분할 다중화(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 'OFDM'이라 칭함) 방식을 이용한 다양한 기술들이 논의되고 있다. 상기 OFDM 방식은 멀티-캐리어(multi-carrier)를 사용하여 데이터를 전송하는 방식으로서, 직렬로 입력되는 심벌(symbol)열을 병렬로 변환하여 이들 각각을 상호 직교성을 갖는 다수의 서브 캐리어(sub-carrier)들로 변조하여 전송하는 멀티캐리어 변조(MCM : Multi Carrier Modulation) 방식의 일종이다.
한편, 이동 통신 시스템에 존재하는 무선 채널 환경은 유선 채널 환경과는 달리 다중 경로 간섭(multipath interference)과, 쉐도잉(shadowing)과, 전파 감쇠와, 시변 잡음과, 지연 확산(delay spread)으로 인한 심벌간 간섭(ISI: Inter Symbol Interference) 및 주파수 선택적 페이딩 등과 같은 여러 요인들로 인해 불가피한 오류가 발생하여 정보 데이터의 손실이 발생한다. 특히, 무선 채널을 이용한 신호 전송 시 신호가 송신되는 송신기와 상기 신호를 수신하는 수신기 사이에 존재하는 다양한 장애물들에 의해 전파가 반사되는 다중경로 채널 환경이 형성되는데, 이때의 채널을 다중경로 페이딩 채널(Multipath fading channel)이라 한다. 이러한 다중경로 채널 환경에서는 송신된 신호가 상기 장애물들에 의해 시간 차이를 가지며 수신기에 수신되므로 이로 인한 인접 심볼 간섭(Inter-Symbol Interference, 이하 'ISI'라 칭함)을 최소화시킬 수 있는 시점이 심볼의 시작위치로 선택되어야 한다. 이러한 심볼의 시작위치를 찾는 과정을 심볼 타이밍 오프셋(Symbol timing offset) 추정과정 혹은 심볼 동기화(Symbol synchronization) 과 정이라 한다.
심볼 타이밍 오프셋 추정을 위해 일반적으로 파일럿 신호로서 수신기에 수신되는 기준 신호(Reference Signal, 이하 'RS'라 칭함)를 이용하여 하향링크(Downlink) 신호 수신 과정에서의 심볼의 시작위치를 찾는다. 그런데 이러한 RS를 이용한 심볼 동기는 신호가 송신되어 수신기에 수신된 후 상기 송신된 신호의 마지막 반사 신호가 수신되는 때까지의 시간인 최대 지연 확산(Maximum delay spread)이 큰 다중 경로 페이딩 채널 환경에서는 도 1에 도시된 바와 같이 반복 성분으로 인해 심볼 타이밍 오프셋의 중복(Ambiguity)을 초래한다.
도 1은 종래의 큰 지연 확산을 가지는 다중 경로 페이딩 채널에서의 채널 성분들을 도시하는 예시도이다.
도 1에서 보는 바와 같이, 큰 지연 확산을 가지는 다중 경로 페이딩 채널에서는 실제 채널 성분(120)이외에 RS 파일럿 신호의 구조적 특성에 따라 반복 성분(110)이 나타난다. 이때 역 고속 퓨리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform, 이하 'IFFT'라 칭함) 출력 시점(130)을 중심으로 고정시켜 관찰 구간(Observation window)(101)이 설정되면 관찰 구간(101)내에서 실제 신호에 의한 채널 성분(120)보다 반복 성분(110)이 먼저 나타나므로 상기 반복 성분(110)이 가장 먼저 도착하는 채널 경로(First arriving path)로서 인식될 수 있다. 따라서 실제 채널을 통한 신호가 아닌 반복 성분이 실제 채널 경로가 존재하는 것으로 오인되어 심볼 타이밍 오프셋을 추정하는데 있어서 중복을 초래한다.
또한, 다중 경로를 가지는 채널 환경에서 단말기의 이동속도가 증가함에 따 라 큰 도풀러 주파수(Large doppler frequency)를 가지는 다중 경로 페이딩 채널 환경이 형성될 수 있는데 이런 경우 상기 반복 성분이외에도 이동속도가 증가함에 따라 채널의 시간적 변화량이 커지면 도 2와 같이 RS의 시간 축 보간 오류로 인한 고스트(Ghost) 성분을 초래할 수 있다.
도 2는 종래의 큰 도플러 주파수를 가지는 다중 경로 페이딩 채널에서 나타나는 채널 성분을 도시하는 예시도이다.
도 2에서 보는 바와 같이, 큰 도플러 주파수를 가지는 다중 경로 페이딩 채널에서 실제 채널 성분(220)이외에 RS 파일럿 신호의 구조적 특성에 의한 반복 성분뿐만 아니라 고스트 성분들이 나타난다. 특히, IFFT 출력 시점(230)을 중심으로 고정시켜 설정된 관찰 구간(201)내에서 실제 신호에 의한 채널 성분(220)보다 이른 시점에 수신되는 것처럼 보이는 고스트 성분(210)이 나타날 수 있다. 그런데 종래에는 상기 고스트 성분에 대한 별다른 처리 과정이 없으므로 고스트 성분들이 증가하는 경우 고스트 성분으로 인해 실제 채널 성분을 찾아 심볼 타이밍 오프셋을 추정하는 성능이 열화되는 문제가 발생된다. 따라서, 반복 성분 혹은 고스트 성분에 의한 심볼 타이밍 오프셋 추정의 성능을 열화의 문제를 해소할 수 있는 방안이 요구된다.
따라서 본 발명은 무선통신 시스템에서의 심볼 타이밍 오프셋 추정 방법 및 장치를 제공한다.
또한 본 발명은 OFDM 통신시스템에서 심볼 타이밍 오프셋 추정 방법 및 장치를 제공한다.
본 발명의 바람직한 실시예의 일 견지에 따르면, 본 발명의 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 시스템에서 심볼 타이밍 오프셋을 추정하는 방법은 수신된 파일럿(Pilot) 신호를 이용하여 기준신호(RS)에 대한 채널 성분들의 파워값(Power) 정보를 포함하는 RS 채널 임펄스 응답(CIR) 정보를 획득하는 과정과, 상기 수신된 파일럿 신호를 이용하여 제2 동기채널신호(S-SCH)에 대한 채널 성분들의 파워값 정보를 포함하는 S-SCH CIR 정보를 획득하는 과정과, 상기 획득된 S-SCH CIR 정보를 이용하여 상기 RS CIR 정보에서 RS의 실제 채널성분 이외의 채널 성분들을 억제하는 과정과, 상기 실제 채널성분을 포함하는 관찰 구간을 미리 설정된 길이로 설정하는 과정과, 상기 설정된 관찰 구간에서 가장 먼저 수신된 채널성분(제1 수신경로)을 검출하는 과정과, 상기 검출된 제1 수신경로를 이용하여 데이터가 시작되는 위치를 추정하는 심볼 타이밍 오프셋을 추정하는 과정을 포함한다. 상기 관찰 구간을 설정하는 과정은 상기 RS CIR 정보에서 역 고속 퓨리에 변환(IFFT) 출력 시점을 중심으 로 일정 길이를 가지며 설정된 고정 관찰 구간 내에 최대 파워값을 가지는 채널성분(피크 채널성분)을 검출하는 과정과, 상기 검출된 피크 채널성분이 위치하는 위치(피크 위치)를 중심으로 미리 설정된 길이를 가지는 가변 관찰 구간을 설정하는 과정을 더 포함한다. 상기 상기 RS의 실제 채널성분 이외의 채널 성분들을 억제하는 과정은 상기 획득된 S-SCH CIR 정보에 대해 임계값 검사를 수행하는 과정과, 상기 임계값 검사가 수행된 S-SCH CIR 정보에 대해 이동하면서 미리 정해진 구간내의 파워값들을 합산하는 과정과, 상기 합산된 값들 중에서 가장 높은 합산값을 가지는 위치를 중심으로 미리 설정된 길이의 구간에 일정값을 부여하는 과정과, 상기 획득된 RS CIR 정보와 상기 미리 설정된 길이의 구간에 일정값이 부여된 결과값에 대하여 곱 연산을 수행하는 과정을 더 포함한다.
