RU2409905C2 - Способ, устройство и компьютерный программный продукт, обеспечивающие синхронизацию для сигнала ofdma нисходящей линии связи - Google Patents

Abstract

Изобретение относится к беспроводной связи и может быть использовано для синхронизации принятого сигнала. Технический результат - повышение точности синхронизации. Приемник, предназначенный для приема сигнала нисходящей линии, переданного в соту, обеспечивает возможность синхронизации с принятым сигналом по времени, по частоте несущей и по специфической для соты преамбуле и включает множество блоков синхронизации, которые содержат первый детектор для обнаружения границы кадра с использованием корреляции задержки преамбулы; второй детектор для обнаружения границы кадра с более высокой точностью с использованием свойства сопряженной симметрии для области, идентифицированной первым детектором; коррелятор циклического префикса для обнаружения повторения границы символа; средство оценки, использующее циклический префикс для оценки и коррекции дробного сдвига частоты несущей; средство для выполнения быстрого преобразования Фурье для идентифицированного символа преамбулы и кросскоррелятор в частотной области для идентификации специфических для соты последовательностей преамбулы и сдвига частоты на целое число интервалов между поднесущими. Переданный сигнал может быть сигналом нисходящей линии, переданным в соту из базовой станции, которая совместима со стандартом IEEE 802.16е. 4 н. и 33 з.п. ф-лы, 18 ил., 3 табл.

Description

ОБЛАСТЬ ТЕХНИКИ, К КОТОРОЙ ОТНОСИТСЯ ИЗОБРЕТЕНИЕ

Типичные варианты осуществления этого изобретения относятся в общем к системам, способам, устройствам и компьютерным программным продуктам для беспроводной связи и, в частности, имеют отношение к способам синхронизации работы устройства с использованием принятого сигнала.

ПРЕДПОСЫЛКИ СОЗДАНИЯ ИЗОБРЕТЕНИЯ

Приведенные ниже аббревиатуры определяются следующим образом:

AWGN (Additive white Gaussian noise) - Аддитивный белый гауссов шум

BS (Base station) - Базовая станция CINR (Carrier-to-interference-and-noise ratio) - Отношение несущей к помехе и шуму

СР (Cyclic prefix) - Циклический префикс

DFT (Discrete Fourier Transfom) - Дискретное преобразование Фурье

DL (Downlink) - Нисходящая линия связи

DLFP (DL frame prefix) - Префикс кадра нисходящей линии

FDD (Frequency division duplex) - Дуплексная связь с частотным разделением каналов

FFT (Fast fourier transform) - Быстрое преобразование Фурье

FUSC (Full usage of sub-carriers) - Полное использование поднесущих

MAC (Multiply-and-accumuiate) - Умножение и суммирование

MIMO (Multiple input multiple output) - Система со многими входами и выходами

MISO (Multiple input single output) - Система со многими входами и одним выходом

ML (Maximum likelihood) - Максимальное правдоподобие

MS (Mobile Station) - Мобильная станция

OFDM (Orthogonal frequency division multiplex) - Мультиплексирование с ортогональным частотным разделением сигналов

OFDMA (Orthogonal frequency division multiplex with multiple access) - Мультиплексирование с ортогональным частотным разделением сигналов с множественным доступом

PHY (Physical layer) - Физический уровень

RF (Radio Frequency) - Радиочастота

RTG (Receive/transmit transition gap) - Пауза перехода прием/передача

SISO (Single input single output) - Система с одним входом и одним выходом

SIMO (Single input multiple output) - Система с одним входом и многими выходами

SNR (Signal-to-noise ratio) - Отношение сигнал/шум

STC (Space-time coder) - Пространственно-временной кодер

TDD (Time division duplex) - Дуплексная связь с разделением по времени

TDMA (Time division multiple access) - Множественный доступ с временным разделением каналов

TTG (Transmit/receive transition gap) - Пауза при переходе передача/прием

UL (Uplink) - Восходящая линия связи

WiMAX (Worldwide Interoperability of Microwave Access) - "Общемировая совместимость доступа в СВЧ диапазоне"

Стандарт IEEE 802.16 должен обеспечить предоставление стационарных и мобильных беспроводных широкополосных служб с максимальными скоростями передачи данных до 70 Мбит/с. Версия Е стандартов 802.16 определяет необходимые усовершенствования, чтобы поддерживать полную мобильность. Радиоинтерфейс мобильного стандарта IEEE 802.16e базируется на технологии модуляции OFDM. Ожидается, что режим OFDMA стандарта 802.16e получит наибольшее распространение для мобильных широкополосных служб. Режим OFDMA обеспечивает масштабируемость полосы пропускания от 1,25 МГц до 20 МГц (или от 1,75 МГц до 28 МГц) и с помощью различных размеров FFT (128, 512, 1024 и 2058) он может предоставлять беспроводные услуги с различными пропускными способностями и качеством обслуживания (QoS).

Модуляция OFDM применяется в различных технологиях беспроводного доступа, таких как Wi-Fi (802.11а), а также в цифровом аудио и видео вещании (например, в DVB-H). Однако поддержка полной мобильности и QoS для многочисленных пользователей в стандартной среде с многоточечным соединением (сотовой) потребовала внесения множества изменений в проектирование физического уровня (PHY) и подуровня управления доступом к среде (MAC). Одно дополнение связано с использованием различных последовательностей преамбул нисходящей линии (DL), которые позволяют мобильной станции (MS) уникально идентифицировать базовую станцию (BS). Имеется 114 последовательностей преамбул для каждого размера FFT, которые могут однозначно идентифицировать одну базовую станцию (сектор). В режиме TDD стандарта 802.16e преамбула передается в первом символе в субкадре DL. Как и в системе согласно стандарту 802.11а, преамбула также используется для достижения синхронизации системного времени и частоты несущей. Однако структура преамбулы в стандартах 802.16e и 802.11а различается.

В стандартной OFDM-системе на базе TDD, такой как система по стандарту 802. 11а или 802.16d в режиме OFDM, преамбула является периодически повторяющейся во временной области. Это свойство может использоваться для достижения синхронизации с низкой сложностью на основе способов корреляции задержки. В режиме FDD непрерывная передача символов OFDM вместе с циклическим префиксом может использоваться для обеспечения синхронизации времени символов.

В режиме OFDMA по стандарту 802.16e преамбула содержит данные на каждой третьей поднесущей. Так как три не является делителем для размера FFT (равного степени 2), преамбула в режиме OFDMA стандарта 802.16е не повторяется во времени, хотя каждая третья часть символа преамбулы демонстрирует хорошую корреляцию. К тому же, во время приема в режиме TDD субкадр UL следует за субкадром DL. Субкадры DL и UL разделены интервалами пауз TTG и RTG, которые не являются целым кратным символа OFDM. Это делает стандартное получение времени символа на основе СР очень затруднительным. Кроме того, так как мобильная станция MS может принимать передачи от многочисленных базовых станций BS, корреляция задержки, базирующаяся на оценке времени кадра (на основе высокой корреляции между частями символа преамбулы) не обеспечивает хорошую оценку времени кадра. Поиск корреляции задержки обычно возвращает большой интервал возможных событий начала кадра.

С другой стороны, кросскорреляция с известной последовательностью преамбулы обеспечивает более точную информацию о временных соотношениях. Однако так как имеется большое число возможных последовательностей преамбулы, исчерпывающий поиск путем кросскорреляции может иметь недопустимо высокую аппаратурную сложность. Обработка кросскорреляции во временной области также требует, чтобы преамбулы или сохранялись во временной области (после преобразования IFFT), что ведет к более высоким требованиям к памяти, или формировались «на лету», что ведет к дополнительному быстрому обратному преобразованию Фурье (IFFT) для каждого поиска преамбулы.

Кроме того, так как последовательности преамбул ищутся случайным образом, они не могут формироваться «на лету» и должны быть сохранены. Полезно сохранять данные преамбулы в частотной области, так как модуляцией данных преамбулы в частотной области является двоичная фазовая манипуляция (BPSK) (1-битовая).

Некоторыми стандартными способами синхронизации OFDM являются следующие.

Схема синхронизации пакетов на основе преамбулы широко используется в системах по стандарту 802.11а. В стандарте 802.11а передаются два различных типа последовательностей преамбулы (короткая и длинная). Короткая преамбула повторяется приблизительно восемь раз (четыре раза в одном символе и затем передается дважды), в то время как символ длинной преамбулы повторяется дважды. В стандарте 802.11а преамбулы являются уникальными для всех точек доступа. Обычно свойство повторяемости короткой преамбулы используется, чтобы получить грубую синхронизацию по времени посредством корреляции задержки. Точная синхронизация по времени может быть достигнута посредством поиска символа длинной преамбулы. Этого можно достигнуть посредством корреляции задержки или кросскорреляции. Сдвиг частоты несущей измеряется путем замера разницы фазы отсчетов между периодически повторяющимися частями короткой преамбулы.

В наземных системах вещания, таких как DVB-H, реализуется корреляция задержки на базе СР, чтобы получить время символа. Сдвиг частоты несущей может быть измерен с использованием двух шагов: во время измерения дробного сдвига частоты с использованием фазы коэффициента корреляции СР и во время измерения целочисленного сдвига частоты с использованием поворота пилот-сигнала в частотной области.

Однако в режиме TDD OFDMA указанные выше способы или не могут применяться, или возвращают неточную оценку времени.

До этого изобретения не было предложено действительно адекватной процедуры достижения синхронизации DL в устройствах, развернутых в системе связи по стандарту IEEE 802.16е (WiMAX).

КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ПРИМЕРОВ ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ ИЗОБРЕТЕНИЯ

Посредством использования типичных вариантов осуществления этого изобретения преодолеваются вышеупомянутые и другие проблемы, а также реализуются дополнительные преимущества.

В одном из аспектов этого изобретения предлагается способ обеспечения синхронизации с переданным сигналом по времени, по частоте несущей и по специфической для соты преамбуле путем обнаружения границы кадра с использованием корреляции задержки преамбулы; обнаружения границы кадра с более высокой точностью с использованием свойства сопряженной симметрии для области, идентифицированной во время первого шага обнаружения границы кадра; использования корреляции циклического префикса для обнаружения повторения границы символа; использования циклического префикса для оценки и коррекции дробного сдвига частоты несущей; выполнения быстрого преобразования Фурье для идентифицированного символа преамбулы и выполнения кросскорреляции в частотной области для идентификации специфических для соты последовательностей преамбулы и сдвиг частоты на целое число интервалов между поднесущими.

