JP4340679B2 - 等化器 - Google Patents

Description

本発明は、本発明は、ＩＳＤＢ−Ｔ(Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial：地上デジタル放送)等で用いられているＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplex:直交周波数分割多重)信号の受信に使用する等化器、特にそのイメージ軽減に関するものである。

ＩＳＤＢ−Ｔの放送信号は、下記特許文献１等に記載されているように、テレビジョン放送では１３個、ラジオ放送では１個または３個のＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplex:直交周波数分割多重)セグメント（以下、単に「セグメント」という）で構成されている。１つのセグメントは、伝送モードに応じた所定数（例えば、モード１では１０８）の搬送波の束であり、約４３０ｋＨｚの帯域を有している。搬送波には、予め定められた変調方式で変調される制御情報キャリアと、この制御情報キャリアで示される変調方法で変調されて放送の本体的な情報を伝送するデータキャリアとがある。

１セグメントにおいて、シンボル周期（変調周期：約１ｍｓ）毎に、各搬送波が個別の複素シンボル（情報信号の直交成分を実部と虚部とで表す、いわゆるＩＱシンボル）で変調され、１つのＯＦＤＭシンボルに多重されて伝送される。そして、２０４個のＯＦＤＭシンボルが１つの伝送フレームを構成している。

図２は、ＩＳＤＢ−Ｔの伝送フレームの構成例を示す図である。この図２では、キャリアを周波数の昇順に左から右へ並べ、ＯＦＤＭシンボルを時間順に上から下に並べて示している。キャリアとＯＦＤＭシンボルとが交差するセルには、シンボル番号ｎの期間にキャリアｋを変調する１つの複素シンボルｃ（ｎ，ｋ）が位置付けられている。従って、この図は、複素シンボルｃ（ｎ，ｋ）のキャリアの周波数順と時間順の配列を示している。

図２中に“ＳＰ”と記載したシンボルは、信号の等化に用いる基準値を示すパイロットシンボルであるスキャッタードパイロット(Scattered Pilot、以下「ＳＰ」という)シンボルを示している。ＳＰシンボルは、時間順には、３本に１本のキャリアによって、それぞれ４シンボル期間に１回伝送される。また、周波数順には、すべてのシンボル期間において、１２本に１本のキャリアによってＳＰシンボルが伝送される。

一方、“ＴＭＣＣ”と記載したシンボルは、予め定められた制御情報キャリアを用いてＴＭＣＣ(Transmission and Multiplexing Configuration Control)信号を伝送するものである。ＴＭＣＣ信号は、フレームの同期タイミングを示す同期シンボル、セグメント形式識別シンボル、及びセグメント種別や変調方法等を示すＴＭＣＣ情報シンボルを含んでいる。なお、“ＳＰ”や“ＴＭＣＣ”と記載されていないシンボルは、放送の本体的な情報を伝送するデータシンボルである。

このような放送信号を受信する受信装置では、過去のＳＰシンボルを抽出して伝送路の周波数応答Ｈ（ｎ，ｋ）を算出することにより、ＯＦＤＭ信号のキャリアデータの位相とレベルの等化を行っている。

図３は、下記特許文献２に記載された従来のＯＦＤＭ信号の等化器の構成図である。
この等化器は、高速フーリエ変換回路（以下、「ＦＦＴ」という）１、除算回路３、ＳＰ信号抽出回路４、逆高速フーリエ変換回路(以下、「ＩＦＦＴ」という)５−１，５−２、低域通過フィルタ（以下、「ＬＰＦ」という）６−１，６−２、合成回路７、及びＦＦＴ８で構成されている。

この等化器において、ＦＦＴ１は、デジタルの複素ベースバンド信号に変換された入力信号ＩＮをシンボル毎にフーリエ変換し、ＯＦＤＭ信号のキャリアデータＹ（ｎ，ｋ）を生成して除算回路３とＳＰ信号抽出回路４に与える。

ＳＰ信号抽出回路４は、ＯＦＤＭ信号のキャリアデータＹ（ｎ，ｋ）のシンボル番号ｉからシンボル番号ｉ−３までの最新の１シンボル分を含む過去４シンボル分のＳＰシンボルを抽出し、ＩＦＦＴ５−１に供給する。更に、ＳＰ信号抽出回路４は、最新の１シンボル分のみのＳＰシンボルをＩＦＦＴ５−２に供給する。

