KR102299864B1 - 비직교 송신 신호를 사용하는 다중 반송파 시스템에서 가변 관찰 길이를 사용해 신호를 송수신하는 방법 및 장치 - Google Patents

Abstract

본 발명은 비직교 송신 신호를 사용하는 다중 반송파 시스템에 관한 것으로, 보다 구체적으로 비직교 송신 신호를 사용하는 다중 반송파 시스템에서 높은 신호 대 잡음비 (SNR) 환경에서 낮은 신호 대 간섭비 (SIR) 성능을 보인다는 단점을 개선하기 위해 가변하는 관찰 길이를 이용해 신호를 송수신하는 방법 및 장치에 관한 것이다. 수신기는 상기 신호를 구성하는 수신 벡터를 고속 푸리에 변환하고, 고속 푸리에 변환된 수신 벡터를 1-탭 제로 포싱 (zero forcing) 등화기로 등화하고, 등화된 수신 벡터에 채널 상황과 송신기사 전송한 지시자를 기반으로 결정된 관찰 길이를 기반으로 수신 필터를 적용한다.

Description

비직교 송신 신호를 사용하는 다중 반송파 시스템에서 가변 관찰 길이를 사용해 신호를 송수신하는 방법 및 장치 {A METHOD AND APPARATUS FOR TRANSTMITTING AND RECEIVING SIGNALS USING VARIABLE OBSERVATION LENGTH IN MULTICARRIER SYSTEM USING NON-ORTHOGONAL TRANSMISSION SIGNAL}

본 발명은 비직교 송신 신호를 사용하는 다중 반송파 시스템에 관한 것으로, 보다 구체적으로 비직교 송신 신호를 사용하는 다중 반송파 시스템에서 높은 차수의 직교 진폭 변조를 이용해 신호를 송수신하는 방법 및 장치에 관한 것이다.

현재 사용되는 3GPP LTE (3GPP Long Term Evolution), WiMax (Worldwide Interoperability for Microwave Access) 와 같은 4세대 이동 통신 시스템은 직교 주파수 분할 다중 방식(Orthogonal frequency-division multiplexing, 이하 OFDM) 을 기반으로 하는 물리 계층 전송 구조를 가지며, OFDM 은 반송파의 직교성을 이용하여 주파수 자원의 효율을 높여 빠른 데이터 전송 속도를 원하는 사용자의 요구를 충족시켰다. 그러나 현재의 OFDM은 주파수 밴드 간 많은 양의 누출 전력을 발생시켜 가드 밴드가 필요하다는 단점이 있다. 이와 같은 단점을 극복하기 위해 필터 뱅크 다중 반송파 (Filter Bank Multi Carrier, 이하 FBMC) 전송 기술이 5세대 이동 통신을 위한 물리 계층 전송 기법으로 연구되고 있다. FBMC는 주파수 필터를 이용해 누출 전력을 줄여 높은 주파수 효율을 얻을 수 있으나 구현이 복잡하다는 등의 단점을 포함하고 있다.

FBMC 전송 기술의 여러 방식 중 하나인 오프셋 직교 진폭 변조-필터 뱅크 다중 반송파 (Offset Quadrature amplitude modulation-FBMC, 이하 OQAM-FMBC) 전송 기술은 직교성이 존재하는 OQAM 심볼을 사용하므로 신호 대 간섭비 (Signal-to-interference ratio, 이하 SIR) 성능이 좋다는 장점이 있다. 그러나 송수신기의 복잡도가 높고 OQAM 심볼 사용으로 기존 시스템과 호환성이 낮으며 MIMO (multiple-input and multiple-output) 시스템에 적용이 어렵다는 단점이 있다. 이러한 단점을 극복하기 위해 직교 진폭 변조-필터 뱅크 다중 반송파 (Quadrature amplitude modulation-FBMC, 이하 QAM-FMBC) 전송 기술을 사용할 수 있으며, QAM-FBMC는 송수신기 복잡도가 상대적으로 낮고 QAM 심볼을 사용하므로 기존 시스템과의 호환성이 높으며 MIMO 시스템 하에서 확장이 쉽다는 장점이 있다. 그런데 QAM-FBMC 전송 기술은 높은 신호 대 잡음비 (Signal-to-noise ratio, 이하 SNR) 을 보이는 상황에서 SIR 성능이 낮다는 단점이 있다.

도 1은 OFDM과 QAM-FBMC 전송 기술의 SINR 성능을 도시한 도면이다. 가로축은 SNR (100, dB 단위) 이고 세로축은 신호 대 간섭-잡음비 (Signal-to-interference and noise ratio, 이하 SINR) (110, dB 단위) 을 나타낸다. 실선(120)은 SNR에 따른 OFDM 이용시 SINR 성능을 나타내며 파선(130)은 QAM-FBMC 전송 기술을 이용시 SINR 성능을 나타낸다.

