CN115150230B - 一种提升频谱效率的正交时频空间调制系统及方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出了一种提升频谱效率的正交时频空间调制系统及方法，在发射机，首先信号通过QAM调制器映射到时延多普勒域，再通过逆辛傅里叶变换模块变换到时频域。接着引入频域压缩因子，通过逆分数阶傅里叶变换，将信号变换到时域。最后，通过并串转换与加循环前缀的模块生成最终发送的信号。在接收机，信号首先通过串并转换和去循环前缀模块变为时域待处理信号。然后通过分数阶傅里叶变换转换为时频域信号，再经过辛傅里叶变换模块，信号转换至时延多普勒域。接着时延多普勒域的信号被送入信道估计器和线性最小均方误差均衡器(LMMSE)中。

Description

一种提升频谱效率的正交时频空间调制系统及方法

技术领域

本发明涉及一种提升频谱效率的正交时频空间调制系统及方法，属于无线通信技术领域。

背景技术

未来移动通信技术要求空中接口与相关波形必须满足各种需求，适应多种场景。对于移动终端速度达到300km/h甚至500km/h的通信系统，4G采用的OFDM(正交频分复用)调制技术已经丧失了优势。OFDM凭借高效的信道估计在低多普勒场景能够达到接近信道容量的性能，但是在高多普勒场景信道估计性能急剧恶化。未来各种新的应用场景需求驱动了对新波形的研究。OTFS(正交时频空间调制)作为一种新的调制体制，可以解决时变信道高多普勒的影响。OTFS泛化了CDMA(码分多址接入)和OFDM，并且继承了它们的优点。OTFS将每个信息符号调制到一组跨度为突发传输包带宽与持续时间的二维正交基函数上。当基函数使用一维扩频码时，OTFS退化为CDMA；当基函数使用子信道载波时，OTFS退化为OFDM。与CDMA、OFDM相比，OTFS的调制基函数集被证明可以有效地对抗时变多径信道的动态影响。

OTFS调制可以基于传统OFDM调制架构，加上预处理与后续处理模块进行实现。在发射机，时延多普勒域上的信息符号先通过OTFS预处理模块转变到时频域，再通过OFDM调制器转变到时域发出。经过信道以后，在接收机，时域信号先通过OFDM解调器转变到时频域，再通过OTFS后期处理模块与均衡恢复出发送信号。其中，OTFS预处理模块可以通过ISFFT(逆辛傅里叶变换)实现，OTFS后期处理模块可以通过SFFT(辛傅里叶变换)实现。

现有的OTFS调制技术由于仍然依托于传统OFDM结构，已经难以满足日益增长的频谱资源需求。在频率资源受限的场景下，现有OTFS系统的数据传输速率受限，用户接入数量难以保证。

发明内容

本发明的技术解决问题是：克服现有技术的不足，提出一种提升频谱效率的正交时频空间调制系统及方法，该基于频域压缩的OTFS系统通过引入非正交子载波代替传统的正交子载波，压缩了子载波间隔，从而提升频谱效率。

本发明的技术解决方案是：

一种提升频谱效率的正交时频空间调制系统，该正交时频空间调制系统包括QAM调制器、逆辛傅里叶变换模块、逆分数阶傅里叶变换模块、并串转换模块、信道估计器、LMMSE均衡器和ML检测器；

所述的QAM调制器用于接收bit信号流，并将接收到的bit信号流调制成时延多普勒域符号并输出给逆辛傅里叶变换模块；

所述的逆辛傅里叶变换模块用于接收QAM调制器输出的时延多普勒域符号，并将接收到的时延多普勒域符号进行逆辛傅里叶变换，输出变换后的时频域符号给逆分数阶傅里叶变换模块；

所述的逆分数阶傅里叶变换模块用于接收逆辛傅里叶变换模块输出的时频域符号，并将接收到的时频域符号进行逆分数阶傅里叶变换，在此过程中引入压缩因子，压缩子载波间隔，输出变换后的时域符号给并串转换模块；

