KR102672243B1 - 직교 진폭 변조 필터 뱅크 다중 반송파 통신 시스템에서 낮은 자기 간섭 및 높은 주파수 효율에 도달하기 위한 송수신기, 송수신 방법 및 수신 원형 필터 설계 방법 - Google Patents
직교 진폭 변조 필터 뱅크 다중 반송파 통신 시스템에서 낮은 자기 간섭 및 높은 주파수 효율에 도달하기 위한 송수신기, 송수신 방법 및 수신 원형 필터 설계 방법 Download PDFInfo
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Abstract
단수의 송신 원형 필터와 초과 지연 시간을 갖는 송신기와 송신 방법 제공하고, 복잡도가 높거나 자기 간섭 저감 성능이 낮거나 고정되지 않은 수신 원형 필터를 사용하는 기존의 수신기와 수신 방법과 달리 낮은 복잡도에도 불구하고 높은 자기 간섭 저감 성능에 도달하는 QAM-FBMC 수신기 및 수신 방법, 그리고 이러한 QAM-FBMC 수신기 및 수신 방법이 사용하는 고정된 수신 원형 벡터 설계 방법을 제공한다.
Description
본 발명은 통신 시스템에서 직교 진폭 변조 필터 뱅크 다중 반송파를 이용한 신호 송수신기, 송수신 방법 및 수신 원형 필터 설계 방법에 관한 것이다.
5G 이동통신 표준 개발 당시 상하향 링크에서 높은 주파수 효율(SE: spectral efficiency)을 얻기 위해 필터 뱅크 다중 반송파(FBMC: Filter-Bank Multi-Carrier) 파형이 고려되었다. 특히 오프셋 직교 진폭 변조(OQAM: Offset Quadrature Amplitude Modulation) FBMC 파형은 가우시언 잡음하에서 자기 간섭(self-interference) 없이도 최소의 시간-주파수 곱(TF-product: Time-Frequency product)을 달성할 수 있음과 동시에 낮은 대역외 방사(OOBE: Out-Of-Band Emission)성능을 낼 수 있어, 4G와 5G에서 채택된, 역시 가우시언 잡음하에서 자기 간섭이 없는, 순환전치(CP: Cyclic-Prefix) 직교 주파수 분할 다중화(OFDM: Orthogonal Frequency-Division Multiplexing)에 비해 시간-주파수 곱과 대역외방사 양면에서 모두 장점을 가지는 파형이었다. 그러나 5G에서 전송속도 향상의 핵심 기술이 되는 다중 안테나(multi-antenna)의 사용시, 즉 OQAM-FBMC 파형이 다중 입출력(MIMO: multiple-input multiple-output) 채널을 통과하는 경우에는 기 연구 개발된 채널 부호화기와 복호화기를 직접적으로 적용하기가 어렵다는 단점이 대두되었으며, 이런 지적은 MIMO 채널에서도 기존의 부호화기와 복호화기가 직접적으로 적용 가능 한 직교 진폭 변조(QAM: Quadrature Amplitude Modulation)-FBMC의 연구로 이어지게 되었다.
그러나 QAM-FBMC는 OQAM-FBMC와 같은 최소의 시간-주파수 곱을 내도록 송신 원형 필터(transmit prototype filter)와 전송 파형 파라미터가 선택되는 경우에는 단수개의 원형 필터를 사용해서는 자기 간섭을 제거할 수 없다는 사실이 밝혀졌으며, 이에 따라 QAM-FBMC 통신 시스템 연구는 크게 두 가지 방향으로 전개되어 왔다. 한 방향은 시간-주파수 곱은 최소로 유지하면서 대역외 방사 성능과 수신기의 복잡도는 트레이드 오프(trade-off)시켜 다양한 주파수 효율과 자기 간섭 정도를 갖는 송수신기와 송수신 방식을 제안하는 연구이다. 다른 한 방향은 시간-주파수 곱을 조금 희생하되 대역외 방사 성능은 OQAM-FBMC와 같이 유지하면서 자기 간섭 정도와 수신기의 복잡도를 트레이드 오프 시키는 연구이다. 기존의 대부분의 QAM-FBMC 연구가 전자에 해당하며 본 발명은 후자에 해당한다.
본 발명은 단수의 송신 원형 필터와 초과 지연 시간을 사용하면서, 복잡도가 높거나 자기 간섭 저감 성능이 낮거나 고정되지 않은 수신 원형 필터를 사용하는 기존의 수신기와 수신 방법과 달리, 낮은 복잡도에도 불구하고 높은 자기 간섭 저감 성능에 도달하는 송신기 및 송신 방법, 수신 원형 필터 설계 방법과 이 수신 원형 필터를 고정적으로 사용하는 수신기 및 수신 방법을 제공한다는 점에서 큰 차별성을 갖는다.
특히, 본 발명을 다중 접속(Multiple-Access) 상향 링크(uplink)에 적용하면 송신 파형의 낮은 대역외 방사 성능은 다중 접속자들을 부반송파 할당시에 보다 적은 수의 보호 부반송파(guard sub-carrier) 수를 요구하므로, 비록 최소의 시간-주파수 곱에는 도달하지 못하지만 시간-주파수 곱뿐만 아니라 보호 부반송파 수에도 영향을 받는 최종적인 성능인 주파수 효율은 다중 접속자 수가 늘어 나면 기존의 QAM-FBMC 방식들의 주파수 효율을 쉽게 넘어서게 된다.
본 발명의 목적은 시간-주파수 곱이 1보다 큰 QAM-FBMC 통신 시스템에서 대역외 방사가 적은 단수의 송신 원형 필터를 사용하면서도 높은 주파수 효율과 낮은 자기 간섭에 도달할 수 있는 송신기 및 송신 방법, 수신 원형 필터 설계 방법과 이 수신 원형 필터를 고정적으로 사용하는 수신기 및 수신 방법을 제공하는 것이다.
다만, 본 발명의 해결하고자 하는 과제는 이에 한정되는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위에서 다양하게 확장될 수 있을 것이다.
본 발명의 일 실시예에 따른 직교 진폭 변조(QAM: Quadrature Amplitude Modulation)-필터 뱅크 다중 반송파(FBMC: Filter-Bank Multi-Carrier) 송신기는, QAM 심볼을 포함하는 심볼열을 입력으로 받아 직렬/병렬 변환(S/P: Serial-to-Parallel conversion)하고 부반송파에 할당하여 길이 M인 심볼 벡터의 열을 생성하는 직렬/병렬 변환부와, 상기 심볼 벡터를 입력으로 받아 길이 N인 주파수 영역 신호 벡터를 생성하는 주파수 영역 신호 벡터 생성부와, 상기 주파수 영역 신호 벡터를 입력으로 받아 역 이산 푸리에 변환(IDFT: Inverse Discrete Fourier Transform)된 길이 N인 시간 영역 신호 벡터를 생성하는 IDFT부와, 상기 시간 영역 신호 벡터의 열을 입력으로 받아 병렬/직렬 변환(P/S: Parallel-to-Serial conversion)하고 M+S만큼 지연시켜 중첩합(O/S: Overlap-Sum)하여 이산 시간 복소 기저 신호를 생성하는 이산 시간 신호 생성부 - 여기서, S는 초과 지연 시간임 - 를 포함한다.
일 측면에 따르면, 상기 주파수 영역 신호 벡터 생성부는 상기 심볼 벡터를 입력으로 받아 크기 KM×M인 업샘플링 행렬을 이용하여 길이 KM인 업샘플링된 벡터를 생성하는 K배 업샘플링부, 및 상기 업샘플링된 벡터를 입력으로 받아 크기 KM×M인 순환 행렬을 이용하여 길이 KM인 상기 주파수 영역 신호 벡터를 생성하는 주파수 영역 펄스 성형부를 포함할 수 있다.