도 1에 따르면, QPSK 방식을 사용할 수 있는 낮은 SNR 영역(140)에서 OFDM과 QAM-FBMC 전송 방식은 비슷한 SINR 성능을 나타낸다. 즉 낮은 차수의 변조 방식을 사용할 시 OFDM을 사용하는 경우나 QAM-FBMC를 사용하는 경우나 SINR 성능에 차이가 없다는 것을 의미한다. 그러나 SNR 성능이 높아질 시 OFDM 을 사용할 경우 SINR 성능이 SNR 성능에 비례해 높아지지만, QAM-FBMC 전송 방식을 사용할 경우 SNR이 높아지더라도 SINR 성능이 수렴하는 것을 볼 수 있다. 특히 64QAM 방식을 사용할 수 있는 높은 SNR 영역(150)에서 OFDM을 사용하는 경우 QAM-FBMC를 사용하는 경우에 비해 훨씬 높은 SINR 성능을 보인다는 점을 알 수 있다.

구체적으로 QAM-FBMC 전송 방식은 오버래핑 지수 (overlappling factor) 가 4일 경우 주파수 차원의 국재성 (FD localization) 을 고려할 경우 15-20dB 근방으로 QPSK 등 낮은 차수의 변조 방식이 적용되는 경우 성능에 문제 없이 작동한다. 그러나 SNR이 높아져 64QAM 등 높은 차수의 변조 방식이 적용되는 경우 SIR 성능은 정체되게 된다.

SNR (dB)	SIR (dB)	SINR (dB)
25	20	18.8067
	60	24.9986

표 1은 QAM-FBMC 전송 방식을 사용시 SNR 성능이 동일할 때 SIR 성능에 따른 SNR 성능을 나타낸 표이다. SIR이 20dB일 경우 SINR 은 18.8067dB이고 SIR이 60dB일 경우 SINR은 24.9986dB로 SIR 값의 변화에 비해 SINR 값은 크게 변하지 않은 것을 알 수 있다.

QAM-FBMC는 직교성이 없는 심볼을 사용하므로 수신기에서 심볼간 간섭 (Inter-symbol interference, ISI) 가 발생하게 되고 이렇게 발생하는 양이 굉장히 작은 수준이기 때문에 낮은 차수의 변조 방식을 이용할 경우 잡음에 비해 미미하나 높은 차수의 변조 방식을 이용할 경우 심볼간 간섭량이 잡음 대비 비중이 커지기 때문에 문제가 발생한다.

그러므로 QAM 심볼을 사용하고 송수신기의 복잡도가 낮다는 장점을 유지하면서 문제가 되는 SINR 값의 수렴 (bottleneck) 이라는 QAM-FBMC 전송 방식의 단점을 보완하기 위한 방법이 필요하다.

SIR 값의 수렴이라는 QAM-FBMC 전송 방식의 단점을 보완하기 위한 방법으로 특정 심볼을 추정하기 위해 사용하는 정보의 길이인 관찰 길이 (observation length) 를 늘리는 방법이 있다. 관찰 길이를 늘리는 방법은 특히 높은 SIR 구간에서 높은 효율을 보이나 관찰 길이를 늘리면 수신기의 복잡도가 증가하게 된다는 단점이 있다. 이러한 수신기의 복잡도 증가를 해결하기 위한 방법이 필요하다.

상기와 같은 문제점을 해결하기 위한 본 발명은 비직교 송신 신호를 사용하는 필터 뱅크 다중 반송파 (Filter bank multicarrier) 시스템에서 수신기가 신호를 수신하는 방법에 있어서, 관찰 길이를 적용해 송신기가 전송한 상기 신호를 수신하는 단계를 포함하며, 상기 관찰 길이는 가변하는 것을 특징으로 한다.

또한 비직교 송신 신호를 사용하는 필터 뱅크 다중 반송파 (Filter bank multicarrier) 시스템에서 송신기가 신호를 전송하는 방법에 있어서, 채널 상태를 기반으로 변조 및 코딩 스킴 (modulation and coding scheme, MCS) 레벨에 대한 지시자를 수신기로 전송하는 단계 및 상기 MCS 레벨을 적용한 신호를 상기 수신기로 전송하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

또한 비직교 송신 신호를 사용하는 필터 뱅크 다중 반송파 (Filter bank multicarrier) 시스템에서 신호를수신하는 수신기에 있어서, 신호를 송수신하는 송수신부, 및 관찰 길이를 적용해 송신기가 전송한 상기 신호를 수신하도록 제어하는 제어부를 포함하며, 상기 관찰 길이는 가변하는 것을 특징으로 한다.

또한 비직교 송신 신호를 사용하는 필터 뱅크 다중 반송파 (Filter bank multicarrier) 시스템에서 신호를전송하는 송신기에 있어서, 신호를 송수신하는 송수신부, 및 채널 상태를 기반으로 변조 및 코딩 스킴 (modulation and coding scheme, MCS) 레벨에 대한 지시자를 수신기로 전송하고, 상기 MCS 레벨을 적용한 신호를 상기 수신기로 전송하도록 제어하는 제어부를 포함하는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 실시예에 따른 가변 관찰 길이를 적용해 신호를 송수신하는 방법에 따르면, 높은 차수의 변조를 사용하는 경우에도 높은 SIR 및 SINR 성능을 보여 신호를 성공적으로 송수신 할 수 있다.