ＩＦＦＴ５−１は、最新の１シンボル分を含む過去４シンボル分のＳＰシンボルを逆フーリエ変換して伝送路のインパルス応答ｈ１（ｎ，ｔ）（但し、ｔは遅延時間）を算出する。また、ＩＦＦＴ５−２は、最新の１シンボル分のＳＰシンボルを逆フーリエ変換して伝送路のインパルス応答ｈ２（ｎ，ｔ）を算出する。算出されたインパルス応答ｈ１（ｎ，ｔ），ｈ２（ｎ，ｔ）は、それぞれＬＰＦ６−１，６−２に与えられる。ＬＰＦ６−１，６−２は、インパルス応答ｈ１（ｎ，ｔ），ｈ２（ｎ，ｔ）の高域成分を除去して、合成回路７に供給する。

合成回路７は、最新の１シンボル分のＳＰ信号によってマルチパスの遅延時間が検出可能な時間帯では、ＬＰＦ６−２から与えられるインパルス応答を使用し、その時間帯の上限から最新の１シンボル分を含んで過去４シンボル分のＳＰ信号によって遅延時間が検出可能な時間帯の上限まではＬＰＦ６−１から与えられるインパルス応答を使用するように、時間領域で切り替え合成を行う。

合成回路７で切り換え合成された伝送路のインパルス応答はＦＦＴ８に与えられ、フーリエ変換されて伝送路の周波数応答Ｈ（ｎ，ｋ）が推定される。周波数応答Ｈ（ｎ，ｋ）は除算回路３に与えられ、この除算回路３で、ＦＦＴ１から直接与えられたキャリアデータＹ（ｎ，ｋ）との間で、Ｙ（ｎ，ｋ）／Ｈ（ｎ，ｋ）の除算が行われる。そして、除算回路３の除算結果が、等化されたＯＦＤＭ信号のキャリアデータＯＵＴとして出力される。

特開２００４−１５３８１１号公報 特開２００５−４５６６４号公報

しかしながら、前記等化器では、この等化器を搭載した受信機が高速で移動しながらＯＦＤＭ信号を受信すると、ドップラー効果により、ＩＦＦＴ５−１，５−２で算出されるインパルス応答ｈ１（ｎ，ｔ），ｈ２（ｎ，ｔ）に、８４μｓ（＝シンボル周期／１シンボル中のＳＰ信号の間隔）毎にイメージ信号が発生する。通常、主波である目的信号が先に出力され、イメージ信号が遅延して出力されるが、伝搬経路の途中で建物等に反射されて到達するマルチパス等の影響により、この出力順序が逆転すると、等化処理の特性が大幅に劣化するおそれがあった。

本発明は、イメージ信号による特性の劣化を軽減することができるＯＤＦＭ信号用の等化器を提供することを目的としている。

本発明の等化器は、所定のパターンに従ってパイロットシンボルが分散配置されて周期的に送信されるＯＦＤＭ信号を復調して生成された受信信号を遅延させる遅延部と、前記受信信号に基づいて伝送路の周波数応答を推定するチャネル推定部と、前記チャネル推定部で推定された周波数応答に従って前記遅延部で遅延された受信信号を等化して復調データを出力する等化演算部とを備えた等化器において、チャネル推定部を次のように構成している。

即ち、このチャネル推定部は、受信信号から複数のパイロットシンボルを抽出する抽出
回路と、前記抽出回路で抽出した複数のパイロットシンボルを逆フーリエ変換して伝搬経
路毎の複素利得量を算出する逆フーリエ変換回路と、前記逆フーリエ変換回路で算出され
た複素利得量を遅延させる遅延回路と、前記遅延回路で遅延された複素利得量の中から一
定時間内の複素利得量を切り出す窓関数回路と、前記窓関数回路で切り出された複素利得
量の最大電力に従って一定量以上の電力を有する複素利得量を出力する比較回路と、前記
比較回路の出力信号に所定数の０を付加して出力する付加回路と、前記付加回路で０が付
加された出力信号をフーリエ変換して前記伝送路の周波数応答を出力するフーリエ変換回
路とを有している。そして、前記窓関数回路は、１シンボル期間ａの中央を中心とした時間幅ｂ（但し、ａ＞ｂ）の中に入るイメージ信号を消去するために、該中央を中心とする時間幅ａ−ｂ内の複素利得量を切り出して出力することを特徴としている。

本発明では、伝送路の周波数応答を推定するチャネル推定部において、受信信号の内のパイロットシンボルを逆フーリエ変換して算出した複素利得量の中から、一定時間内の複素利得量を切り出す窓関数回路を有している。これにより、１シンボル期間ａの中央を中心とする時間幅ａ−ｂ内の複素利得量を切り出すように設定することで、この１シンボル期間の中央を中心とした時間幅ｂの中に入るイメージ信号を消去することができるという効果がある。

