CN112491756A - 一种fbmc系统中联合信道均衡的rls信道估计方法 - Google Patents

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CN112491756A
CN112491756A CN202011324250.2A CN202011324250A CN112491756A CN 112491756 A CN112491756 A CN 112491756A CN 202011324250 A CN202011324250 A CN 202011324250A CN 112491756 A CN112491756 A CN 112491756A
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吕宝均
任德锋
葛建华
武思同
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    • H04L27/2695—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation with channel estimation, e.g. determination of delay spread, derivative or peak tracking

Abstract

本发明涉及一种FBMC系统中联合信道均衡的RLS信道估计方法，方法包括如下步骤：获取由FBMC‑OQAM导频符号、FBMC‑OQAM全零符号和FBMC‑OQAM数据符号组构成的帧结构，并根据该帧结构生成基带发送信号；根据生成的基带发送信号和多信道的脉冲响应，得到基带接收信号；计算帧结构中第一符号组中各符号对应的分析滤波器组输出信号和伪导频信号，并根据计算结果计算信道初始估计；首先计算其余各符号的子载波信号经分析滤波器组后的输出信号和伪导频信号，然后采用迫零均衡算法对信道进行均衡，并对伪导频信号进行重构，得到重构后伪导频信号，最后根据重构后的伪导频信号计算RLS信道估计值。发明所提供的技术方案在计算FBMC‑OQAM系统RLS信道估计值是具有较高的频谱效率。

Description

一种FBMC系统中联合信道均衡的RLS信道估计方法
技术领域
本发明涉及FBMC-OQAM系统中联合信道均衡的RLS信道估计技术领域，具体涉及一种FBMC系统中联合信道均衡的RLS信道估计方法。
背景技术
基于交错正交幅度调制的滤波器组多载波(Filter Bank Multicarrier WithOffset Quadrature Amplitude Modulation，FBMC-OQAM)作为一种高效的多载波调制(Multicarrier Modulation，MCM)技术，已经成为新一代无线通信、电力线通信和光通信的有力备选波形之一，具有很强的发展潜力。相比传统的正交频分复用(OrthogonalFrequency Division Multiplexing，OFDM)，FBMC-OQAM通过对每个子载波使用时频聚焦特性良好的原型滤波器，达到了更高的频谱效率、更低的带外干扰和更好的同步鲁棒性。但是，FBMC-OQAM利用OQAM仅建立了实数域上的正交性，在复数域存在固有的载波间和符号间虚部干扰，这一干扰导致FBMC-OQAM系统中的精确信道估计面临巨大挑战。
目前，按照对固有干扰的处理方式不同，FBMC-OQAM系统的信道估计方法主要包括两种。一种是干扰消除法(Interference Cancellation Method,ICM)，就是在原来导频的基础上增加一个或多个新的辅助导频，专门用来消除掉数据符号对原有导频的干扰，这时传统的OFDM信道估计方法就可以直接应用到FBMC-OQAM系统；另一类干扰利用法(Interference Approximation Method,IAM)及其改进方案IAM-R、IAM-I、IAM-C和E-IAM-C，它的思想与ICM正好相反，IAM将干扰视作导频的一部分，从而提高导频的等效功率，达到了更好的信道估计效果，估计性能优于ICM。
尽管如此，IAM也存在两个不足：
1)由于在IAM-R、IAM-I、IAM-C和E-IAM-C方法中块状导频具有周期性，因此发送端综合滤波器组输出信号遭受了较高的峰均功率比(Peak-to-Average Power Ratio，PAPR)，阻碍了它们在实际FBMC-OQAM通信系统中的应用；