В другом аспекте этого изобретения предлагается компьютерный программный продукт, который воплощен на машиночитаемом носителе данных, где исполнение компьютерного программного продукта процессором данных имеет результатом операции, которые содержат обеспечение с переданным сигналом по времени, по частоте несущей и по специфической для соты преамбуле путем обнаружения границы кадра с использованием корреляции задержки преамбулы; обнаружения границы кадра с более высокой точностью с использованием свойства сопряженной симметрии для области, идентифицированной во время первого шага обнаружения границы кадра; использования корреляции циклического префикса для обнаружения повторения границы символа; использования циклического префикса для оценки и коррекции дробного сдвига частоты несущей; выполнения быстрого преобразования Фурье для идентифицированного символа преамбулы и выполнения кросскорреляции в частотной области для идентификации специфических для соты последовательностей преамбулы и сдвиг частоты на целое число интервалов между поднесущими.

В еще одном аспекте этого изобретения предлагается устройство, которое включает приемник для приема сигнала нисходящей линии, переданного в соте. Приемник выполнен с возможностью обеспечения синхронизации с принятым сигналом по времени, по частоте несущей и по специфической для соты преамбуле и включает множество блоков синхронизации, содержащих первый детектор для обнаружения границы кадра с использованием корреляции задержки преамбулы; второй детектор для обнаружения границы кадра с более высокой точностью с использованием свойства сопряженной симметрии для области, идентифицированной первым детектором; коррелятор циклического префикса для обнаружения повторения границы символа; средство оценки, использующее циклический префикс для оценки и коррекции дробного сдвига частоты; средство выполнения быстрого преобразования Фурье для идентифицированного символа преамбулы и кросскоррелятор в частотной области для идентификации специфических для соты последовательностей преамбулы и сдвига частоты на целое число интервалов между под несущими.

В еще одном аспекте этого изобретения предлагается мобильная станция, которая содержит средство для приема сигнала нисходящей линии, переданного в соту; указанное средство приема выполнено с возможностью обеспечения синхронизации с принятым сигналом по времени, по частоте несущей и по специфической для соты преамбуле и включает множество блоков синхронизации, содержащих первое средство для обнаружения границы кадра с использованием корреляции задержки преамбулы; второе средство для обнаружения границы кадра с более высокой точностью с использованием свойства сопряженной симметрии для области, идентифицированной первым средством обнаружения; средство для корреляции циклического префикса для обнаружения повторения границы символа; средство для оценки и коррекции дробного сдвига частоты несущей с использованием циклического префикса; средство для выполнения быстрого преобразования Фурье в отношении идентифицированного символа преамбулы; и средство для кросскорреляции в частотной области для идентификации специфических для соты последовательностей преамбулы и сдвига частоты на целое число интервалов между поднесущими.

КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ

Вышеуказанные и другие аспекты типичных вариантов осуществления этого изобретения станут более очевидными из последующего подробного описания вместе с приложенными чертежами, на которых:

на фиг.1 показан защитный интервал, интервал символа и полезный интервал символа;

фиг.2 иллюстрирует концепцию OFDMA, где поднесущие совместно используются пользователями;

на фиг.3 иллюстрируется концепция отображения данных по времени/частоте;

на фиг.4 показана структура кадра TDD (DL-субкадр+TTG+UL-субкадр+RTG);

на фиг.5 приводится типичная структура кадра для режима TDD;

на фиг.6 показана блок-схема мобильного приемопередатчика, предназначенного для использования с OFDMA PHY;

фиг.7 иллюстрирует обычный процедурный поток синхронизации;

на фиг.8 приведена упрощенная блок-схема устройства для оценки времени символа на основе циклического префикса;

на фиг.9А представлена упрощенная блок-схема устройства, применимого для использования при определении времени кадра во временной области, а на фиг.9В показана упрощенная блок-схема устройства, применимого для использования при определении времени кадра в частотной области;

на фиг.10 приведена упрощенная блок-схема устройства, применимого для выполнения оценки и коррекции сдвига частоты;

на фиг.11 представлен график, показывающий поиск циклического префикса по всем вероятностям для примера с FFT-512, СР-1/8 в канале с AWGN;

на фиг.12 приведен график, показывающий корреляцию циклического префикса для кадра TDD с параметрами FFT-512, СР-1/8, AWGN и SNR=0 дБ;

на фиг.13 приведена блок-схема функции синхронизации в соответствии с типичными вариантами осуществления этого изобретения;

на фиг.14 приводится график, показывающий вычисление корреляции для кадра TDD 5 мс с параметрами FFT 512 и СР 1/8 в канале с AWGN;

на фиг.15 приведен график, показывающий результат поиска сопряженной симметрии по выбранным индексам, показанным на фиг.14; предполагается использование параметров: FT-512, СР-1/8, TDD 5 мс, AWGN при SNR 0 дБ;

фиг.16 - логическая блок-схема, которая иллюстрирует работу алгоритма синхронизации в соответствии с типичными вариантами осуществления этого изобретения; и

на фиг.17 представлена упрощенная блок-схема беспроводной системы связи, включающей мобильную станцию MS, которая создана и функционирует в соответствии с типичными вариантами осуществления этого изобретения.

ПОДРОБНОЕ ОПИСАНИЕ

Здесь излагается новая методика начальной синхронизации времени и частоты несущей. Типичные варианты осуществления этого изобретения частично соответствуют нисходящей линии связи по стандарту IEEE 802.16е, известному также как WiMAX. Однако наряду с тем, что типичные варианты осуществления описываются в контексте с параметрами, относящимися к протоколу WiMAX, они могут применяться также к другим системам OFDM с использованием соответствующих модификаций параметров.

Типичные варианты осуществления этого изобретения обеспечивают новый алгоритм последовательного поиска для нисходящей линии по стандарту 802.16е, чтобы добиться синхронизации времени и частоты несущей и идентифицировать специфическую для соты последовательность преамбулы. Процедура синхронизации требуется во время начального входа в сеть, во время хэндовера и во время повторной синхронизации при кратковременной потере синхронизации.

Перед подробным описанием типичных вариантов осуществления этого изобретения с использованием фиг.13-17, будет полезно обсудить и представить краткий обзор системных параметров и сигнализации DL PHY стандарта IEEE 802.16е, Центральное место в этом обзоре отводится режиму OFDMA, который в настоящее время в наибольшей степени целесообразен при развертывании мобильных и сотовых систем.

Что касается системных параметров OFDM, как хорошо известно, в системе OFDM ширина полосы пропускания сегментируется на поднесущие и данные передаются параллельно на разных поднесущих в частотной области. Спектрально эффективные преобразования DFT и обратное DFT (IDFT) применяются соответственно для модуляции и демодуляции OFDM, и эти преобразования реализуются с использованием эффективных алгоритмов FFT и IFFT.

Допустим, что доступная ширина полосы пропускания системы BW сегментирована на N_FFT поднесущих. Чтобы обеспечить спектральное разделение, N_Guard поднесущих резервируется в качестве защитных тонов и по существу одинаково распределяется на правой и левой стороне спектра. Остальные поднесущие помечают в качестве полезных поднесущих; они включают данные, пилот-сигнал и нулевые (DC) поднесущие. Число полезных поднесущих равно:

При коэффициенте избыточной дискретизации для функционирования OFDM, равном n, частота дискретизации F_s и интервал между поднесущими Δf могут быть вычислены как:

(см. «Приложение к стандарту IЕЕЕ802.16е» (версия D8, июнь 2005 г.), «Проект стандарта IEEE для локальных и городских сетей», часть 16: Радиоинтерфейс для стационарных и мобильных широкополосных систем с беспроводным доступом).

Величиной, обратной интервалу между поднесущими, является полезное время символа (T_b), которое является временем полезного символа OFDM после выполнения IFFT.

Чтобы поддерживать ортогональность сигнала OFDM в многолучевой среде, между двумя последовательными символами OFDM вставляется защитный интервал. Обычно в качестве защитного интервала вставляется циклический префикс путем повтора концевой части символа в начале символа, как это показано на фиг.1. Длительность защитного интервала (T_g) выбирается так, чтобы учесть самую большую задержку многолучевого распространения, τ_max, которая возникает чаще всего, т.е. T_g>τ_max. Она обычно выражается как доля полезного времени символа. Положим, что G=T_g/T_b - это отношение защитного интервала к полезному интервалу символа; тогда полное время символа OFDM равно:

Кроме того, время символа OFDM должно быть намного больше максимального разброса задержки, чтобы уменьшить непроизводительные потери из-за введения циклического префикса и влияние многолучевой интерференции. Однако, чтобы избежать "просачивания" несущих (т.е. помех между несущими), время символа OFDM должно быть меньше, чем время когерентности канала (Т_с). Время когерентности канала определяется как интервал времени, внутри которого канал остается постоянным, и является обратно пропорциональным максимальному доплеровскому рассеиванию (f_D). Доплеровское рассеивание является результатом относительной скорости между передатчиком и приемником, и оно обуславливает переходные помехи между смежными поднесущими.

Когерентная ширина полосы пропускания канала В_с определяется как полоса пропускания, в которой отклик канала остается постоянным, и она обратно пропорциональна максимальному разбросу задержки канала τ_max. Когерентная ширина полосы пропускания канала может быть вычислена как:

Эквивалентом уравнения (5) для частотной области является:

Таким образом, размер FFT выбирается так, чтобы разнос между несущими был существенно меньше когерентной ширины пропускания канала и существенно больше максимального доплеровского рассеивания (f_D) в канале.

Далее приводится обзор физического уровня (PHY) нисходящей линии (DL) по стандарту 802.16е. Множественный доступ с временным разделением каналов (TDMA) является наиболее распространенным подходом для обеспечения многопользовательского доступа в системе OFDM. При этом подходе, называемом OFDM-TDMA, различные пользователи мультиплексируются по времени, и данные, направляемые или принимаемые от каждого из пользователей, передаются в различных временных зонах. Этот режим специфицируется в качестве радиоинтерфейса для различных стандартов, таких как IEEE 802.1 Ia/g/n и 802.16d (версия-2004) (режим OFDM). Другим способом обеспечения многопользовательского доступа в системе OFDM является мультиплексирование различных пользователей в частотной области - данный способ называют OFDMA. На фиг.2 приводится стратегия множественного доступа OFDMA, где различные пользователи совместно используют полезные поднесущие.

Более обобщенно, в режиме OFDMA пользователи мультиплексируются в двухмерной решетке время/частота, где каждому пользователю назначается часть ширины полосы пропускания (т.е. группа поднесущих, определяемых как подканалы) на несколько символов OFDM. На фиг.3 демонстрируется концепция области данных на осях время/частота для воображаемого сценария применения.

В таблице 1 обобщаются основные системные параметры и приводятся их значения в соответствии с определением режима OFDMA в стандарте 802.16е. Следует отметить, что системы WiMAX масштабируются для заданной пропускной способности и сценариев внедрения.

