CN108880777B - 适用于ufmc波形的信道探测参考信号发送与接收方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提出了适用于UFMC波形的信道探测参考信号发送与接收方法，包括如下步骤：发送端根据系统需求在频域设置需要滤波的子带，子带由相邻的子载波组成；对每个子带做N点的傅立叶反变换将其变换到时域；将时域信号通过滤波器形成UFMC基带信号；将信道探测参考信号叠加到UFMC基带信号的斜坡上，并调制到载频上发送出去；接收端将斜坡上部分信号取出并做傅立叶变换得到信道的频域响应。本发明方法通过将信道探测信号叠加在UFMC符号的斜坡上发送，降低了信道探测信号和UFMC符号间干扰；同时由于不占用任何频率资源，所以提高了系统的频谱效率，快速可靠，且计算复杂度低，满足不同业务场景的需求。

Description

适用于UFMC波形的信道探测参考信号发送与接收方法
技术领域
本发明属于移动通信中信号处理领域，涉及一种适用于UFMC波形的信道探测信号发送方法与接收方法。
背景技术
在移动通信系统中，波形一直是空中接口技术中的主要组成部分之一。目前商用的第四代移动通信系统(4G)采用了基于循环前缀的正交频分多址(CP-OFDM)技术作为其空中传输波形。CP-OFDM技术具有传输效率高，实现简单，易与多输入多输出(MIMO)结合的优点。但是，它的正交性结构决定了其对定时偏移(Timingoffset)和频率偏移(Carrierfrequency offset)非常敏感。同时，由于CP-OFDM在时域的处理中采用了矩形窗截断，故存在较高的带外泄露，更加不利于对相邻子带异步传输的支持。通用滤波多载波(UFMC)技术继承了CP-OFDM的优点，并通过滤波技术大幅度降低带外泄露，可有效支持相邻子带的异步传输。同时，UFMC能够根据不同业务对于波形参数的不同需求在统一的物理层平台上进行动态的选择和配置，可满足第五代移动通信系统(5G)在统一技术框架基础上支持不同场景差异化技术方案的需求。
在多载波系统中，整个频带被分割成许多个正交的子载波，不同的用户占用不同的子载波资源，相互没有干扰地接入到系统中。在UFMC系统中，相邻的子载波组成子带(Sub-band)，一个用户可以占用一个或多个子带。为了提高频谱效率，系统在进行通信前需要进行资源分配(Resource allocation)，将子载波分配给信道条件好的用户。传统的方法是在整个频带上发送探测参考信号(Soundingreference signal)，接收端通过该信号来估计不同子载波处的信道频率响应。但是，由于探测参考信号占用了较多的频率资源，使得相应的子载波不能用来传送数据，所以传统方法降低了系统的频谱效率。
发明内容
为解决上述问题，本发明提出了适用于UFMC波形的信道探测参考信号发送与接收方法，将信道探测信号叠加在UFMC符号的斜坡(Rampup/down)上发送。
为了达到上述目的，本发明提供如下技术方案：
适用于UFMC波形的信道探测参考信号发送方法，包括如下步骤：
步骤1，发送端根据系统需求在频域设置需要滤波的子带，子带由相邻的子载波组成；
步骤2，对每个子带做N点的傅立叶反变换将其变换到时域，N为多载波系统总的子载波数；
步骤3，将时域信号通过滤波器形成UFMC基带信号；
步骤4，将信道探测参考信号叠加到UFMC基带信号的斜坡上，并调制到载频上发送出去。
进一步的，所述步骤1中子带分配给相同用户，或分配给不同用户。
进一步的，所述步骤2及步骤3具体通过以下计算公式完成子带的变换及形成UFMC基带信号：
Figure BDA0001805565060000021
其中，Fm是一个(N+LF-1)×N维的复数托普利兹矩阵，它的第一列为
Figure BDA0001805565060000022
第一行为[fm(0),01×(N-1)]T；Dm是一个N×Nm维的复数矩阵，假设D是一个N×N维的能量归一化后的傅立叶反变换(IDFT)矩阵，它的第i行第n列的元素为
Figure BDA0001805565060000023
则Dm由D的
Figure BDA0001805565060000024
列至
Figure BDA0001805565060000025
列元素组成；Sm为第m个子带上传输的子符号向量，
Figure BDA0001805565060000026
DmSm表示对第m个子带的频域符号向量Sm做N点的傅立叶反变换，将其变换到时域。
进一步的，所述步骤4中叠加过程如下：
将组成探测参考信号的两个信号组
Figure BDA0001805565060000027
和
Figure BDA0001805565060000028
分别叠加在UMFC基带信号的斜坡区内，其中，
Figure BDA0001805565060000029
叠加到第m+1个UFMC基带信号的第一个采样点上，用来估计信道冲激响应的前半段；