所述的并串转换模块用于接收逆分数阶傅里叶变换输出的时域符号，将并行的时域符号通过并串转换操作转化为串行数据流信号经过时变信道传输至信道估计器和LMMSE均衡器；

所述的信道估计器用于接收经过时变信道传输的串行数据流信号，并对接收到的串行数据流信号进行信道估计处理恢复出信道状态信息矩阵，并输出给LMMSE均衡器；

所述的LMMSE均衡器用于接收经过时变信道传输的串行数据流信号和信道估计器输出的信道状态信息矩阵通过LMMSE方法利用信道状态信息矩阵对接收到的串行数据流信号进行均衡，输出均衡后的待检测信号给ML检测器；

所述的ML检测器用于接收LMMSE均衡器输出的待检测信号，基于ML准则对待检测信号进行检测，输出最后的判决信号。

一种提升频谱效率的正交时频空间调制方法，该方法步骤包括：

第一步，QAM调制器接收bit信号流并将接收到的bit信号流调制成时延多普勒域符号X_DD并输出给逆辛傅里叶变换模块；其中，N_b表示发送比特数，X_DD是大小为N×M的矩阵。N为符号数，M为子载波数。

第二步，逆辛傅里叶变换模块接收到QAM调制器输出的时延多普勒域符号X_DD，并将接收到的时延多普勒域符号进行逆辛傅里叶变换，输出变换后的时频域符号X_TF给逆分数阶傅里叶变换模块，逆傅里叶变换的具体操作为：

定义

其中α为压缩因子，ρ为过采样因子。则模块输出的矩阵表示为

第三步，逆分数阶傅里叶变换模块接收逆辛傅里叶变换模块输出的时频域符号X_TF，并将接收到的符号进行逆分数阶傅里叶变换，在此过程中引入压缩因子，压缩子载波间隔，并进行ρ倍上采样，输出变换后的时域符号给并串转换模块，时域符号矩阵表示为

第四步，并串转换模块接收逆分数阶傅里叶变换输出的时域符号，将并行的时域符号通过并串转换操作转化为串行数据流信号经过时变信道传输至信道估计器和LMMSE均衡器；串行数据流信号表示为其中/>表示张量积，x表示对矩阵X_DD进行按列重排。

第五步，信道估计器接收经过时变信道传输的串行数据流信号，串行数据流信号经过时变信道传输以后表达式为：

r(t)＝∫∫h(τ，v)e^j2πv(t-τ)s(t-τ)dτdv+n(t)

其中h(τ，v)是复信道脉冲响应，用时延τ和多普勒v的脉冲函数表征信道。h(τ，v)在时延多普勒域的表示为：

其中P为传播路径数，h_p，τ_p和v_p分别为与第p条路径相关的信道增益、时延和多普勒频移。τ_p＝l_p/(MΔf)，v_p＝k_p/(NT)，l_p，其中l_p，k_p分别是时延多普勒平面上第p径时延和多普勒的抽头序号。Δf是子载波间隔，于是符号间隔。

对r(t)采样，并写成矢量形式有：

r＝Hs+w

其中r表示接收矢量，s为发送矢量，w为AWGN(加性高斯白噪声)采样矢量。H为复信道矩阵，定义为：

其中，h_p表示第p径的信道增益。Π为大小ρMN×ρMN的循环矩阵，第一列为Δ为对角矩阵，第i行主对角线上的元素为/>通过适当的信道估计算法对信号进行处理，恢复出信道状态信息矩阵H，并输出给LMMSE均衡器；

第六步，LMMSE均衡器接收经过时变信道传输的串行数据流信号和信道估计器输出的信道状态信息矩阵H。通过LMMSE方法利用信道状态信息矩阵对接收串行数据流信号进行均衡。均衡器矩阵为：

其中(-)^H表示矩阵的厄密特转置，为噪声功率，为信号功率。利用y＝Gr即可获得均衡器输出信号。输出均衡后的待检测信号给ML检测器；

第七步，ML检测器接收LMMSE均衡器输出的待检测信号y。基于ML准则对待检测信号进行检测，输出最后的判决信号基于最大似然准则的检测方法为：

其中是判决符号，x(j)是用于映射的星座点，y(i)是均衡器的输出。i＝0，1，2...MN-1，j＝0，1，2...Q-1。

有益效果

(1)本发明提出了一种基于频域压缩的新型OTFS系统结构。在发射机，首先信号通过QAM调制器映射到时延多普勒域，再通过逆辛傅里叶变换模块变换到时频域。接着引入频域压缩因子，通过逆分数阶傅里叶变换，将信号变换到时域。最后，通过并串转换与加循环前缀的模块生成最终发送的信号。在接收机，信号首先通过串并转换和去循环前缀模块变为时域待处理信号。然后通过分数阶傅里叶变换转换为时频域信号，再经过辛傅里叶变换模块，信号转换至时延多普勒域。接着时延多普勒域的信号被送入信道估计器和线性最小均方误差均衡器(LMMSE)中。LMMSE均衡器利用信道估计器估计的结果对时延多普勒域的信号进行处理，输出待检测信号。最后待检测信号经过ML检测器，输出为判决信号。