この発明の前記並びにその他の目的と新規な特徴は、次の好ましい実施例の説明を添付図面と照らし合わせて読むと、より完全に明らかになるであろう。但し、図面は、もっぱら解説のためのものであって、この発明の範囲を限定するものではない。

図１は、本発明の実施例を示すＯＦＤＭ信号の等化器の構成図である。
この等化器は、ＦＦＴ１０、遅延部である遅延回路２０、チャネル推定部３０、及び等化演算部４０で構成されている。

ＦＦＴ１０は、デジタルの複素ベースバンド信号に変換された入力信号ＩＮをシンボル毎にフーリエ変換し、ＯＦＤＭ信号の受信信号Ｒを生成して遅延回路２０とチャネル推定部３０に与えるものである。遅延回路２０は、ＲＡＭ(Random Access Memory)等で構成され、ＦＦＴ１０から与えられた受信信号Ｒを１シンボル期間に相当する時間だけ遅延し、等化演算部４０に出力するものである。チャネル推定部３０は、ＦＦＴ１０から与えられた受信信号Ｒに従って伝送路の周波数応答Ｈを推定するものである。また、等価演算部４０は、遅延回路２０で遅延されて与えられた受信信号Ｒを、チャネル推定部３０で推定された伝送路の周波数応答Ｈで補正することにより、受信信号Ｒの位相及びレベルの等化を行い、復調データＯＵＴを出力するものである。

チャネル推定部３０は、ＳＰ信号抽出回路３１、ＩＦＦＴ３２、遅延回路３３、窓関数回路３４、比較回路３５、付加回路３６、及びＦＦＴ３７で構成されている。

ＳＰ信号抽出回路３１は、ＳＰシンボルとデータシンボルとが混在した受信信号ＲからＳＰシンボルを抽出するものである。ＩＦＦＴ３２は、ＳＰ信号抽出回路３１で抽出されたＳＰシンボルに基づいて、推定可能な遅延時間幅を有する離散的逆フーリエ変換を行ない、到来パス（伝搬経路）毎の複素利得量を求めることにより、ＳＰシンボルを時間領域のＳＰ信号に変換するものである。遅延回路３３は、ＲＡＭ等で構成され、ＩＦＦＴ３２から出力されるＳＰ信号を１シンボル期間に相当する時間だけ遅延させて、窓関数回路３４に与えるものである。

窓関数回路３４は、遅延回路３３から与えられる１シンボル期間のＳＰ信号から一定時間幅の信号を切り出すものである。この窓関数回路３４では、１シンボル期間をａとし、この１シンボル期間の中央を基準にした時間幅ｂの中に入っているイメージ信号を消去する場合に、その中央を基準として時間幅ａ−ｂの信号を切り出すように設定されている。

比較回路３５は、窓関数回路３４から出力された複素利得量からパス毎の電力を求めて相対的な閾値を設定し、その閾値を超えるパスの複素利得量をそのまま出力し、閾値を超えないパスの複素利得量を０にして出力するものである。付加回路３６は、比較回路３５の出力に
所定数の０を付加して出力するものである。また、ＦＦＴ３７は、付加回路３６の出力信号を周波数領域の信号に変換することにより、伝送路の周波数応答Ｈを出力するものである。

一方、等価演算部４０は、補正ベクトル変換回路４１と乗算回路４２とで構成されている。補正ベクトル変換回路４１は、各サブキャリアに対応した伝送路推定の位相成分を抽出するものであり、乗算回路４２は、遅延回路２０で１シンボル期間の時間だけ遅延された受信信号Ｒに、補正ベクトル変換回路４１の出力を複素数で掛け合わせて復調データＯＵＴを出力するものである。

図４は、図１の等化器の動作説明図である。以下、この図４を参照しつつ、図１の動作を説明する。

デジタルの複素ベースバンド信号に変換されたＯＦＤＭ信号の入力信号ＩＮは、ＦＦＴ１０によってシンボル毎にフーリエ変換され、受信信号Ｒ（ｎ，ｋ）として遅延回路２０とチャネル推定部３０に与えられる。遅延回路２０に与えられた受信信号Ｒ（ｎ，ｋ）は、１シンボル期間に相当する時間だけ遅延されて等価演算部４０に出力される。

一方、チャネル推定部３０に与えられた受信信号Ｒ（ｎ，ｋ）は、ＳＰ信号抽出回路３１に入力され、所定の周期でこの受信信号Ｒ中に分散配置されたパイロットシンボルが外部から得たその周期を用いて抽出される。ここで、抽出の具体的なイメージについて説明する。簡略のため、パイロットシンボルをＰ、データシンボルをＤとし、受信信号Ｒのシンボル番号ｎにおけるデータ配列が、ＤＤＤＰＤＤＤＰＤＤＤＰＤＤＤと仮定すると、抽出するということはＤを０（ゼロ）に置き換えるということである。従って、抽出後の信号のデータ配列は、０００Ｐ０００Ｐ０００Ｐ０００となる。