Таблица 1
Параметры системы OFDMA
Параметры	Значения	Примечания
NFFT	128, 512, 1024 и 2048	Размер FFT
G=Tg/Tb	1/32, 1/16, 1/8, 1/4	Отношение защитного интервала к полезному интервалу символа
Ts	Tb+Tg=(1+G)×Tb	Интервал символа OFDMA
BW	Минимум ~ 1,25 МГц Максимум ~ 28 МГц	Типичные значения. Не зависят от стандартов **
n	8/7	Коэффициент избыточной дискретизации
** Обычно размер FFT будет возрастать вместе с шириной полосы пропускания (BW)

Протокол WiMAX поддерживает три различных типа режимов связи в лицензируемом диапазоне, TDD, FDD и H-FDD (Hybrid-FDD, гибридная дуплексная связь с частотным разделением каналов). В первой версии стандарта IEEE 802.16е наиболее широко используется режим TDD.

На фиг.4 показаны временные соотношения для кадра в режиме TDD. Временная пауза передачи (Transmit Time Gap, TTG) и временная пауза приема (Receive Time Gap, RTG) позволяют станции BS и станции MS переключать радиочастоту (RF) от приема (RX) к передаче (ТХ) или от ТХ к RX. В таблице 2 приводятся обобщенные сведения о спецификациях для времени кадра и пауз TTG/RTG для систем WiMAX.

Таблица 2
Параметры кадровой синхронизации для OFDMA
Параметры	Значения	Примечания
Длительность кадра(мс)	2, 2, 5, 4, 5, 8, 10, 12,5, 20	Стандартный специфицированный код длительности кадра: 1-8
Отношение DL/UL (TDD)	1/4|3/4 - до 3/4|1/4	Типичное значение. Не стандартизировано.
TTG/RTG	Минимальное поддерживаемое значение: 5 мкс	Стандарт задает только 5 мкс в качестве минимального значения.
	Типичное значение: ~ 50 мкс Максимальное значение: >200 мкс	Типичное значение базируется на обзоре литературы.

Другим важным системным параметром, оказывающим влияние на реализацию уровня PHY, является допустимый сдвиг частоты несущей (допустимое отклонение системного тактового генератора). В таблице 3 приводятся технические требования стандарта 802.16е.

Таблица 3
Требования к отслеживанию частоты несущей для приемопередатчика
Параметры	Значения	Примечания
Средняя частота несущей базовой станции и точность генератора тактовой частоты символов	±2×10-6	Один и тот же генератор опорного сигнала должен использоваться как для несущей, так и для тактовой частоты символов
MX ТХ Допустимое отклонение средней частоты несущей и тактовой частоты символов	2% от интервала между несущими	Синхронизировано с опорным сигналом базовой станции - необходимо войти в синхронизм перед UL - ТХ

На фиг.5 приводится структура кадра для режима TDD. Первым символом субкадра DL является преамбула DL. Первые два подканала в следующем символе OFDMA переносят канал FCH. Поля DL-MAP и UL-MAP следуют за FCH. Сообщения MAP используют символ и частотный интервал совместно с FCH и DL-пакетами. В режиме TDD субкадры DL и UL следуют за сообщениями MAP. Пакеты данных различных пользователей размещаются по осям времени/частоты.

Кадр DL (или субкадр для режима TDD) может содержать несколько зон, таких как PUSC, FUSC, TUSCI, АМС, ММО, HARQ и т.д. Зона охватывает несколько последовательных символов OFDMA. Временные параметры субкадра DL могут определяться динамически на основе доступных субканалов, режимов распределения поднесущих, числа обслуживаемых пользователей и, в случае режима TDD, отношения времени DL/UL.

Для режима TDD согласно стандартам IEEE 802.16е, фиг.6 представляет типичный (мобильный) приемопередатчик 100 для нисходящей линии. Следует отметить, что хотя стандарт IEEE 802.16е поддерживает множественные антенны для передачи и приема, здесь для упрощения описания рассматривается система типа SISO.

На фиг.6 источник данных предоставляет передаваемые данные в блок 102 рандомизации (скремблирования посредством псевдошумовой последовательности PN), выходной сигнал которого по выбору подается на один из ряда кодеров (например, сверточный кодер 104А, турбокодер 104 В, LDPC-кодер 104С). Выходной сигнал выбранного кодера 104 подается в перемежитель 106, за которым следует блок 108 модуляции (преобразования). Пилот-сигналы добавляются из блока 110 к выходному сигналу блока 108 модуляции. Затем сигнал прикладывается к блоку 112 поддержки разнесения, имеющему блок 114 IFFT и блок 116, который добавляет защитные полосы. Затем сигнал прикладывается к радиочастотному передатчику (ТХ) 118А для передачи в канал. При приеме принятый сигнал подается с выхода радиочастотного приемника (RX) 118В в блок 120 временной синхронизации, где удаляется циклический префикс (СР), после чего следует блок 122 FFT. Выходной сигнал блока 122 FFT прикладывается как блоку 124 оценки канала, так и к блоку 126 детектора/приемника сигнала с разнесением (STC/MIMO). Выходной сигнал блока 126 прикладывается к блоку 128 восстановления символов, за которым следует блок 130 деперемежителя, выходной сигнал которого прикладывается к выбранному декодеру (например, турбодекодеру 132А, декодеру Витерби 132 В, LDPC-декодеру 132С). Выходной сигнал выбранного декодера 132 прикладывается к блоку 134 дерандомизатора, и результирующий сигнал формирует оцененные данные.

Пусть s^m(n) - сигнал нисходящей линии на выходе модулятора OFDM.

Соответствующий непрерывный во времени сигнал нисходящей линии s^m(t) может быть записан как:

где:

N_FFT, N_CP: размер FFT и защитный размер (размер циклического префикса (СР));

T_b, T_g, T_s=T_b+T_g: полезное время символа, интервал СР и время символа OFDM;

k, m: индекс поднесущей и индекс символа OFDM; и

: символ, переданный на k-й поднесущей в течение m-го символа OFDM.

Дискретный принятый сигнал нисходящей линии в приемнике мобильной станции может быть записан как:

где:

h=[h₀, h₁,…,h_L-1], L: многолучевой канал между станциями BS и MS и максимальное число лучей;

Δf: нормированный сдвиг частоты несущей в результате несоответствия частот генераторов ТХ и RX; и

z(n)~N(0,2N₀) - процесс аддитивного белого гауссова шума.

Во время временного кадра восходящей линии мобильная станция обычно переключается в режим передачи. Однако во время начального доступа к сети мобильная станция не различает DL и UL и поэтому принимает мешающие сигналы от других мобильных станций. Полный принятый сигнал в UL может быть записан как:

где:

: многолучевой канал между к-й MS и заданной MS;

Δf: нормированный сдвиг частоты несущей; и

τ_k нормированная задержка сигнала, принятого от k-го пользователя.

Рассматривая свойства преамбулы, укажем, что специфическая для соты преамбула нисходящей линии передается в начале каждого кадра. Преамбула помогает приемнику получать параметры времени, частоты и параметры канала. Далее приводится краткий обзор структуры и свойств преамбулы нисходящей линии, на который ниже будет опираться описание типичных вариантов осуществления изобретения.

Последовательность преамбулы имеет следующие свойства (можно сослаться на стандарт IEEE 802.16-2004, стандарт Института инженеров по электротехнике и электронике (IEEE) для локальных и городских сетей, часть 16: «Радиоинтерфейс для стационарных широкополосных систем с беспроводным доступом» и на «Приложение к стандарту IEEE 802.16е» (версия D8, июнь 2005 г.), «Проект стандарта IEEE для локальных и городских сетей», часть 16: «Радиоинтерфейс для стационарных и мобильных широкополосных систем с беспроводным доступом», включенные в данное описание посредством ссылки):

она уникальна для каждого сегмента в каждой соте (например, задает идентификатор соты (cell-ID));

она включает набор из 114 последовательностей преамбул для каждого размера FFT (128, 512, 1024 и 2048);

она создается с использованием случайной модели с условием минимизации PAPR последовательности;

преамбула модулирует поднесущую с использованием модуляции BPSK, и поэтому выходной сигнал IFFT имеет сопряженную симметрию (см., например, J.G.Proakis and D.К.Manolakis, «Digital Signal Processing» (Обработка цифровых сигналов), 3-е издание, Prentice Hall, 1995 г.);

сектор передает последовательность преамбулы на каждой третьей поднесущей с регулярно вставляемыми нулями (исключая защитный интервал и поднесущие DC); и

поднесущие преамбулы DL передаются с мощностью на 9 дБ выше, чем другие поднесущие данных.

Последовательности преамбул создаются с использованием случайной модели и сохраняются в MS. Так как каждый размер FFT соответствует набору из 114 преамбул, для их хранения в MS необходим большой объем памяти. Поскольку обнаружение преамбулы является первым шагом при входе в сеть, большое количество последовательностей преамбул может привести к длительной задержке.

Сигнал преамбулы на выходе модулятора OFDM может быть записан как:

где:

и

u_k∈{0, 1} = последовательность преамбулы PN для сегмента # SID

N_LG = левые защитные поднесущие

N_RG = правые защитные поднесущие

Свойство 1

Положим, что x(n)=ifft{x(k)} и

так что

mod(N_FFT, R)=0

тогда,

т.е. характеризуется периодичностью во временной области.

Однако если mod(N_FFT, R)≠0, сигнал не является повторяющимся, но демонстрирует сильную корреляцию.

Свойство 2

Положим, что x(n)=ifft{X(k)} и X(k) - вещественное число, тогда

то есть имеется сопряженная симметрия во временной области.

Так как свойства 1 и 2 существуют одновременно, последовательность преамбулы во временной области полагается обладающей сопряженной симметрией в пределах каждого повтора. Символ преамбулы переносит данные на каждой 3-й поднесущей и поэтому демонстрирует высокую корреляцию между каждым третьим символом. Вследствие сопряженной симметрии преамбула полагается обладающей примерно следующей структурой:

Теперь рассмотрим начальную синхронизацию в типовых OFDM-системах. Как отмечалось выше, процедура синхронизации включает временную синхронизацию и синхронизацию частоты несущей. Основной целью временной синхронизации является достижение синхронизации кадров и символов, идентификация размера FFT и длины СР. Главная цель синхронизации частоты несущей - это измерение и коррекция сдвига частоты несущей. Кроме того, в сотовых системах, таких как WiMAX, синхронизация определяет также идентификатор соты (специфическую для соты последовательность преамбулы).