본 발명의 바람직한 실시예의 다른 견지에 따르면, 본 발명의 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 시스템에서 심볼 타이밍 오프셋을 추정하는 장치는 수신된 파일럿(Pilot) 신호를 이용하여 기준신호(RS)에 대한 채널 성분들의 파워(Power) 정보를 포함하는 RS 채널 임펄스 응답(CIR) 정보 및 제2 동기채널신호(S-SCH)에 대한 채널 성분들의 파워 정보를 포함하는 S-SCH CIR 정보를 획득하는 CIR 계산부와, 상기 획득된 S-SCH CIR 정보를 이용하여 상기 RS CIR 정보에서 RS의 실제 채널성분 이외의 채널 성분들을 억제하는 채널성분 억제부와, 상기 실제 채널성분을 포함하는 관찰 구간을 미리 설정된 길이로 설정하는 관찰 구간 설정부와, 상기 설정된 관찰 구간에서 가장 먼저 수신된 채널성분(제1 수신경로)이 검출되면, 상기 검출된 제1 수신경로를 이용하여 데이터가 시작되는 위치를 추정하는 심볼 타이밍 오프셋 을 추정하는 추정부를 포함한다. 상기 관찰 구간 설정부는 상기 RS CIR 정보에서 역 고속 퓨리에 변환(IFFT) 출력 시점을 중심으로 일정 길이를 가지는 고정 관찰 구간을 설정하고, 상기 설정된 고정 관찰 구간 내에 최대 파워를 가지는 채널성분(피크 채널성분)을 검출하며, 상기 검출된 피크 채널성분이 위치하는 위치(피크 위치)를 중심으로 미리 설정된 길이를 가지는 가변 관찰 구간을 설정한다.
전술한 바와 같은 내용들은 당해 분야 통상의 지식을 가진 자가 후술되는 본 발명의 구체적인 설명으로부터 보다 잘 이해할 수 있도록 하기 위하여 본 발명의 특징들 및 기술적인 장점들을 다소 넓게 약술한 것이다. 이러한 특징들 및 장점들 이외에도 본 발명의 청구범위의 주제를 형성하는 본 발명의 추가적인 특징들 및 장점들이 후술되는 본 발명의 구체적인 설명으로부터 잘 이해될 것이다.
본 발명은 큰 지연 확산의 경우 특히, 확장된 CP 모드에서의 큰 지연 확산의 경우 또는 단말기의 이동 속도 증가에 따른 채널의 큰 도플러 주파수의 경우 발생되는 심볼 타이밍 오프셋 추정 성능 열화의 문제를 해소할 수 있는 이점이 있다. 또한, 본 발명은 큰 지연 확산의 경우 특히, 확장된 CP 모드에서의 큰 지연 확산의 경우 또는 단말기의 이동 속도 증가에 따른 채널의 큰 도플러 주파수의 경우 발생되는 반복 성분 및 고스트 성분을 S-SCH 및 RS 파일럿 신호들을 이용하여 정확한 심볼 타이밍 오프셋을 추정할 수 있는 이점이 있다. S-SCH 파일럿 신호를 이용하여 RS CIR 추정 결과에 발생되는 반복 성분 및 고스트 성분을 억제시키므로 관찰 구간 을 넓힐 수 있으며 이로 인해 제1 수신 경로를 정확하게 추정할 수 있고, 관찰 구간도 채널 상태에 맞게 이동시킬 수 있다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시 예들을 상세히 설명한다. 이때, 첨부된 도면에서 동일한 구성 요소는 가능한 동일한 부호로 나타내고 있음에 유의해야 한다. 또한, 본 발명의 요지를 흐리게 할 수 있는 공지 기능 및 구성에 대한 상세한 설명은 생략할 것이다.
데이터가 시작되는 위치를 추정하는 심볼 타이밍 오프셋 추정에 있어서 심볼 간 간섭인 ISI를 최소화하는 데이터 즉, 심볼이 시작되는 위치를 결정하는 것이 중요하다. 심볼이 시작되는 위치가 결정되면 결정된 심볼의 시작위치에서 수신기는 고속 퓨리에 변환(Fast Fourier Transform, 이하 'FFT'라 칭함)을 수행하게 되는데, 상기 FFT를 수행한 후 역 고속 퓨리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform, 이하 'IFFT'라 칭함) 수행 후 나타나는 채널 성분들 중에서 관찰 구간 내에서 처음으로 위치하는 채널 성분을 검출하여 상기 검출된 채널 성분까지의 길이를 심볼 타이밍 오프셋으로 추정할 수 있다. 송신기와 수신기간에 형성된 다중 경로 채널 환경에서 ISI를 최소화시킬 수 있는 최적의 FFT 시작 구간을 도 3을 참조하여 설명한다.
도 3은 다중 경로 채널 환경의 다중 채널들에 따라 수신기에 수신되는 프레임들을 도시하는 도면이다. 도 3은 다중 경로 채널 환경에서 송신기로부터 송신된 동일한 프레임(Frame)이 다중 경로 채널에 의해 수신시점을 달리하여 프레임들(301 내지 303)과 같이 수신기에 수신되는 경우를 가정하여 설명한다.
도 3을 참조하면, 프레임(301)은 수신기에 가장 먼저 수신된 프레임(이하, '제1 프레임'이라 칭함)으로 상기 제1 프레임을 전송하는 채널 경로(First arriving path)를 이하 제1 채널이라 칭한다. 프레임(302)은 상기 제1 채널 다음으로 수신기에 도착하는 채널 경로(이하, '제2 채널'이라 칭함)를 통해 수신되는 프레임(이하, '제2 프레임'이라 칭함)이며, 프레임(303)은 상기 제2 채널 다음으로 수신기에 도착하는 채널 경로('제3 채널'이라 칭함)를 통해 수신되는 프레임(이하, '제3 프레임'이라 칭함)이다. 제1 프레임(301)의 실제 심볼의 시작점은 ISI 영향을 줄이기 위하여 삽입된 보호구간인 순환 프리픽스(Cyclic Prefix, 이하 'CP'라 칭함)를 제외한 제1 채널 성분(311)이 위치하는 시점(322)이고, 제2 프레임(302)의 실제 심볼의 시작점은 CP를 제외한 제2 채널 성분(312)이 위치하는 시점(323)이며, 제3 프레임(303)의 실제 심볼의 시작점은 CP를 제외한 제3 채널성분(313)이 위치하는 시점(324)이다. 도 3과 같이 다중 경로 페이딩 채널 환경에서 ISI를 최소화시키기 위한 FFT 시작 시점은 마지막 프레임인 제3 프레임(303)이 시작되는 시점(321)부터 제1 프레임(301)의 실제 심볼의 시작점(322)까지의 구간이다. 이러한 구간을 ISI 프리 구간(ISI-free region)(320)이라한다. 여기에서 ISI를 최소화할 수 있는 구간은 제1 채널의 수신시점이다. 여기에서 최적의 FFT 시작 시점은 ISI 프리구간(320)이내인 제1 채널 성분(311)이 위치하는 시점(322)이다. ISI를 최소화하는 제1 채널성분을 검출하기 위해 파일럿 신호가 이용될 수 있는데, 파일럿 신호를 이용하여 제1 채널성분을 검출하는 과정을 이하 자세하게 설명한다.
차세대 무선 통신 시스템을 논의하는 LTE(Long Term Evolution) 시스템에서는 데이터의 고속 전송 등을 위하여 직교 주파수 분할 다중화(OFDM)/직교 주파수 분할 다중접속(Orthogonal Frequency Division Multiplex Access: OFDMA) 기반으로 하는 시스템(이하, 'OFDM 시스템'이라 칭함)을 제안한다. OFDM 시스템에서는 크게 3 종류의 파일럿 신호들이 전송된다. 상기 3종류의 파일럿 신호들은 RS, 제1 동기채널신호(Primary Synchronization CHannel, 이하 'P-SCH'라 칭함), 제2 동기채널신호(Secondary Synchronization CHannel, 이하 'S-SCH'라 칭함)일 수 있다. 상기 파일럿 신호들이 포함된 전송 프레임 구조의 예를 도 4를 참조하여 설명한다.
도 4는 OFDM 시스템에서 전송되는 프레임 구조의 예를 도시하는 도면이다.