パイロットシンボルが抽出された受信信号Ｒ（ｎ，ｋ）は、ＩＦＦＴ３２に与えられて推定可能な遅延時間幅を有する離散的逆フーリエ変換が行なわれ、到来パス毎の複素利得量が求められる。なお、複素利得量には、遅延パスによる伝送路の伝達関数だけではなく、雑音と演算誤差が含まれている。

図４（ａ）は、離散的逆フーリエ変換によって得られる、到来パス毎の複素利得量を示すグラフである。図中最大の複素利得量を示すパス３００は、送信装置から受信装置に直接到来したＯＦＤＭ信号であると推定される。一方、パス３０１〜３０３は、送受信装置間において、ビル等の障害物によりＯＦＤＭ信号が反射し、直接到来した信号に比べ寄り道をしている信号であると推定される。また、パス３０４は、雑音や演算誤差により生じた信号であると推定される。

図４（ｂ）は、複素利得量から算出された到来パス毎の電力量を示すグラフである。ここで、均等なサブキャリア間隔に配置されたパイロットシンボルを持つＯＦＤＭシンボルにおいて、理論的に推定できる複素利得量の遅延時間幅は、有効ＯＦＤＭシンボル長に対し、パイロットシンボルのサブキャリア間隔の逆数までの遅延時間幅となる。地上デジタル放送では、１２のサブキャリアに１つのパイロットシンボルが配置されている。従って、理論的に推定できる複素利得量の遅延時間は、有効ＯＦＤＭシンボル長の１２分の１となる。ＩＦＦＴ３２から出力された複素利得量は、遅延回路３３に与えられて保持される。

遅延回路３３に保持された複素利得量は、読出し要求に応じて出力され窓関数回路３４に与えられる。図４（ｃ）は、窓関数回路３４の応答特性を示す図である。この図に示すように、窓関数回路３４では、与えられた複素利得量の有効ＯＦＤＭシンボル長の１２分の１（＝ａ）よりも、更に短いシンボル長ａ−ｂの期間に相当する複素利得量を切り出して出力する。これにより、直接到来したＯＦＤＭ信号であると推定されるパス３００から離れた時間に存在するパス３０４は、窓関数回路３４によって除去され、この窓関数回路３４から出力されない。

窓関数回路３４で切り出された複素利得量は比較回路３５に与えられ、先ず、パス毎の電力が求められる。次に、求められた電力のうち最も大きい電力となるパス３００が抽出され、その最大電力から相対的な閾値４００が設定される。更に、閾値４００以上の電力を有するパス３００〜３０２が抽出される。そして、比較回路３５から、抽出したパスについてはそのパスの複素利得量がそのまま出力され、抽出されなかったパスについては０が出力される。従って、比較回路３５から付加回路３６に出力されるパスは、図４（ｄ）のようになる。

付加回路３６は、比較回路３５の出力に 所定数の０を付加して出力する。前述のように、理論的に推定できる複素利得量の遅延時間幅は、有効ＯＦＤＭシンボル長に対しパイロットシンボルのサブキャリア間隔の逆数までの遅延時間幅である。更に、窓関数回路３４によって時間幅は狭められているので、比較回路３５において雑音と演算誤差を軽減させた複素利得量は、この狭められた遅延時間幅しか有していない。従って、フーリエ変換によって全サブキャリアに対する伝送路推定を行うためには、すべてのフーリエ変換ポイント数に対して値を入れる必要が有る。そのため、付加回路３６では、閾値比較で得られる遅延時間幅以降の時間領域に０を追加する。比較回路３５から得られる遅延時間幅以降の時間領域に０以外の値を加えた場合、その加えた時間位置に相当する遅延時間に到来パスが存在することになってしまう。０を追加することは、その遅延時間に到来パスが無いという意味でもあるため、ここで０を追加することが重要である。

付加回路３６で０が付加された時間領域の信号は、ＦＦＴ３７に与えられて周波数領域の信号に変換される。変換された周波数領域の信号は、推定された伝送路の周波数応答Ｈとして等化演算部４０の補正ベクトル変換回路４１に与えられる。