도 1은 OFDM과 QAM-FBMC 전송 기술의 SINR 성능을 도시한 도면이다.
도 2는 관찰 길이를 도시한 도면이다.
도 3은 가변 관찰 길이를 적용할 수 있는 등화기를 포함한 송수신부를 도시한 블록도이다.
도 4는 채널 ZF 등화기를 일반적인 관찰 길이 N의 정수배로 일반화한 경우를 도시한 도면이다.
도 5는 관찰 길이가 길어질 때 일반화된 SINR 최대화 필터를 도시한 도면이다.
도 6은 수신 신호 벡터와 시퀀스의 관계를 도시한 도면이다.
도 7은 수신 신호 벡터 길이가 N일 때, 관찰 길이 N을 적용하여 필터링 하는 경우 수신부의 신호 처리 방법을 도시한 도면이다.
도 8은 수신 신호 벡터 길이가 N일 때, 관찰 길이 2N을 적용하여 필터링 하는 경우 수신부의 신호 처리 방법을 도시한 도면이다.
도 9는 관찰 길이 2N을 적용하여 필터링하는 경우를 다르게 해석한 수신부의 신호 처리 방법을 도시한 도면이다.
도 10은 수신 신호 벡터 길이가 N일 때, 관찰 길이 3N을 적용하여 필터링 하는 경우 수신부의 신호 처리 방법을 도시한 도면이다.
도 11은 관찰 길이 3N을 적용하여 필터링하는 경우를 다르게 해석한 수신부의 신호 처리 방법을 도시한 도면이다.
도 12는 수신기가 관찰 길이 2N으로 신호를 수신하는 경우를 도시한 흐름도이다.
도 13은 가변 관찰 길이를 지원하는 등화기를 포함하는 송수신기의 운용방안의 일례를 도시한 도면이다.
도 14는 가변 관찰 길이를 지원하는 등화기를 포함하는 송수신기의 운용방안의 또다른 일례를 도시한 도면이다.
도 15는 본원발명을 수행할 수 있는 장치를 도시한 블록도이다.

이하, 본 발명의 실시예를 첨부한 도면과 함께 상세히 설명한다. 또한 본 발명을 설명함에 있어서 관련된 공지 기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략한다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.

또한, 본 발명의 실시예들을 구체적으로 설명함에 있어서, FBMC 전송 방식 기반의 무선통신 시스템을 주된 대상으로 할 것이지만, 본 발명의 주요한 요지는 유사한 기술적 배경 및 채널형태를 가지는 여타의 통신 시스템에도 본 발명의 범위를 크게 벗어나지 아니하는 범위에서 약간의 변형으로 적용 가능하며, 이는 본 발명의 기술분야에서 숙련된 기술적 지식을 가진 자의 판단으로 가능할 것이다.

본 발명의 이점 및 특징, 그리고 그것들을 달성하는 방법은 첨부되는 도면과 함께 상세하게 후술되어 있는 실시 예들을 참조하면 명확해질 것이다. 그러나 본 발명은 이하에서 개시되는 실시 예들에 한정되는 것이 아니라 서로 다른 다양한 형태로 구현될 수 있으며, 단지 본 실시 예들은 본 발명의 개시가 완전하도록 하고, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 발명의 범주를 완전하게 알려주기 위해 제공되는 것이며, 본 발명은 청구항의 범주에 의해 정의될 뿐이다. 명세서 전체에 걸쳐 동일 참조 부호는 동일 구성 요소를 지칭한다.

도 2는 관찰 길이를 도시한 도면이다.

관찰 길이란 특정 심볼을 추정하기 위해 사용하는 정보의 길이이다. 도 2에 따르면, 오버래핑 팩터L은 2 라고 할 때 복수의 FBMC 심볼은 도 2에 도시된 바와 같이 서로 중복되게 된다. 비직교 송신 신호를 사용하는 QAM-FBMC에서는 FBMC 심볼이 겹쳐져 있고, 심볼간 직교성이 없으므로 서로 상관관계 (correlation) 가 존재하게 된다. 이 때, FBMC 심볼 1(200)을 추정하기 위해 관찰 길이 N을 사용하는 것이 일반적이나, 여기에 추가적으로 A 길이의 관찰값(210)을 FBMC 심볼 1을 추정하기 위해 사용한다면 관찰 길이는 N+A가 된다.

관찰 길이를 늘릴 경우 통신 효율이 높아지고, 특히 SNR이 높은 구간에서 높은 통신 효율을 보이나 수신기의 복잡도는 크게 증가하게 된다는 단점이 있다. 따라서 수신기가 가변 관찰 길이를 사용할 경우 다양한 통신 환경 내에서 송신기가 전송한 신호를 효율적으로 수신할 수 있게 된다. 그러나 기존의 등화기(equalizer)를 사용시 관찰 길이를 늘릴 경우 효율 증가에 비해 복잡도 증가가 매우 크기 때문에 관찰 길이를 늘려 신호를 수신할 수 없었다.