일 측면에 따르면, 상기 주파수 영역 신호 벡터 생성부는 하기의 수학식
에 의해 상기 주파수 영역 신호 벡터를 생성하되 - 여기서, 
는 상기 주파수 영역 신호 벡터이고, 
는 주파수 영역 송신 행렬이고, 
는 상기 심볼 벡터임 -, 상기 주파수 영역 송신 행렬은 상기 순환 행렬과 상기 업샘플링 행렬의 곱에 의해 계산될 수 있다.
일 측면에 따르면, 상기 업샘플링 행렬은 하기의 수학식
에 의해 정의되고 - 여기서, 
은 상기 업샘플링 행렬이고, 
는 길이 KM인 k번째 표준 기저 벡터임 -,
상기 순환 행렬은 하기의 수학식
에 의해 정의되며 - 여기서, 
는 상기 순환 행렬이고, 
는 하방 순환 행렬이고, 
는 PHYDYAS 필터를 이용하여 결정됨 -,
상기 하방 순환 행렬은 하기의 수학식
에 의해 정의될 수 있다.
일 측면에 따르면, 상기 이산 시간 복소 기저 신호는 하기의 수학식
에 의해 정의 - 여기서, 
은 상기 이산 시간 복소 기저 신호이고, 
은 k번째 이산 시간 복소 기저 신호의 n번째 성분임 - 될 수 있다.
일 측면에 따르면, 상기 k번째 이산 시간 복소 기저 신호의 n번째 성분은 하기의 수학식
에 의해 정의 - 여기서, 
는 상기 시간 영역 신호 벡터임 - 될 수 있다.
일 측면에 따르면, 상기 k번째 이산 시간 복소 기저 신호의 n번째 성분은 하기의 수학식
에 의해 정의 - 여기서, 는 상기 시간 영역 신호 벡터임 - 될 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 직교 진폭 변조(QAM: Quadrature Amplitude Modulation)-필터 뱅크 다중 반송파(FBMC: Filter-Bank Multi-Carrier) 송신기에 의해 수행되는 QAM-FBMC 송신 방법은, QAM 심볼을 포함하는 심볼열을 직렬/병렬 변환(S/P: Serial-to-Parallel conversion)하고 부반송파에 할당하여 길이 M인 심볼 벡터의 열을 생성하는 단계와, 상기 심볼 벡터를 이용하여 길이 N인 주파수 영역 신호 벡터를 생성하는 단계와, 상기 주파수 영역 신호 벡터를 이용하여 역 이산 푸리에 변환(IDFT: Inverse Discrete Fourier Transform)된 길이 N인 시간 영역 신호 벡터를 생성하는 단계와, 상기 시간 영역 신호 벡터의 열을 이용하여 병렬/직렬 변환(P/S: Parallel-to-Serial conversion)하고 M+S만큼 지연시켜 중첩합(O/S: Overlap-Sum)하여 이산 시간 복소 기저 신호를 생성하는 단계 - 여기서, S는 초과 지연 시간임 - 를 포함한다.
본 발명의 일 실시예에 따른 직교 진폭 변조(QAM: Quadrature Amplitude Modulation)-필터 뱅크 다중 반송파(FBMC: Filter-Bank Multi-Carrier) 수신기는, 이산 시간 복소 기저 수신 신호를 입력으로 받아 윈도잉(windowing) 및 직렬/병렬 변환(S/P: Serial-to-Parallel conversion)을 통해 확장된 관측 길이를 갖는 시간 영역 수신 신호 벡터의 열을 생성하는 수신 신호 변환부와, 상기 시간 영역 수신 신호 벡터를 이산 푸리에 변환(DFT: Discrete Fourier Transform)하여 주파수 영역 수신 신호 벡터를 생성하는 DFT부와, 상기 주파수 영역 수신 신호 벡터를 주파수 영역 단일탭 등화(FD one-tap equalization)하여 채널 등화된 벡터를 생성하는 주파수 영역 채널 등화부와, 상기 채널 등화된 벡터를 부정합된 필터(mismatched filter)로 필터링하여 송신된 심볼 벡터의 추정치를 생성하는 부정합 필터부와, 상기 송신된 심볼 벡터의 추정치를 병렬/직렬 변환하여 송신된 QAM 심볼열의 추정치를 생성하는 병렬/직렬 변환부를 포함한다.
일 측면에 따르면, 상기 부정합 필터부는 하기의 수학식
에 의해 상기 송신된 심볼 벡터의 추정치를 생성하되 - 여기서, 
는 상기 송신된 심볼 벡터의 추정치이고, 
는 주파수 영역 수신 행렬이고, 
는 상기 채널 등화된 벡터임 -,
상기 주파수 영역 수신 행렬의 전치 행렬은 하기의 수학식
에 의해 결정 - 여기서, 
는 상기 주파수 영역 수신 행렬의 전치 행렬이고, 는 크기 
×인 하방 순환 행렬이고, 
는 길이 인 주파수 영역 수신 원형 벡터이고, 
는 크기 
×M인 업샘플링 행렬이고, 
임 - 될 수 있다.
일 측면에 따르면, 상기 주파수 영역 수신 원형 벡터는 하기의 수학식
에 의해 결정되는 목적 함수를 갖는 제약된 최소 제곱 최적화 문제의 해로 결정되고,
상기 행렬 
는 하기의 수학식
에 의해 정의되고,
상기 벡터 
는 하기의 수학식
에 의해 정의될 수 있다.
일 측면에 따르면, 상기 주파수 영역 수신 원형 벡터는 하기의 수학식
에 의해 결정되는 목적 함수를 갖는 제약된 최소 제곱 최적화 문제의 해의 도움을 받아 결정되고, 상기 행렬 는 상기 주파수 영역 수신 원형 벡터의 0 아닌 성분의 최대 허용 개수에 기초한 상기 행렬 의 축소된 크기(reduced-size)의 행렬이고, 상기 벡터 는 상기 주파수 영역 수신 원형 벡터의 0 아닌 성분의 최대 허용 개수에 기초한 상기 벡터 의 축소된 크기의 벡터일 수 있다.
일 측면에 따르면, 상기 주파수 영역 수신 원형 벡터는 각각이 하기의 수학식
,
으로 정의되는 제 1 부최적화 문제(SP1)와 제 2 부최적화 문제(SP2)를 주어진 탐색 변수 s에서 풀어 주어진 탐색 변수 s에서의 해로 하는 2 단계(two-stage)의 제약된 선탐색 최적화 문제의 해(s*)를 결정하고, 하기의 수학식
에 의해 정의되는 최적의 주파수 영역 수신 원형 벡터로 결정될 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 직교 진폭 변조(QAM: Quadrature Amplitude Modulation)-필터 뱅크 다중 반송파(FBMC: Filter-Bank Multi-Carrier) 수신기에 의해 수행되는 QAM-FBMC 수신 방법은, 이산 시간 복소 기저 수신 신호를 입력으로 받아 윈도잉(windowing) 및 직렬/병렬 변환(S/P: Serial-to-Parallel conversion)을 통해 확장된 관측 길이를 갖는 시간 영역 수신 신호 벡터의 열을 생성하는 단계와, 상기 시간 영역 수신 신호 벡터를 이산 푸리에 변환(DFT: Discrete Fourier Transform)하여 주파수 영역 수신 신호 벡터를 생성하는 단계와, 상기 주파수 영역 수신 신호 벡터를 주파수 영역 단일탭 등화(FD one-tap equalization)하여 채널 등화된 벡터를 생성하는 단계와, 상기 채널 등화된 벡터를 부정합된 필터(mismatched filter)로 필터링하여 송신된 심볼 벡터의 추정치를 생성하는 단계와, 상기 송신된 심볼 벡터의 추정치를 병렬/직렬 변환하여 송신된 QAM 심볼열의 추정치를 생성하는 단계를 포함한다.