Как отмечалось выше, предлагались и оценивались различные способы и алгоритмы вхождения в синхронизм по времени/частоте в разных OFDM-системах, таких как 802.11а и DVB-H. Большинство предложенных алгоритмов используют циклический префикс и/или свойства преамбулы. Например, в стандарте 802.11а периодически повторяющаяся короткая преамбула используется для синхронизации по времени и частоте (см. J.Heiskala и J.Terry, «OFDM Wireless LANs: A Theoretical and Practical Guide» (Локальные беспроводные сети OFDM: теоретическое и практическое руководство), 1-е издание, Sams, 2001 г.). Также используется длинная преамбула для улучшения оценки синхронизации, а также для решения задач оценки канала. В системах вещания, таких как DVB-H, где принятый сигнал является непрерывным, для достижения синхронизации могут использоваться циклический префикс и пилот-сигналы. В этих схемах синхронизации могут применяться эффективные с точки зрения вычислений способы корреляции задержки.

В обеих системах - IEEE 802.11а и DVB-H - обычно применяется поэтапная процедура синхронизации для синхронизации по времени и частоте, в которой сдвиги по времени и по частоте оцениваются на разных этапах. Кроме того, точная оценка времени/частоты следует за грубой оценкой времени/частоты. Обычно поэтапный подход приводит к более низкой сложности реализации и является более пригодным для мобильных приемников.

В качестве альтернативы, параметры времени и частоты могут оцениваться совместно. Например, для совместной оценки синхронизации по времени/частоте и для оценки канала могут использоваться метод максимального правдоподобия (ML) и субоптимальный метод ML. Однако оба эти метода требуют предварительного знания передаваемого символа преамбулы, но не требуют наличия специальных свойств преамбулы. Поэтому они более пригодны для таких систем как 802.16 с режимом OFDM и 802.11а. Такие методы могут применяться в сотовой реализации WiMAX, если набор передаваемых последовательностей преамбул ограничен (например, во время хэндовера базовая станция может передавать информацию о соседней базовой станции). Однако сложность реализации метода ML является высокой.

Теперь кратко рассмотрим стандартный способ OFDM-синхронизации, а также его пригодность для использования в системе согласно стандарту IEEE 802.16e.

Основная процедура синхронизации включает следующие операции.

Одной операцией является временная синхронизация, которая состоит в определении времени символа на основе корреляции СР и предназначается для использования в режиме FDD, где передача DL является непрерывной (например, в DVB-H), и которая основывается на получении времени кадра/обнаружении начала пакета на основе кросскорреляции с известной преамбулой или корреляции задержки с использованием повторяющихся свойств последовательности преамбулы и пригодна для пакетной передачи данных (например, по стандарту 802.11а). Другой операцией является оценка сдвига частоты, которая формируется из оценки дробного сдвига частоты во временной области и грубой оценки сдвига частоты в частотной области (грубая оценка служит для того, чтобы найти сдвиг частоты, который является целым кратным интервала между поднесущими). Короткая периодически повторяющаяся преамбула может использоваться, чтобы избежать коррекции сдвига частоты в частотной области (например, в стандарте 802.11а).

Вообще, оценка параметров синхронизации выполняется поэтапно - грубое определение времени (корреляция задержки принимаемого сигнала), за которым следует грубая оценка и коррекция сдвига частоты, а затем точная временная синхронизация ( кросскорреляция с использованием известной преамбулы или корреляции задержки), за которой следует оценка сдвига частоты в частотной области. Если передаваемая последовательность преамбулы является достаточно короткой и часто повторяемой, целочисленный сдвиг частоты может измеряться только на одном этапе. Во всех процедурах для получения корреляции используется коррелятор со скользящим окном и сумматор. На фиг.7 приводится логическая последовательность для процедуры синхронизации. Основные операции процедуры оценки времени/частоты могут перекрываться.

Обычно любой алгоритм синхронизации требует выполнения большого числа операций умножения-суммирования (MAC). Таким образом, хотя фактический алгоритм может быть простым, аппаратные затраты на синхронизацию могут быть высокими. В работе L.Schwoerer и Н.Wirz, «VLSI Implementation of IEEE 802.11а Physical Layer» (Реализация VLSI физического уровня IEEE 802.11а), Шестой международный симпозиум по OFDM, Гамбург/Германия, сентябрь 2001 г. приведена оценка, показывающая, что при типичной реализации специализированной интегральной схемы (ASIC) для стандарта 802.11а, блоки синхронизации занимают около 50% общих аппаратных средств приемника.

Теперь подробно рассмотрим различные шаги синхронизации, которые кратко упомянуты выше.

Определение времени символа

Определение времени символа может быть реализовано с использованием поиска циклического префикса с помощью автокорреляции со скользящим окном в отношении принимаемого сигнала. Значения автокорреляции накапливаются в течение нескольких символов и сравниваются с пороговой величиной. Оперативная память (RAM) (или очередь типа FIFO) может использоваться, чтобы сохранить и задержать поток отсчетов принятых данных. Сложность этого блока определяется максимальным поддерживаемым размером FFT. Значения автокорреляции могут быть вычислены как:

Таким образом, для каждого отсчета N_CP необходимо произвести сложные МАС-вычисления. Вышеупомянутая реализация может быть упрощена путем использования для каждого отсчета только двух МАС-вычислений следующим обоазом:

Возможно также применение одной МАС-операции, но это потребует использования элемента задержки типа FIFO, который может содержать комплексные значения N_cp.Для того чтобы выполнить накопление для множества символов, требуется буфер размером N_FFT для хранения значений кросскорреляции. Обычно значения корреляции масштабируют в соответствии с принятой мощностью перед обнаружением с использованием порога, с целью обеспечения надежного обнаружения. Принятая мощность может быть вычислена с использованием одной или двух МАС-операций на каждый отсчет на интервале циклического префикса, как это показано выше.

где

На фиг.8 приводится блок-схема блока синхронизации времени символа. Синхронизация может реализовываться с произвольной точностью с использованием избыточной дискретизации; однако это повышает сложность.

Как это показано на фиг.8, параметры, такие как размер FFT и длина СР, обычно сохраняются в памяти для текущей достоверной синхронизации. Этот механизм может способствовать уменьшению времени синхронизации в течение процедуры повторной синхронизации или во время начального входа в будущем.

Синхронизация времени кадра

Кадровая синхронизация может реализовываться в виде грубой или точной оценки времени путем использования поиска преамбулы. Чтобы определить кадровую синхронизацию, корреляция задержки принимаемого сигнала или кросскорреляция с использованием известного образца преамбулы получается и сравнивается с пороговой величиной.

В случае передачи периодически повторяющейся преамбулы (вставки нулей в частотной области) способ корреляции задержки может использоваться для приблизительного определения начала преамбулы. Это может быть легко использовано в Wi-LAN и в системах по стандарту IEEE 802.16, версия 2004, режим OFDM (FFT-256).

период

Однако это не решает задачу идентификации конкретной последовательности преамбулы; например, в стандарте IEEE 802.16е определяются 114 различных последовательностей преамбулы для каждого размера FFT, и каждая базовая станция передает уникальную последовательность преамбулы.

Чтобы определить истинность поиска, определяют кросскорреляцию между известным образцом преамбулы и принятым символом и производят ее сравнение с пороговой величиной. Операция «max» может выполняться для нахождения максимума кросскорреляции, чтобы найти преамбулу. При условии, что известны параметры начала преамбулы, размер FFT и размер СР, и имеется всего К преамбул, процедура синхронизации времени кадра выполняет:

- получается Cell-ID

В случае если размер FFT неизвестен, может быть выполнен исчерпывающий поиск. При условии, что общее число преамбул равно К, процедура синхронизации времени кадра выполняет:

- получается время, размер FFT и идентификатор соты (Cell-ID)

Кроме того, для грубой оценки времени при вычислении корреляции необходимо учитывать максимум сдвига частоты. Так как сдвиг частоты изменяет фазу принимаемого сигнала, когерентное накопление сегментируется в меньшее окно. Полагая, что

- окна корреляции размера M

Чтобы уменьшить сложность, можно рассмотреть возможность накопления для меньших сегментов преамбулы.

На фиг.9А и 9В приводятся упрощенные блок-схемы для двух упомянутых выше подходов. Необходим дополнительный анализ для оценки различных альтернатив. Однако подход на основе анализа во временной области, показанный на фиг.9А, более пригоден для использования с преамбулой, хранимой в частотной области.

Коррекция дробного сдвига частоты

Сдвиг частоты можно оценить, используя средний набег фазы реплицированного набора отсчетов OFDM во временной области. При оценке фазы применяется вычисление арктангенса (обратного тангенса). Оценка дробного сдвига частоты может быть выполнена или с использованием сравнения с повторяющейся преамбулой, или с использованием повторяющегося циклического префикса того же самого символа OFDM. Первый способ применяется в стандарте IEEE 802.11а, где короткая преамбула повторяется несколько раз. Кроме того, в случае короткой преамбулы стандарта 802.11а как дробный, так и целочисленный сдвиг фазы может быть измерен с помощью только одного этапа корреляции задержки. Для системы WiMAX с OFDMA предпочтительным является второй способ, так как преамбула имеет длину только одного символа OFDM. Чтобы уменьшить ошибку оценки, корреляция СР усредняется для М символов OFDMA. Пусть

- оцененный грубый временной сдвиг, тогда грубый сдвиг частоты может быть оценен как:

Как показано на фиг.10, оценка сдвига частоты используется для создания непрерывного колебания и для перемножения с сигналом во временной области.

Различные требования, которые должны выполняться в процессе работы схемы, показанной на фиг.10, могут включать требование отслеживания частоты несущей с точностью до 2% от интервала между поднесущими, прежде чем MS может начать передачу UL, например, для системы 5 МГц с 512-FFT, Δf~10 кГц, т.е. |FO|<200 Гц.

Различные проблемы, которые могут возникать при оценке сдвига частоты на базе СР, включают: длину циклического префикса (если длина (число отсчетов) циклического префикса короткая, снижается надежность оценки сдвига частоты), более высокий начальный сдвиг частоты (если FO>Δf/2, то фаза будет изменяться более чем на π в рамках символа 1-OFDM и оценка на базе СР может быть неадекватной, т.е. она может отслеживать только ближайшую поднесущую, и может потребоваться последующая оценка сдвига часты в частотной области FFT для отслеживания целочисленного сдвига частоты).

Оценка целочисленного сдвига частоты в частотной области

Оценка сдвига несущей в частотной области требуется, если оценка сдвига частоты во временной области является неадекватной, для отслеживания сдвига частоты большего, чем интервал между поднесущими (например, при оценке сдвига частоты на базе СР). Эта операция может требоваться для начального вхождения в синхронизм и во время процедуры повторной синхронизации, когда происходит потеря синхронизации. Так как станции MS необходимо перед передачей получить частоту несущей с точностью до 2% от интервала между поднесущими, оценка сдвига частоты в частотной области обычно не требуется во время режима отслеживания.