본원발명은 새로운 등화기 구조를 제안하며, 본원 발명의 등화기를 적용할 경우 관찰 길이를 늘리더라도 복잡도 증가가 크지 않으므로 가변 관찰 길이를 적용하는 수신기 및 수신 방법을 QAM-FBMC 시스템에 적용할 수 있다. 본원발명에서 제안하는 등화기는 관찰 길이는 심볼 길이 N의 모든 정수배로 확장이 가능하고, 관찰 길이가 증가할수록 수신 성능이 높아지며, 관찰 길이와 관계없이 고속 푸리에 변환 (fast Fourier transform, 이하 FFT) 크기가 N으로 일정하다는 특징이 있다.

도 3은 가변 관찰 길이를 적용할 수 있는 등화기를 포함한 송수신부를 도시한 블록도이다.

도 3은 송신부(300), 채널(310) 및 수신부(320)을 포함하고 있다. 송신부에서, 데이터 심볼

(300) 은 전송 필터

(302)를 거쳐 송신 신호

(303)으로 변환되어 전송된다. 송신 신호는 채널

(310)을 거쳐, 잡음

(311)이 더해져 수신 신호

(321)의 형태로 수신부에 의해 수신된다. 수신된 수신 신호는 FFT 부(322)에서 FFT 되고, 1 탭 (tap) 채널 ZF 등화기(channel zero forcing equalizer, 323)에서 등화된다. 등화된 수신 신호(

) 은 수신 필터(324)를 거쳐 다시 데이터 심볼

(325)로 변환된다. 이 때 등화된 수신 신호는 관찰 길이가 N, 2N, 3N 및 4N으로 달라짐에 따라 해당하는 수신 필터를 거치게 된다.

본원발명이 제안하는 등화기 구조는 아래와 같다.

FBMC 심볼 길이가 N이고 관찰 길이가 3N인 경우 주파수 대역(frequency domain)에서의 수신 신호 모델은 아래 식 1과 같다.

[식 1]

는 수신 신호,

는 송신 필터,

는 채널,

는 데이터 심볼,

는 심볼간 간섭 (inter-symbol interference, ISI),

는 추가적인 채널,

는 채널에 의한 추가적인 ISI 신호를 의미한다.

이 경우, LMMSE (linear minimum mean square error) 등화기는 아래 식 2를 만족시켜야 한다.

[식 2]

본원발명에서는 식 2를 만족시키기 위한 아래 식 3과 같은 등화기를 제안한다.

[식 3]

,

본원발명은 등화기를 두 부분으로 나누어 구성하며, 식 3에서

은 관찰 길이가 3N일 경우에 SINR을 최대화하기 위한 수신 필터를 의미하고,

는 채널 ZF 등화기를 의미한다. 채널 ZF 등화기는

로 표현할 수 있다.

채널 ZF 등화기는 기존에 잘 알려진 채널 등화기로, 대각 행렬(diagonal matrix) 로 근사해 사용한다. 본원발명에서는 채널 ZF 등화기를 일반적인 관찰 길이 N의 정수배로 일반화 할 수 있다.

도 4는 채널 ZF 등화기를 일반적인 관찰 길이 N의 정수배로 일반화한 경우를 도시한 도면이다.

도 4에 따르면,관찰 길이가 N일 경우에는 400의 행렬을 사용하고, 3N인 경우에는 410의 행렬을 사용하고, 5N인 경우에는 420의 행렬을 사용할 수 있다. 도 4에는 관찰 길이가 N, 3N 및 5N 인 경우만 도시하였으나 일반적인 N의 정수배에 대해 대각 행렬로 근사화된 채널 ZF 등화기를 계산할 수 있다.

SINR을 최대화하기 위한 수신 필터는 동일한 채널 환경에서 SINR을 극대화하기 위한 필터로, 관찰길이가 N일 때 백색 잡음 채널 (Additive white Gaussian noise channel) 의 QAM-FBMC 수신 벡터 모델로부터 얻어질 수 있다. 백색 잡음 채널에서 n번째 수신 신호

과 데이터 심볼

은 다음과 같이 표현될 수 있다.

[식 4]

,

는 송신 필터,

는 심볼간 간섭을 의미하며,

은 n번째 잡음 신호를 의미한다. 이 때 식 5와 같은 최적화 문제를 생각할 수 있다.

[식 5]

For given

,

minimize MSE

= minimize

이를 해결할 수 있는 해법은 아래 식 6과 같으며 이는 주어진 SNR 에 대해 SINR을 극대화시키는 수신 필터가 된다.

[식 6]

수신 필터 =

=

는 신호의 크기를 1로 정규화 (normalization) 시 SNR에 관련된 잡음의 전력으로 SNR 은

로 표현될 수 있다.

도 5는 관찰 길이가 길어질 때 일반화된 SINR 최대화 필터를 도시한 도면이다.

도 5에 따르면, 관찰 길이가 N일 경우에는 500의 행렬을 사용하고, 3N인 경우에는 510의 행렬을 사용하고, 5N인 경우에는 520의 행렬을 사용할 수 있다. 도 5에는 관찰 길이가 N, 3N 및 5N 인 경우만 도시하였으나 일반적인 N의 정수배에 대해 대각 행렬로 근사화된 채널 ZF 등화기를 계산할 수 있다. 이 때 X와 Y는 식 7과 같다.

[식 7]

아래에서 본원발명이 제안하는 수신 알고리즘을 자세히 설명한다.