補正ベクトル変換回路４１では、各サブキャリアに対応した伝送路推定の位相成分が抽出される。伝送路推定の値は実数部と虚数部を有しているため、実数部と虚数部を用いた演算により位相成分が生成される。そして位相成分の複素共役となる値に変換して出力される。つまり、実数部はそのまま出力され、虚数部は符号を反転させて出力される。

乗算回路４２では、受信ＯＦＤＭ信号を高速フーリエ変換することで得た各サブキャリアを１シンボル遅延させた受信信号Ｒの値と補正ベクトル変換回路４１の出力とを複素数で乗算する。これにより伝送路で受けた位相回転が打ち消された復調データＯＵＴが出力される。

以上のように、本実施例の等化器は、受信信号Ｒからパイロットシンボルを抽出し、逆フーリエ変換して遅延させた後、一定時間内の複素利得量を切り出す窓関数回路３４を備えたチャネル推定部３０を有している。これにより、窓関数回路３４で１シンボル期間ａの中央を中心とする時間幅ａ−ｂの複素利得量を切り出した後、フーリエ変換により周波数応答Ｈを生成することにより、シンボル期間の中央を中心とした時間幅ｂの中に入るイメージ信号が消去される周波数応答Ｈが生成される。従って、このような窓関数回路３４を備えたチャネル推定部３０で生成した周波数応答Ｈを用いて、受信信号Ｒを等化することにより、ＯＤＦＭ信号におけるイメージ信号による特性の劣化を軽減することができるという利点がある。

なお、本発明は、上記実施例に限定されず、種々の変形が可能である。この変形例としては、例えば、次のようなものがある。
（１） 本実施例では、ＳＰ信号抽出回路３１等のようにハードウエアによる回路構成として説明したが、ＤＳＰ(Digital Signal Processor)等のプロセッサを用いてソフトウエア制御で処理するように構成しても良い。
（２） 遅延回路３３は、ＩＦＦＴ３２の出力信号を単に１シンボル期間だけ遅延させるものに限定されない。例えば、ＩＦＦＴ３２の出力信号を、それぞれ１シンボル期間、２シンボル期間遅延させる複数の遅延回路を設け、これらの遅延回路の出力信号とＩＦＦＴ３２の出力信号を任意の組み合わせで加算するような構成にしても良い。これにより、伝送特性に応じて適切な遅延特性を選択することが可能になる。

本発明の実施例を示すＯＦＤＭ信号の等化器の構成図である。 ＩＳＤＢ−Ｔの伝送フレームの構成例を示す図である。 従来のＯＦＤＭ信号の等化器の構成図である。 図１の等化器の動作説明図である。

符号の説明

１０，３７ ＦＦＴ（高速フーリエ変換回路）
２０，３３ 遅延回路
３０ チャネル推定部
３１ ＳＰ（スキャッタードシンボル）信号抽出回路
３２ ＩＦＦＴ(逆高速フーリエ変換回路)
３４ 窓関数回路
３５ 比較回路
３６ 付加回路
４０ 等化演算部
４１ 補正ベクトル変換回路
４２ 乗算回路

Claims (2)

1. 所定のパターンに従ってパイロットシンボルが分散配置されて周期的に送信される直交周波数分割多重信号を復調して生成された受信信号を遅延させる遅延部と、前記受信信号に基づいて伝送路の周波数応答を推定するチャネル推定部と、前記チャネル推定部で推定された周波数応答に従って前記遅延部で遅延された受信信号を等化して復調データを出力する等化演算部とを備えた等化器において、
   前記チャネル推定部は、
   前記受信信号から複数のパイロットシンボルを抽出する抽出回路と、
   前記抽出した複数のパイロットシンボルを逆フーリエ変換して伝搬経路毎の複素利得量を算出する逆フーリエ変換回路と、
   前記逆フーリエ変換回路で算出された複素利得量を遅延させる遅延回路と、
   前記遅延回路で遅延された複素利得量の中から一定時間内の複素利得量を切り出す窓関数回路と、
   前記窓関数回路で切り出された複素利得量の最大電力に従って一定量以上の電力を有する複素利得量を出力する比較回路と、
   前記比較回路の出力信号に所定数の０を付加して出力する付加回路と、
   前記付加回路で０が付加された出力信号をフーリエ変換して前記伝送路の周波数応答を出力するフーリエ変換回路とを有し、
   前記窓関数回路は、１シンボル期間ａの中央を中心とした時間幅ｂ（但し、ａ＞ｂ）の中に入るイメージ信号を消去するために、該中央を中心とする時間幅ａ−ｂ内の複素利得量を切り出して出力することを特徴とする等化器。
2. 前記遅延部と前記遅延回路の遅延時間は、何れも１シンボル期間に相当する時間であることを特徴とする請求項１記載の等化器。

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