2)IAM需要通过在导频两侧放置保护符号，减小符号间干扰对信道估计的影响，但是也导致了频谱效率的降低。为了提高频谱效率，西安交通大学提出的专利申请“FBMC系统中高频谱效率的导频设计和信道估计方法”(申请日：2016年12月23日，申请号：201611209113.8，公开号：CN 106788935 A)中公开了一种导频结构及相应的信道估计方法。该专利在导频设计中将频率时间坐标上的一列数据功率减半，对称放置在导频的两侧，导频和IAM-C一样按[1,－j,－1,j]T的规律不断重复，因此该专利和传统IAM相比每发送一次导频列就多发送一列数据，从而降低了导频保护列带来的开销，一定程度上提升了频谱利用率。但是，该专利的导频结构设计导致信道估计的均方误差有一定增加，且仍然存在高PAPR的问题。
发明内容
本发明的目的是提供一种FBMC系统中联合信道均衡的RLS信道估计方法，以解决现有技术中对FBM系统中信道估计计算时频谱效率低的问题。
为实现上述目的，本发明采用如下技术方案：
一种FBMC系统中联合信道均衡的RLS信道估计方法，包括如下步骤：
步骤一：获取由FBMC-OQAM导频符号、FBMC-OQAM全零符号和FBMC-OQAM数据符号组构成的帧结构，并根据该帧结构生成基带发送信号；
所述帧结构中，第一个符号为FBMC-OQAM导频符号，其中的子载波是以伪随机的方式选择的-1或1；第二个符号为FBMC-OQAM全零符号；其余符号为FBMC-OQAM数据符号；
步骤二：根据生成的基带发送信号和多信道的脉冲响应，得到基带接收信号；
步骤三：计算帧结构中第一符号组中各符号对应的分析滤波器组输出信号和伪导频信号，并根据计算结果计算信道初始估计；
步骤四：首先计算其余各符号的子载波信号经分析滤波器组后的输出信号和伪导频信号，然后采用迫零均衡算法对信道进行均衡，并对伪导频信号进行重构，得到重构后伪导频信号，最后根据重构后的伪导频信号计算RLS信道估计值。
进一步的，所述基带发送信号为：
Figure BDA0002793844340000021
其中
Lg＝KM+1
Figure BDA0002793844340000022
Figure BDA0002793844340000023
是当输入为
Figure BDA0002793844340000024
时PHYDYAS原型滤波器的输出函数，Lg为该滤波器的长度，K表示重叠因子，N为所述帧结构中符号的数量，M为每个符号组中符号的数量，am,n为第n-1个符号中第m-1个子载波，l为时间变量。
进一步的，所述基带接收信号为
Figure BDA0002793844340000025
h(k,n)表示第n个FBMC-OQAM符号传输时第k+1个信道的脉冲响应，Lh表示多径信道的最大时延，s(l-k)为基带发送信号，w(l)是均值为零且方差为设定方差值的复高斯白噪声，l为时间变量。
进一步的，设帧结构中第q+1个符号中第p+1个子载波为ap,q，其分析滤波器组的输出信号为：
yp,q＝Hp,qcp,q+np,q
其中Hp,q表示子载波ap,q处的信道频率响应，np,q是均值为零且方差为设定方差值的复高斯噪声，cp,q是子载波ap,q的伪导频信号，且
cp,q＝ap,q+jup,q
其中jup,q为对子载波ap,q产生的固有干扰。
进一步的，设帧结构中第一个符号的第p+1个子载波为ap,0，则其RLS信道估计值为
Figure BDA0002793844340000031
其中cp,0是子载波ap,0的伪导频信号，yp,0子载波ap,0对应的分析滤波器组输出信号。
进一步的，采用迫零均衡算法时的计算公式为：
Figure BDA0002793844340000032
其中
Figure BDA0002793844340000033
表示取复数
Figure BDA0002793844340000034
的实部，
Figure BDA0002793844340000035
为子载波ap,q的符号估计值，
Figure BDA0002793844340000036
是子载波ap,q-2的RLS信道估计值，ap,q为帧结构中第q+1个符号中第p+1个子载波。
进一步的，重构伪数据符号的方法为：
首先解调数据子载波的符号估计值，恢复出发送端的比特数据流；
然后对恢复的比特数据流进行OQAM调制，得到子载波符号估计值相应的OQAM重构符号；
最后利用重构符号和其一阶时频邻域点，对伪导频信号cp,q进行重构，重构采用的公式为：
Figure BDA0002793844340000037