Figure BDA00018055650600000210
叠加到第m-1个UFMC基带信号的第N+3LF/4个采样点上，用来估计CIR的后半段，其中LF为子带滤波器的长度。
进一步的，所述斜坡区为UFMC基带信号两边的能量上升和下降区域。
本发明还提供了适用于UFMC波形的信道探测参考信号发送与接收方法，在前述步骤1-4的基础上，还包括：
步骤5，接收端将斜坡上部分信号取出并做傅立叶变换，得到信道的频域响应。
进一步的，所述步骤5具体包括如下步骤：
第m个接收到的离散数字基带UFMC信号表示为：
Figure BDA0001805565060000031
其中，L表示多径的数目，h(l)表示第l根径的信道参数，vm(n)表示第m个UFMC符号的第n个采样上的加性高斯白噪声，sm(n)表示第m个UFMC符号的第n个采样，
第m个UFMC符号的前LF/4个采样的区间内，接收信号表示为：
Figure BDA0001805565060000032
由于该区域内的sm(n)和sm-1(n)的能量较小，接收信号{rm(n),0≤n≤LF/4}用来估计用来估计CIR的后半段，即{h(l),LF/4≤l＜LF/2}；同理，在第m+1个UFMC符号的前LF/4个采样的区间内，接收信号表示为：
Figure BDA0001805565060000033
由于该区域内的sm(n)和sm+1(n)的能量较小，接收信号{rm+1(n),0≤n≤LF/4}用来估计用来估计CIR的前半段，即{h(l),0≤l＜LF/4}；
最后，将两部分合到一起，得到完整的CIR估计为
Figure BDA0001805565060000034
通过傅里叶变换(DFT)将
Figure BDA0001805565060000035
变换到频域，即可得到整个频带上的信道频率响应。
进一步的，多径衰落信道的最大时延扩展小于LF/2，即L-1＜LF/2。
与现有技术相比，本发明具有如下优点和有益效果：
本发明方法通过将信道探测信号叠加在UFMC符号的斜坡(Ramp up/down)上发送，降低了信道探测信号和UFMC符号间干扰；同时由于不占用任何频率资源，所以提高了系统的频谱效率，快速可靠，且计算复杂度低，既适于下一代通信系统中可能采用的UFMC波形技术，又适于如滤波器组多载波(FBMC)，广义频分复用(GDMC)等其它滤波器的新波形，满足不同业务场景的需求。
附图说明
图1为UFMC系统发送原理示意图。
图2为LTE系统中的信道探测信号发送方法。
图3为本发明的信道探测信号发送方法结构示意图。
图4为本发明的信道估计均方误差仿真结果。
图5为本发明的误码率仿真结果。
具体实施方式
以下将结合具体实施例对本发明提供的技术方案进行详细说明，应理解下述具体实施方式仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围。
本发明提供的适用于UFMC波形的信道探测信号发送与接收方法，包括如下步骤：
步骤1，发送端根据系统需求在频域设置需要滤波的子带，子带由相邻的子载波组成
假设一个UFMC系统在频域包含N个子载波，这些子载波根据系统需求划分为M个子带(Sub-band)，第m个子带由Nm个相邻的子载波构成。以U＝[0,1,...,N-1]表示子载波位置组成的集合，则
Figure BDA0001805565060000041
表示第m个子带所包含的子载波位置，并且N0+N1+…NM-1＝N。根据系统设置，这M个子带可以分配给相同用户，也可以分配给不同用户。下面假设分配给相同用户，不同用户的情况可以此类推。
假设经过信号调制后，用户生成的符号向量为S＝[S(0),S(1),…,S(N-1)]T，其中，S(i)表示QPSK或QAM调制的符号，i＝0,1,...,N-1。发送端将S分成不重叠的M个子符号向量，分别配置在M个子带上传输。此时，第m个子带上传输的子符号向量为
Figure BDA0001805565060000042
假设第m个子带的滤波器为fm＝[fm(0),fm(1),...,fm(LF,m-1)]，其中LF,m表示滤波器长度。通常，不同子带滤波器的长度和参数可以不一样。但是，为了分析方便，我们这里假设长度是一样，都是LF。
步骤2，对每个子带做N点的反傅立叶变换(IFFT)变换到时域
在发送端，对定义一个(N+LF-1)×N维的复数托普利兹(Toeplitz)矩阵Fm，它的第一列为
Figure BDA0001805565060000043
第一行为[fm(0),01×(N-1)]T。如图1所示，UFMC发送信号可以用矩阵表示为：
Figure BDA0001805565060000044
其中，Dm是一个N×Nm维的复数矩阵。假设D是一个N×N维的能量归一化后的傅立叶反变换(IDFT)矩阵，它的第i行第n列的元素为
Figure BDA0001805565060000051
则Dm由D的
Figure BDA0001805565060000052
列至