도 4를 참조하면, OFDM 시스템에서 송신기로부터 송신된 N(N은 자연수)번째 10ms 프레임은 10개의 서브프레임(Subframe)들로 구성될 수 있다. 각 서브프레임은 2개의 슬럿(Slot)들로 구성되고, 각 슬럿은 제 6-7개의 심볼들 즉, 제0 심볼 내지 제5 심볼 또는 제0 심볼 내지 제6 심볼로 구성될 수 있다. 도 4에 도시된 바와 같이 10ms 프레임은 5ms간격으로 반복되는 구조로 심볼들이 구성될 수 있다. 도 4에 도시된 슬럿을 구성하는 심볼들을 살펴보면, 제0 슬럿의 제0 심볼 내지 제 6심볼 중에서 제0 심볼, 제1 심볼, 및 제4 심볼은 각각 RS를 포함하고, 제5 심볼은 S-SCH를 포함하며, 제6 심볼은 P-SCH를 포함한다. 상기 P-SCH 및 S-SCH는 셀 탐색(Cell Search) 등을 위해 전송되는 파일럿 신호이고, RS는 채널 추정, 채널 품질 정보(Channel Quality Information: CQI) 측정 등을 위해 전송되는 파일럿 신호이다. 또한, 제1 슬럿, 제2 슬럿, 또는 제9 슬럿에서도 제0 심볼, 제1 심볼, 및 제4 심볼이 RS를 포함한다. 이러한 프레임 구조는 5ms 간격 이후에 제10 슬럿, 제11 슬럿, 제19 슬럿에서도 반복된다. 심볼 타이밍 오프셋 추정 과정을 설명하기 위해 시간 축으로 살펴본 상기 프레임 구조를 파일럿 신호 즉, RS, P-SCH, S-SCH 각각에 대한 주파수 축 구조를 도 5 및 도 6a 내지 도 6b를 통하여 살펴본다.
도 5는 P-SCH 및 S-SCH의 주파수 축 상 구조를 도시한 도면이다.
도 5를 참조하면, 주파수 축 구조에서 보면 시스템에서 사용되는 대역폭(Bandwidth)과 무관하게 DC 서브캐리어를 중심으로 좌우로 총 62개의 서브캐리어들에 P-SCH 또는 S-SCH 파일럿 신호들이 포함된다. 즉, P-SCH 및 S-SCH는 DC 서브캐리어를 중심으로 인접 서브캐리어에 연속적으로 배치되며 DC 서브캐리어 주변 일부 서브캐리어들에만 배치되는 주파수 축 구조를 갖는다. 여기에서 DC 서브캐리어는 캐리어 신호(Carrier frequency signal)를 전송하며 통상적으로 널(Null)값을 갖는다. 참고로, LTE 시스템은 1.4MHz에서 20MHz까지 다양한 시스템 대역폭을 지원하며, FFT 사이즈의 범위는 128~2048이다.
도 6a 및 도 6b는 RS의 배치 구조를 도시한 도면들이다. LTE 시스템은 두 가지의 CP 모드들을 제공할 수 있는데 여기에서 두 가지 CP 모드들은 CP 길이가 심볼 길이의 약 1/14인 통상 CP 모드(Normal CP Length mode)와 CP 길이가 심볼 길이의 약 1/4인 확장 CP 모드(Extended CP Length mode)이다. 도 6a는 통상 CP 모드에서의 RS의 배치 구조를 도시한 도면이고, 도 6b는 확장 CP 모드에서의 RS의 배치 구조를 도시한 도면이다.
도 6a 및 도 6b를 참조하면, 제0 심볼 및 제4 심볼에 포함되는 RS는 전체 시스템 대역폭에 대하여 주파수 축으로 6개의 서브캐리어마다 하나씩 포함된다. 다시 말해서, 주파수 축에서 연속적으로 배치되는 구조인 P-SCH 또는 S-SCH와 달리 RS는 주파수 축에서 6개의 서브캐리어 간격으로 배치되는 구조를 갖는다. 또한 주파수 축에서 6개의 서브캐리어 간격으로 배치되는 RS는 도 6a 및 도 6b에서 보는 바와 같이 제0 심볼에서 위치하는 RS의 주파수와 제4 심볼에서 위치하는 RS의 주파수가 다르게 엇갈려서 위치한다. 즉, RS는 심볼들에서 동일한 주파수에 위치하지 않는다. 이러한 배치 구조를 가지는 RS 파일럿 신호에 대하여 주파수 축으로 3개의 서브캐리어 간격을 가지도록 시간 축 보간을 수행할 수 있다. 이러한 시간 축 보간에 의해 주파수 축으로 6개의 서브캐리어 간격으로 배치되는 RS를 주파수 축으로 3개의 서브캐리어 간격으로 배치되도록 할 수 있다. 이와 같은 RS 파일럿 신호에 시간 축 보간을 적용하는 이유는 파일럿 구조에서 파일럿 신호들간 간격이 좁을수록 추정할 수 있는 심볼 타이밍 오프셋의 범위가 넓어질 수 있기 때문에 최대한으로 주파수 축에서 파일럿 신호들간의 간격을 좁히기 위함이다.
이러한 파일럿 신호들을 이용하여 본 발명의 심볼 타이밍 오프셋을 추정하는 과정을 이하 도면들을 통하여 자세하게 설명한다.
도 7은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 LTE 시스템 수신기의 모뎀에서 심볼 타이밍 오프셋 추정을 위한 블록들의 구조도이다. 본 발명은 파일럿 신호로써 RS 및 S-SCH를 수신하는 모든 단말기의 모뎀(MOdulator/DEModulator: MODEM)에 적용되나 본 발명에서는 LTE 시스템 단말기의 모뎀을 예로 들어 설명한다. 또한, 이 하 본 발명에서는 설명의 편의를 위하여 상기 수신기의 모뎀의 구성요소들 중에서 심볼 타이밍 오프셋을 추정하기 위한 구성요소들만을 도시하여 설명함에 유의한다.
도 8a 및 도 8b는 본 발명의 바람직한 실시예에 따라 심볼 타이밍 오프셋을 추정하는 과정을 도시하는 흐름도들이다.
종래의 RS 파일럿 신호만을 이용하는 것에 비해 본 발명은 심볼 타이밍 오프셋 추정을 위하여 RS 및 S-SCH 파일럿 신호들을 이용하므로 수신된 신호로부터 RS 파일럿 신호뿐만 아니라 S-SCH 파일럿 신호를 추출한다. 이를 도 7 및 도 8a 및 도 8b를 참조하여 설명하면, 파일럿 신호가 수신되면 FFT부(705)는 805 단계에서 수신된 신호에 고속 퓨리에 변환(FFT)을 수행한 후 RS 추출부(RS Extractor)(710) 및 S-SCH 추출부(750)로 전달한다. 먼저 RS 파일럿 신호를 추출하는 과정을 설명하면, RS 추출부(710)는 810 단계에서 FFT 수행된 신호로부터 RS 파일럿 신호가 포함된 심볼에 대하여 주파수 축 서브캐리어들 중에서 RS 파일럿 신호가 위치하는 서브캐리어들로부터 RS 파일럿 신호를 추출한다. RS 추출부(710)에서 추출된 RS 파일럿 신호가 시간 축 보간부(Time Domain Interpolator)(715)로 전달되면, 시간 축 보간부(715)는 815 단계에서 RS 파일럿 신호에 대하여 시간 축으로 보간(또는 확장)을 적용한다. 시간 축 보간이 적용되면 주파수 축에서 RS는 보간이 적용되기 이전에 비해 좁은 주파수 간격으로 배치된다. 예를 들어, RS 파일럿 신호가 도 6a 및 도 6b와 같은 배치 구조로 배치된 경우 RS 파일럿 신호는 주파수 축으로 6 서브캐리어 간격으로 배치되어 있다. 이러한 배치 구조를 가지는 RS 파일럿 신호에 대해 시간 축으로 보간을 수행하면 RS 파일럿 신호는 주파수 축으로 3 서브캐리어 간격으로 배치되어 배치 간격이 줄어들게 된다.
시간 축으로 보간된 RS 파일럿 신호는 IFFT부(420)로 전달되고, IFFT부(420)는 820 단계에서 전달된 RS 파일럿 신호에 대하여 IFFT를 수행한다. IFFT 수행 후 출력되는 신호들은 CIR 계산(Power calculation)부(725)로 전달되고, CIR 계산부(725)는 825 단계에서 전달된 신호들 각각에 대해 파워(Power)값을 계산하여 RS 파일럿 신호 즉, RS의 채널 성분들의 파워 정보를 포함하는 채널 임펄스 응답(Channel Impulse Response, 이하 'CIR'이라 칭함) 정보(CIR 추정 결과)를 획득한다.