일 측면에 따르면, 상기 송신된 심볼 벡터의 추정치를 생성하는 단계는 하기의 수학식
에 의해 상기 송신된 심볼 벡터의 추정치를 생성하되 - 여기서, 는 상기 송신된 심볼 벡터의 추정치이고, 는 주파수 영역 수신 행렬이고, 는 상기 채널 등화된 벡터임 -,
상기 주파수 영역 수신 행렬의 전치 행렬은 하기의 수학식
에 의해 결정 - 여기서, 는 상기 주파수 영역 수신 행렬의 전치 행렬이고, 는 크기 ×인 하방 순환 행렬이고, 는 길이 인 주파수 영역 수신 원형 벡터이고, 는 크기 ×M인 업샘플링 행렬이고, 임 - 될 수 있다.
일 측면에 따르면, 상기 주파수 영역 수신 원형 벡터는 하기의 수학식
에 의해 결정되는 목적 함수를 갖는 제약된 최소 제곱 최적화 문제의 해로 결정되고,
상기 행렬 는 하기의 수학식
에 의해 정의되고,
상기 벡터 는 하기의 수학식
에 의해 정의될 수 있다.
일 측면에 따르면, 상기 주파수 영역 수신 원형 벡터는 하기의 수학식
에 의해 결정되는 목적 함수를 갖는 제약된 최소 제곱 최적화 문제의 해의 도움을 받아 결정되고,
상기 행렬 는 상기 주파수 영역 수신 원형 벡터의 0 아닌 성분의 최대 허용 개수에 기초한 상기 행렬 의 축소된 크기(reduced-size)의 행렬이고,
상기 벡터 는 상기 주파수 영역 수신 원형 벡터의 0 아닌 성분의 최대 허용 개수에 기초한 상기 벡터 의 축소된 크기의 벡터일 수 있다.
일 측면에 따르면, 상기 주파수 영역 수신 원형 벡터는 각각이 하기의 수학식
,
으로 정의되는 제 1 부최적화 문제(SP1)와 제 2 부최적화 문제(SP2)를 주어진 탐색 변수 s에서 풀어 주어진 탐색 변수 s에서의 해로 하는 2 단계(two-stage)의 제약된 선탐색 최적화 문제의 해(s*)를 결정하고, 하기의 수학식
에 의해 정의되는 최적의 주파수 영역 수신 원형 벡터로 결정될 수 있다.
개시된 기술은 다음의 효과를 가질 수 있다. 다만, 특정 실시예가 다음의 효과를 전부 포함하여야 한다거나 다음의 효과만을 포함하여야 한다는 의미는 아니므로, 개시된 기술의 권리범위는 이에 의하여 제한되는 것으로 이해되어서는 아니 될 것이다.
전술한 본 발명의 실시예들에 따른 QAM-FBMC 송수신기, 송수신 방법 및 수신 원형 필터 벡터 설계 방법에 따르면, 자기 간섭이 적으면서도 저복잡도로 높은 주파수 효율에 도달할 수 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 초과 지연 시간을 갖는 QAM-FBMC 송신기의 구성을 나타낸 블록도이다.
도 2는 도 1의 시간 영역 신호 생성부(P/S + O/S)의 입력(
)과 출력(
)간의 관계를 상세하게 나타낸 블록도이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 QAM-FBMC 송신 방법의 순서도이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 QAM-FBMC 수신기의 구성을 나타낸 블록도이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 QAM-FBMC 수신 방법의 순서도이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 QAM-FBMC 주파수 영역 수신 원형 필터 설계 방법의 순서도이다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 QAM-FBMC 송신 신호의 전력 스펙트럼을 나타낸 그래프이다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 QAM-FBMC 시스템의 주파수 효율을 나타낸 그래프이다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 QAM-FBMC 수신기의 복잡도를 비교한 표이다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 QAM-FBMC 수신기의 오류 벡터 크기를 나타낸 그래프이다
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 QAM-FBMC 수신기의 신호 대 잡음 및 간섭의 비를 나타낸 그래프이다.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 QAM-FBMC 수신기의 백색 가우시언 잡음 채널에서의 64-QAM 심볼의 비트 오류율을 나타낸 그래프이다.
도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 QAM-FBMC 송수신 원형 벡터의 첫 성분들을 나타낸 그래프이다.
도 2는 도 1의 시간 영역 신호 생성부(P/S + O/S)의 입력(
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 QAM-FBMC 송신 방법의 순서도이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 QAM-FBMC 수신기의 구성을 나타낸 블록도이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 QAM-FBMC 수신 방법의 순서도이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 QAM-FBMC 주파수 영역 수신 원형 필터 설계 방법의 순서도이다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 QAM-FBMC 송신 신호의 전력 스펙트럼을 나타낸 그래프이다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 QAM-FBMC 시스템의 주파수 효율을 나타낸 그래프이다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 QAM-FBMC 수신기의 복잡도를 비교한 표이다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 QAM-FBMC 수신기의 오류 벡터 크기를 나타낸 그래프이다
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 QAM-FBMC 수신기의 신호 대 잡음 및 간섭의 비를 나타낸 그래프이다.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 QAM-FBMC 수신기의 백색 가우시언 잡음 채널에서의 64-QAM 심볼의 비트 오류율을 나타낸 그래프이다.
도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 QAM-FBMC 송수신 원형 벡터의 첫 성분들을 나타낸 그래프이다.
본 발명은 다양한 변경을 가할 수 있고 여러 가지 실시예를 가질 수 있는바, 특정 실시예들을 도면에 예시하고 상세하게 설명하고자 한다.
그러나 이는 본 발명을 특정한 실시 형태에 대해 한정하려는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 기술범위에 포함되는 모든 변경, 균등물 내지 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다.
제1, 제2 등의 용어는 다양한 구성요소들을 설명하는 데 사용될 수 있지만, 상기 구성요소들은 상기 용어들에 의해 한정되어서는 안 된다. 상기 용어들은 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하는 목적으로만 사용된다. 예를 들어, 본 발명의 권리범위를 벗어나지 않으면서 제1 구성요소는 제2 구성요소로 명명될 수 있고, 유사하게 제2 구성요소도 제1 구성요소로 명명될 수 있다.
어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "연결되어" 있다거나 "접속되어" 있다고 언급된 때에는 그 다른 구성요소에 직접적으로 연결되어 있거나 또는 접속되어 있을 수도 있지만, 중간에 다른 구성요소가 존재할 수도 있다고 이해되어야 할 것이다. 반면에, 어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "직접 연결되어" 있다거나 "직접 접속되어" 있다고 언급된 때에는 중간에 다른 구성요소가 존재하지 않는 것으로 이해되어야 할 것이다.
본 출원에서 사용한 용어는 단지 특정한 실시예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 본 발명을 한정하려는 의도가 아니다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한 복수의 표현을 포함한다. 본 출원에서, "포함하다" 또는 "가지다" 등의 용어는 명세서상에 기재된 특징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것이지, 하나 또는 그 이상의 다른 특징들이나 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다.