Figure BDA0001805565060000053
列元素组成。DmSm表示对第m个子带的频域符号向量Sm做N点的傅立叶反变换(IDFT)，将其变换到时域。
步骤3，得到的时域信号然后通过与复托普利兹矩阵Fm相乘完成滤波过程，随后将滤波后的所有M个时域子带信号相加得到UFMC基带信号。
步骤4，将信道探测参考信号叠加到UFMC基带信号的斜坡(Ramp up/down)上，并调制到载频上发送出去
在传统的信道探测方法中，参考信号是调制到频域的子载波上发送的。比如：LTE系统的上行链路(Uplink)中，探测参考信号调制在一个子帧(Sub-frame)的最后一个符号上发送，周期通常是2ms到320ms。为了能得到用户在整个频带的信道响应，与解调参考信号(DM-RS:Demodulation reference signal)不同，探测参考信号(SRS:Soundingreferencesignal)需在整个频带上传输，如图2所示。但是，由于探测参考信号占用了较多的频率资源，使得相应的子载波不能用来传送数据，所以传统方法降低了系统的频谱效率。
为了提高系统的频谱效率，本发明提出了一种探测参考信号发送方法，发送结构如图3所示。探测参考信号由
Figure BDA0001805565060000054
和
Figure BDA0001805565060000055
两个信号组成，它们可以是复数信号，如1+j，也可以是实数信号，如1，其中j表示虚数单位。
Figure BDA0001805565060000056
和
Figure BDA0001805565060000057
分别叠加在UMFC基带信号的斜坡区(Rampup/down)内。这里的斜坡区指的是图3中UFMC基带信号两边的能量上升和下降区域，它们是由滤波器引起的。其中，
Figure BDA0001805565060000058
叠加到第m+1个UFMC基带信号的第一个采样点上，用来估计信道冲激响应(CIR)的前半段；
Figure BDA0001805565060000059
叠加到第m-1个UFMC基带信号的第N+3LF/4个采样点上，用来估计CIR的后半段。最后，与传统的通信系统一致，将叠加了探测参考信号的基带信号数模转换后调制到载频上发送出去。接收端先将接收到的高频信号下变频到基带，然后模数转换得到离散数字基带信号。
步骤5，接收端将斜坡上部分信号取出并做傅立叶变换(DFT)得到信道的频域响应。
假设信道在连续3个UMFC符号的时间内保持不变，且接收端已经完全同步。在这种情况下，第m个接收到的离散数字基带UFMC信号可以表示为：
Figure BDA00018055650600000510
其中，L表示多径的数目，h(l)表示第l根径的信道参数，vm(n)表示第m个UFMC符号的第n个采样上的加性高斯白噪声(AWGN)，sm(n)表示第m个UFMC符号的第n个采样。多径衰落信道的最大时延扩展通常小于LF/2，即L-1＜LF/2，否则将引起较强的符号间干扰。
与传统的通信系统不同的是，由于发送符号在斜坡上还叠加了探测参考信号，在第m个UFMC符号的前LF/4个采样的区间内，接收信号可以表示为：
Figure BDA0001805565060000061
由于该区域内的sm(n)和sm-1(n)的能量较小，接收信号{rm(n),0≤n≤LF/4}可用来估计用来估计CIR的后半段，即{h(l),LF/4≤l＜LF/2}。同理，在第m+1个UFMC符号的前LF/4个采样的区间内，接收信号可以表示为：
Figure BDA0001805565060000062
由于该区域内的sm(n)和sm+1(n)的能量较小，接收信号{rm+1(n),0≤n≤LF/4}可用来估计用来估计CIR的前半段，即{h(l),0≤l＜LF/4}。最后，将两部分合到一起，我们得到完整的CIR估计为
Figure BDA0001805565060000063
通过傅里叶变换(DFT)将
Figure BDA0001805565060000064
变换到频域，我们即可得到整个频带上的信道频率响应(CFR)。
图4和5分别给出了本发明的信道估计均方误差(MSE)和误码率(BER)仿真结果。仿真条件如下：UFMC系统共有1024个子载波，即N＝1024，相邻的12个子载波组成一个子带。用户占用5个子带，采用QPSK调制。每个子带采用相同的Dolph-Chebyshev有限冲激响应(FIR)滤波器，滤波器的有74个抽头系数，旁瓣衰减为40dB。多径衰落信道有16根径，即L＝16，每根径的时延分别为0,2,4,...,30个采样，且每径功率服从负指数分布
Figure BDA0001805565060000065
其中l＝1,2,…,16。在仿真中，我们假设信号的平均功率为1，噪声的方差根据信噪比(SNR)的大小而改变。
Figure BDA0001805565060000066
和
Figure BDA0001805565060000067