其中
Figure BDA0002793844340000038
为子载波ap,q的符号估计值，
Figure BDA0002793844340000039
是重构后的伪导频信号，
Figure BDA00027938443400000310
为估计值
Figure BDA00027938443400000311
重构后的符号，Gp,q为子载波ap,q的一阶干扰因子，ap,q为帧结构中第q+1个符号中的第p+1个子载波。
进一步的，RLS信道估计值得计算公式为：
Figure BDA0002793844340000041
其中
Figure BDA0002793844340000042
λ为遗忘因子，取值范围(0，1)；
Figure BDA0002793844340000043
为子载波ap,q的RLS信道估计值，
Figure BDA0002793844340000044
为子载波ap,q-1的RLS信道估计值，
Figure BDA0002793844340000045
为子载波ap,q重构后的伪导频信号，ap,q为帧结构中第q+1个符号中第p+1个子载波。
本发明的有益效果：
本发明所提供的技术方案，在帧结构设计中FBMC-OQAM导频符号，用于初始信道估计；之后，是利用信道均衡后恢复的实时数据作导频，进行RLS信道估计；仅有一个FBMC-OQAM导频符号，且采用伪随机序列，因此消除了导频符号高PAPR的问题，可在实际FBMC-OQAM通信系统中的应用。因此本发明所提供的技术方案在计算FBMC-OQAM系统RLS信道估计值是具有较高的频谱效率。
附图说明
图1是本发明实施例中FBMC系统中联合信道均衡的RLS信道估计方法的流程图；
图2是本发明实施例中帧结构的示意图；
图3是本发明实施例中FBMC系统中联合信道均衡的RLS信道估计方法和IAM方法的信道估计归一化均方误差随递归次数变化的性能进行了仿真比较的结果图；
图4是本发明实施例中FBMC系统中联合信道均衡的RLS信道估计方法和IAM方法的信道估计NMSE随递归次数变化的性能进行了仿真比较的结果图。
具体实施方式
本实施例所提供的FBMC系统中联合信道均衡的RLS信道估计方法，其流程如图1所示，包括如下步骤：
步骤一：获取由FBMC-OQAM导频符号、FBMC-OQAM全零符号和FBMC-OQAM数据符号组构成的帧结构，并根据该帧结构生成基带发送信号。
在构成的帧结构中，第一个符号为FBMC-OQAM导频符号，其中的子载波是以伪随机的方式选择的-1或1；第二个符号为FBMC-OQAM全零符号，即该符号中的子载波全都为0；其余符号为FBMC-OQAM数据符号中的子载波。
设帧结构中共有N个FBMC-OQAM符号，其中第n个符号为an-1＝[a0,n-1,a1,n-1,...,aM-1,n-1]T，am,n表示第n-1个符号中第m-1个子载波；M为符号中子载波的数量，且M＝2z，z为大于2的正整数；a0＝[a0,0,a1,0,...,aM-1,0]T，其中各子载波以伪随机的方式选择1或－1；a1＝[0,0,...,0]T，该符号用来减小符号间干扰对初始信道估计的影响；
根据该帧结构得到的基带发送信号s(l)为：
Figure BDA0002793844340000051
其中
Figure BDA0002793844340000052
Lg＝KM+1
gm,n(l)表示子载波am,n的综合滤波器组的脉冲响应，K为叠加因子的权重，
Figure BDA0002793844340000053
是当输入为
Figure BDA0002793844340000054
时滤波器的输出值，l为时间变量，取值范围为[0，(N-1)M/2+Lg-1]。
本实施例中的滤波器采用的是PHYDYAS原型滤波器，当输入为i时，PHYDYAS原型滤波器的输出函数为
Figure BDA0002793844340000055
i其取值范围为[0，Lg-1]；K不适一般性，本实施例中K取典型值4，且
Figure BDA0002793844340000056
步骤二：根据基带发送信号和多信道的脉冲响应，得到基带接收信号。
将基带发送信号s(l)通过多径衰落信道，得到基带接收信号可表示为：
Figure BDA0002793844340000057
其中，h(k,n)表示第n个FBMC-OQAM符号传输时第k+1个信道的脉冲响应；本实施例中假设一个FBMC-OQAM符号传输持续期内脉冲响应不变，Lh表示各信道的最大时延，Lh≤M，w(l)表示均值为零且方差为设定方差值的复高斯白噪声。