다르게 정의되지 않는 한, 기술적이거나 과학적인 용어를 포함해서 여기서 사용되는 모든 용어들은 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미를 가지고 있다. 일반적으로 사용되는 사전에 정의되어 있는 것과 같은 용어들은 관련 기술의 문맥상 가지는 의미와 일치하는 의미를 가진 것으로 해석되어야 하며, 본 출원에서 명백하게 정의하지 않는 한 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미로 해석되지 않는다.
이하에서는 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 사람이 본 발명을 쉽게 실시할 수 있도록 명확하고 상세하게 설명하기로 한다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 초과 지연 시간(S>0)을 갖는 QAM-FBMC 송신기의 구성을 나타낸 블록도이고, 도 2는 도 1의 이산 시간 신호 생성부(P/S & O/S: parallel-to-serial and overlap-sum)를 상세하게 나타낸 블록도이다.
도 1을 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 초과 지연 시간(S>0)을 갖는 QAM-FBMC 송신기(100)는 직렬/병렬 변환부(S/P)(110), 주파수 영역 신호 벡터 생성부(120), IDFT부(N-point IDFT)(130) 및 이산 시간 신호 생성부(P/S & O/S)(140)를 포함할 수 있다. 주파수 영역 신호 벡터 생성부(120)는 K 배 업샘플링부(Upsampling by K)(121) 및 주파수 영역 펄스 성형부(FD Pulse Shaping)(123)를 포함할 수 있다.
직렬/병렬 변환부(110)는 QAM 심볼을 포함하는 심볼열(
)을 입력으로 받아 직렬/병렬 변환(S/P: Serial-to-Parallel conversion)하고 부반송파에 할당하여 길이 M인 심볼 벡터()의 열(
)을 생성한다. 상기 부반송파 할당된 심볼 벡터()는 Mnull개의 영(zero)성분을 포함할 수 있다.
주파수 영역 신호 벡터 생성부(120)는 K배 업샘플링부(Upsampling by K)(121)와 주파수 영역 펄스 성형부(FD pulse shaping)(123)를 포함할 수 있다.
K배 업샘플링부(121)는 상기 심볼 벡터()를 입력으로 받아 크기 KM행 M열인 업샘플링 행렬()을 이용하여 길이 KM인 업샘플링된 벡터(
)를 생성한다. 상기 업샘플링 행렬()은 수학식 1에 의해 정의될 수 있다.
여기서 는 길이 KM인 k번째 표준 기저 벡터이다.
주파수 영역 펄스 성형부(123)는 상기 업샘플링된 벡터(
)를 입력으로 받아 길이 KM인 주파수 영역 송신 원형 벡터()를 사용하여 만든 크기 KM행 KM열인 순환 행렬()을 이용하여 길이 KM인 주파수 영역 펄스 성형된 벡터(
)를 생성한다. 상기 순환 행렬()은 수학식 2에 의해 정의될 수 있다.
여기서 는 잘 알려진 PHYDYAS 필터를 이용하여 결정될 수 있으며 는 하방 순환 행렬(circular down-shift matrix)로 수학식 3에 의해 정의될 수 있다.
이하에서 N = KM이다.
따라서 상기 주파수 영역 신호 벡터 생성부(120)는 길이 M인 상기 직렬/병렬 변환된 벡터()를 입력으로 받아 길이 N인 상기 주파수 영역 신호 벡터()를 생성한다. 여기서 는 주파수 영역 송신(FD TX) 행렬로 수학식 4에 의해 정의될 수 있다.
IDFT부(130)는 상기 길이 N인 주파수 영역 신호 벡터()를 입력으로 받아 IDFT된 길이 N인 벡터(
)를 생성한다. 여기서 WN는 크기 N행 N열인 이산 푸리에 변환(DFT: Discrete Fourier Transform) 행렬로 수학식 5에 의해 (i, j) 성분이 정의 - 여기서, 
이며 인덱스 i, j는 각각 1≤i≤N, 1≤j≤N 을 만족함 - 될 수 있다.
도 2를 참조하면, 이산 시간 신호 생성부(140)는 상기 시간 영역 신호 벡터의 열(
)을 입력으로 받아 병렬/직렬 변환(P/S: Parallel-to-Serial conversion)하고 M+S 만큼 지연시켜 중첩합(O/S: Overlap-Sum)하여 이산 시간 복소 기저 신호(
)를 생성한다. 여기서 상기 이산 시간 복소 기저 신호의 n번째 성분은 통상의 QAM-FBMC에서 사용되는 지연량(M)에 추가하여 초과 지연 시간(excess delay) S(>0)를 사용하여 수학식 6에 의해 정의될 수 있다.
여기서 k번째 이산 시간 복소 기저 신호(
)의 n번째 성분은 상기 k번째 시간 영역 신호 벡터()를 이용하여 수학식 7에 의해 또는 이와 등가인 수학식 8에 의해 정의될 수 있다.
상기 이산 시간 복소 기저 신호()를 연속 시간 실수 대역 통과 QAM-FBMC 신호(
)로 변환하는 동작은 본 발명이 속하는 기술분야에서 널리 알려진 기술이므로 본 명세서에서는 그 설명을 생략하기로 한다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 QAM-FBMC 송신 방법의 순서도이다.
본 발명의 일 실시예에 따른 QAM-FBMC 송신 방법은 도 1의 QAM-FBMC 송신기(100)에 의해 수행될 수 있다.
도 3을 참조하면, 단계 S310에서는, QAM 심볼을 포함하는 심볼열(
)을 직렬/병렬 변환(S/P: Serial-to-Parallel conversion)하고 부반송파에 할당하여 길이 M인 심볼 벡터()의 열()을 생성한다.
단계 S320에서는, 상기 심볼 벡터()를 이용하여 길이 N인 주파수 영역 신호 벡터()를 생성한다. 이때 주파수 영역 송신 행렬()은 주파수 영역 송신 원형 벡터()와 하방 순환 행렬을 사용하여 결정될 수 있다.
단계 S330에서는, 상기 주파수 영역 신호 벡터()를 이용하여 역 이산 푸리에 변환(IDFT: Inverse Discrete Fourier Transform)된 길이 N인 시간 영역 신호 벡터()를 생성한다.
단계 S340에서는, 상기 시간 영역 신호 벡터의 열()을 병렬/직렬 변환(P/S: Parallel-to-Serial conversion)하고 M+S만큼 지연시켜 중첩합(O/S: Overlap-Sum)하여 이산 시간 복소 기저 신호()를 생성한다. 이때 상기 시간 영역 신호 벡터()의 성분들과 상기 이산 시간 송신 신호()의 성분들의 관계는 초과 시간 S(>0)를 이용하여 수학식 6에 의해 결정될 수 있다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 QAM-FBMC 수신기의 구성을 나타낸 블록도이다.
도 4를 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 QAM-FBMC 수신기(400)는 수신 신호 변환부(Windowing & S/P)(410), DFT부(-point DFT)(420), 주파수 영역 등화부(FD Equalization)(430), 부정합 필터부(Mismatched Filtering)(440), 병렬/직렬 변환부(P/S)(450)를 포함할 수 있다.
수신 신호 변환부(410)는 이산 시간 복소 기저 수신 신호(
)를 입력으로 받아 확장된 관측 길이 
를 갖는 직각 윈도를 적용하여 길이 인 시간 영역 수신 신호 벡터열(
)을 생성한다. 상기 시간 영역 수신 벡터열의 k번째 벡터(
)는 앞쪽 확장 길이(Lpre)와 뒤쪽 확장 길이(Lpost)를 각각 Ladd로 놓는 경우 수학식 9에 의해 정의될 수 있다.
여기서 Ladd는 가 2의 배수가 되도록 선택될 수 있다.