Этот алгоритм реализует поиск «максимальной» кросскорреляции в рамках предполагаемого диапазона, чтобы найти целочисленный сдвиг частоты несущей. Если переданная преамбула известна и доступна оценка начального времени и дробного сдвига частоты, а диапазон целочисленного сдвига частоты равен [-N_FO, N_FO], то процедура поиска целочисленного сдвига частоты вычисляет:

При наличии многолучевых каналов применяется накопление частичной корреляции, чтобы избежать ошибок из-за поворотов фазы, обусловленных некоррелированными каналами.

Имеются несколько проблем, которые могут возникнуть, когда используется стандартный алгоритм синхронизации OFDM для режима OFDMA IEEE 802.16е с радиодоступом TDD. Далее последовательно рассматриваются примеры некоторых из этих проблем.

Проблема 1) Односимвольная преамбула

В системе по стандарту IEEE 802.16е передается один специфический для соты символ преамбулы. В частотной области данные передаются на каждой третьей поднесущей для символа преамбулы.

Однако, так как размеры FFT (128, 512, 1024 и 2048) не являются кратными 3, теоретически символ преамбулы не имеет какой-либо периодичности. Тем не менее, каждая последующая 1/3 символа является высококоррелированной.

Проблема 2) Множество размеров FFT и циклического префикса

Большинство стандартных алгоритмов синхронизации OFDM были первоначально разработаны для единственного размера FFT и СР. Однако в режиме OFDMA WiMAX возможны четыре различных размера FFT и четыре разных размера СР. Так как больший размер СР заключает в себе меньшие размеры СР, применение техники корреляции СР для оценки размера СР и FFT потенциально может вести к получению ошибочных результатов. На фиг.11 приводится корреляция СР для субкадра DL при размере FFT, равном 512, с различными размерами СР в канале с AWGN. Даже если фактический размер СР передаваемых данных равен 1/8, можно наблюдать существенную корреляцию для СР с размером 1/4. Таким образом, должно быть очевидным, что оценка на базе СР ненадежна при различении различных размеров СР.

Проблема 3) Множество последовательностей преамбул

В режиме OFDMA стандарта 802.16е образец преамбулы уникальным образом идентифицирует базовую станцию BS (сектор) и размер FFT, и для каждого размера FFT определено всего 114 последовательностей преамбулы. Таким образом, исчерпывающий поиск преамбул ( кросскорреляцией) во временной области нецелесообразен вследствие сложности реализации и требований к мощности. Кроме того, при наличии большого сдвига частоты несущей (большего, чем интервал между поднесущими) вхождение в синхронизм для преамбулы и оценка целочисленного сдвига частоты связаны с большим объемом вычислений.

Проблема 4) Кадр TDD

В режиме TDD стандарта IEEE 802.16е субкадры UL и DL мультиплексируются во времени и разделяются посредством пауз TTG и RTG. Кроме того, время кадра может не быть кратным времени символа (фактически маловероятно, что время кадра равно целому кратному от времени символа). Следовательно, время пауз TTG и RTG не кратно времени символа OFDM. Таким образом, относительная граница символа изменяется от субкадра DL к субкадру UL (в результате TTG) и между двумя кадрами TDD (вследствие RTG).

Во время процесса начальной синхронизации станция MS не может провести различия между субкадром DL, TTG, субкадром UL или RTG. Это приводит к многочисленным пикам в процессе поиска циклического префикса, особенно когда корреляция усредняется для множества символов OFDM. На фиг.12 показан разброс корреляции СР для кадра TDD 5 мс при произвольном соотношении DL/UL. Система работает с параметром FFT 512 и отношением СР, равном 1/8. Корреляция СР усредняется для четырех символов OFDM. Два пика вызываются разными границами символов субкадра DL и UL (TTG), тогда как третий пик возникает в связи с изменением границы символа, когда начинается следующий кадр (RTG). Более того, глобальный максимум не соответствует фактическому началу кадра. В модели, которая представлена на фиг.12, предполагался синхронизированный трафик UL (для приемника MS). Однако это допущение не является практическим, и этот сценарий может быть связан с близлежащей станцией MS WiMAX, действующей в качестве главного источника помех.

На синхронизацию сильное влияние оказывает выбор системных параметров. Система, соответствующая стандарту IEEE 802.16е, допускает использование различных комбинаций системных параметров. Определенные параметры, такие как ширина полосы пропускания, размер FFT, размер СР, длительность кадра и, в случае режима TDD, соотношение DL-UL, RTG и TTG, оказывают непосредственное влияние на выбор и эффективность алгоритма синхронизации. Например, если все различные размеры FFT реализуются вместе со всеми возможными размерами СР, то алгоритм синхронизации должен работать с четырьмя разными размерами СР для каждого размера FFT. Кроме того, если возможен любой размер FFT с использованием любого диапазона/полосы пропускания, для каждого диапазона частоты несущей необходимо проверить всего 16 гипотез (4 FFT × 4 СР). Таким образом, полная гибкость выбора системных параметров может увеличить рабочую нагрузку на логику алгоритма синхронизации, что в свою очередь может увеличить время получения необходимых системных параметров и/или потребление мощности приемником.

Выбор оптимальных системных параметров зависит от зоны обслуживания, беспроводной среды, типа трафика данных и т.д. Кроме того, как это рассмотрено выше, беспроводная среда может вносить фундаментальные ограничения в выбор основных системных параметров, таких как размер FFT или размер СР. Ресурсы (аппаратные средства, мощность и время), требуемые для алгоритмов приемника, могут быть уменьшены с учетом ограниченных возможностей системных параметров. Ниже приводится обзор определенных практических предположений относительно наиболее вероятных системных параметров, относящихся к синхронизации. Можно также сослаться на разработку профиля мобильности WiMAX на форуме рабочей группы 2-11 ГГц для WiMAX, http:// www.wimaxforum.org/apps/orR/workgroup/211ghz/ и на Проект партнерства третьего поколения, группа технической спецификации по сетям радиодоступа; «Анализ реализуемости OFDM для усовершенствования UTRAN»; (версия 6); 3GPP TR 25.892 Vl.2.0 (2004-06).

Что касается выбора размера FFT, хотя теоретически любой размер FFT может использоваться с любой шириной полосы пропускания, обычно размер FFT будет возрастать вместе с увеличением полосы пропускания. Практические рекомендации по выбору размера FFT аналогичны тем соображениям, которые приведены выше. Таким образом, для заданного диапазона (и ширины полосы пропускания) можно избежать необходимости поиска по размеру FFT.

В соответствии с разработкой профиля мобильности WiMAX на форуме рабочей группы 2-11 ГГц для WiMAX типичный сценарий развертывания может быть следующим: ширина полосы пропускания 5 МГц: размер FFT=512; и ширина полосы пропускания 7, 8,75 и 10 МГц: размер FFT=1024.

Что касается выбора размера СР, то выбирается размер СР, который является достаточно длинным, чтобы противостоять разбросам задержки, которые чаще всего возникают в системе, но также является достаточно коротким, чтобы минимизировать непроизводительные издержки при передаче СР. Таким образом, даже если имеются четыре размера СР (1/4, 1/8, 1/16, 1/32), размеры СР, равные 1/4 и 1/32, обычно являются экстремальными вследствие высоких непроизводительных издержек и недостаточной защиты, соответственно. Большинство рекомендаций поддерживают размер СР, равный 1/8, наряду с тем, что некоторые поддерживают оба размера - 1/8 и 1/16, что сокращает возможный поиск среди многочисленных размеров СР.

Что касается выбора размера кадра TDD, то в режиме OFDMA WiMAX может быть восемь разных размеров кадров, в диапазоне от 2 мс до 20 мс.

Кроме того, в режиме TDD возможны любые произвольные соотношения DL/UL. Таким образом, наихудшее время для алгоритма синхронизации может зависеть от наибольшего возможного размера кадра. Однако из практических соображений, таких как задержка при передаче из конца в конец (при подтверждении приема), временное селективное затухание и количество поддерживаемых пользователей, можно предположить, что в большинстве случаев начального развертывания реализуется кадр TDD 5 мс с соотношением DL/UL в интервале между 60/40 и 75/25.

Что касается общего символа синхронизации SYNC, необязательный общий символ SYNC может передаваться в каждом четвертом кадре в качестве последнего символа OFDM в субкадре DL. Аналогично специфической для соты преамбуле DL, символ SYNC также является произвольной псевдошумовой последовательностью PN, формируемой для минимизации PAPR. Основными свойствами общего символа SYNC являются то, что он уникален для каждого размера FFT, но является общим для всех базовых станций, он повторяется дважды за время символа (данные в частотной области передаются на каждой 2-й поднесущей) и символы данных в частотной области являются вещественными (BPSK).

Если передается общий символ SYNC, то он может использоваться для оценки информации о размере FFT и СР. Одним из преимуществ использования общего символа SYNC является то, что он уникален для каждого размера FFT и является общим для всех станций BS. Кроме того, так как он повторяется (дважды) во временной области, для приема этого символа могут применяться эффективные техники корреляции задержки.

Однако, так как он является последним символом в субкадре DL, a соотношение DL/UL может изменяться в разных сценариях развертывания, этот символ непригоден для использования при оценивании границы кадра. Тем не менее, если предполагается ограниченный диапазон для соотношения DL/UL, общий символ SYNC может использоваться для оценки границы кадра.

Кроме того, возможно также использование общего символа SYNC для оценки сдвига частоты и канала с замираниями. Так как этот символ уникален, поиск преамбулы и целочисленного сдвига частоты в частотной области существенно упрощается (то есть, не требуется оценивать точную преамбулу, так как она известна априори).

Таким образом, использование общего символа SYNC может упростить синхронизацию, но так как он не является обязательным в профиле, его применение не будет в дальнейшем рассматриваться.

Представив, таким образом, обзор системы IEEE 802.16е, рассмотрим теперь типичные варианты осуществления данного изобретения, включая усовершенствованный и улучшенный алгоритм синхронизации для нисходящей линии стандарта IEEE 802.16е.

Типичные варианты осуществления этого изобретения используют следующие свойства преамбулы, чтобы получить синхронизацию времени и частоты.

Повторяемость во временной области: Индексы поднесущих преамбулы являются периодическими в частотной области, и поэтому преамбула повторяется во временной области. Однако, так как период R в частотной области не является множителем размера N быстрого преобразования Фурье, последовательность во временной области не повторяется, но имеет высокую корреляцию. Это свойство используется, чтобы выполнить начальный поиск для получения приблизительной (грубой) границы кадра TDD.