도 6은 수신 신호 벡터와 시퀀스의 관계를 도시한 도면이다.

도 6에 따르면, 순차적으로 수신기에 수신되는 수신 신호를 시퀀스

로 표현시 오버래핑 팩터 L이 2, 부반송파 또는 스트림의 수인 M가 2라면 심볼의 길이 N은

으로 표현될 수 있다. 이 때 N=4가 된다. 이 때 수신 신호 벡터의 심볼 번호

(600) 은 시퀀스 r[0], r[1], r[2] 및 r[3]을 포함하고,

(610) 은 r[2], r[3], r[4] 및 r[5]을 포함하고

(620) 은 r[4], r[5], r[6] 및 r[7]을 포함한다.

도 7은 수신 신호 벡터 길이 (이는 심볼의 길이로 이해할 수 있다) 가 N일 때, 관찰 길이 N을 적용하여 필터링 하는 경우 수신부의 신호 처리 방법을 도시한 도면이다.

도 7에 따르면, 길이 N의 수신 신호 벡터는 각각 FFT, 채널 ZF 등화, 수신 필터를 거쳐 데이터 심볼로 변환된다. 구체적으로, 수신 신호 벡터

(600)은 FFT부(710)에서 FFT(

, 711)되고, 채널 ZF 등화기(720)에서 등화(

, 721)되고, 수신 필터(730)에서 수신 필터링(

, 731)을 거친 후 데이터 심볼(

, 741)로 변환된다. 수신 신호 벡터

후의

(610) 및

(620) 역시 동일한 과정을 거친다.

도 8은 수신 신호 벡터 길이가 N일 때, 관찰 길이 2N을 적용하여 필터링 하는 경우 수신부의 신호 처리 방법을 도시한 도면이다.

도 8에 따르면, 도 7의 방법과 같이 길이 N의 수신 신호 벡터는 각각 FFT, 채널 ZF 등화, 수신 필터를 거쳐 데이터 심볼로 변환되나, 수신 필터에서의 처리 방법이 종래 수신 필터의 처리 방법과 달라지게 된다. 구체적으로, 수신 신호 벡터

(610)은 FFT부(810)에서 FFT(812)되고, 채널 ZF 등화기(823)에서 등화(821)된다. 채널 ZF 등화기에 의해 등화된 수신 신호 벡터

는 수신 필터(830)에서 필터링되는데, 이 때 등화된 수신 신호 벡터

에는 채널 ZF 등화(821)을 거친 수신 신호 벡터와 함께 833의 필터(

)가 적용된다. 즉 수신 신호 벡터는 FFT와 채널 ZF 등화까지는 수신 신호 벡터 길이 N의 단위로 처리되나, 수신 필터에서 먼저 수신된 신호 벡터 (길이 N) 와 함께 필터링이 적용되어 데이터 심볼

(842)로 변환되는 것이다. 그러므로 수신기는 2개의 수신 신호 벡터를 이용해 신호를 수신하게 된다. 수신 신호 벡터

(620)의 경우는 FFT(813)와 채널 ZF 등화(824)를 거쳐 수신 필터에서 역시 FFT(811)와 채널 ZF 등화(822)를 거친

(600)과 함께 필터링(833)되게 된다.

도 9는 관찰 길이 2N을 적용하여 필터링하는 경우를 다르게 해석한 수신부의 신호 처리 방법을 도시한 도면이다.

도 9에 따르면, 수신 신호 벡터

(900)은 시퀀스 r[0], r[1], r[2], r[3], r[4], r[5], r[6] 및 r[7]을 포함하고 수신 신호 벡터

(901)은 시퀀스 r[4], r[5], r[6], r[7], r[8], r[9], r[10] 및 r[11]을 포함하며 수신 신호 벡터

및

의 길이는 2N이 된다.

이 때 수신 신호 벡터

는 FFT부(910)에서 FFT(911)을 거치고, 채널 ZF 등화기(920)에서 채널 ZF 등화(922)를 거쳐 수신 필터(930)에서 필터링(931)되어 데이터 심볼

(941)로 변환된다. 이 때, FFT부 및 채널 ZF 등화기는 도 8의 경우와 달리 2N 크기의 수신 신호 벡터를 처리하며, 수신 필터에서는 도 8의 경우처럼 각각 등화를 거친 두 개의 수신 신호 벡터를 필터링하는 것이 아니라 함께 등화를 거친 길이 2N의 수신 신호 벡터를 필터링해 데이터 심볼로 변환한다는 차이점이 있다.

도 10은 수신 신호 벡터 길이가 N일 때, 관찰 길이 3N을 적용하여 필터링 하는 경우 수신부의 신호 처리 방법을 도시한 도면이다.