步骤三：首先计算帧结构中第一符号中各子载波对应的分析滤波器组输出信号和伪导频信号，并根据计算结果计算信道初始估计；然后计算其余各符号中各子载波的分析滤波器组输出信号和伪导频信号，采用迫零均衡算法对各信道进行均衡，得到各子载波对应的估计值；最后根据各子载波的估计值重构伪数据符号，并根据重构的伪数据符号对RLS信道进行估计。
本实施例中计算信道初始估计得的方法为：
设第一符号的第p+1个子载波为ap,0，则该子载波对应的分析滤波器组输出信号为：
yp,0＝Hp,0cp,0+np,0
其中Hp,0表示子载波ap,0对应时频点(p,0)处的信道频率响应，np,0是均值为零且方差为设定方差值的复高斯噪声，cp,0是子载波ap,0的伪导频信号，且
cp,0＝ap,0+jup,0
jup,0为对子载波ap,0的固有干扰，其计算公式为
Figure BDA0002793844340000061
子载波ap,0的一阶邻域为
Figure BDA0002793844340000062
即(r,0)在(p-1,0)和(p+1,0)之间取值。
干扰因子为
<gp-1,0(l)|gp,0(l)>＝-βj
<gp+1(l)|gp,0(l)>＝βj
信道初始估计得计算公式为：
Figure BDA0002793844340000063
其中
Figure BDA0002793844340000064
为信道频率响应Hp，0的RLS信道估计值，也是第一符号的RLS信道估计值，即信道初始估计值。
对帧结构其余符号中的子载波，其RLS信道估计值的计算方法包括如下步骤：
步骤1.1：计算子载波信号经分析滤波器组后的输出信号和伪导频信号。
假设各子载波对应时频点相邻时频域的子信道是平坦的，则接收信号经过分析滤波器组后，符号ap,q对应时频点的输出信号yp,q为：
yp,q＝Hp,qcp,q+np,q
其中Hp,q表示子载波ap,q的信道频率响应，np,q是均值为零且方差为设定方差的复高斯噪声，cp,q是子载波ap,q的伪导频信号，且
cp,q＝ap,q+jup,q
其中jup,q表示对子载波ap,q的固有干扰，其计算公式为：
Figure BDA0002793844340000071
Figure BDA0002793844340000072
表示子载波ap,q的一阶邻域，即
Figure BDA0002793844340000073
即(r,s)在(p±1,q),(p,q±1),(p±1,q±1)中取值。
子载波ap,q一阶邻域内的干扰因子如下：
Figure BDA0002793844340000074
其中，对于PHYDYAS原型滤波器，α＝0.5644，β＝0.2393，γ＝0.2058。
步骤1.2：当q＝1，ap,q的RLS信道估计值为
Figure BDA0002793844340000075
当q大于1时，ap,q的RLS信道估计值的计算方法为：
首先采用迫零均衡算法对信道进行均衡。
将RLS信道估计值
Figure BDA0002793844340000076
作为子载波ap,q传输持续期内的信道估计值，结合子载波ap,q的分析滤波器组输出信号yp,q，采用迫零均衡算法，得到子载波ap,q的符号估计值
Figure BDA0002793844340000077
迫零均衡算法的计算公式如下：
Figure BDA0002793844340000078
其中，
Figure BDA0002793844340000079
表示取一个复数
Figure BDA00027938443400000710
的实部。
对伪导频信号cp,q进行重构，将重构后伪数据符号
Figure BDA0002793844340000081
作相应的伪导频数据。
重构伪数据符号的方法为：
首先解调数据子载波的符号估计值
Figure BDA0002793844340000082
恢复出发送端的比特数据流；
然后对恢复的比特数据流进行OQAM调制，得到符号估计值
Figure BDA0002793844340000083
相应的OQAM重构符号
Figure BDA0002793844340000084
利用
Figure BDA0002793844340000085
和它的一阶时频邻域点
Figure BDA0002793844340000086
重构cp,q的伪数据符号
Figure BDA0002793844340000087
重构公式为：