(2)本发明在传统的OTFS系统结构上做出改进，在发端的逆傅里叶变换中引入压缩因子，对信号进行频域压缩，节约了带宽，提高了频谱效率。

(3)本发明采用LMMSE的方法对信号进行均衡，降低由频域压缩导致的子载波间干扰带来的影响，从而得到良好的误码率性能。

(4)本发明利用了时延多普勒域在时变信道分析中的优势，因而继承了传统OTFS系统在面对时变信道时的优秀性能。

(5)本发明在将信号从频域变换到时域时改进了现有的OTFS系统，引入频域压缩因子α，提高了频谱效率。当压缩因子取1时，等效于传统OTFS系统。在同样带宽的条件下，数据速率提升在同样数据速率的条件下，带宽节约1-α。

(6)本发明针对由频域压缩产生的子载波间干扰，提出了利用LMMSE均衡消除干扰的方法，通过LMMSE均衡可以有效地降低由子载波正交性缺失带来的影响，使系统可以获得良好的误码率性能。同时，相比于常用的MP(消息传递)算法，LMMSE具有更低的计算复杂度。

附图说明

图1为本发明的系统组成示意图；

图2为本发明的OTFS系统在不同压缩因子下数据功率谱密度的比较示意图；

图3为本发明提出的OTFS系统在不同压缩因子下的误码率性能。

具体实施方式

下面结合副图和实施例对本发明做进一步说明。

实施例

如图1所示，一种提升频谱效率的正交时频空间调制系统，该正交时频空间调制系统包括QAM调制器、逆辛傅里叶变换模块、逆分数阶傅里叶变换模块、并串转换模块、信道估计器、LMMSE均衡器和ML检测器；

所述的QAM调制器用于接收bit信号流，并将接收到的bit信号流调制成时延多普勒域符号并输出给逆辛傅里叶变换模块；

所述的逆辛傅里叶变换模块用于接收QAM调制器输出的时延多普勒域符号，并将接收到的时延多普勒域符号进行逆辛傅里叶变换，输出变换后的时频域符号给逆分数阶傅里叶变换模块；

所述的逆分数阶傅里叶变换模块用于接收逆辛傅里叶变换模块输出的时频域符号，并将接收到的时频域符号进行逆分数阶傅里叶变换，在此过程中引入压缩因子，压缩子载波间隔，输出变换后的时域符号给并串转换模块；

所述的并串转换模块用于接收逆分数阶傅里叶变换输出的时域符号，将并行的时域符号通过并串转换操作转化为串行数据流信号经过时变信道传输至信道估计器和LMMSE均衡器；

所述的信道估计器用于接收经过时变信道传输的串行数据流信号，并对接收到的串行数据流信号进行信道估计处理恢复出信道状态信息矩阵，并输出给LMMSE均衡器；

所述的LMMSE均衡器用于接收经过时变信道传输的串行数据流信号和信道估计器输出的信道状态信息矩阵通过LMMSE方法利用信道状态信息矩阵对接收到的串行数据流信号进行均衡，输出均衡后的待检测信号给ML检测器；

所述的ML检测器用于接收LMMSE均衡器输出的待检测信号，基于ML准则对待检测信号进行检测，输出最后的判决信号。

一种提升频谱效率的正交时频空间调制方法，该方法步骤包括：

第一步，QAM调制器接收bit信号流并将接收到的bit信号流调制成时延多普勒域符号X_DD并输出给逆辛傅里叶变换模块；其中，N_b表示发送比特数，X_DD是大小为N×M的矩阵。N为符号数，M为子载波数。