도 10에 따르면, 관계는

(1000) 은 r[0], r[1], r[2] 및 r[3]을 포함하고,

(1001) 은 r[2], r[3], r[4] 및 r[5]을 포함하고

(1002) 은 r[4], r[5], r[6] 및 r[7]을 포함한다. 수신 신호 벡터

은 FFT부(1010)에서 FFT(1012)를 거치고, 채널 ZF 등화기(1020)에서 등화(1023)되어 수신 필터(1030)에서 필터링(

, 1031)된다. 이 때 수신 필터는 수신 신호 벡터

필터링시 채널 ZF 등화기에서 등화(1021) 과정을 거친 수신 신호 벡터와 등화(1025) 과정을 거친 수신 신호 벡터를 함께

과 함께 필터링한다. 즉 수신 신호 벡터는 FFT와 채널 ZF 등화까지는 수신 신호 벡터 길이 N의 단위로 처리되나, 수신 필터에서 먼저 수신된 신호 벡터 (길이 N) 와 나중에 수신된 신호 벡터 (길이 N) 과 함께 필터링이 적용되어 데이터 심볼

(1042)로 변환되는 것이다. 그러므로 수신기는 3개의 수신 신호 벡터를 이용해 신호를 수신하게 된다.

도 11은 관찰 길이 3N을 적용하여 필터링하는 경우를 다르게 해석한 수신부의 신호 처리 방법을 도시한 도면이다.

도 11에 따르면, 수신 신호 벡터

(900)은 시퀀스 r[0], r[1], r[2], r[3], r[4], r[5], r[6], r[7], r[8], r[9], r[10] 및 r[11]을 을 포함하며 수신 신호 벡터

의 길이는 3N이 된다.

이 때 수신 신호 벡터

는 FFT부(1110)에서 FFT(1111)을 거치고, 채널 ZF 등화기(1120)에서 채널 ZF 등화(1121)를 거쳐 수신 필터(1130)에서 필터링(1131)되어 데이터 심볼

(1141)로 변환된다. 이 때, FFT부 및 채널 ZF 등화기는 도 10의 경우와 달리 3N 크기의 수신 신호 벡터를 처리하며, 수신 필터에서는 도 10의 경우처럼 각각 등화를 거친 세 개의 수신 신호 벡터를 필터링하는 것이 아니라 함께 등화를 거친 길이 3N의 수신 신호 벡터를 필터링해 데이터 심볼로 변환한다는 차이점이 있다.

도 12는 수신기가 관찰 길이 2N으로 신호를 수신하는 경우를 도시한 흐름도이다.

도 12에 따르면, 수신기는 L개의 버퍼를 가지고 있으며(1030) 수신기는 심볼 인덱스에 맞는 수신된 수신 신호 벡터를 불러온다(1200). 수신기는 수신 신호 벡터를 대상으로 사이즈 N의 FFT를 수행하고(1210), 이후 1 탭 ZF 채널 등화를 수행한다(1220). 이 때 수신기는 등화를 수행하며 버퍼 b0에 등화를 마친 수신 신호 벡터를 저장한다(1221). 수신기는 버퍼 b3에서 저장되었던 등화를 마친 수신 신호 벡터를 불러와 2N 길이의 필터링을 수행하고(1240) 데이터를 인코딩(1250)한다. 이 과정을 모두 거친 수신기는 다음 심볼 인덱스로 이동하며(1260) 버퍼의 정보를 하나씩 왼쪽으로 이동하며 (left shift) 한 칸을 비우게 된다(1261). 즉 b2에 있던 정보는 b3에, b1에 있던 정보는 b2에 저장되고 b0에 있던 정보는 b1에 저장되게 된다.

본원발명에서는 관찰 길이가 2N일 경우 먼저 수신된 수신 신호 벡터를 이용하는 예시를 들었으나 차후에 수신된 수신 신호 벡터를 사용하더라도 본원발명의 내용은 아무런 차이 없이 적용이 가능하다. 그러나 3N, 5N과 같은 홀수배의 관찰 길이를 사용할 경우, 늘어난 관찰 길이가 데이터 심볼을 얻고자 하는 FBMC 심볼을 중심으로 대칭이 되도록 관찰하는 것이 가장 높은 수신 성능을 보이게 된다. 관찰 길이가 4N과 같은 짝수배일 경우 데이터 심볼을 얻고자 하는 FBMC 심볼 앞으로 2심볼, 뒤로 1심볼 또는 앞으로 1심볼, 뒤로 2심볼의 경우와 같이 최대한 대칭적으로 관찰하는 것이 성능이 최적화되게 된다.

또한 본원발명은 관찰 길이를 늘릴 경우 1, 2, … L-1 번째 이전 또는 이후 심볼은 현재 관찰하는 수신 신호 벡터와 얻을 수 있는 정보가 중복되어 있으므로, L번째 이전 심볼 또는 L 번째 이후 심볼을 원 심볼과 함께 관찰하는 것을 제안한다. 관찰 길이가 고정되어 있을 때, L번째 이전 심볼 또는 L번째 이후 심볼을 관찰할 경우 가장 많은 정보를 얻을 수 있다.

도 13은 가변 관찰 길이를 지원하는 등화기를 포함하는 송수신기의 운용방안의 일례를 도시한 도면이다.