다음으로 S-SCH 파일럿 신호를 추출하는 과정을 설명하면, S-SCH 추출부(730)는 830 단계에서 FFT 수행된 신호로부터 S-SCH 파일럿 신호가 포함된 심볼에 대하여 주파수 축 서브캐리어들 중에서 S-SCH 파일럿 신호가 위치하는 서브캐리어들로부터 S-SCH 파일럿 신호를 추출한다. S-SCH 추출부(730)에서 추출된 S-SCH 파일럿 신호가 IFFT부(735)로 전달되면, IFFT부(735)는 835 단계에서 전달된 S-SCH 파일럿 신호에 대하여 IFFT를 수행한다. IFFT부(735)로부터 출력되는 신호들은 CIR 계산부(740)로 전달되고, CIR 계산부(740)는 840 단계에서 신호들 각각에 대한 파워값을 계산하여 S-SCH의 CIR 정보를 획득한다. 획득된 S-SCH CIR 정보는 IIR 필터(Infinite Impulse Response(이하, 'IIR'이라 칭함) Filter)(745)에 전달되면, IIR 필터(745)는 845 단계에서 상기 CIR 정보에 대하여 IIR 필터링 또는 블록 평균(Block Average))을 수행한다. 상기 S-SCH CIR 정보에 대하여 IIR 필터링 또는 블록 평균을 수행하는 이유는 도 4에 도시된 바와 같이 S-SCH 파일럿 신호는 프레 임에서 5ms 주기로 수신되어 RS 파일럿 신호에 비해 적게 수신되므로 반복 수행 후 결과값을 평균하거나 필터링함으로써 잡음 등에 의한 오차를 줄이기 위함이다. 매스킹 생성부(Masking Window Generator)(750)는 RS 파일럿 신호의 CIR 값에 존재하는 반복 성분 및 고스트 성분을 억제(Suppression)하기 위한 마스킹 신호를 생성한다. 생성되는 마스킹 신호는 두 가지 방법들에 따라 생성될 수 있는데, 첫 번째 방법은 S-SCH CIR 추정 결과 자체를 마스킹 신호로서 생성하는 방법이고, 두 번째 방법은 실제 채널성분이 위치하는 구간에 특정값을 부여함으로써 결과값을 생성하는 방법이다. 이에 대한 자세한 설명은 후술한다. 채널성분 억제(Repetition/ ghost Suppression)부(760)는 855 단계에서 마스킹 생성부(750)에 의해 생성된 마스킹 신호에 따라서 RS 파일럿 신호로부터의 CIR 추정결과를 마스킹한다. 다시 말해서, 채널성분 억제부(760)는 S-SCH 파일럿 신호로부터의 CIR(이하, 'S-SCH CIR'이라 칭함) 추정 결과를 이용하여 RS 파일럿 신호로부터의 CIR(이하, 'RS CIR'이라 칭함) 추정 결과에 존재하는 반복 성분 및/또는 고스트 성분을 억제한다.
상술한 S-SCH CIR 추정 결과를 이용하여 RS CIR 추정결과의 반복 성분 및/또는 고스트 성분을 억제하는 과정을 도면을 참조하여 자세하게 설명한다. 상기 반복 성분 및/또는 고스트 성분을 억제하는 과정을 설명하기에 앞서 S-SCH 파일럿 신호 및 RS 파일럿 신호의 특징을 살펴본다.
도 9a 내지 도 9b는 본 발명의 일실시예에 따른 S-SCH 파일럿 신호의 특성을 나타내는 주파수 축 구조 및 CIR 추정 결과를 도시하는 도면들이다. 도 10a 내지 도 10b는 본 발명의 일실시예에 따른 RS 파일럿 신호의 특성을 나타내는 주파수 축 구조 및 CIR 추정 결과를 도시하는 도면들이다. S-SCH 및 RS 파일럿 신호들 각각의 특성을 도시하는 도 9a 내지 도 9b, 및 도 10a 내지 도 10b는 설명의 편의를 위하여 다중 경로 채널이 아닌 단일 경로 채널의 경우를 예로 들어 설명한다. 그러나 S-SCH 파일럿 신호 및 RS 파일럿 신호 각각의 특성은 단일 경로 채널에 국한되지 않고 다중 경로 채널에 적용 가능함은 물론이다.
도 5와 같이 주파수 축 구조로 살펴보면 도 9a는 DC 서브캐리어를 중심으로 좌우로 총 62개의 서브캐리어들에만 포함되어 크기값(Absolute)이 '1'이고, 나머지의 서브캐리어들에서는 크기값이 '0'인 S-SCH 파일럿 신호의 특성을 도시한다. 도 9b는 시간 축에서의 S-SCH CIR 추정 결과를 도시하는 도면으로 실제 채널 성분(910)이 포함된 부분에서만 높은 파워값을 가지는 특성을 나타낸다.
도 6a 또는 도 6b와 같이 주파수 축 구조로 살펴보면 도 10a는 보간된 RS 파일럿 신호가 일정 간격, 예를 들어 주파수 축으로 3개의 서브캐리어 간격에서 크기값이 '1'이고, 나머지의 서브캐리어들에서는 크기값이 '0'인 RS 파일럿 신호의 특성을 도시한다. 따라서 크기값이 '1'인 범위가 광범위하게 분포되어 있다. 도 10b는 시간 축에서의 RS CIR 추정 결과를 도시하는 도면으로 실제 채널 성분(1010) 이외에 반복 성분들 및/또는 고스트 성분들이 발생됨을 나타낸다.
도 9a 내지 도 9b, 및 도 10a 내지 도 10b를 통하여 살펴본 바와 같이 S-SCH 파일럿 신호를 이용한 CIR 추정결과는 반복 성분 및 고스트 성분이 없지만 주파수 축 상에서 DC 중심 일부 대역에만 파일럿 신호가 존재하므로 시간 결정(Time Resolution)율이 낮아 독립적으로는 심벌 타이밍 오프셋 추정에 이용되기 불가능하 다. 그러나 지연 확산이 큰 채널 환경이나 도플러 주파수가 큰 채널 환경 등에서 S-SCH CIR 추정 결과를 이용하여 RS CIR 추정 결과에 나타나는 반복 성분 및/또는 고스트 성분을 억제해 줄 수 있다. 따라서 S-SCH CIR 추정 결과를 이용함으로써 반복 성분 및/또는 고스트 성분이 포함된 RS CIR 추정결과에 의해서도 실제 채널 성분을 정확하게 검출할 수 있도록 한다. 여기에서 S-SCH CIR 추정 결과를 이용하여 RS CIR 추정 결과에 나타나는 반복 성분 및/또는 고스트 성분을 억제해 줄 수 있는 마스킹 신호를 생성하는 방법에는 앞서 언급한 바와 같이 두 가지 방법들이 있을 수 있으며, 상기 두 가지 방법들에 의해 마스킹 신호를 생성하는 과정 및 이에 따라 RS CIR 추정 결과의 반복 성분 및/또는 고스트 성분을 억제하는 과정을 도면들을 참조하여 설명한다.
도 11a, 도 11b, 및 도 11c는 본 발명의 일실시예에 따라 RS CIR 추정 결과의 반복 성분 및/또는 고스트 성분을 억제하는 과정을 도시하는 예시도들이다.
도 11a는 S-SCH CIR 추정결과를 도시하는 도면이고, 도 11b는 RS CIR 추정결과를 도시하는 도면이며, 도 11c는 RS CIR 추정 결과의 반복 성분 및/또는 고스트 성분이 억제된 RS CIR 추정 결과를 도시하는 도면이다. 도 11a에서 보는 바와 같이 S-SCH는 실제 채널 성분들(1101) 이외에는 CIR 파워값으로 거의 '0'값을 갖으며, 도 11b에서 보는 바와 같이 RS는 실제 채널 성분들(1111) 이외에도 반복 성분 및/또는 고스트 성분들에 의해 CIR 파워값을 가지는 채널 성분들이 다수 개 나타난다. 도 11a의 S-SCH CIR 추정결과 자체를 도 11b의 RS CIR 추정결과와 곱하면 반복 성분 및/또는 고스트 성분들이 억제되고 도 11c와 같이 실제 채널 성분들(1121)이 나 타난다. 도 11a 내지 도 11c는 S-SCH CIR 추정결과 자체를 마스킹 신호로 생성하는 방법에 의해 RS CIR 추정 결과의 반복 성분 및/또는 고스트 성분이 억제되는 과정을 보여주는 도면들이다. 다시 말해서, 도 11a의 S-SCH CIR 추정결과 자체와 도 11b의 RS CIR 추정결과에 대하여 곱 연산을 수행함으로써 RS CIR 추정 결과의 반복 성분 및/또는 고스트 성분이 억제된 RS CIR 추정 결과가 획득될 수 있다.
도 12a, 도 12b, 도 12c, 도 12d, 도 12e, 및 도 12f는 본 발명의 다른 실시예에 따라 RS CIR 추정 결과의 반복 성분 및/또는 고스트 성분을 억제하는 과정을 도시하는 예시도들이다. 도 12a 내지 도 12f는 실제 채널성분이 위치하는 구간에 특정 값(예를 들어, '1')을 부여함으써 생성된 결과값을 이용하여 RS CIR 추정 결과의 반복 성분 및/또는 고스트 성분이 억제하는 과정을 도시하는 도면들이다.