DFT부(420)는 상기 시간 영역 수신 벡터()를 입력으로 받아 -point DFT를 적용하여 주파수 영역 수신 신호 벡터(
)를 생성한다. 여기서 -point DFT는 가 2의 배수인 경우 FFT(Fast Fourier Transform) 알고리즘을 적용하여 계산 효율적으로 수행될 수 있다.
주파수 영역 등화부(430)는 주파수 영역 수신 신호 벡터(
)를 입력으로 받아 대각 등화 행렬(
)을 곱하여 주파수 영역 단일탭 등화(FD one-tap equalization)된 벡터(
)를 생성한다. 여기서 상기 대각 등화 행렬()은 수학식 10에 의해 정의될 수 있다.
여기서 
는 주파수 영역 채널 행렬의 추정치를 대각화한 행렬로서 상기 시간 영역 채널 행렬(
)의 추정치인 같은 크기의 행렬(
)로부터 수학식 11과 수학식 12에 의해 정의될 수 있으며 신호 파워(
)는 상기 심볼간 간섭이 포함된 신호 벡터(
)의 상관 행렬(
)을 수학식 13에 의해 주파수 영역으로 변환한 후 대각요소들의 평균으로 정의할 수 있으며 
는 잡음의 분산으로 정의된다. 수학식 11과 수학식 13에서 사용된 행렬 T는 Ladd = Lpre = Lpost를 사용할 경우 수학식 14에 의해 정의될 수 있다.
여기서 diag(diag(·)) 는 대각 성분외의 행렬의 성분을 영으로 바꾸는 연산이다.
부정합 필터부(440)는 채널 등화된 벡터(
)를 입력으로 받아 주파수 영역 수신(FD RX) 행렬()을 곱하여 송신된 심볼 벡터()의 부정합 필터링된 추정치()를 생성한다. 여기서 상기 주파수 영역 수신 행렬의 전치 행렬()은 길이 인 주파수 영역 수신 원형 벡터()를 이용하여 수학식 15에 의해 정의될 수 있다.
여기서 는 크기 행 열인 하방 순환 행렬이고 는 크기 
행 M열인 업샘플링 행렬이며 
이다.
병렬/직렬 변환부(450)는 부정합 필터링 된 벡터(
)를 병렬/직렬 변환하되 송신기의 부반송파 할당부에서 할당되지 않은 널(null) 부반송파 위치의 요소를 제외하고 상기 송신단의 부반송파 할당부의 입력인 QAM 심볼(
)의 추정치인 심볼(
)을 생성한다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 QAM-FBMC 수신 방법의 순서도이다.
본 발명의 일 실시예에 따른 QAM-FBMC 수신 방법은 도 4의 QAM-FBMC 수신기(400)에 의해 수행될 수 있다.
도 5을 참조하면, 단계 S510에서는, 이산 시간 복소 기저 수신 신호(
)를 입력으로 받아 윈도잉(windowing) 및 직렬/병렬 변환(S/P: Serial-to-Parallel conversion)을 통해 확장된 관측 길이를 갖는 시간 영역 수신 신호 벡터의 열(
)을 생성한다.
단계 S520에서는 상기 시간 영역 수신 신호 벡터(
)를 이산 푸리에 변환(DFT: Discrete Fourier Transform)하여 주파수 영역 수신 신호 벡터(
)를 생성한다.
단계 S530에서는 상기 주파수 영역 수신 신호 벡터()를 주파수 영역 단일탭 등화하여 채널 등화된 벡터(
)를 생성한다.
단계 S540에서는 상기 채널 등화된 벡터()를 부정합된 필터(mismatched filter)로 필터링하여 송신된 심볼 벡터의 추정치(
)를 생성한다.
단계 S550에서는 상기 송신된 심볼 벡터의 추정치()를 병렬/직렬 변환하여 송신된 QAM 심볼열의 추정치(
)를 생성한다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 QAM-FBMC 주파수 영역 수신 원형 필터 설계 방법의 순서도이다.
도 6을 참조하면, 단계 S610에서는, 주파수 영역 송신 행렬()과 송신 파라미터 M, S, K, Ladd 값 및 수신 파라미터 , 
값을 사용하여 주파수 영역 수신 원형 벡터()의 최소 제곱 최적화 문제의 목적 함수에 사용될 행렬 과 벡터 를 생성한다. 상기 행렬 는 수학식 16에 의해 정의될 수 있다.
여기서 상호 간섭하는 QAM-FBMC 심볼수(KW)는 수학식 17에 의해 정의될 수 있고 크기 M행 열인 행렬 Ai,m은 수학식 18에 의해 정의될 수 있다.
여기서 는 크기 행 열의 하방 순환 행렬이며 
은 크기 M행 M열의 단위행렬에서 널(null) 부반송파에 해당하는 대각성분을 0으로 바꾼 행렬이며 
는 수학식 19에 의해 정의될 수 있다.
여기서 행 N열 행렬 
는 수학식 20에 의해 정의되는 영행렬과 단위행렬의 행과 열의 수(
)를 사용하여 수학식 21에 의해 정의될 수 있다.
상기 벡터 는 수학식 22에 의해 정의될 수 있다.
여기서 길이 인 벡터 bi,m는 수학식 23에 의해 정의될 수 있다.
여기서 
는 크로네커 델타(Kronecker delta) 함수이다.
상기 주파수 영역 수신 원형 벡터(최소 제곱 최적화 문제의 목적 함수는 상기 행렬 와 벡터 를 사용하여 수학식 24에 의해 정의될 수 있다.
단계 S620에서는, 주파수 영역 송신 원형 벡터와 송신 파라미터, 수신 파라미터를 사용하여 축소된 크기의 주파수 영역 수신 원형 벡터(
)의 최적화 문제의 목적 함수에 사용될 행렬 
과 벡터 
을 생성하고, 상기 주파수 영역 수신 원형 벡터()와 상기 축소된 크기의 주파수 영역 수신 원형 벡터()를 연결하는 행렬 (
)을 생성한다. 상기 행렬 과 벡터 은 수학식 25를 만족하는 자연수 J를 사용하여 수학식 26를 만족하는 자연수 M', S'과 
으로 M, S, 를 대체하여 상기 행렬 와 벡터 를 생성하는 방식으로 정의될 수 있다.
여기서 NRX는 수신 원형 벡터의 0 아닌 성분의 최대 허용 개수이다.
상기 행렬 
은 크기 행 
열 행렬 
과 
가 수학식 27와 수학식 28에 의해 정의될 때, 상기 행렬 과 을 사용하여 수학식 29에 의해 정의될 수 있으며, 상기 주파수 영역 수신 원형 벡터()와 상기 축소된 크기의 주파수 영역 수신 원형 벡터()를 수학식 30에 의해 연결한다.
상기 축소된 크기의 주파수 영역 수신 원형 벡터()의 최소 제곱 최적화 문제의 목적 함수는 상기 행렬벡터 을 사용하여 수학식 31에 의해 정의될 수 있다.
단계 S630에서는, 2 단계(two-stage)의 제약된 최소 제곱 최적화 문제들로 이루어진 선 탐색(line search) 최적화 문제를 풀어 최적의 주파수 영역 수신 원형 벡터(qf,proposed)를 생성한다. 상기 선 탐색(line search) 최적화 문제의 제 1 부최적화 문제 (SP1: Sub-Problem 1)는 수학식 32에 의해 정의될 수 있다.
여기서 벡터의 1-노름 (one-norm) 
는 벡터의 각 성분의 절대값의 합이고 s는 선탐색에 사용되는 변수이고 
는 주어진 선탐색 변수 s에서 제 1 부최적화 문제의 해이다.