도 13에 따르면, 송신기는 전송하는 데이터의 MCS (modulation and coding scheme) 을 증가시킬지 결정한다(1300). 채널 상황에 맞게 데이터의 MCS 레벨이 정해진 경우라도, 만약 수신기 쪽에서 신호 처리의 지연시간 (latency) 에 여유가 있다거나 전력 (power) 이 충분할 경우 수신기의 복잡도를 더 높일 수 있다. 송신기는 데이터 뿐만 아니라 모든 종류의 신호에 본 운용방안을 적용할 수 있다. 송신기는 데이터의 MCS 레벨을 증가시키겠다고 결정하면, 데이터의 MCS 레벨을 증가시킨다는 정보를 전달하는 지시자를 수신기로 전송한다(1310). 지시자는 특정한 MCS 레벨을 지시할 수 있고 실제 채널 상황보다 좋은 채널 상황을 지시하는 채널 상태 정보 (channel state information) 를 전송할 수도 있다. 송신기는 수신기에 통지한 MCS 레벨을 적용한 데이터를 수신기로 전송한다(1320). 수신기는 송신기가 전송한 데이터를 관찰 길이를 늘려 수신한다(1330).

기존 MCS 레벨	1 비트 지시자	실제 사용하는 MCS 레벨	변조 차수	코딩 레이트	관찰 길이	수신 필터
0	0	0	QPSK	1/2	N
	1	1	16QAM	1/2	3N
1	0	1	16QAM	1/2	N
	1	2	16QAM	3/4	3N

표 2는 가변 관찰 길이를 지원하는 등화기를 포함하는 송수신기가 지시자로 MCS 레벨의 변경을 알리는 운용방안의 일례이다. 송신기가 1 비트 (bit) 로 수신기에 MCS 레벨을 높일 것을 지시할 경우, 기존 MCS 레벨에 기반하여 지시자에 따라 실제 데이터를 전송하기 위해 사용하는 MCS 레벨이 결정되고 이에 따라 수신기의 관찰 길이 및 수신 필터가 결정된다. 수신 필터 P_R, i, j, k 에서 i는 1 비트 지시자의 내용, j는 실제 사용하는 MCS 레벨을 의미하고, k는 필터링하는 수신 신호 벡터의 필터링을 통해 획득하는 데이터 심볼에 상응하는 수신 신호 벡터 (이하 기준 수신 신호 벡터) 을 0으로 했을 때의 수신 신호 벡터의 인덱스값을 의미한다. k=0일 경우 이는 디코딩하는 심볼의 시작점부터 i=0일 때 k는 0으로 고정되므로 표시하지 않고, i=1일 때 k값 중 0 는 기준 수신 신호 벡터를 위한 수신 필터를 의미하며, -1은 기준 수신 신호 벡터 시작점 이전 -N - 0 구간의 N 길이의 수신 벡터, 1은 기준 수신 신호 벡터 시작점 이후 N+1 - 2N 구간의 N 길이의 수신 신호 벡터를 위한 수신 필터를 의미한다.

도 14는 가변 관찰 길이를 지원하는 등화기를 포함하는 송수신기의 운용방안의 또다른 일례를 도시한 도면이다.

도 14에 따르면, 송신기는 채널 상황에 따라 데이터 전송에 적용할 MCS 레벨을 결정한다(1400). 이 때 채널 상황은 SNR 값, SINR 값 또는 채널 상황에 따라 적용해야 할 MCS 레벨이 될 수 있으며, 데이터 전송에 적용하는 MCS 레벨에 따라 수신기가 적용할 관찰 길이는 미리 결정되어 있다. 송신기는 결정한 MCS 레벨을 적용해 데이터를 수신기로 전송한다(1410). 수신기는 MCS 레벨에 따라 미리 결정된 관찰 길이를 이용해 데이터를 수신한다(1420). 높은 SNR 상황에서 통신 성능이 수렴되므로 높은 SNR 구간에서 성능을 보상하기 위해 순차적으로 수신기의 관찰 길이를 늘린다면 수신 성능이 향상되겠지만, 수신기에 복잡도를 더 늘릴 여유가 없을 경우 수신기의 관찰 길이를 일정 이상 늘릴 수 없다.

MCS 인덱스	변조 차수	코딩 레이트	관찰 길이	수신 필터
0	QPSK	1/2	N
1	16QAM	1/2	2N
2	64QAM	1/2	3N
3	64QAM	5/6	4N

표 3은 가변 관찰 길이를 지원하는 등화기를 포함하는 송수신기에서 MCS 레벨에 따라 관찰 길이가 미리 정해지는 운용방안의 일례이다. 송신기가 채널 상황에 따라 MCS 레벨을 결정하고 수신기에 통보하면 수신기는 MCS 레벨에 따라 미리 정해진 관찰 길이 및 수신 필터를 적용해 데이터를 수신한다. 수신 필터 P_R, j, k 에서 j는 필터 길이 또는 MCS 인덱스를 의미하고, k는 k는 필터링하는 수신 신호 벡터의 필터링을 통해 획득하는 데이터 심볼에 상응하는 수신 신호 벡터 (이하 기준 수신 신호 벡터) 을 0으로 했을 때의 수신 신호 벡터의 인덱스값을 의미한다. k=0일 경우 이는 디코딩하는 심볼의 시작점부터 i=0일 때 k는 0으로 고정되므로 표시하지 않고, i=1일 때 k값 중 0 는 기준 수신 신호 벡터를 위한 수신 필터를 의미하며, -1은 기준 수신 신호 벡터 시작점 이전 -N - 0 구간의 N 길이의 수신 벡터, 1은 기준 수신 신호 벡터 시작점 이후 N+1 - 2N 구간의 N 길이의 수신 신호 벡터를 위한 수신 필터를 의미한다.