도 12a는 S-SCH 파일럿 신호의 특성에 따라 실제 채널성분들(1201)만이 높은 파워값을 가지는 S-SCH CIR 추정결과를 도시하는 도면이다. 도 12b는 도 12a와 같은 S-SCH CIR 추정 결과에 미리 설정된 임계값 이하인 CIR 파워값을 가지는 값들은 '0'값을 삽입하는 임계값 검사(Threshold test)가 수행된 후 획득되는 S-SCH CIR 추정 결과를 도시하는 도면이다. 임계값 이하인 CIR 파워값에 대해서는 '0'이 삽입되므로 실제 채널 성분(1211) 이외에는 도 12b와 같이 거의 '0'값을 갖는다. 도 12c는 임계값 검사 수행 후 획득된 S-SCH CIR 추정 결과에서 OFDM 샘플에 대해 이동하면서 정해진 구간(Window)내 채널 성분들의 CIR 파워값들을 합산한 결과값을 도시하는 도면이다. 합산한 결과값은 도 12c에서와 같이 실제 채널 성분들을 가지는 구간(1221)에서 비교적 높은 값들을 가진다. 도 12c에서 가장 높은 값을 가지는 위치를 중심으로 일정 길이, 예를 들어 CP 길이만큼의 구간에 특정값, 예를 들어 '1'을 부여하는 마스킹 윈도우(Masking window)를 설정하는데 도 12d는 이렇게 설정된 마스킹 윈도우(1231)를 도시한다. 도 12e는 RS CIR 추정 결과를 도시하는 도면이다. RS 파일럿 신호의 특성에 따라 도 12e에 도시된 바와 같이 RS CIR 추정 결과는 실제 채널 성분들(1241) 이외에 다수의 반복 성분 및/또는 고스트 성분들을 포함한다. 반복 성분 및/또는 고스트 성분이 포함된 도 12e와 같은 RS CIR 추정 결과와 생성된 마스킹 신호 즉, 도 12d와 같은 결과값에 대해 곱 연산을 수행함으로써, 도 12f에서 보는 바와 같이 RS CIR 추정 결과에 포함된 반복 성분들 또는 고스트 성분들은 억제되고 실제 채널 성분들(1251)만이 높은 파워값을 가진다.
도 11c 및 도 12f와 같은 반복 성분 및/또는 고스트 성분이 억제된 RS CIR 추정 결과가 획득되면 IFFT 출력 시점을 기준으로 설정된 고정 관찰 구간 내에서 피크의 위치를 검출하고 검출된 피크 위치를 중심점으로 하여 좌우로 CP 길이만큼의 구간으로 가변 관찰 구간을 설정한 후 가변 관찰 구간내의 제1 수신 경로를 검출함으로써 심볼 타이밍 오프셋이 추정된다. 이러한 반복 성분 및/또는 고스트 성분이 억제된 RS CIR 추정결과로부터 심볼 타이밍 오프셋을 추정하는 과정에 대해 자세하게 설명한다.
도 7 및 도 8b로 되돌아가서, 반복 성분 및/또는 고스트 성분들이 억제된 RS CIR 추정 결과를 전달받은 관찰 구간 설정부(Observation Window Generator)(765)는 860 단계에서 IFFT 출력 시점을 중심으로 파일럿 신호의 주파수 축 상 배치 구조에 따라 일정한 길이를 가지는 고정 관찰 구간을 설정한다. 예를 들어 고정 관찰 구간은 심볼 길이의 1/3 길이를 가지도록 설정된다. 관찰 구간 설정부(765)는 865 단계에서 상기 설정된 고정 관찰 구간내에서 최대 파워를 가지는 피크(Peak)의 위치를 검출하여 상기 검출된 위치를 가변 관찰 구간의 중심점으로 결정한다. 관찰 구간 설정부(765)는 870 단계에서 결정된 가변 관찰 구간의 중심점을 기준으로 미리 정해진 길이의 가변 관찰 구간을 설정한다. 예를 들어, 가변 관찰 구간의 중심점을 기준으로 좌우로 CP 길이만큼을 설정하여 총 가변 관찰 구간의 길이가 CP 길이의 2배가 되도록 가변 관찰 구간이 설정될 수 있다. 제1 수신 경로 검출부(First Arriving Path Searcher)(770)는 875 단계에서 반복 성분 및/또는 고스트 성분들이 억제된 RS CIR 추정 결과에 설정된 가변 관찰 구간 내에서 가장 먼저 수신되는 경로 즉, 제1 수신 경로의 채널 성분을 검출한다. 심볼 타이밍 추정부(Symbol Timing Estimator)(775)는 880 단계에서 검출된 채널 성분을 이용하여 심볼의 타이밍 오프셋을 추정하고 보정한다. 이러한 과정에 의해 본 발명은 심볼 타이밍 오프셋을 정확하게 추정할 수 있다.
상술한 S-SCH CIR 추정 결과를 이용하여 반복 성분 및/또는 고스트 성분이 억제된 RS CIR 추정결과에서 가변 관찰 구간이 설정되고 심볼 타이밍 오프셋이 추정되는 과정을 예시를 통하여 자세하게 살펴본다.
도 13a 및 도 13b는 반복 성분 및 고스트 성분을 가지는 RS CIR 추정 결과의 예시도들이고, 도 13c는 본 발명의 일실시예에 따라 반복 성분 및/또는 고스트 성분이 억제된 RS CIR 추정 결과에 가변 관찰 구간이 설정된 예시도이다.
도 13a는 큰 지연 확산이 존재하는 환경에서 예를 들어 지연 확산이 15us(심 볼 길이의 약 1/4)인 두 개의 경로들을 가지는 다중 경로 페이딩 채널 환경을 가정하여 RS CIR 추정 결과를 도시한 예이다. 이때 RS 파일럿 신호들의 간격은 도 6a 및 도 6b에서 설명한 바와 같이 RS 파일럿 신호에 대해 시간 축 보간을 수행하여 주파수 축으로 3개의 서브캐리어 간격인 경우 즉, RS 파일럿 간격이 3인 경우를 가정한다. 도 13a와 같이 큰 지연 확산이 존재하는 환경이므로 RS 파일럿 신호에 의한 실제 채널 성분(1302)이외에도 다수의 반복 성분들이 존재한다. 여기에 IFFT 출력 시점(1304)을 중심으로 좌우로 심볼 길이의 1/6에 해당하는 길이의 구간(전체 고정 관찰 구간은 심벌 길이의 1/3)을 가지는 고정 관찰 구간(1301)이 설정된다. 설정된 고정 관찰 구간(1301) 내에 위치하면서 최대 파워를 가지는 피크가 검출되고, 검출된 피크의 위치(1303)가 이후 설정되는 가변 관찰 구간의 중심점이 된다. 특히, 도 13a에서의 큰 지연 확산에 의한 반복 성분 발생은 CP의 길이가 심볼 길이에 비해 긴 확장 CP 모드(Extended CP)에서 발생될 수 있다.
도 13b는 채널의 지연 확산이 5us(심볼 길이의 약 1/12)인 두 개의 경로들을 가지며 큰 도플러 주파수인 약 900Hz(중심 주파수 2.7GHz, 단말기의 이동 속도 약 370km/h)를 가지는 다중 경로 페이딩 채널 환경을 가정하여 RS CIR 추정 결과를 도시한 예이다. 이때 RS 파일럿 신호들의 간격은 도 6a 및 도 6b에서 설명한 바와 같이 RS 파일럿 신호에 대해 시간 축 보간을 수행하여 주파수 축으로 3개의 서브캐리어 간격인 경우 즉, RS 파일럿 간격이 3인 경우를 가정한다. 도 13b에서 채널의 지연 확산은 심볼 길이의 약 1/12로써 비교적 짧으므로 반복 성분에 의한 중복은 발생되지 않으나, 단말기의 이동 속도가 빨라짐에 따라 채널의 시간적 변화량이 커지 면서 RS 파일럿 신호에 대해 수행된 시간 축 보간의 결과에서 보간 오류 발생률이 높아지고 이로 인해 고스트 성분이 발생될 수 있다. 따라서 RS CIR 추정 결과는 RS 파일럿 신호의 실제 채널 성분(1312)이외에도 반복 성분 및/또는 고스트 성분 특히, 고스트 성분이 존재한다. 여기에 IFFT 출력 시점(1314)을 중심으로 좌우로 심볼 길이의 1/6에 해당하는 길이의 구간(전체 고정 관찰 구간은 심벌 길이의 1/3)을 가지는 고정 관찰 구간(1311)이 설정된다. 설정된 고정 관찰 구간(1311) 내에 위치하면서 최대 파워를 가지는 피크가 검출되고, 검출된 피크의 위치(1313)가 이후 설정되는 가변 관찰 구간의 중심점이 된다.