상기 선 탐색(line search) 최적화 문제의 제 2 부최적화 문제 (SP2: Sub-Problem 1)는 수학식 33에 의해 정의될 수 있다.
여기서 벡터 
는 벡터 
의 성분별로 0-노름을 취하여 얻은 벡터 와 같은 길이의 벡터로 정의되고 는 제 1 부최적화 문제(SP1)를 주어진 선탐색 변수 s에서 풀어 얻은 해이고 
는 제 2 부최적화 문제(SP2)를 주어진 선탐색 변수 s에서 풀어 얻은 해이다. 상기 제 2 부최적화 문제(SP2)의 해는 수학식 34에 의해 정의되는 제약 없는 최소 제곱 문제의 해(
)를 구해 수학식 35에 대입하여 결정될 수 있다.
여기서 
는 크기 행 
열인 행렬로 단위 행렬 
의 대각성분 중 벡터 
의 0 성분에 해당하는 열을 제거하여 얻은 행렬로 정의된다.
상기 선 탐색(line search) 최적화 문제는 수학식 36에 의해 정의될 수 있다.
여기서 목적함수 f(s)는 상기 제 2 부최적화 문제(SP2)의 최적해(
)를 사용하여 수학식 37에 의해 정의될 수 있다.
여기서 탐색 구간의 상한(
)는 수학식 38으로 정의되는 최소 제곱(least squares) 최적화 문제의 해를 구하여 결정될 수 있다.
상기 최적의 주파수 영역 수신 원형 벡터(
)를 생성하는 단계는, 상기 선탐색 문제의 최적해(s*)를 상기 제 2 부최적화 문제의 해()에 대입하여 수학식 39로 결정될 수 있다
상기 최적의 주파수 영역 수신 행렬(
)은 상기 주파수 영역 수신 원형 벡터()를 사용하여 수학식 40에 의해 결정될 수 있다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 QAM-FBMC 송신 신호의 전력 스펙트럼(PSD: Power Spectral Density)을 나타낸 그래프이다.
도 7은 부반송파를 600개 할당할 때, OFDM, 통상의 QAM-FBMC, OQAM-FBMC, 그리고 본 발명의 실시예에 따른 QAM-FBMC의 전력 스펙트럼을 도시한다. 도 7에 따르면 본 발명의 실시예에 따른 QAM-FBMC의 전력 스펙트럼은 PHYDYAD 원형 벡터를 사용하는 OQAM-FBMC와 같은 PSD를 가지며, OFDM과 통상의 QAM-FBMC보다 매우 낮은 PSD를 보인다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 QAM-FBMC 시스템의 주파수 효율(SE; Spectral Efficiency)의 근사값을 나타낸 그래프이다.
도 8은 부반송파를 600개 할당할 때, 상향 링크의 사용자 수(#users)가 증가함에 따라 통상의 QAM-FBMC, 선형 최소 평균 제곱 오차(LMMSE: Linear Minimum Mean Square Error) 수신기를 가지는 QAM-FBMC, 그리고 본 발명의 실시예에 따른 QAM-FBMC 시스템의 주파수 효율의 근사값(SEapprox: approximate value of Spectral Efficiency)을 도시한다. 도 8에 따르면 본 발명의 실시예에 따른 QAM-FBMC 시스템의 주파수 효율은 보호 대역 (guard band) 폭이 가장 작기 때문에 상향 링크 사용자수가 6을 넘어서면서 가장 높은 값을 가진다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 QAM-FBMC 수신기의 복잡도를 비교한 표이다.
도 9는 통상의 정합 필터와 단일탭 등화기를 채용한 QAM-FBMC, 본 발명의 실시예에 따른 부정합 필터와 단일탭 등화기를 채용한 QAM-FBMC, 그리고 선형 최소 평균 제곱 오차(LMMSE: Linear Minimum Mean Square Error) 수신기를 가지는 QAM-FBMC의 계산복잡도를 복소수 합과 곱의 개수를 계산하여 송수신 파라미터와 큰 O(Big-O) 표기법을 사용하여 나타낸다. 도 9에 따르면 본 발명의 실시예에 따른 QAM-FBMC 수신기의 계산 복잡도는 계산 복잡도가 가장 낮은 정합 필터를 채용한 수신기와 큰 차이가 없으나 선형 최소 평균 제곱 오차 수신기를 가지는 QAM-FBMC 수신기의 계산 복잡도 보다 현저히 낮다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 QAM-FBMC 수신기의 오류 벡터 크기(EVM: Error Vector Magnitude)를 나타낸 그래프이다.
도 10은 통상의 정합 필터와 단일탭 등화기를 채용한 QAM-FBMC, 본 발명의 실시예에 따른 부정합 필터와 단일탭 등화기를 채용한 QAM-FBMC, 그리고 선형 최소 평균 제곱 오차(LMMSE: Linear Minimum Mean Square Error) 수신기를 가지는 QAM-FBMC 시스템의 오류 벡터 크기를 희소성(sparsity)을 나타내는 척도인 0이 아닌 수신 원형 벡터 성분 수(NRX)의 함수로서 도시한다. 도 10에 따르면 본 발명의 실시예에 따른 QAM-FBMC 시스템의 오류 벡터 크기는 시간-주파수 곱(TF product)이 1.0625인 경우 수신기에서 상대적인 관측 길이(
)를 2배로 확장함으로써 비교 대상이 되는 시스템의 오류 벡터 크기보다 매우 작은 값을 0이 NRX>20 인 범위에서 매우 쉽게 달성한다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 QAM-FBMC 수신기의 신호 대 잡음 및 간섭의 비(SINR: Signal-to-Interference-plus-Noise Ratio)를 나타낸 그래프이다. 도 11에 따르면 본 발명의 실시예에 따른 QAM-FBMC 시스템의 신호 대 잡음 및 간섭의 비는 0이 아닌 수신 원형 벡터 성분 수(NRX)가 31인 경우 신호 대 잡음비(SNR: Signal-to-Noise Ratio) 30 dB까지 최고의 성능과 차이 큰 차이 없는 성능을 보이며, 전체 탭(full-tap)일 경우 OQAM-FBMC 보다 뛰어난 성능을 보인다.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 QAM-FBMC 수신기의 백색 가우시언 잡음(AWGN: Additive White Gaussian Noise) 채널에서의 64-QAM 심볼의 비트 오류율(BER: Bit Error Rate)을 비트 에너지 대 잡음 밀도(Eb/N0)의 함수로 나타낸 그래프이다. 도 12에 따르면 본 발명의 실시예에 따른 QAM-FBMC 시스템의 비트 오류율은 통상의 QAM-FBMC 그리고 선형 최소 평균 제곱 오차 수신기를 가지는 QAM-FBMC 시스템의 비트 오류율 보다 뛰어나며 거의 CP-OFDM과 OQAM-FBMC의 비트 오류율에 근접하는 성능을 보인다.
도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 QAM-FBMC 송수신 원형 벡터의 첫 성분들을 나타낸 그래프이다. 도 13에 따르면 수신단 원형 벡터의 길이 대 송신단 원형 벡터의 길이 비()를 2로 설정하고 0이 아닌 수신 원형 벡터 성분 수(NRX)를 31로 제약한 경우, 주파수 영역 송신 원형 벡터에 PHYDYAS 필터를 사용하여 본 발명의 실시예에 따른 주파수 영역 수신 원형 벡터(
)를 최적화하였을 때 첫 30개의 성분을 보여 준다.
이상에서 도면 및 실시예를 참조하여 설명하였지만, 본 발명의 보호범위가 상기 도면 또는 실시예에 의해 한정되는 것을 의미하지는 않으며 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 하기의 청구범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.