第二步，逆辛傅里叶变换模块接收到QAM调制器输出的时延多普勒域符号X_DD，并将接收到的时延多普勒域符号进行逆辛傅里叶变换，输出变换后的时频域符号X_TF给逆分数阶傅里叶变换模块，逆傅里叶变换的具体操作为：

定义

其中α为压缩因子，ρ为过采样因子。则模块输出的矩阵表示为

第三步，逆分数阶傅里叶变换模块接收逆辛傅里叶变换模块输出的时频域符号X_TF，并将接收到的符号进行逆分数阶傅里叶变换，在此过程中引入压缩因子，压缩子载波间隔，并进行ρ倍上采样，输出变换后的时域符号给并串转换模块，时域符号矩阵表示为

第四步，并串转换模块接收逆分数阶傅里叶变换输出的时域符号，将并行的时域符号通过并串转换操作转化为串行数据流信号经过时变信道传输至信道估计器和LMMSE均衡器；串行数据流信号表示为其中/>表示张量积，x表示对矩阵X_DD进行按列重排。

第五步，信道估计器接收经过时变信道传输的串行数据流信号，串行数据流信号经过时变信道传输以后表达式为：

r(t)＝∫∫h(τ，v)e^j2πv(t-τ)s(t-τ)dτdv+n(t)

其中h(τ，v)是复信道脉冲响应，用时延τ和多普勒v的脉冲函数表征信道。h(τ，v)在时延多普勒域的表示为：

其中P为传播路径数，h_p，τ_p和v_p分别为与第p条路径相关的信道增益、时延和多普勒频移。τ_p＝l_p/(MΔf)，v_p＝k_p/(NT)，l_p，其中l_p，k_p分别是时延多普勒平面上第p径时延和多普勒的抽头序号。Δf是子载波间隔，T是符号间隔。

对r(t)采样，并写成矢量形式有：

r＝Hs+w

其中r表示接收矢量，s为发送矢量，w为AWGN(加性高斯白噪声)采样矢量。H为复信道矩阵，定义为：

其中，h_p表示第p径的信道增益。Π为大小ρMN×ρMN的循环矩阵，第一列为Δ为对角矩阵，第i行主对角线上的元素为/>通过适当的信道估计算法对信号进行处理，恢复出信道状态信息矩阵H，并输出给LMMSE均衡器；

第六步，LMMSE均衡器接收经过时变信道传输的串行数据流信号和信道估计器输出的信道状态信息矩阵H。通过LMMSE方法利用信道状态信息矩阵对接收串行数据流信号进行均衡。均衡器矩阵为：

其中(-)^H表示矩阵的厄密特转置，为噪声功率，为信号功率。利用y＝Gr即可获得均衡器输出信号。输出均衡后的待检测信号给ML检测器；

第七步，ML检测器接收LMMSE均衡器输出的待检测信号y。基于ML准则对待检测信号进行检测，输出最后的判决信号基于最大似然准则的检测方法为：

其中是判决符号，x(j)是用于映射的星座点，y(i)是均衡器的输出。i＝0，1，2...MN-1，j＝0，1，2...Q-1。

方法具体步骤如下：

步骤1，基于频域压缩的OTFS系统发射机的描述与建模，包括如下子步骤：

步骤11，输入比特流数据经过QAM调制器，将其映射到Q阶线性调制后，得到时延多普勒域数据X_DD。

其中，N_b表示发送比特数，X_DD是大小为N×M的矩阵。N为符号数，M为子载波数。

步骤12，将数据X_DD通过逆辛傅里叶变换模块，转换成时频域数据X_TF。此时有：

定义

其中α为压缩因子，ρ为过采样因子。则模块输出的矩阵表示为

步骤13，将数据X_TF通过逆分数阶傅里叶变换模块，将信号频域压缩后转变到时域，并进行ρ倍上采样，信号矩阵表示为

步骤14，将S通过并串转换，输出一路数据流表示为

其中表示张量积，x表示对矩阵X_DD进行按列重排。

步骤2，基于频域压缩的OTFS系统发射机的描述与建模，包括如下子步骤：

步骤21，信号经过时变信道传输以后，接收信号可以写成：

r(t)＝∫∫h(τ，v)e^j2πv(t-τ)s(t-τ)dτdv+n(t)