도 15는 본원발명을 수행할 수 있는 장치를 도시한 블록도이다.

도 15에 따르면, 송신기(1500)은 제어부(1510) 및 송수신부(1520)을 포함한다. 송수신부는 수신기와 신호를 송수신하고, 제어부는 채널 상태를 기반으로 변조 및 코딩 스킴 (modulation and coding scheme, MCS) 레벨에 대한 지시자를 수신기로 전송하고, 상기 MCS 레벨을 적용한 신호를 상기 수신기로 전송하도록 제어한다. 또는 제어부는 채널 상태 및 수신기의 상태를 기반으로 상기 수신기로 전송될 신호에 적용될 변조 및 코딩 스킴 (modulation and coding scheme, MCS) 레벨을 상승시킬지 결정하고, 상기 상승된 MCS 레벨을 적용한 신호를 상기 수신기로 전송하도록 제어한다.

수신기(1530)는 제어부(1540) 및 송수신부(1550)을 포함한다. 송수신부는 송신기와 신호를 송수신하고, 제어부는 가변하는 관찰 길이를 적용해 송신기가 전송한 상기 신호를 수신하도록 제어한다. 구체적으로, 제어부는 상기 신호를 구성하는 수신 벡터를 고속 푸리에 변환하고, 고속 푸리에 변환된 수신 벡터를 1-탭 제로 포싱 (zero forcing) 등화기로 등화하고, 등화된 수신 벡터에 채널 상황과 송신기사 전송한 지시자를 기반으로 결정된 관찰 길이를 기반으로 수신 필터를 적용한다.

Claims (14)

1. 비직교 송신 신호를 사용하는 필터 뱅크 다중 반송파 (Filter bank multicarrier) 시스템에서 수신기가 수행하는 방법에 있어서,
   관찰 길이를 결정하는 단계;
   수신된 신호를 구성하는 수신 벡터를 고속 푸리에 변환하는 단계;
   상기 고속 푸리에 변환된 수신 벡터를 1-탭 제로 포싱 (zero forcing) 등화기로 등화하는 단계;
   상기 등화된 수신 벡터에 상기 관찰 길이를 기반으로 수신 필터를 적용하는 단계; 및
   상기 수신 필터 적용을 통해 변환된 데이터 심볼을 확인하는 단계를 포함하며,
   상기 수신 필터는 상기 관찰 길이를 상기 수신 벡터의 길이로 나눈 수의 상기 등화된 벡터에 함께 적용되며,
   상기 관찰 길이는 가변하는 것을 특징으로 하는 방법.
2. 제 1항에 있어서,
   상기 관찰 길이는 채널 정보 또는 송신기가 전송한 지시자를 기반으로 결정되는 것을 특징으로 하는 방법.
3. 제 2항에 있어서,
   상기 송신기가 전송한 지시자는 변조 및 코딩 스킴 (modulation and coding scheme, MCS) 레벨에 관련된 것임을 특징으로 하는 방법.
4. 삭제
5. 제 1항에 있어서,
   복수의 상기 등화된 벡터는 각각 상기 수신 벡터의 번호가 오버래핑 팩터 L 만큼 떨어진 상기 수신 벡터를 기반으로 생성된 것임을 특징으로 하는 방법.
6. 삭제
7. 삭제
8. 비직교 송신 신호를 사용하는 필터 뱅크 다중 반송파 (Filter bank multicarrier) 시스템에서 신호를 수신하는 수신기에 있어서,
   신호를 송수신하는 송수신부; 및
   관찰 길이를 결정하고, 수신된 신호를 구성하는 수신 벡터를 고속 푸리에 변환하고, 상기 고속 푸리에 변환된 수신 벡터를 1-탭 제로 포싱 (zero forcing) 등화기로 등화하고, 상기 등화된 수신 벡터에 상기 관찰 길이를 기반으로 수신 필터를 적용하고, 상기 수신 필터 적용을 통해 변환된 데이터 심볼을 확인하도록
   제어하는 제어부를 포함하며,
   상기 수신 필터는 상기 관찰 길이를 상기 수신 벡터의 길이로 나눈 수의 상기 등화된 벡터에 함께 적용되며,
   상기 관찰 길이는 가변하는 것을 특징으로 하는 수신기.
9. 제 8항에 있어서,
   상기 관찰 길이는 채널 정보 또는 송신기가 전송한 지시자를 기반으로 결정되는 것을 특징으로 하는 수신기.
10. 제 9항에 있어서, 상기 송신기가 전송한 지시자는 변조 및 코딩 스킴 (modulation and coding scheme, MCS) 레벨에 관련된 것임을 특징으로 하는 수신기.
11. 삭제
12. 제8항에 있어서,
    복수의 상기 등화된 벡터는 각각 상기 수신 벡터의 번호가 오버래핑 팩터 L 만큼 떨어진 상기 수신 벡터를 기반으로 생성된 것임을 특징으로 하는 수신기.
13. 삭제
14. 삭제

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