Сопряженная симметрия: Данные преамбулы являются вещественными в частотной области и, следовательно, последовательность во временной области является сопряженно-симметричной. Это свойство используется, чтобы выполнить поиск сопряженной симметрии в высоковероятной области.

Для того чтобы выполнить поиск сопряженной симметрии при наличии сдвига частоты, делается следующий анализ.

Принятый символ преамбулы может быть описан как:

где символ преамбулы:

Для облегчения понимания предположим наличие канала с единственным путем распространения, постоянного для нескольких символов OFDM. Полученные сопряженно-симметричные отсчеты с использованием произвольного смещения фазы несущей могут быть заданы как:

Следовательно:

и, отсюда, поиск сопряженной симметрии с накоплением дает следующий результат:

и для символа преамбулы:

Таким образом, фазовый член является постоянным. Однако важным соображением при поиске сопряженной симметрии является повышение шума вследствие мультиплицирования шумовых последовательностей.

Тем не менее, как будет показано ниже, при моделировании не наблюдалось вредных последствий, обусловленных мультиплицированием отсчетов шума.

Алгоритм, соответствующий типичным вариантам осуществления этого изобретения, реализует несколько шагов, чтобы добиться синхронизации времени, частоты несущей и преамбулы, специфической для соты. На фиг.13 и 16 соответствующие функциональные блоки 100-110 и шаги A-F, соответственно, функционируют следующим образом:

A) Обнаружение границы кадра с использованием корреляции задержки преамбулы на 1 кадр (блок 100);

B) Обнаружение точной границы кадра с использованием свойства сопряженной симметрии для высоковероятной области, полученной на шаге А (блок 102);

C) Корреляция циклического префикса СР, чтобы обнаружить повторение 1/6 части (блок 104);

D) Использование циклического префикса для оценки и коррекции дробного сдвига частоты (блок 106);

Е) Быстрое преобразование Фурье (FFT) идентифицированного символа преамбулы (блок 108); и

F) кросскорреляция в частотной области (сопоставление с образцом), чтобы идентифицировать специфические для соты последовательности преамбул и целочисленный сдвиг частоты (в интервалах между поднесущими) (блок 110).

На фиг.13 показан также блок 112 памяти и управления, где память 112 хранит различные параметры, используемые для достижения синхронизации. Выходной сигнал блока 110 может быть подан на генератор, управляемый напряжением (VCO), а выходной сигнал блока 108 может использоваться для удаления защитных поднесущих.

Обратимся также к фиг.17, где приведена упрощенная блок-схема беспроводной системы связи, которая включает мобильную станцию MS 10, которая создана и функционирует в соответствии с типичными вариантами осуществления этого изобретения, а также по крайней мере одну базовую станцию BS 12. Станция MS 10 включает передатчик (XMIT) 10A и связанную с ним схему передачи 10С, а также приемник (RX) 10В. Хотя показана одна антенна, могут иметься несколько антенн. Выходной сигнал приемника 10В, предоставляющий отсчеты RX, подается на вход синхронизации (SYNC) блока 10D, построенного в соответствии с фиг.13. Обычно имеются также соответствующий контроллер/процессор данных (DP) 10E и связанная с ним память 10F. Процессор DP 10E функционирует в соответствии с программами, хранящимися в памяти 10F. Следует отметить, что по крайней мере некоторые или все функциональные возможности, изображенные на фиг.13, могут реализовываться в виде программного обеспечения/встроенной программы, исполняемой процессором DP 10E, и в этом случае блок 10D может представлять собой виртуальный функциональный блок. Процессор DP 10E может создаваться с использованием цифрового сигнального процессора (DSP) или посредством применения подходящего процессора или процессоров данных. Память 10F может быть устройством памяти любого приемлемого типа. Станция MS 10 может представлять собой сотовый телефон или любой приемлемый тип устройства, имеющий возможности беспроводной связи. Можно предположить, что система, показанная на фиг.17, совместима со стандартом IEEE 802.16е, и нисходящая линия (DL) от станции BS 12 является соответствующей линией DL стандарта IEEE 802.16е, как это рассмотрено выше. Однако следует также понимать, что различные аспекты этого изобретения могут использоваться и в системах, отличных от систем, совместимых со стандартом IEEE 802.16е.

В общих чертах, шаги А-С на фиг.16 используются для получения точной границы кадра, на шаге D оценивается дробный сдвиг частоты, в то время как на шагах Е и F оценивается целочисленный сдвиг частоты и идентифицируется последовательность преамбулы (уникальная для каждой станции BS). Ниже приводится краткое пояснение каждого шага.

Шаг А: Корреляция задержки преамбулы

Задержанная корреляция преамбулы выполняется для получения первоначальной оценки начала кадра. Используется свойство повторяемости преамбулы. Корреляция задержки аналогична поиску циклического префикса, который рассмотрен выше. Техника корреляции задержки преамбулы используется также для обнаружения пакета в приемниках согласно стандарту 802.11а (см. J.Heiskala и J.Terry, «OFDM Wireless LANs: A Theoretical and Practical Guide» (Локальные беспроводные сети OFDM: теоретическое и практическое руководство), 1-е издание, Sams, 2001 г.). На фиг.14 показано вычисление корреляции преамбулы для кадра TDD 5 мс с параметрами FFT 512 и СР 1/8 в канале с AWGN. Рабочее отношение сигнал/шум (SNR) равно 0 дБ и предполагается, что сигналы от всех пользователей UL одинаковы на рассматриваемой мобильной станции. Корреляция задержки обычно дает округлый пик, как показано на фиг.14. Значение корреляции может накапливаться для множества кадров, чтобы добиться более достоверного максимума. Однако эта техника характеризуется высокими требованиями к памяти, так как требует хранения значений для более чем одного кадра TDD.

Выполняется пороговое обнаружение, чтобы выбрать область высокой вероятности. Перед пороговым обнаружением значение корреляции или пороговое значение нормализуется с использованием принятой мощности. Предпочтительно оптимизировать выбор порогового значения, чтобы уменьшить последующую обработку сигналов при как можно меньшем времени, требуемом для синхронизации.

Как указывалось выше, корреляция задержки может реализовываться с использованием двух МАС-операций для каждого принятого отсчета. Элементы задержки (буферы) могут использоваться для задержки принятых отсчетов сигнала.

Шаг В: Поиск сопряженной симметрии

Поиск сопряженной симметрии выполняется по индексам, которые удовлетворяют порогу, определенному на шаге А (корреляции задержки). Пояснение в отношении сопряженной симметрии было представлено выше. На фиг.15 приводятся результаты поиска сопряженной симметрии для индексов, выбранных на фиг.14. Поиск сопряженной симметрии возвращает резкие пики в начале преамбулы. Так как преамбула имеет структуру

поиск сопряженной симметрии возвращает пик приблизительно на 1/6-й от границы символа. Кроме того, дополнительные пики появляются в результате наличия СР. Затем вычисляется глобальный максимум среди пиков, которые пересекают второй порог.

Поиск сопряженной симметрии связан с большими затратами вычислительных ресурсов, поскольку требует выполнения примерно N_FFT/2-1 сложных МАС-операций на поиск (принятый отсчет). Вычислительная сложность может быть снижена путем: (1) оптимизации порога или (2) выполнения частичного поиска или (3) выполнения поиска сопряженной симметрии так, чтобы определить симметрию для N_FFT/6-1 отсчетов.

Шаг С: получение циклического префикса

В многолучевом канале или при работе с низким отношением сигнал/шум (SNR) возможно, что глобальный максимум не соответствует точному началу преамбулы, а вместо этого соответствует одному из пиков, который находится на расстоянии целого кратного N_FFT/6 от истинного начала преамбулы. Чтобы обнаружить это состояние потенциальной ошибки, выполняется поиск СР для нескольких символов OFDM. Поиск СР выполняется только для тех отсчетов (например, для шести отсчетов), которые находятся на расстоянии, кратном N_FFT/6, от значения индекса, возвращенного поиском сопряженной симметрии.

Положим, что

- это значение индекса, возвращенное шагом С;

тогда:

Предполагаемая граница кадра равна:

P(n) = принятая мощность

Далее рассмотрим коррекцию сдвига частоты во временной области.

Шаг D: использование СР для оценки и коррекции дробного сдвига частоты

Сдвиг частоты несущей может оцениваться поэтапно, как в традиционной стратегии синхронизации. Как это пояснялось выше, дробный сдвиг частоты оценивается во временной области путем оценивания фазы коэффициента корреляции СР. Кроме того, чтобы уменьшить ошибку оценки, корреляция СР усредняется для М символов OFDMA. Пусть

- начало оцениваемого кадра, тогда нормализованная фаза вследствие сдвига частоты может быть оценена следующим образом:

Выбор М зависит от размера СР и размера кадра. Так как в режиме TDD паузы передачи TTG и субкадры UL следуют за субкадром DL, значение М должно быть в пределах границы субкадра DL. Так как преамбула является первым символом субкадра DL, а сообщения FCH и DL/UL MAP следуют за преамбулой, обычно применимо значение М в диапазоне между 4 и 8. Затем к принятому сигналу применяется коррекция дробного сдвига частоты. Скорректированный сигнал передается на следующий этап для идентификации преамбулы, а также для коррекции целочисленного сдвига частоты.

Далее рассмотрим коррекцию сдвига частоты и поиск преамбулы в частотной области.

Шаг Е: быстрое преобразование Фурье (FFT) для символа преамбулы На этом шаге выполняется преобразование FFT над принятым символом преамбулы со скорректированным дробным сдвигом частоты на основе оцененного начала кадра, полученного на шаге С. Так как символы преамбулы передаются на каждой третьей поднесущей и являются вещественными числами, поиск преамбулы в частотной области снижает количество операций сложения и умножения при вычислениях.

Шаг F: целочисленный сдвиг фазы и поиск преамбулы

Для каждого размера FFT имеются 114 последовательностей преамбулы. Преамбула для разных секторов (базовых станций) передается различными наборами поднесущих, с использованием разного сдвига для каждого из этих (трех) секторов. Кроме того, можно рассматривать целочисленный сдвиг частоты внутри установленного диапазона (например, в диапазоне, предварительно заданном на базе точности кварцевого резонатора и наивысшей частоты несущей).

При условии, что диапазон целочисленного сдвига частоты равен [-N_FO, N_FO], необходимо проверить всего (2N_FO+I)×114 гипотез, чтобы определить как преамбулу, так и целочисленный сдвиг частоты. Положим, что

R^P(k)≡fft(r^P(n)), k, n∈[0, N_FFT-1] и

S^P(k)≡fft(s^P(n)), k, n∈[0, N_FFT-1],

тогда поиск в частотной области дает в результате:

где

означает вектор v(n), циркулярно смещенный на значения i.