设为两个相等的实数α。图4和图5中的“理想”曲线采用的是传统方法，即利用所有子载波传送探测参考信号。由图4和图5可见，相比于传统的方法，本发明中的探测参考信号是叠加在UFMC的时域符号上，不占用任何频率资源，且参考信号与UFMC符号之间的相互干扰较小，所以提高了系统的频谱效率。
本发明方案所公开的技术手段不仅限于上述实施方式所公开的技术手段，还包括由以上技术特征任意组合所组成的技术方案。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也视为本发明的保护范围。

Claims (5)

1.适用于UFMC波形的信道探测参考信号发送方法，其特征在于，包括如下步骤：
步骤1，发送端根据系统需求在频域设置需要滤波的子带，子带由相邻的子载波组成；
步骤2，对每个子带做N点的傅立叶反变换将其变换到时域，N为多载波系统总的子载波数；
步骤3，将时域信号通过滤波器形成UFMC基带信号；
步骤4，将信道探测参考信号叠加到UFMC基带信号的斜坡上，并调制到载频上发送出去，斜坡区为UFMC基带信号两边的能量上升和下降区域，叠加过程包括如下步骤：
将组成探测参考信号的两个信号组
Figure FDA0002968299080000011
和
Figure FDA0002968299080000012
分别叠加在UMFC基带信号的斜坡区内，其中，
Figure FDA0002968299080000013
叠加到第m+1个UFMC基带信号的第一个采样点上，用来估计信道冲激响应的前半段；
Figure FDA0002968299080000014
叠加到第m-1个UFMC基带信号的第N+3LF/4个采样点上，用来估计CIR的后半段，其中LF为子带滤波器的长度；子载波根据系统需求划分为M个子带，第m个子带由Nm个相邻的子载波构成。
2.根据权利要求1所述的适用于UFMC波形的信道探测参考信号发送方法，其特征在于，所述步骤1中子带分配给相同用户，或分配给不同用户。
3.根据权利要求1所述的适用于UFMC波形的信道探测参考信号发送方法，其特征在于，所述步骤2及步骤3具体通过以下计算公式完成子带的变换及形成UFMC基带信号：
Figure FDA0002968299080000015
其中，Fm是一个(N+LF-1)×N维的复数托普利兹矩阵，它的第一列为
Figure FDA0002968299080000016
第一行为[fm(0),01×(N-1)]T；Dm是一个N×Nm维的复数矩阵，假设D是一个N×N维的能量归一化后的傅立叶反变换(IDFT)矩阵，它的第i行第n列的元素为
Figure FDA0002968299080000017
则Dm由D的
Figure FDA0002968299080000018
列至
Figure FDA0002968299080000019
列元素组成；Sm为第m个子带上传输的子符号向量，
Figure FDA00029682990800000110
DmSm表示对第m个子带的频域符号向量Sm做N点的傅立叶反变换，将其变换到时域。
4.适用于UFMC波形的信道探测参考信号发送与接收方法，其特征在于，包括如权利要求1-3中任意一项所述的发送方法中的步骤，此外还包括：
步骤5，接收端将斜坡上部分信号取出并做傅立叶变换，得到信道的频域响应，具体包括如下步骤：
第m个接收到的离散数字基带UFMC信号表示为：
Figure FDA0002968299080000021
其中，L表示多径的数目，h(l)表示第l根径的信道参数，vm(n)表示第m个UFMC符号的第n个采样上的加性高斯白噪声，sm(n)表示第m个UFMC符号的第n个采样，
第m个UFMC符号的前LF/4个采样的区间内，接收信号表示为：
Figure FDA0002968299080000022
由于该区间内的sm(n)和sm-1(n)的能量较小，接收信号{rm(n),0≤n≤LF/4}用来估计用来估计CIR的后半段，即{h(l),LF/4≤l＜LF/2}；同理，在第m+1个UFMC符号的前LF/4个采样的区间内，接收信号表示为：
Figure FDA0002968299080000023
由于该区间内的sm(n)和sm+1(n)的能量较小，接收信号{rm+1(n),0≤n≤LF/4}用来估计用来估计CIR的前半段，即{h(l),0≤l＜LF/4}；
最后，将两部分合到一起，得到完整的CIR估计为
Figure FDA0002968299080000024
通过傅里叶变换(DFT)将
Figure FDA0002968299080000025
变换到频域，即可得到整个频带上的信道频率响应。
5.根据权利要求4所述的适用于UFMC波形的信道探测参考信号发送与接收方法，其特征在于，多径衰落信道的最大时延扩展小于LF/2，即L-1＜LF/2。
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