其中h(τ，v)是复信道脉冲响应，用时延τ和多普勒v的脉冲函数表征信道。h(τ，v)在时延多普勒域的表示为：

其中P为传播路径数，h_p，τ_p和v_p分别为与第p条路径相关的信道增益、时延和多普勒频移。τ_p＝l_p/(MΔf)，v_p＝k_p/(NT)，l_p，其中l_p，k_p分别是时延多普勒平面上第p径时延和多普勒的抽头序号。Δf是子载波间隔，T是符号间隔。

对r(t)采样，并写成矢量形式有：

r＝Hs+w

其中r表示接收矢量，s为发送矢量，w为AWGN(加性高斯白噪声)采样矢量。H为复信道矩阵，定义为：

其中，h_p表示第p径的信道增益。Π为大小ρMN×ρMN的循环矩阵，第一列为Δ为对角矩阵，第i行主对角线上的元素为/>

步骤22，将接收到的时域信号送入LMMSE均衡器与信道估计器中。首先信道估计器利用接收信号估计出信道状态信息H，并传入LMMSE均衡器中，这里假定采用某种算法完美的获取了信道的状态信息。然后LMMSE均衡器利用传入的信道状态信息对接收信号进行均衡。均衡器矩阵为：

其中(-)^H表示矩阵的厄密特转置，为噪声功率，为信号功率。利用y＝Gr即可获得均衡器输出信号。

步骤23，对均衡器输出信号y进行ML检测(最大似然检测)。基于最大似然准则的检测算法为：

其中是判决符号，x(j)是用于映射的星座点，y(i)是均衡器的输出。i＝0，1，2...MN-1，j＝0，1，2...Q-1。

(2)实验验证：

在本系统中，考虑符号数N＝8，子载波数M＝12，上采样因子ρ＝2的QPSK调制系统。假定信道最大时延、最大多普勒的抽头均为1。

图2为本发明提出的OTFS系统在不同压缩因子下数据功率谱密度的比较示意图，反映出本发明对传统OTFS系统谱效的提升。虚线为α＝1，即不进行频域压缩的数据功率谱密度。实线为α＝0.8，即进行频域压缩的数据功率谱密度。可以看出，同样数据速率的情况下，带宽节约了20％。

图3为本发明提出的OTFS系统在不同压缩因子下的误码率性能。可以看出通过LMMSE均衡可以有效地降低由频域压缩带来的子载波间干扰的影响。在α＝0.9时，误码率(BER)比不压缩的性能损失约为1-2dB。在α＝0.8时，BER比不压缩的性能损失约为3-5dB。

Claims (6)

1.一种提升频谱效率的正交时频空间调制系统，其特征在于：

该正交时频空间调制系统包括QAM调制器、逆辛傅里叶变换模块、逆分数阶傅里叶变换模块、并串转换模块、信道估计器、线性最小均方误差估计LMMSE均衡器和最大似然ML检测器；

所述的QAM调制器用于接收bit信号流，并将接收到的bit信号流调制成时延多普勒域符号并输出给逆辛傅里叶变换模块；

所述的逆辛傅里叶变换模块用于接收QAM调制器输出的时延多普勒域符号X_DD，并将接收到的时延多普勒域符号进行逆辛傅里叶变换，输出变换后的时频域符号X_TF给逆分数阶傅里叶变换模块；逆傅里叶变换的具体操作为：

定义

其中α为压缩因子，ρ为过采样因子；N为符号数，M为子载波数，则模块输出的矩阵表示为

所述的逆分数阶傅里叶变换模块用于接收逆辛傅里叶变换模块输出的时频域符号，并将接收到的时频域符号进行逆分数阶傅里叶变换，在此过程中引入压缩因子，压缩子载波间隔，输出变换后的时域符号给并串转换模块。

2.根据权利要求1所述的一种提升频谱效率的正交时频空间调制系统，其特征在于：

所述的并串转换模块用于接收逆分数阶傅里叶变换输出的时域符号，将并行的时域符号通过并串转换操作转化为串行数据流信号经过时变信道传输至信道估计器和LMMSE均衡器。

3.根据权利要求1或2所述的一种提升频谱效率的正交时频空间调制系统，其特征在于：

所述的信道估计器用于接收经过时变信道传输的串行数据流信号，并对接收到的串行数据流信号进行信道估计处理恢复出信道状态信息矩阵，并输出给LMMSE均衡器。

4.根据权利要求3所述的一种提升频谱效率的正交时频空间调制系统，其特征在于：

所述的LMMSE均衡器用于接收经过时变信道传输的串行数据流信号和信道估计器输出的信道状态信息矩阵通过LMMSE方法利用信道状态信息矩阵对接收到的串行数据流信号进行均衡，输出均衡后的待检测信号给ML检测器。