Когерентное объединение, показанное в приведенном выше равенстве, неприменимо для многолучевых каналов, где канал является постоянным только для нескольких поднесущих. Чтобы противодействовать многолучевости, когерентное объединение реализуется только для (нескольких) соседних поднесущих. Значения корреляции различных групп поднесущих затем объединяются некогерентным образом. Если G последовательных поднесущих группируются вместе, тогда:

Значение G можно определить для канала, имеющего самый большой разброс задержки. Например, для канала ITU Pedestrian В (для пешехода) максимальный разброс задержки, соответствующий последнему значимому многолучевому распространению, примерно равен 2300 нс, что приводит к полосе (BW) когерентности примерно 434,78 кГц. Для типичной системы WiMAX с шириной полосы пропускания 5 МГц и применяемым размером FFT, равным 512, интервал между поднесущими составляет примерно 11,156 кГц. Таким образом, канал является некоррелированным после примерно 39 поднесущих. В таком случае значение G=32 может рассматриваться как один из возможных примеров.

Сложность реализации поиска преамбулы может быть снижена с учетом того, что для когерентного накопления требуется только суммирование (данных BPSK). Кроме того, так как данные преамбулы передаются на каждой третьей поднесущей, фактическая длина накопления равна:

.

На основе вышеизложенного понятно, что представлен новый и полезный подход для синхронизации нисходящей линии в системе WiMAX, который пригоден для использования с одной или более базовыми станциями. Кроме того, алгоритм синхронизации можно оптимизировать для параметров в выбранных профилях WiMAX. Кроме того, разные шаги синхронизации могут реализовываться в порядке, отличном от приведенного на фиг.13 и 16, чтобы оптимизировать вычисления для различных профилей.

На основе вышеприведенного описания понятно, что типичные варианты осуществления этого изобретения относятся к способам, устройствам и компьютерным программным продуктам для достижения синхронизации нисходящей линии связи. Например, описан способ достижения синхронизации с переданным сигналом по времени, по частоте несущей и по специфической для соты преамбуле путем обнаружения границы кадра с использованием корреляции задержки преамбулы; обнаружения границы кадра с более высокой точностью с использованием свойства сопряженной симметрии в области, идентифицированной во время первого шага обнаружения границы кадра; использования корреляции циклического префикса для обнаружения повторения границы символа; использование циклического префикса для оценки и коррекции дробного сдвига частоты несущей; выполнение быстрого преобразования Фурье для идентифицированного символа преамбулы; и выполнение кросскорреляции в частотной области, чтобы идентифицировать специфические для соты последовательности преамбул и сдвиг частоты на целое число интервалов между поднесущими. Переданный сигнал является сигналом нисходящей линии, переданным в соту из базовой станции, которая совместима со стандартом IEEE 802.16е.

Обнаружение границы кадра с использованием корреляции задержки преамбулы обеспечивает оценку исходного начала кадра и включает использование множества операций умножения-суммирования (MAC) на каждый принятый отсчет сигнала.

Обнаружение границы кадра с более высокой точностью включает выполнение поиска сопряженной симметрии для индексов, которые превышают порог корреляции задержки преамбулы, где преамбула имеет сопряженно-симметричную структуру и где поиск сопряженной симметрии возвращает пики с интервалом, определенным повторением преамбулы Р.

Может быть определен глобальный максимум среди всех пиков, которые превышают второй порог.

Сложность поиска сопряженной симметрии может быть уменьшена посредством по крайней мере одного из следующих способов: оптимизация порога, выполнение частичного поиска и выполнение поиска сопряженной симметрии так, чтобы идентифицировать сопряженную симметрию в 1/P-й части символа преамбулы; эта часть повторяется P раз, чтобы создать одиночный символ преамбулы.

Использование корреляции циклического префикса для обнаружения повторения границы символа включает определение состояния, где глобальный максимум не соответствует точному началу преамбулы, а вместо этого соответствует пику, который находится на расстоянии целого кратного 1/P-й части символа преамбулы от истинного начала преамбулы, и включает выполнение поиска циклической преамбулы только для тех принятых отсчетов сигнала, которые находятся на расстоянии, кратном N_FFT/P, от значения индекса, возвращенного поиском сопряженной симметрии.

Корреляция циклического префикса может измеряться для

отсчетов при n∈[-P/2, P/2] и усредняться для М символов OFDM, где граница кадра оценивается как:

P(n) = принятая мощность.

Использование циклического префикса для оценки и коррекции дробного сдвига частоты несущей включает оценивание дробного сдвига частоты во временной области посредством оценки фазы коэффициента корреляции циклического префикса.

Корреляция циклического префикса усредняется для М символов OFDM, где

является оцененным началом кадра и где нормализованная фаза вследствие сдвига частоты оценивается как:

где значение М находится в пределах границы кадра нисходящей линии.

Выполнение преобразования FFT для идентифицированного символа преамбулы включает выполнение FFT для принятого символа преамбулы со скорректированным дробным сдвигом частоты на основе оцененного начала кадра.

Выполнение кросскорреляции в частотной области, чтобы идентифицировать специфические для соты последовательности преамбулы и сдвиг частоты на целое число интервалов между поднесущими, выполняется с использованием предположения, что диапазон указанного целочисленного сдвига частоты [-N_F0, N_F0] требует проверки (2N_FO+1)×N_Seq гипотез, чтобы определить как преамбулу, так и целочисленный сдвиг частоты, а также при допущении, что:

и

где поиск в частотной области дает в результате:

где (v(n))_i означает вектор v(n), который циркулярно смещен на значения i, а N_Seq означает полное число различных последовательностей преамбулы, представленных в данном наборе последовательностей преамбулы.

Чтобы противостоять эффекту многолучевого распространения, когерентное объединение реализуется только для (нескольких) соседних поднесущих, и значения корреляции различных групп объединяются некогерентным образом, если G последовательных поднесущих группируются вместе, тогда

и где значение G определяется для канала, имеющего самый большой разброс задержки.

Способ может выполняться мобильной станцией 10, которая принимает сигнал нисходящей линии от базовой станции 12.

В общем, различные типичные варианты осуществления могут реализовываться в аппаратных средствах или схемах специального назначения, программных средствах, логике или любой комбинации этих средств. Например, некоторые аспекты могут реализовываться в аппаратных средствах, тогда как другие аспекты могут осуществляться во встроенных программах или в программном обеспечении, которые могут исполняться контроллером, микропроцессором или другим вычислительным устройством, хотя этим изобретение не ограничивается. Наряду с тем, что различные аспекты типичных вариантов осуществления этого изобретения могут иллюстрироваться и описываться с помощью блок-схем, диаграмм последовательности действий или каких-то других графических представлений, понятно, что эти блоки, устройства, системы или способы, которые описаны здесь, могут реализовываться, в качестве не ограничивающих изобретение примеров, в аппаратных средствах, встроенных программах, схемах специального назначения или логике, аппаратных средствах общего назначения или контроллерах, или других вычислительных устройствах, или какой-либо комбинации этих средств.

Типичные варианты осуществления изобретений могут осуществляться в различных компонентах, таких как интегральные модули. Разработка интегральных схем является, в общем и целом, высокоавтоматизированным процессом. Сложные и мощные программные средства доступны для преобразования проекта логического уровня в проект на полупроводниковых схемах, готовый к травлению и формированию полупроводниковой подложки.

Программы, такие как предоставляемые компаниями Synopsys, Inc. (Mountain View, Калифорния) и Cadence Design (San Jose, Калифорния), выполняют автоматическую трассировку проводников и размещают компоненты на полупроводниковом кристалле, используя твердо установленные правила проектирования, а также библиотеки предварительно сохраненных проектных модулей. После завершения проектирования полупроводниковой схемы, полученный в результате проект в стандартизированном электронном формате (например, Opus, GDSII или подобный) может передаваться на полупроводниковое производственное оборудование или на завод для изготовления.

Различные модификации и адаптации вышеупомянутых типичных вариантов осуществления этого изобретения могут быть очевидными для специалистов в соответствующих областях техники, учитывая вышеупомянутое описание вместе с сопроводительными чертежами. Однако любые или все модификации, тем не менее, будут попадать в рамки не ограничивающих и типичных вариантов осуществления этого изобретения.

Более того, некоторые признаки различных не ограничивающих и типичных вариантов осуществления этого изобретения могут использоваться для получения преимуществ без соответствующего использования остальных признаков. По этой причине вышеприведенное описание следует рассматривать только в качестве иллюстрации принципов, идей и типичных вариантов осуществления этого изобретения, а не как его ограничение.

Claims (37)

1. Способ обеспечения синхронизации с переданным сигналом по времени, по частоте несущей и по специфической для соты преамбуле, содержащий
обнаружение границы кадра с использованием корреляции задержки преамбулы;
обнаружение границы кадра с более высокой точностью с использованием свойства сопряженной симметрии для области, идентифицированной во время первого шага обнаружения границы кадра; использование корреляции циклического префикса для обнаружения повторения границы символа;
использование циклического префикса для оценки и коррекции дробного сдвига частоты несущей;
выполнение быстрого преобразования Фурье в отношении идентифицированного символа преамбулы; и
выполнение кросскорреляции в частотной области для идентификации специфических для соты последовательностей преамбулы и сдвига частоты на целое число интервалов между поднесущими.

2. Способ по п.1, в котором переданный сигнал является сигналом нисходящей линии, переданным в соту из базовой станции, которая совместима со стандартом IEEE 802.16е.

3. Способ по п.1, в котором
обнаружение границы кадра с использованием корреляции задержки преамбулы обеспечивает оценку исходного начала кадра и включает использование множества операций умножения-суммирования (MAC) на каждый принятый отсчет сигнала.

4. Способ по п.1, в котором
обнаружение границы кадра с более высокой точностью включает выполнение поиска сопряженной симметрии для индексов, которые превышают порог корреляции задержки преамбулы, где преамбула имеет сопряженно-симметричную структуру, и поиск сопряженной симметрии возвращает пики с интервалом, определенным повторением преамбулы, Р.

5. Способ по п.4, также содержащий вычисление глобального максимума среди всех пиков, которые превышают второй порог.

6. Способ по п.4, содержащий снижение сложности поиска сопряженной симметрии посредством по крайней мере одной из следующих операций: оптимизация порога, выполнение частичного поиска и выполнение поиска сопряженной симметрии так, чтобы идентифицировать сопряженную симметрию в 1/Р-й части символа преамбулы, где упомянутая часть повторяется Р раз, чтобы сформировать одиночный символ преамбулы.