100: 초과 지연 시간을 갖는 QAM-FBMC 송신기
110: 직렬/병렬 변환부
120: 주파수 영역 신호 벡터 생성부
121: K 배 업샘플링부
123: 주파수 영역 펄스 성형부
130: IDFT부
140: 이산 시간 신호 생성부
400: QAM-FBMC 수신기
410: 수신 신호 변환부
420: DFT부
430: 주파수 영역 등화부
440: 부정합 필터부
450: 병렬/직렬 변환부
110: 직렬/병렬 변환부
120: 주파수 영역 신호 벡터 생성부
121: K 배 업샘플링부
123: 주파수 영역 펄스 성형부
130: IDFT부
140: 이산 시간 신호 생성부
400: QAM-FBMC 수신기
410: 수신 신호 변환부
420: DFT부
430: 주파수 영역 등화부
440: 부정합 필터부
450: 병렬/직렬 변환부
Claims (18)
- 직교 진폭 변조(QAM: Quadrature Amplitude Modulation)-필터 뱅크 다중 반송파(FBMC: Filter-Bank Multi-Carrier) 송신기에 있어서,
QAM 심볼을 포함하는 심볼열을 입력으로 받아 직렬/병렬 변환(S/P: Serial-to-Parallel conversion)하고 부반송파에 할당하여 길이 M인 심볼 벡터의 열을 생성하는 직렬/병렬 변환부;
상기 심볼 벡터를 입력으로 받아 길이 N인 주파수 영역 신호 벡터를 생성하는 주파수 영역 신호 벡터 생성부;
상기 주파수 영역 신호 벡터를 입력으로 받아 역 이산 푸리에 변환(IDFT: Inverse Discrete Fourier Transform)된 길이 N인 시간 영역 신호 벡터를 생성하는 IDFT부; 및
상기 시간 영역 신호 벡터의 열을 입력으로 받아 병렬/직렬 변환(P/S: Parallel-to-Serial conversion)하고 M+S만큼 지연시켜 중첩합(O/S: Overlap-Sum)하여 이산 시간 복소 기저 신호를 생성하는 이산 시간 신호 생성부 - 여기서, S는 초과 지연 시간임 -;를 포함하고,
상기 주파수 영역 신호 벡터 생성부는
상기 심볼 벡터를 입력으로 받아 크기 KM×M인 업샘플링 행렬을 이용하여 길이 KM인 업샘플링된 벡터를 생성하는 K배 업샘플링부, 및
상기 업샘플링된 벡터를 입력으로 받아 크기 KM×M인 순환 행렬을 이용하여 길이 KM인 상기 주파수 영역 신호 벡터를 생성하는 주파수 영역 펄스 성형부를 포함하고,
상기 주파수 영역 신호 벡터 생성부는 하기의 수학식
에 의해 상기 주파수 영역 신호 벡터를 생성하되 - 여기서, 는 상기 주파수 영역 신호 벡터이고, 는 주파수 영역 송신 행렬이고, 는 상기 심볼 벡터임 -,
상기 주파수 영역 송신 행렬은 상기 순환 행렬과 상기 업샘플링 행렬의 곱에 의해 계산되는, QAM-FBMC 송신기. - 삭제
- 삭제
- 제1항에 있어서,
상기 업샘플링 행렬은 하기의 수학식
에 의해 정의되고 - 여기서, 은 상기 업샘플링 행렬이고, 는 길이 KM인 k번째 표준 기저 벡터임 -,
상기 순환 행렬은 하기의 수학식
에 의해 정의되며 - 여기서, 는 상기 순환 행렬이고, 는 하방 순환 행렬이고, 는 PHYDYAS 필터를 이용하여 결정됨 -,
상기 하방 순환 행렬은 하기의 수학식
에 의해 정의되는, QAM-FBMC 송신기. - 제1항에 있어서,
상기 이산 시간 복소 기저 신호는 하기의 수학식
에 의해 정의되는 - 여기서, 은 상기 이산 시간 복소 기저 신호이고, 은 k번째 이산 시간 복소 기저 신호의 n번째 성분임 -, QAM-FBMC 송신기. - 제5항에 있어서,
상기 k번째 이산 시간 복소 기저 신호의 n번째 성분은 하기의 수학식
에 의해 정의되는 - 여기서, 는 상기 시간 영역 신호 벡터임 -, QAM-FBMC 송신기. - 제5항에 있어서,
상기 k번째 이산 시간 복소 기저 신호의 n번째 성분은 하기의 수학식
에 의해 정의되는 - 여기서, 는 상기 시간 영역 신호 벡터임 -, QAM-FBMC 송신기. - 직교 진폭 변조(QAM: Quadrature Amplitude Modulation)-필터 뱅크 다중 반송파(FBMC: Filter-Bank Multi-Carrier) 송신기에 의해 수행되는 QAM-FBMC 송신 방법에 있어서,
QAM 심볼을 포함하는 심볼열을 직렬/병렬 변환(S/P: Serial-to-Parallel conversion)하고 부반송파에 할당하여 길이 M인 심볼 벡터의 열을 생성하는 단계;
상기 심볼 벡터를 이용하여 길이 N인 주파수 영역 신호 벡터를 생성하는 단계;
상기 주파수 영역 신호 벡터를 이용하여 역 이산 푸리에 변환(IDFT: Inverse Discrete Fourier Transform)된 길이 N인 시간 영역 신호 벡터를 생성하는 단계; 및
상기 시간 영역 신호 벡터의 열을 병렬/직렬 변환(P/S: Parallel-to-Serial conversion)하고 M+S만큼 지연시켜 중첩합(O/S: Overlap-Sum)하여 이산 시간 복소 기저 신호를 생성하는 단계 - 여기서, S는 초과 지연 시간임 -;를 포함하고,
상기 주파수 영역 신호 벡터를 생성하는 단계는
상기 심볼 벡터를 입력으로 받아 크기 KM×M인 업샘플링 행렬을 이용하여 길이 KM인 업샘플링된 벡터를 생성하는 K배 업샘플링부, 및
상기 업샘플링된 벡터를 입력으로 받아 크기 KM×M인 순환 행렬을 이용하여 길이 KM인 상기 주파수 영역 신호 벡터를 생성하는 주파수 영역 펄스 성형부를 포함하고,
상기 주파수 영역 신호 벡터 생성부는 하기의 수학식
에 의해 상기 주파수 영역 신호 벡터를 생성하되 - 여기서, 는 상기 주파수 영역 신호 벡터이고, 는 주파수 영역 송신 행렬이고, 는 상기 심볼 벡터임 -,
상기 주파수 영역 송신 행렬은 상기 순환 행렬과 상기 업샘플링 행렬의 곱에 의해 계산되는, QAM-FBMC 송신 방법. - 직교 진폭 변조(QAM: Quadrature Amplitude Modulation)-필터 뱅크 다중 반송파(FBMC: Filter-Bank Multi-Carrier) 수신기에 있어서,
이산 시간 복소 기저 수신 신호를 입력으로 받아 윈도잉(windowing) 및 직렬/병렬 변환(S/P: Serial-to-Parallel conversion)을 통해 확장된 관측 길이를 갖는 시간 영역 수신 신호 벡터의 열을 생성하는 수신 신호 변환부;
상기 시간 영역 수신 신호 벡터를 이산 푸리에 변환(DFT: Discrete Fourier Transform)하여 주파수 영역 수신 신호 벡터를 생성하는 DFT부;
상기 주파수 영역 수신 신호 벡터를 주파수 영역 단일탭 등화(FD one-tap equalization)하여 채널 등화된 벡터를 생성하는 주파수 영역 채널 등화부;
상기 채널 등화된 벡터를 부정합된 필터(mismatched filter)로 필터링하여 송신된 심볼 벡터의 추정치를 생성하는 부정합 필터부; 및