5.根据权利要求1或2所述的一种提升频谱效率的正交时频空间调制系统，其特征在于：

所述的ML检测器用于接收LMMSE均衡器输出的待检测信号，基于ML准则对待检测信号进行检测，输出最后的判决信号。

6.一种提升频谱效率的正交时频空间调制方法，其特征在于该方法步骤包括：

第一步，QAM调制器接收bit信号流并将接收到的bit信号流调制成时延多普勒域符号X_DD并输出给逆辛傅里叶变换模块；

其中，N_b表示发送比特数，X_DD是大小为N×M的矩阵；N为符号数，M为子载波数，表示QAM调制器接收的第N_b个比特信号；

第二步，逆辛傅里叶变换模块接收到QAM调制器输出的时延多普勒域符号X_DD，并将接收到的时延多普勒域符号进行逆辛傅里叶变换，输出变换后的时频域符号X_TF给逆分数阶傅里叶变换模块，逆傅里叶变换的具体操作为：

定义

其中α为压缩因子，ρ为过采样因子；则模块输出的矩阵表示为

第三步，逆分数阶傅里叶变换模块接收逆辛傅里叶变换模块输出的时频域符号X_TF，并将接收到的符号进行逆分数阶傅里叶变换，在此过程中引入压缩因子，压缩子载波间隔，并进行ρ倍上采样，输出变换后的时域符号给并串转换模块，时域符号矩阵表示为

第四步，并串转换模块接收逆分数阶傅里叶变换输出的时域符号，将并行的时域符号通过并串转换操作转化为串行数据流信号经过时变信道传输至信道估计器和线性最小均方误差估计LMMSE均衡器；串行数据流信号表示为 其中/>表示张量积，x表示对矩阵X_DD进行按列重排；

第五步，信道估计器接收经过时变信道传输的串行数据流信号，串行数据流信号经过时变信道传输以后表达式为：

r(t)＝∫∫h(τ,v)e^j2πv(t-τ)s(t-τ)dτdv+n(t)

其中h(τ,v)是复信道脉冲响应，用时延τ和多普勒ν的脉冲函数表征信道；h(τ,v)在时延多普勒域的表示为：

其中P为传播路径数，h_p，τ_p和v_p分别为与第p条路径相关的信道增益、时延和多普勒频移；τ_p＝l_p/(MΔf)，v_p＝k_p/(NT)，其中l_p,k_p分别是时延多普勒平面上第p径时延和多普勒的抽头序号；Δf是子载波间隔，T是符号间隔；

对r(t)采样，并写成矢量形式有：

r＝Hs+w

其中r表示接收矢量，s为发送矢量，w为加性高斯白噪声采样矢量；H为复信道矩阵，定义为：

其中，h_p表示第p径的信道增益；П为大小ρMN×ρMN的循环矩阵，第一列为Δ为对角矩阵，第i行主对角线上的元素为/>通过适当的信道估计算法对信号进行处理，恢复出信道状态信息矩阵H，并输出给LMMSE均衡器；

第六步，LMMSE均衡器接收经过时变信道传输的串行数据流信号和信道估计器输出的信道状态信息矩阵H；通过LMMSE方法利用信道状态信息矩阵对接收串行数据流信号进行均衡；均衡器矩阵为：

其中(-)^H表示矩阵的厄密特转置， 为噪声功率，/>为信号功率；利用y＝Gr即可获得均衡器输出信号，y＝Gr表示均衡器输出信号y由均衡器矩阵G乘以输入信号r得到；输出均衡后的待检测信号给最大似然ML检测器；

第七步，ML检测器接收LMMSE均衡器输出的待检测信号y；基于ML准则对待检测信号进行检测，输出最后的判决信号基于最大似然准则的检测方法为：

其中是判决符号，x(j)是用于映射的星座点，y(i)是均衡器的输出；i＝0,1,2…MN-1，j＝0,1,2…Q-1。