도 13c는 본 발명의 바람직한 실시예에 따라 심볼 타이밍 오프셋을 추정하기 위해 RS CIR 추정 결과에 가변 관찰 구간을 설정하는 예를 도시한다. 큰 지연 확산 또는 큰 도플러 주파수를 가지는 다중 경로 페이딩 채널 환경에서 나타나는 반복 성분 및/또는 고스트 성분을 가지는 도 13a 또는 도 13b와 같은 RS CIR 추정 결과로부터 심볼 타이밍 오프셋을 추정하기 위한 가변 관찰 구간을 설정하는 구체적인 예를 설명한다. 도 13c는 큰 지연 확산 또는 큰 도플러 주파수를 가지는 다중 경로 페이딩 채널 환경에서 나타나는 반복 성분 및/또는 고스트 성분을 가지는 도 13a 및 도 13b 중에서 설명의 편의를 위하여 도 13a만을 예로 들어 설명한다. 도 13a에서 검출된 피크 위치(1303)를 중심점(Center position)(1322)으로 설정하고 중심점의 좌우로 CP 길이만큼의 길이를 가지는 구간으로 가변 관찰 구간(1321)이 설정된다. 도 13a에서의 실제 채널 성분(1302)이외의 반복 성분들은 도 13c에서의 반복 성분들(1323)과 같이 억제된다. CP 길이의 2배의 길이를 가지는 가변 관찰 구 간(1321)은 실제 채널 성분(1324)을 모두 포함하면서 위치한다. 가변 관찰 구간(1321)내 모두 포함되는 실제 채널 성분들(1324) 중에서 가장 먼저 도착한 채널(1324)이 제1 수신 경로로서 검출된다. 검출된 제1 수신 경로(1324)를 이용하여 심볼 타이밍 오프셋이 추정 및 보정될 수 있다.
상술한 큰 지연 확산 또는 큰 도플러 주파수를 가지는 다중 경로 페이딩 채널 환경에서 본 발명에서 제안되는 RS 파일럿 신호 및 S-SCH 파일럿 신호를 이용하여 심볼 타이밍 오프셋 추정 과정들을 수행하는 경우와 종래의 RS 파일럿 신호만을 이용하여 심볼 타이밍 오프셋 추정 과정들을 수행하는 경우에 대하여 추적(Tracking)의 예를 도 14a 및 도 14b를 참조하여 설명한다.
도 14a 및 도 14b는 RS만을 이용한 심볼 타이밍 오프셋 추정 알고리즘 및 RS 및 S-SCH를 이용한 심볼 타이밍 오프셋 추정 알고리즘에 대하여 심볼 타이밍 동기화에 대한 성능을 비교하는 그래프들이다. 도 14a 및 도 14b는 시스템 대역폭이 10MHz(FFT-1024)이고, 두 개의 채널 경로들을 가지는 다중 경로 페이딩 채널을 가지며, 지연 확산은 150us(심벌 길이의 약 1/4)이고, 채널의 도플러 주파수는 900Hz(중심 주파수-2.7GHz, 단말기의 이동 속도-370km/h)인 경우를 가정하여 실험한 결과를 나타내는 그래프들이다.
도 14a를 참조하면, 본 발명에서 제안되는 알고리즘(Proposed algorithm)에 의한 경우 심볼 타이밍 오프셋 존재로 인해 처음에는 심볼 타이밍의 값이 '0'에 도달하지 않지만 일정 슬럿들(시간)이 지나면 심볼 타이밍 값이 '0'에 도달하고 그 이후는 거의 '0'값을 유지한다. 여기에서 심볼 타이밍 값이 '0'인 경우는 심볼 타 이밍이 동기화된 경우를 의미하며, 이때를 '수렴'된 경우라 칭하고 처음부터 수렴된 때까지의 시간을 수렴 시간이라 칭한다. 반면에 RS만을 이용한 알고리즘(RS only CIR algorithm)에 의한 경우 수렴 시간이 본 발명에서 제안되는 알고리즘에 의한 경우보다 더 많이 소요된다. 즉, 본 발명에서 제안되는 알고리즘에 의한 경우의 수렴 시간이 RS만을 이용한 알고리즘에 의한 경우의 수렴 시간보다 빠르다. 또한, 수렴된 이후에도 RS만을 이용한 알고리즘에 의한 경우는 심볼 타이밍 값이 '0'을 유지하지 않고 자주 이탈하는데 이러한 심볼 타이밍 값이 '0'으로부터 이탈하는 이유는 심볼 타이밍 오프셋 추정 오류에 의해 초래된다. 여기에서 수렴 이후 심볼 타이밍 값이 '0'을 유지하는 정상 상태(Steady-state)를 벗어나는 정도는 변화값인 지터(Jitter)값을 통해 확인할 수 있다. 상기 두 알고리즘들에 의한 경우들 각각에서 정상 상태 지터값들을 비교하는 그래프들이 도 14b에 도시된다. 도 14b에서 보는 바와 같이 본 발명의 알고리즘에 의한 경우 정상 상태 지터값은 잡음(잡음 대 반송파율(Carrier to noise: CNR)(dB)에 따른 채널 환경들에서 최대 2 샘플(OFDM sample)들 이내의 변화값을 보이지만, RS만을 이용한 알고리즘에 의한 경우 정상 상태 지터값은 잡음에 따른 채널 환경들에서 최대 10 샘플들 이내의 변화값을 보인다.
따라서 본 발명에서 제안되는 알고리즘에 의한 심볼 타이밍 오프셋 추정 방법은 RS만을 이용한 알고리즘에 의한 심볼 타이밍 오프셋 추정 방법보다 심볼 타이밍을 동기화하는 시간도 빠르고, 심볼 타이밍이 동기화된 이후에도 정상 상태를 유지하는 지터값도 낮다. 따라서 본 발명에서 제안되는 알고리즘에 의한 심볼 타이밍 오프셋 추정 방법은 RS만을 이용한 알고리즘에 의한 심볼 타이밍 오프셋 추정 방법보다 심볼 타이밍 오프셋을 추정하는 성능이 우수하다.
한편 본 명세서와 도면에 개시된 본 발명의 실시예들은 본 발명의 기술 내용을 쉽게 설명하고 본 발명의 이해를 돕기 위해 특정 예를 제시한 것일 뿐이며, 본 발명의 범위를 한정하고자 하는 것을 아니다. 여기에 개시된 실시예들 이외에도 본 발명의 기술적 사상에 바탕을 둔 다른 변형 예들이 실시 가능하다는 것은 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 자명한 것이다.
도 1은 종래의 큰 지연 확산을 가지는 다중 경로 페이딩 채널에서의 채널 성분들을 도시하는 예시도.
도 2는 종래의 큰 도플러 주파수를 가지는 다중 경로 페이딩 채널에서 나타나는 채널 성분을 도시하는 예시도.
도 3은 다중 경로 채널 환경의 다중 채널들에 따라 수신기에 수신되는 프레임들을 도시하는 도면.
도 4는 OFDM 시스템에서 전송되는 프레임 구조의 예를 도시하는 도면.
도 5는 P-SCH 및 S-SCH의 주파수 축 상 구조를 도시한 도면.
도 6a 및 도 6b는 RS의 배치 구조를 도시한 도면들.
도 7은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 LTE 시스템 수신기의 모뎀에서 심볼 타이밍 오프셋 추정을 위한 블록들의 구조도.
도 8a 및 도 8b는 본 발명의 바람직한 실시예에 따라 심볼 타이밍 오프셋을 추정하는 과정을 도시하는 흐름도들.
도 9a 내지 도 9b는 본 발명의 일실시예에 따른 S-SCH 파일럿 신호의 특성을 나타내는 주파수 축 구조 및 CIR 추정 결과를 도시하는 도면들.
도 10a 내지 도 10b는 본 발명의 일실시예에 따른 RS 파일럿 신호의 특성을 나타내는 주파수 축 구조 및 CIR 추정 결과를 도시하는 도면들.
도 11a, 도 11b, 및 도 11c는 본 발명의 일실시예에 따라 RS CIR 추정 결과의 반복 성분 및/또는 고스트 성분을 억제하는 과정을 도시하는 예시도들.
도 12a, 도 12b, 도 12c, 도 12d, 도 12e, 및 도 12f는 본 발명의 다른 실시예에 따라 RS CIR 추정 결과의 반복 성분 및/또는 고스트 성분을 억제하는 과정을 도시하는 예시도들.
도 13a 및 도 13b는 반복 성분 및 고스트 성분을 가지는 RS CIR 추정 결과의 예시도들.
도 14a 및 도 14b는 심볼 타이밍 동기화에 대한 성능을 비교하는 그래프들.