상기 송신된 심볼 벡터의 추정치를 병렬/직렬 변환하여 송신된 QAM 심볼열의 추정치를 생성하는 병렬/직렬 변환부;를 포함하고,
상기 부정합 필터부는 하기의 수학식
에 의해 상기 송신된 심볼 벡터의 추정치를 생성하되 - 여기서, 는 상기 송신된 심볼 벡터의 추정치이고, 는 주파수 영역 수신 행렬이고, 는 상기 채널 등화된 벡터임 -,
상기 주파수 영역 수신 행렬의 전치 행렬은 하기의 수학식
에 의해 결정되는 - 여기서, 는 상기 주파수 영역 수신 행렬의 전치 행렬이고, 는 크기 ×인 하방 순환 행렬이고, 는 길이 인 주파수 영역 수신 원형 벡터이고, 는 크기 ×M인 업샘플링 행렬이고, 임 -, QAM-FBMC 수신기. - 삭제
- 제9항에 있어서,
상기 주파수 영역 수신 원형 벡터는 하기의 수학식
에 의해 결정되는 목적 함수를 갖는 제약된 최소 제곱 최적화 문제의 해로 결정되고,
상기 행렬 는 하기의 수학식
에 의해 정의되고,
상기 벡터 는 하기의 수학식
에 의해 정의되는, QAM-FBMC 수신기. - 제11항에 있어서,
상기 주파수 영역 수신 원형 벡터는 하기의 수학식
에 의해 결정되는 목적 함수를 갖는 제약된 최소 제곱 최적화 문제의 해의 도움을 받아 결정되고,
상기 행렬 는 상기 주파수 영역 수신 원형 벡터의 0 아닌 성분의 최대 허용 개수에 기초한 상기 행렬 의 축소된 크기(reduced-size)의 행렬이고,
상기 벡터 는 상기 주파수 영역 수신 원형 벡터의 0 아닌 성분의 최대 허용 개수에 기초한 상기 벡터 의 축소된 크기의 벡터인, QAM-FBMC 수신기. - 제11항에 있어서,
상기 주파수 영역 수신 원형 벡터는 각각이 하기의 수학식
,
으로 정의되는 제 1 부최적화 문제(SP1)와 제 2 부최적화 문제(SP2)를 주어진 탐색 변수 s에서 풀어 주어진 탐색 변수 s에서의 해로 하는 2 단계(two-stage)의 제약된 선탐색 최적화 문제의 해(s*)를 결정하고, 하기의 수학식
에 의해 정의되는 최적의 주파수 영역 수신 원형 벡터로 결정되는, QAM-FBMC 수신기. - 직교 진폭 변조(QAM: Quadrature Amplitude Modulation)-필터 뱅크 다중 반송파(FBMC: Filter-Bank Multi-Carrier) 수신기에 의해 수행되는 QAM-FBMC 수신 방법에 있어서,
이산 시간 복소 기저 수신 신호를 윈도잉(windowing) 및 직렬/병렬 변환(S/P: Serial-to-Parallel conversion)을 통해 확장된 관측 길이를 갖는 시간 영역 수신 신호 벡터의 열을 생성하는 단계;
상기 시간 영역 수신 신호 벡터를 이산 푸리에 변환(DFT: Discrete Fourier Transform)하여 주파수 영역 수신 신호 벡터를 생성하는 단계;
상기 주파수 영역 수신 신호 벡터를 주파수 영역 단일탭 등화(FD one-tap equalization)하여 채널 등화된 벡터를 생성하는 단계;
상기 채널 등화된 벡터를 부정합된 필터(mismatched filter)로 필터링하여 송신된 심볼 벡터의 추정치를 생성하는 단계; 및
상기 송신된 심볼 벡터의 추정치를 병렬/직렬 변환하여 송신된 QAM 심볼열의 추정치를 생성하는 단계;를 포함하고,
상기 송신된 심볼 벡터의 추정치를 생성하는 단계는 하기의 수학식
에 의해 상기 송신된 심볼 벡터의 추정치를 생성하되 - 여기서, 상기 송신된 심볼 벡터의 추정치이고, 는 주파수 영역 수신 행렬이고, 는 상기 채널 등화된 벡터임 -,
상기 주파수 영역 수신 행렬의 전치 행렬은 하기의 수학식
에 의해 결정되는 - 여기서, 는 상기 주파수 영역 수신 행렬의 전치 행렬이고, 는 크기 ×인 하방 순환 행렬이고, 는 길이 인 주파수 영역 수신 원형 벡터이고, 는 크기 ×M인 업샘플링 행렬이고, 임 -, QAM-FBMC 수신 방법. - 삭제
- 제14항에 있어서,
상기 주파수 영역 수신 원형 벡터는 하기의 수학식
에 의해 결정되는 목적 함수를 갖는 제약된 최소 제곱 최적화 문제의 해로 결정되고,
상기 행렬 는 하기의 수학식
에 의해 정의되고,
상기 벡터 는 하기의 수학식
에 의해 정의되는, QAM-FBMC 수신 방법. - 제16항에 있어서,
상기 주파수 영역 수신 원형 벡터는 하기의 수학식
에 의해 결정되는 목적 함수를 갖는 제약된 최소 제곱 최적화 문제의 해의 도움을 받아 결정되고,
상기 행렬 는 상기 주파수 영역 수신 원형 벡터의 0 아닌 성분의 최대 허용 개수에 기초한 상기 행렬 의 축소된 크기(reduced-size)의 행렬이고,
상기 벡터 는 상기 주파수 영역 수신 원형 벡터의 0 아닌 성분의 최대 허용 개수에 기초한 상기 벡터 의 축소된 크기의 벡터인, QAM-FBMC 수신 방법. - 제16항에 있어서,
상기 주파수 영역 수신 원형 벡터는 각각이 하기의 수학식
,
으로 정의되는 제 1 부최적화 문제(SP1)와 제 2 부최적화 문제(SP2)를 주어진 탐색 변수 s에서 풀어 주어진 탐색 변수 s에서의 해로 하는 2 단계(two-stage)의 제약된 선탐색 최적화 문제의 해(s*)를 결정하고, 하기의 수학식
에 의해 정의되는 최적의 주파수 영역 수신 원형 벡터로 결정되는, QAM-FBMC 수신 방법.
Priority Applications (1)
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|---|---|---|---|
| KR1020210175123A KR102672243B1 (ko) | 2021-12-08 | 2021-12-08 | 직교 진폭 변조 필터 뱅크 다중 반송파 통신 시스템에서 낮은 자기 간섭 및 높은 주파수 효율에 도달하기 위한 송수신기, 송수신 방법 및 수신 원형 필터 설계 방법 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| KR1020210175123A KR102672243B1 (ko) | 2021-12-08 | 2021-12-08 | 직교 진폭 변조 필터 뱅크 다중 반송파 통신 시스템에서 낮은 자기 간섭 및 높은 주파수 효율에 도달하기 위한 송수신기, 송수신 방법 및 수신 원형 필터 설계 방법 |
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| KR20230086470A KR20230086470A (ko) | 2023-06-15 |
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| KR20160052070A (ko) | 2014-11-04 | 2016-05-12 | 삼성전자주식회사 | 비직교 송신 신호를 사용하는 다중 반송파 시스템에서 신호를 송수신하는 방법 및 장치 |
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