7. Способ по п.5, в котором
использование корреляции циклического префикса для обнаружения повторения границы символа включает определение состояния, где глобальный максимум не соответствует точному началу преамбулы, а соответствует пику, который находится на расстоянии целого кратного 1/Р-й части символа преамбулы от истинного начала преамбулы, и включает выполнение поиска циклического префикса только для тех принятых отсчетов сигнала, которые находятся на расстоянии, кратном N_FFT/P, от значения индекса, возвращенного поиском сопряженной симметрии.

8. Способ по п.7, в котором корреляцию циклического префикса измеряют для n×N_FFT/P отсчетов при n∈[-Р/2, Р/2] и усредняют для М символов OFDM, и границу кадра оценивают как:

,
P(n) - принятая мощность.

9. Способ по п.1, в котором использование циклического префикса для оценки и коррекции дробного сдвига частоты несущей включает оценивание дробного сдвига частоты во временной области путем оценки фазы коэффициента корреляции циклического префикса.

10. Способ по п.9, в котором коэффициент корреляции циклического префикса усредняют для М символов OFDM, где

- оцененное начало кадра, а нормализованную фазу, обусловленную сдвигом частоты, оценивают как:

,
где значение М находится в пределах границы кадра нисходящей линии.

11. Способ по п.1, в котором при выполнении быстрого преобразования Фурье (FFT) для идентифицированного символа преамбулы выполняют быстрое преобразование Фурье для принятого символа преамбулы со скорректированным дробным сдвигом частоты на основе оцененного начала кадра.

12. Способ по п.1, в котором кросскорреляцию в частотной области для идентификации специфических для соты последовательностей преамбул и сдвига частоты на целое число интервалов между поднесущими выполняют, полагая, что диапазон указанного целочисленного сдвига частоты [-N_F0, N_F0] требует проверки (2N_F0+1)·N_Seq гипотез, чтобы определить как преамбулу, так и целочисленный сдвиг частоты, а также полагая, что:

и

,
где поиск в частотной области дает в результате:

где (v(n))_i обозначает вектор v(n), который циркулярно смещен на значения i, a N_Seq - полное число различных последовательностей преамбулы, представленных в данном наборе последовательностей преамбулы.

13. Способ по п.12, в котором, чтобы противостоять эффекту многолучевого распространения, когерентное объединение реализуют только для соседних поднесущих, а значения корреляции различных групп поднесущих объединяют некогерентным образом, при этом, если G последовательных поднесущих группируют вместе, тогда:

причем значение G определяют для канала, имеющего самый большой разброс задержки.

14. Способ по п.1, осуществляемый мобильной станцией, которая принимает сигнал нисходящей линии от базовой станции.

15. Машиночитаемый носитель данных, хранящий компьютерный программный продукт, причем исполнение указанного компьютерного программного продукта процессором данных имеет своим результатом операции, которые содержат обеспечение синхронизации с переданным сигналом по времени, по частоте несущей и по специфической для соты преамбуле путем:
обнаружения границы кадра с использованием корреляции задержки преамбулы;
обнаружения границы кадра с более высокой точностью с использованием свойства сопряженной симметрии для области, идентифицированной во время первого шага обнаружения границы кадра;
использования корреляции циклического префикса для обнаружения повторения границы символа;
использования циклического префикса для оценки и коррекции дробного сдвига частоты несущей;
выполнения быстрого преобразования Фурье в отношении идентифицированного символа преамбулы; и
выполнения кросскорреляции в частотной области для идентификации специфических для соты последовательностей преамбулы и сдвига частоты на целое число интервалов между поднесущими.

16. Машиночитаемый носитель данных по п.15, в котором переданный сигнал является сигналом нисходящей линии, переданным в соту из базовой станции, которая совместима со стандартом IEEE 802.16е.

17. Машиночитаемый носитель данных по п.15,
в котором операция обнаружения границы кадра с использованием корреляции задержки преамбулы обеспечивает оценку исходного начала кадра и включает использование множества операций умножения-суммирования (MAC) на каждый принятый отсчет сигнала.

18. Машиночитаемый носитель данных по п.15,
в котором операция обнаружения границы кадра с более высокой точностью включает выполнение поиска сопряженной симметрии для индексов, которые превышают порог корреляции задержки преамбулы, где преамбула имеет сопряженно-симметричную структуру, и поиск сопряженной симметрии возвращает пики с интервалом, определенным повторением преамбулы, Р.

19. Машиночитаемый носитель данных по п.18, также содержащий вычисление глобального максимума среди всех пиков, которые превышают второй порог.

20. Машиночитаемый носитель данных по п.18, содержащий снижение сложности поиска сопряженной симметрии посредством по крайней мере одной из следующих операций: оптимизация порога, выполнение частичного поиска и выполнение поиска сопряженной симметрии так, чтобы идентифицировать сопряженную симметрию в 1/Р-й части символа преамбулы, где упомянутая часть повторяется Р раз, чтобы сформировать одиночный символ преамбулы.

21. Машиночитаемый носитель данных по п.19,
в котором операция использования корреляции циклического префикса для обнаружения повторения границы символа включает определение состояния, где глобальный максимум не соответствует точному началу преамбулы, а соответствует пику, который находится на расстоянии целого кратного 1/Р-й части символа преамбулы от истинного начала преамбулы, и включает выполнение поиска циклического префикса только для тех принятых отсчетов сигнала, которые находятся на расстоянии, кратном N_FFT/P от значения индекса, возвращенного поиском сопряженной симметрии.

22. Машиночитаемый носитель данных по п.21, в котором корреляцию циклического префикса измеряют для n×N_FFT/P отсчетов при n∈[-P/2, P/2] и усредняют для М символов OFDM, и границу кадра оценивают как:

P(n) - принятая мощность.

23. Машиночитаемый носитель данных по п.15, в котором операция использования циклического префикса для оценки и коррекции дробного сдвига частоты несущей включает оценивание дробного сдвига частоты во временной области путем оценки фазы коэффициента корреляции циклического префикса.

24. Машиночитаемый носитель данных по п.23, в котором коэффициент корреляции циклического префикса усредняют для М символов OFDM, где

- оцененное начало кадра, а нормализованную фазу, обусловленную сдвигом частоты, оценивают как:

где значение М находится в пределах границы кадра нисходящей линии.

25. Машиночитаемый носитель данных по п.15, в котором при выполнении быстрого преобразования Фурье для идентифицированного символа преамбулы выполняют быстрое преобразование Фурье для принятого символа преамбулы со скорректированным дробным сдвигом частоты на основе оцененного начала кадра.

26. Машиночитаемый носитель данных по п.15, в котором кросскорреляцию в частотной области для идентификации специфических для соты последовательностей преамбул и сдвига частоты на целое число интервалов между поднесущими выполняют, полагая, что диапазон указанного целочисленного сдвига частоты [-N_F0, N_F0] требует проверки (2N_F0+1)·N_Seq гипотез, чтобы определить как преамбулу, так и целочисленный сдвиг частоты, а также полагая, что:

и

где поиск в частотной области дает в результате:

где (v(n))_i обозначает вектор v(n), который циркулярно смещен на значения i, a N_Seq - полное число различных последовательностей преамбулы, представленных в данном наборе последовательностей преамбулы.

27. Машиночитаемый носитель данных по п.26, в котором, чтобы противостоять эффекту многолучевого распространения, когерентное объединение реализуют только для соседних поднесущих, а значения корреляции различных групп поднесущих объединяют некогерентным образом, при этом, если G последовательных поднесущих группируют вместе, тогда:

причем значение G определяют для канала, имеющего самый большой разброс задержки.

28. Машиночитаемый носитель данных по п.15, в котором процессор данных представляет собой часть мобильной станции, которая принимает сигнал нисходящей линии от базовой станции.

29. Устройство для приема сигнала нисходящей линии, переданного в соту, при этом указанное устройство выполнено с возможностью обеспечения синхронизации с принятым сигналом по времени, по частоте несущей и по специфической для соты преамбуле и включает множество блоков синхронизации, содержащих
первый детектор для обнаружения границы кадра с использованием корреляции задержки преамбулы;
второй детектор для обнаружения границы кадра с более высокой точностью с использованием свойства сопряженной симметрии для области, идентифицированной первым детектором;
коррелятор циклического префикса для обнаружения повторения границы символа;
средство оценки, использующее циклический префикс для оценки и коррекции дробного сдвига частоты;
средство выполнения быстрого преобразования Фурье в отношении идентифицированного символа преамбулы и
кросскоррелятор в частотной области для идентификации специфических для соты последовательностей преамбулы и сдвига частоты на целое число интервалов между поднесущими.

30. Устройство по п.29, в котором переданный сигнал является сигналом нисходящей линии, переданным в соту из базовой станции, которая совместима со стандартом IEEE 802.16е.

31. Устройство по п.29, выполненное в виде мобильной станции, которая принимает сигнал нисходящей линии от базовой станции.

32. Устройство по п.29, в котором по крайней мере некоторые из указанного множества блоков синхронизации выполнены на интегральной схеме.

33. Устройство по п.29, в котором по крайней мере некоторые из указанного множества блоков синхронизации реализованы в виде компьютерного программного кода, хранящегося в устройстве памяти.

34. Мобильная станция, содержащая:
средство для приема сигнала нисходящей линии, переданного в соту; указанное средство приема выполнено с возможностью обеспечения синхронизации с принятым сигналом по времени, по частоте несущей и по специфической для соты преамбуле и включает множество блоков синхронизации, содержащих
первое средство для обнаружения границы кадра с использованием корреляции задержки преамбулы;
второе средство для обнаружения границы кадра с более высокой точностью с использованием свойства сопряженной симметрии для области, идентифицированной первым средством обнаружения;
средство для корреляции циклического префикса для обнаружения повторения границы символа;
средство для оценки и коррекции дробного сдвига частоты несущей с использованием циклического префикса;
средство для выполнения быстрого преобразования Фурье в отношении идентифицированного символа преамбулы и
средство для кросскорреляции в частотной области для идентификации специфических для соты последовательностей преамбулы и сдвига частоты на целое число интервалов между поднесущими.

35. Мобильная станция по п.34, в которой переданный сигнал является сигналом нисходящей линии, переданным в соту из базовой станции, которая совместима со стандартом IEEE 802.16е.

36. Мобильная станция по п.34, в которой по крайней мере некоторые из указанного множества блоков синхронизации выполнены на интегральной схеме.

37. Мобильная станция по п.34, в которой по крайней мере некоторые из указанного множества блоков синхронизации реализованы в виде компьютерного программного кода, хранящегося в устройстве памяти.

Images