Claims (25)

  1. 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 시스템에서 심볼 타이밍 오프셋(Symbol Timing Offset)을 추정하는 방법에 있어서,
    수신된 파일럿(Pilot) 신호를 이용하여 기준신호(RS)에 대한 채널 성분들의 파워값(Power) 정보를 포함하는 RS 채널 임펄스 응답(CIR) 정보를 획득하는 과정과,
    상기 수신된 파일럿 신호를 이용하여 제2 동기채널신호(S-SCH)에 대한 채널 성분들의 파워값 정보를 포함하는 S-SCH CIR 정보를 획득하는 과정과,
    상기 획득된 S-SCH CIR 정보를 이용하여 상기 RS CIR 정보에서 RS의 실제 채널성분 이외의 채널 성분들을 억제하는 과정과,
    상기 실제 채널성분을 포함하는 관찰 구간을 미리 설정된 길이로 설정하는 과정과,
    상기 설정된 관찰 구간에서 가장 먼저 수신된 채널성분(제1 수신경로)을 검출하는 과정과,
    상기 검출된 제1 수신경로를 이용하여 데이터가 시작되는 위치를 추정하는 심볼 타이밍 오프셋을 추정하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 심볼 타이밍 오프셋 추정 방법.
  2. 제 1항에 있어서, 상기 관찰 구간을 설정하는 과정은,
    상기 RS CIR 정보에서 역 고속 퓨리에 변환(IFFT) 출력 시점을 중심으로 일정 길이를 가지며 설정된 고정 관찰 구간 내에 최대 파워값을 가지는 채널성분(피크 채널성분)을 검출하는 과정과,
    상기 검출된 피크 채널성분이 위치하는 위치(피크 위치)를 중심으로 미리 설정된 길이를 가지는 가변 관찰 구간을 설정하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 심볼 타이밍 오프셋 추정 방법.
  3. 제 1항에 있어서, 상기 RS의 실제 채널성분 이외의 채널 성분들을 억제하는 과정은,
    상기 획득된 RS CIR 정보와 상기 획득된 S-SCH CIR 정보에 대하여 곱 연산을 수행하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 심볼 타이밍 오프셋 추정 방법.
  4. 제 3항에 있어서, 상기 RS의 실제 채널성분 이외의 채널 성분들은,
    지연확산이 큰 경우 심볼 간 간섭으로 인해 발생되는 반복 채널성분들 또는 상기 파일럿 신호를 수신하는 단말기의 빠른 이동으로 인해 도플러 주파수가 큰 경우 발생되는 고스트 채널성분들 및 상기 반복 채널성분들임을 특징으로 하는 심볼 타이밍 오프셋 추정 방법.
  5. 제 2항에 있어서, 상기 가변 관찰 구간의 상기 미리 설정된 길이는 보호구간인 순환 프리픽스(CP)의 길이의 2배이며, 상기 가변 관찰 구간은 상기 피크 위치를 중심으로 좌우로 CP 길이만큼씩 설정됨을 특징으로 하는 심볼 타이밍 오프셋 추정 방법.
  6. 제 5항에 있어서, 상기 가변 관찰 구간이 설정되는 위치는 상기 피크 위치에 따라 변경 가능함을 특징으로 하는 심볼 타이밍 오프셋 추정 방법.
  7. 제 1항에 있어서, 상기 RS의 실제 채널성분 이외의 채널 성분들을 억제하는 과정은,
    상기 획득된 S-SCH CIR 정보에 대해 임계값 검사를 수행하는 과정과,
    상기 임계값 검사가 수행된 S-SCH CIR 정보에 대해 이동하면서 미리 정해진 구간내의 파워값들을 합산하는 과정과,
    상기 합산된 값들 중에서 가장 높은 합산값을 가지는 위치를 중심으로 미리 설정된 길이의 구간에 일정값을 부여하는 과정과,
    상기 획득된 RS CIR 정보와 상기 미리 설정된 길이의 구간에 일정값이 부여 된 결과값에 대하여 곱 연산을 수행하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 심볼 타이밍 오프셋 추정 방법.
  8. 제 7항에 있어서, 상기 임계값 검사를 수행하는 과정은,
    상기 획득된 S-SCH CIR 정보에서 미리 설정된 임계값 이하인 파워값을 가지는 채널성분들의 파워값을 '0'으로 설정하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 심볼 타이밍 오프셋 추정 방법.
  9. 제 2항에 있어서, 상기 고정 관찰 구간의 상기 일정 길이는 심볼 길이의 3분의 1의 길이이며, 상기 고정 관찰 구간은 상기 IFFT 출력 시점을 중심으로 좌우로 상기 심볼 길이의 6분의 1의 길이만큼씩 설정됨을 특징으로 하는 심볼 타이밍 오프셋 추정 방법.
  10. 제 1항에 있어서,
    상기 RS CIR 정보 획득 전에 상기 수신된 파일럿 신호에 대해 고속 퓨리에 변환(FFT)을 수행하는 과정과,
    상기 FFT 수행된 파일럿 신호로부터 상기 RS를 추출하는 과정과,
    상기 추출된 RS에 대해 시간 축 보간을 수행하는 과정과,
    상기 시간 축 보간된 RS에 대해 IFFT를 수행하는 과정과,
    상기 IFFT 수행후 출력된 상기 RS에 대한 채널성분들의 파워값을 계산하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 심볼 타이밍 오프셋 추정 방법.
  11. 제 1항에 있어서,
    상기 S-SCH CIR 정보 획득 전에 상기 수신된 파일럿 신호에 대해 고속 퓨리에 변환(FFT)을 수행하는 과정과,
    상기 FFT 수행된 파일럿 신호로부터 상기 S-SCH를 추출하는 과정과,
    상기 추출된 S-SCH에 대해 IFFT를 수행하는 과정과,
    상기 IFFT 수행후 출력된 상기 S-SCH에 대한 채널성분들의 파워를 계산하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 심볼 타이밍 오프셋 추정 방법.
  12. 제 11항에 있어서,
    상기 S-SCH CIR 정보 획득 후, 상기 획득된 S-SCH CIR 정보에 대해 IIR 필터링 혹은 블록 평균을 수행하는 과정과,
    상기 IIR 필터링 혹은 블록 평균이 수행된 S-SCH CIR 정보에 대해 상기 RS CIR 정보에서 상기 RS의 실제 채널성분 이외의 채널 성분들을 억제하기 위한 마스 킹(Masking) 신호를 생성하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 심볼 타이밍 오프셋 추정 방법.
  13. 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 시스템에서 심볼 타이밍 오프셋(Symbol Timing Offset)을 추정하는 장치에 있어서,
    수신된 파일럿(Pilot) 신호를 이용하여 기준신호(RS)에 대한 채널 성분들의 파워(Power) 정보를 포함하는 RS 채널 임펄스 응답(CIR) 정보 및 제2 동기채널신호(S-SCH)에 대한 채널 성분들의 파워 정보를 포함하는 S-SCH CIR 정보를 획득하는 CIR 계산부와,
    상기 획득된 S-SCH CIR 정보를 이용하여 상기 RS CIR 정보에서 RS의 실제 채널성분 이외의 채널 성분들을 억제하는 채널성분 억제부와,
    상기 실제 채널성분을 포함하는 관찰 구간을 미리 설정된 길이로 설정하는 관찰 구간 설정부와,
    상기 설정된 관찰 구간에서 가장 먼저 수신된 채널성분(제1 수신경로)이 검출되면, 상기 검출된 제1 수신경로를 이용하여 데이터가 시작되는 위치를 추정하는 심볼 타이밍 오프셋을 추정하는 추정부를 포함함을 특징으로 하는 심볼 타이밍 오프셋 추정 장치.
  14. 제 13항에 있어서, 상기 관찰 구간 설정부는,
    상기 RS CIR 정보에서 역 고속 퓨리에 변환(IFFT) 출력 시점을 중심으로 일정 길이를 가지는 고정 관찰 구간을 설정하고, 상기 설정된 고정 관찰 구간 내에 최대 파워를 가지는 채널성분(피크 채널성분)을 검출하며, 상기 검출된 피크 채널성분이 위치하는 위치(피크 위치)를 중심으로 미리 설정된 길이를 가지는 가변 관찰 구간을 설정함을 특징으로 하는 심볼 타이밍 오프셋 추정 장치.
  15. 제 13항에 있어서, 상기 채널성분 억제부는,
    상기 획득된 RS CIR 정보와 상기 획득된 S-SCH CIR 정보에 대하여 곱 연산을 수행함을 특징으로 하는 심볼 타이밍 오프셋 추정 장치.
  16. 제 15항에 있어서, 상기 RS의 실제 채널성분 이외의 채널 성분들은,
    지연확산이 큰 경우 심볼 간 간섭으로 인해 발생되는 반복 채널성분들 또는 상기 파일럿 신호를 수신하는 단말기의 빠른 이동으로 인해 도플러 주파수가 큰 경우 발생되는 고스트 채널성분들 및 상기 반복 채널성분들임을 특징으로 하는 심볼 타이밍 오프셋 추정 장치.
  17. 제 14항에 있어서, 상기 관찰 구간 설정부는,
    상기 가변 관찰 구간을 보호구간인 순환 프리픽스(CP)의 길이의 2배의 길이로 상기 피크 위치를 중심으로 좌우로 CP 길이가 되도록 설정함을 특징으로 하는 심볼 타이밍 오프셋 추정 장치.
  18. 제 17항에 있어서, 상기 가변 관찰 구간이 설정되는 위치는 상기 피크 위치에 따라 변경 가능함을 특징으로 하는 심볼 타이밍 오프셋 추정 장치.
  19. 제 13항에 있어서, 상기 채널 성분 억제부는,
    상기 획득된 S-SCH CIR 정보에 대해 임계값 검사를 수행하고, 상기 임계값 검사가 수행된 S-SCH CIR 정보에 대해 이동하면서 미리 정해진 구간내의 파워들을 합산하고, 상기 합산된 값들 중에서 가장 높은 합산값을 가지는 위치를 중심으로 미리 설정된 길이의 구간에 일정값을 부여하여 획득된 결과값과 상기 획득된 RS CIR 정보에 대하여 곱 연산을 더 수행함을 특징으로 하는 심볼 타이밍 오프셋 추정 장치.
  20. 제 19항에 있어서, 상기 임계값 검사는,
    상기 획득된 S-SCH CIR 정보에서 미리 설정된 임계값 이하인 파워를 가지는 채널성분들의 파워를 '0'으로 설정하는 것임을 특징으로 하는 심볼 타이밍 오프셋 추정 장치.
  21. 제 14항에 있어서, 상기 관찰 구간 설정부는,
    상기 고정 관찰 구간을 심볼 길이의 3분의 1의 길이로 상기 IFFT 출력 시점을 중심으로 좌우로 상기 심볼 길이의 6분의 1의 길이가 되도록 설정함을 특징으로 하는 심볼 타이밍 오프셋 추정 장치.
  22. 제 13항에 있어서,
    상기 수신된 파일럿 신호에 대해 고속 퓨리에 변환(FFT)을 수행하는 FFT부와,
    상기 FFT 수행된 파일럿 신호로부터 상기 RS를 추출하는 RS 추출부와,
    상기 추출된 RS에 대해 시간 축 보간을 수행하는 보간부와,
    상기 시간 축 보간된 RS에 대해 IFFT를 수행하는 IFFT부를 더 포함함을 특징으로 하는 심볼 타이밍 오프셋 추정 장치.
  23. 제 22항에 있어서, 상기 CIR 계산부는,
    상기 IFFT부로부터 출력된 상기 RS에 대한 채널성분들의 파워를 계산하는 RS CIR 계산부를 더 포함함을 특징으로 하는 심볼 타이밍 오프셋 추정 장치.
  24. 제 13항에 있어서,
    상기 수신된 파일럿 신호에 대해 고속 퓨리에 변환(FFT)을 수행하는 FFT부와,
    상기 FFT 수행된 파일럿 신호로부터 상기 S-SCH를 추출하는 S-SCH 추출부와,
    상기 추출된 S-SCH에 대해 IFFT를 수행하는 IFFT부와,
    상기 획득된 S-SCH CIR 정보에 대해 IIR 필터링 혹은 블록 평균을 수행하는 필터링부와,
    상기 IIR 필터링 혹은 블록 평균이 수행된 S-SCH CIR 정보에 대해 상기 RS CIR 정보에서 상기 RS의 실제 채널성분 이외의 채널 성분들을 억제하기 위한 마스킹(Masking) 신호를 생성하는 마스킹 생성부를 더 포함함을 특징으로 하는 심볼 타이밍 오프셋 추정 장치.
  25. 제 24항에 있어서, 상기 CIR 계산부는,
    상기 IFFT부로부터 출력된 상기 S-SCH에 대한 채널성분들의 파워를 계산하는 S-SCH CIR 계산부를 더 포함함을 특징으로 하는 심볼 타이밍 오프셋 추정 장치.
KR20080061563A 2008-06-27 2008-06-27 무선통신 시스템에서 심볼 타이밍 오프셋 추정 방법 및장치 KR101485780B1 (ko)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR20080061563A KR101485780B1 (ko) 2008-06-27 2008-06-27 무선통신 시스템에서 심볼 타이밍 오프셋 추정 방법 및장치
US12/493,904 US8243777B2 (en) 2008-06-27 2009-06-29 Method and apparatus for estimating symbol timing offset in wireless communication system