Figure BDA0002793844340000088
其中
Figure BDA0002793844340000089
最后进行RLS信道估计计算。
RLS(Recursive Least Squares)信道估计即递归最小二乘信道估计，计算的方法为：
子载波ap,q的RLS信道估计值计算公式为
Figure BDA00027938443400000810
其中
Figure BDA00027938443400000811
其中Xp,0＝Xp,1＝|cp,0|2，λ表示遗忘因子，0＜λ≤1，在静态多径场景下λ＝1,在移动多径场景下0＜λ＜1，λ的值越大，在信道估计中信息的权重越小。
下面结合仿真试验对本实施例所提供的FBMC-OQAM系统中联合信道均衡的RLS信道估计方法的效果进行说明。
仿真条件：
下面通过在静态多径场景和移动多径场景下的仿真来说明本实施例所提供技术方案的效果，静态多径场景和移动多径场景的仿真参数如表1所示。
表1
Figure BDA00027938443400000812
Figure BDA0002793844340000091
仿真内容与结果：
仿真一：
在静态多径场景下，对本实施例提出得RLS信道估计方法和传统IAM方法的信道估计归一化均方误差(NormalizedMeanSquareError，NMSE)随递归次数变化的性能进行了仿真比较，仿真结果如附图3所示，根据图3可知：
1)随着递归次数增加，本实施例提出方法的NMSE先是快速下降，随后收敛到一个较小值；
2)因为在图2的帧结构中仅有一个导频符号a0，所以传统IAM方法只能在一帧的开始进行一次信道估计，
Figure BDA0002793844340000092
被用来作为Hp,0,Hp,1,...,Hp,N-1的估计值，因此对于所有q，在静态场景下传统IAM方法的NMSE保持不变；
3)本实施例提出得RLS信道估计方法显著的提升了静态多径环境下FBMC-OQAM系统的信道估计性能。
仿真二：
在移动多径场景下，对本实施例提出得RLS信道估计方法和传统IAM方法的信道估计NMSE随递归次数变化的性能进行了仿真比较，仿真结果如附图4所示，根据由图4可知：
1)随着遗忘因子λ从1变化到0.3，本实施例提出得RLS信道估计方法的NMSE基本上是先下降然后上升；
2)由于传统IAM方法只能在一帧的开始进行一次信道估计，
Figure BDA0002793844340000093
被用来作为Hp,0,Hp,1,...,Hp,N-1的估计值，所以在移动场景下，随着q的增加，传统IAM方法的NMSE增大；
3)最佳的λ值可以取0.9，此时本实施例提出得RLS信道估计方法的信道估计性能显著的优于传统IAM方法；
4)进一步对比图3和图4可见，λ取最佳值时，本实施例提出得RLS信道估计方法在移动场景下的信道估计性能甚至显著的优于传统IAM方法在静态场景下的性能。
以上公开的本发明的实施例只是用于帮助阐明本发明的技术方案，并没有尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为所述的具体实施方式。显然，根据本说明书的内容，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域人员能很好地理解和利用本发明。本发明仅受权利要求书及其全部范围和等效物的限制。
本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不会使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (8)

1.一种FBMC系统中联合信道均衡的RLS信道估计方法，其特征在于，包括如下步骤：
步骤一：获取由FBMC-OQAM导频符号、FBMC-OQAM全零符号和FBMC-OQAM数据符号组构成的帧结构，并根据该帧结构生成基带发送信号；
所述帧结构中，第一个符号为FBMC-OQAM导频符号，其中的子载波是以伪随机的方式选择的-1或1；第二个符号为FBMC-OQAM全零符号；其余符号为FBMC-OQAM数据符号；
步骤二：根据生成的基带发送信号和多信道的脉冲响应，得到基带接收信号；
步骤三：计算帧结构中第一符号组中各符号对应的分析滤波器组输出信号和伪导频信号，并根据计算结果计算信道初始估计；
步骤四：首先计算其余各符号的子载波信号经分析滤波器组后的输出信号和伪导频信号，然后采用迫零均衡算法对信道进行均衡，并对伪导频信号进行重构，得到重构后伪导频信号，最后根据重构后的伪导频信号计算RLS信道估计值。
2.根据权利要求1所述的FBMC系统中联合信道均衡的RLS信道估计方法，其特征在于，所述基带发送信号为：
Figure FDA0002793844330000011
其中
Lg＝KM+1
Figure FDA0002793844330000012
Figure FDA0002793844330000013
是当输入为
Figure FDA0002793844330000014
时PHYDYAS原型滤波器的输出函数，Lg为该滤波器的长度，K表示重叠因子，N为所述帧结构中符号的数量，M为每个符号组中符号的数量，am,n为第n-1个符号中第m-1个子载波，l为时间变量。
3.根据权利要求1所述的FBMC系统中联合信道均衡的RLS信道估计方法，其特征在于，所述基带接收信号为
Figure FDA0002793844330000015
h(k,n)表示第n个FBMC-OQAM符号传输时第k+1个信道的脉冲响应，Lh表示多径信道的最大时延，s(l-k)为基带发送信号，w(l)是均值为零且方差为设定方差值的复高斯白噪声，l为时间变量。
4.根据权利要求1所述的FBMC系统中联合信道均衡的RLS信道估计方法，其特征在于，设帧结构中第q+1个符号中第p+1个子载波为ap,q，其分析滤波器组的输出信号为：
yp,q＝Hp,qcp,q+np,q
其中Hp,q表示子载波ap,q处的信道频率响应，np,q是均值为零且方差为设定方差值的复高斯噪声，cp,q是子载波ap,q的伪导频信号，且
cp,q＝ap,q+jup,q
其中jup,q为对子载波ap,q产生的固有干扰。
5.根据权利要求4所述的FBMC系统中联合信道均衡的RLS信道估计方法，其特征在于，设帧结构中第一个符号的第p+1个子载波为ap,0，则其RLS信道估计值为
Figure FDA0002793844330000021
其中cp,0是子载波ap,0的伪导频信号，yp,0子载波ap,0对应的分析滤波器组输出信号。
6.根据权利要求1所述的FBMC系统中联合信道均衡的RLS信道估计方法，其特征在于，采用迫零均衡算法时的计算公式为：
Figure FDA0002793844330000022
其中
Figure FDA0002793844330000023
表示取复数
Figure FDA0002793844330000024
的实部，
Figure FDA0002793844330000025
为子载波ap,q的符号估计值，
Figure FDA0002793844330000026
是子载波ap,q-2的RLS信道估计值，ap,q为帧结构中第q+1个符号中第p+1个子载波。
7.根据权利要求1所述的FBMC系统中联合信道均衡的RLS信道估计方法，其特征在于，重构伪数据符号的方法为：
首先解调数据子载波的符号估计值，恢复出发送端的比特数据流；
然后对恢复的比特数据流进行OQAM调制，得到子载波符号估计值相应的OQAM重构符号；最后利用重构符号和其一阶时频邻域点，对伪导频信号cp,q进行重构，重构采用的公式为：
Figure FDA0002793844330000027
其中
Figure FDA0002793844330000028
为子载波ap,q的符号估计值，
Figure FDA0002793844330000029
是重构后的伪导频信号，
Figure FDA00027938443300000210
为估计值
Figure FDA00027938443300000211
重构后的符号，Gp,q为子载波ap,q的一阶干扰因子，ap,q为帧结构中第q+1个符号中第p+1个子载波。
8.根据权利要求1所述的FBMC系统中联合信道均衡的RLS信道估计方法，其特征在于，RLS信道估计值的计算公式为：
Figure FDA0002793844330000031
其中
Figure FDA0002793844330000032
λ为遗忘因子，取值范围(0，1)；
Figure FDA0002793844330000033
为子载波ap,q的RLS信道估计值，
Figure FDA0002793844330000034
为子载波ap,q-1的RLS信道估计值，
Figure FDA0002793844330000035
为子载波ap,q重构后的伪导频信号，ap,q为帧结构中第q+1个符号中第p+1个子载波。
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