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR20080061563A KR101485780B1 (ko) 2008-06-27 2008-06-27 무선통신 시스템에서 심볼 타이밍 오프셋 추정 방법 및장치

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20100001592A KR20100001592A (ko) 2010-01-06
KR101485780B1 true KR101485780B1 (ko) 2015-01-23

Family

ID=41447402

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR20080061563A KR101485780B1 (ko) 2008-06-27 2008-06-27 무선통신 시스템에서 심볼 타이밍 오프셋 추정 방법 및장치

Country Status (2)

Country Link
US (1) US8243777B2 (ko)
KR (1) KR101485780B1 (ko)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11044722B2 (en) 2016-05-03 2021-06-22 Huawei Technologies Co., Ltd. Method, apparatus, and system for configuring symbol transmit timing

Families Citing this family (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8494070B2 (en) 2010-05-12 2013-07-23 Qualcomm Incorporated Channel impulse response (CIR)-based and secondary synchronization channel (SSC)-based (frequency tracking loop (FTL)/time tracking loop (TTL)/channel estimation
US8649446B2 (en) * 2010-10-29 2014-02-11 Texas Instruments Incorporated System and method for channel classification
KR20120093026A (ko) * 2011-02-14 2012-08-22 주식회사 팬택 무선통신 시스템에서의 참조신호 할당방법과 할당장치, 및 그를 이용한 참조신호 수신방법과 장치
US8879676B2 (en) * 2011-11-01 2014-11-04 Intel Corporation Channel response noise reduction at digital receivers
US9185614B2 (en) * 2011-11-10 2015-11-10 Qualcomm Incorporated Computation of measurement metrics for wireless networks
KR101276036B1 (ko) * 2011-11-29 2013-06-20 세종대학교산학협력단 직교 주파수 분할 다중 변조 방식 통신 시스템의 순환 지연 다이버시티 기법을 이용하는 송신기 및 잔여 시간 오차를 추정하는 수신기
US9178562B2 (en) 2012-07-16 2015-11-03 Qualcomm Incorporated Method and apparatus to dynamically select UE processing capabilities based on channel impulse response estimates
CN102932291B (zh) * 2012-10-29 2015-01-21 合肥东芯通信股份有限公司 一种lte系统下行链路rs的信道估计方法及装置
US9001878B2 (en) 2013-02-19 2015-04-07 Qualcomm Incorporated Method and apparatus to determine time and distance between transceivers using phase measurements
US9872263B1 (en) * 2013-09-05 2018-01-16 Sprint Communications Company L.P. Generating reference signals from selected signals
US9137767B1 (en) 2013-09-05 2015-09-15 Sprint Communications Company L.P. Generating frequency reference signals
US9419840B1 (en) * 2013-11-26 2016-08-16 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy Adaptive OFDM synchronization method using quadratic search step sizes
KR102158765B1 (ko) 2014-01-22 2020-09-22 삼성전자주식회사 모뎀 및 이의 구동 방법
US9203676B1 (en) 2014-06-11 2015-12-01 Wipro Limited Apparatus and method for estimating symbol timing offset
KR101643180B1 (ko) * 2014-12-29 2016-07-27 한화탈레스 주식회사 광범위 주파수옵셋의 추정 및 보정 능력을 가지는 ｐｄｉ 동기화 장치 및 방법
KR101620293B1 (ko) 2015-01-09 2016-05-23 주식회사 이노와이어리스 대역확산 시스템에서 타이밍옵셋 보상 장치 및 방법
KR102299864B1 (ko) * 2015-03-13 2021-09-08 삼성전자주식회사 비직교 송신 신호를 사용하는 다중 반송파 시스템에서 가변 관찰 길이를 사용해 신호를 송수신하는 방법 및 장치
CN106101043B (zh) * 2016-05-31 2019-05-17 中国航天科技集团公司第九研究院第七七一研究所 宽带无线通信系统中时频联合估计方法

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20030097093A (ko) * 2002-06-19 2003-12-31 주식회사 케이티 무선 랜 시스템을 위한 직교주파수분할다중화 동기복조방법 및 그 장치
KR100734378B1 (ko) 2006-04-07 2007-07-03 엘지전자 주식회사 방송 신호 복조 장치
US20080025417A1 (en) 2006-07-28 2008-01-31 Samsung Electronics Co., Ltd. Synchronization circuits, orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) receivers, and related methods and computer program products

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6650617B1 (en) * 2000-02-22 2003-11-18 Thomson Licensing S.A. Reduced complexity FFT window synchronization for an orthogonal frequency division multiplexing system
US7630450B2 (en) * 2005-06-16 2009-12-08 Motorola, Inc. OFDM channel estimator
JP5175761B2 (ja) * 2009-02-12 2013-04-03 株式会社東芝 Ｏｆｄｍ受信装置

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20030097093A (ko) * 2002-06-19 2003-12-31 주식회사 케이티 무선 랜 시스템을 위한 직교주파수분할다중화 동기복조방법 및 그 장치
KR100734378B1 (ko) 2006-04-07 2007-07-03 엘지전자 주식회사 방송 신호 복조 장치
US20080025417A1 (en) 2006-07-28 2008-01-31 Samsung Electronics Co., Ltd. Synchronization circuits, orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) receivers, and related methods and computer program products

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11044722B2 (en) 2016-05-03 2021-06-22 Huawei Technologies Co., Ltd. Method, apparatus, and system for configuring symbol transmit timing

Also Published As

Publication number Publication date
US20090323843A1 (en) 2009-12-31
US8243777B2 (en) 2012-08-14
KR20100001592A (ko) 2010-01-06

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR101485780B1 (ko) 무선통신 시스템에서 심볼 타이밍 오프셋 추정 방법 및장치
US8848844B2 (en) Receiver node and a method therein for compensating frequency offset
KR101643419B1 (ko) 무선 통신 시스템에서 위상 보상을 이용한 채널 추정 방법 및 장치
RU2409905C2 (ru) Способ, устройство и компьютерный программный продукт, обеспечивающие синхронизацию для сигнала ofdma нисходящей линии связи
US7672221B2 (en) Radio receiver and radio signal receiving method
KR100799539B1 (ko) Ｏｆｄｍ 통신망에 있어 이웃 시퀀스간 곱의 자기 상관성이좋은 프리앰블을 이용한 시간 동기 방법 및 이를 이용한주파수 옵셋 추정 방법
KR101421406B1 (ko) 광대역 무선접속 통신 시스템에서 주파수 동기를 위한 상관장치 및 방법
KR20100060456A (ko) 무선 통신 시스템에서 주파수 추정 방법 및 장치
CN113225274A (zh) 一种针对快速移动的多径信道模型测量方法
US20100266078A1 (en) Radio communication device, and reception quality estimation method
KR100723634B1 (ko) Ｏｆｄｍ 시스템에서 ｐｎ 수열을 이용한 프리엠블 수열생성 방법과, 시간 동기 및 주파수옵셋 추정 방법
JP2010050885A (ja) 無線端末、基地局及びチャンネル特性推定方法
KR101067558B1 (ko) 주파수 옵셋 추정 장치 및 주파수 옵셋 추정 방법
US20100177852A1 (en) Methods and systems for time tracking in ofdm systems
Nasraoui et al. Robust brute force and reduced complexity approaches for timing synchronization in IEEE 802.11 a/g WLANs
KR101257015B1 (ko) 타이밍 동기화를 위한 다중 단계 타이밍 옵셋 추정 방법 및 ｏｆｄｍ 수신기
US10212679B1 (en) Method and apparatus for delay spread estimation
KR101128287B1 (ko) 다중경로 페이딩 채널에서 타이밍 오차 추정이 가능한 ｏｆｄｍ 수신기, 이를 포함하는 ｏｆｄｍ 시스템 및 이들의 타이밍 오차 추정방법
KR101421305B1 (ko) 소수 배 주파수 동기 방법 및 이를 이용한 수신기
Chan et al. Maximal power path detection for OFDM timing-advanced synchronization schemes
Li et al. Synchronization for b3g mimo ofdm in dl initial acquisition by cazac sequence
Witschnig et al. The advantages of a unique word for synchronisation and channel estimation in a SC/FDE system
CN116545825B (zh) 应用ofdm系统的多普勒频偏估计方法及系统、装置
KR102573185B1 (ko) 이동통신 시스템에서 동기화 신호와 주파수 오프셋 검출 방법
Van Welden et al. Time delay estimation for KSP-OFDM systems in multipath fading channels

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20171228

Year of fee payment: 4

LAPS Lapse due to unpaid annual fee