JP2010124368A - ドップラー周波数推定装置、受信装置、プログラム、及びドップラー周波数推定方法 - Google Patents

Abstract

【課題】通信システムにおけるドップラー周波数を高精度かつ高速に推定する。
【解決手段】本発明の一態様に係るドップラー周波数推定装置は、受信装置におけるチャネル推定によって得られた伝送路推定値に対して逆高速フーリエ変換を行い、伝送路インパルス応答を求める逆高速フーリエ変換手段と、逆高速フーリエ変換手段によって求められた伝送路インパルス応答の複数のパスの要素に基づいて、前記要素が大きいグループに属するパスを選択する選択手段と、選択手段によって選択された複数のパスのそれぞれについて、時間平均による自己相関値を算出する時間平均手段と、時間平均手段によって求められた複数の時間平均による自己相関値の集合平均値を求める集合平均手段と、自己相関値とドップラー周波数との関係を示す関係特性と、集合平均手段によって求められた集合平均値とに基づいて、集合平均値に対応するドップラー周波数を求める推定手段とを具備する。
【選択図】 図２

Description

本発明は、通信システムにおけるドップラー周波数を推定するドップラー周波数推定装置、受信装置、プログラム、及びドップラー周波数推定方法に関する。

近年、高速無線通信システム実現のため、周波数利用効率の高い直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）が用いられている（非特許文献１）。

ＯＦＤＭシステムは高速な無線通信を実現する技術として注目されており、ＯＦＤＭシステムに対する需要は高い。ＯＦＤＭシステムは、例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ／ｎなどの無線ＬＡＮ、ＷｉＭＡＸなどの無線ＭＡＮ、地上デジタル放送などに利用される。

一方、無線通信システムの急速な普及に伴い、周波数の利用効率が問題となる場合がある。そこで、無線機に周辺の電波環境を認知する機能を持たせ、その環境に応じて最適な通信方式を選択するコグニティブ無線の実現が期待されている（非特許文献２−４）。現在、コグニティブ無線では、空き周波数帯を検知し、動的に周波数を配分する研究が主に検討されている（非特許文献５）。周波数に限らず、伝送路環境に応じて変調方式や伝送レートなど、通信システムにおける様々なパラメータを変化させることにより、伝送効率の改善を行う技術も提案されている（非特許文献６）。

伝送路状態の指標としては、ＳＮＲ（Signal Noise Ratio）、マルチパスプロフィル、遅延スプレッド、遅延波の最大遅延時間、ドップラー周波数などが挙げられる。特に、移動体無線通信では、伝送路環境においてドップラーによるフェージングが問題となる。ドップラーの影響により伝送路は非定常となり、最大ドップラー周波数の増加に伴い、伝送路コヒーレンス時間は減少する。これにより、受信機における伝送路推定精度の低下、ＩＣＩ（Inter-channel Interference）が発生し、通信品質の劣化を引き起こす場合がある。そのため、推定された最大ドップラー周波数によってＦＦＴ（Fast Fourier Transform）ポイント数を適応的に選択する研究などが行われている（非特許文献７）。

しかし、これらの手法を用いるためには、十分な最大ドップラー周波数の推定精度が必要である。

従来より、レイリーフェージングの自己相関値と最大ドップラー周波数との関係がベッセル関数で近似可能であることが知られており、その特性を用いて最大ドップラー周波数を推定する手法が提案されている（非特許文献７）。

また、特許文献１（特開平１１−２３４１９０号公報）には、ＣＤＭＡ方式における相関推定手法が開示されている。
伊丹 誠，"わかりやすい ＯＦＤＭ技術"，オーム社，東京，２００５ Joseph Mitola III and Gerald Q.Maguire，Jr.,"Cognitive Radio: Making Software Radios More Personal," IEEE Personal Communications，Vol.6，No.4 pp.13-18，Aug.1999 Simon Haykin，"Cognitive Radio: Brain-Empowered Wireless Communications,"IEEE Journal on Selected Areas in Communications，Vol.23，No.2,Feb.2005 Joseph Mitola III，Cognitive Radio Architecture: The Engineering Foundations of Radio XML，Wiley-Interscience，New Jersey，2006 山本淳二，山岡綾史，花岡誠之，吉澤聡，平田哲彦，"コグニティブ無線のための端末割当方式の提案，"信学技報，SR2006-41，Nov.2006 Bruce A. Fette，Cognitive Radio Technology，Newnes，2006 菅原崇行，吉澤真吾，宮永喜一，"環境適応型ＯＦＤＭシステムに関する一考察，"信学技報，SR2006-57，Nov.2006 特開平１１−２３４１９０号公報

従来の手法である上記の非特許文献７では、最大ドップラー周波数を推定するために、レイリー波の自己相関値と最大ドップラー周波数との関係を示すベッセル関数が用いられている。この手法では、伝送路の最大ドップラー周波数を推定するために、レイリー波の時間平均による自己相関値を推定する必要がある。この従来の手法では、伝送路がマルチパスの場合にＳＮＲが最大となるパスの自己相関値のみを用いるだけであり、自己相関の推定にエルゴート性を仮定してシングルパスによる時間平均値を用いて最大ドップラー周波数を推定している。この従来の手法においては、最大ドップラー周波数の推定精度は劣化する場合がある。また、推定に時間がかかる。

また、上記の特許文献１では、ＣＤＭＡ用最大ドップラー周波数推定法として、マルチパスを利用する方法が提案されているが、マルチパスを分離する精度が低く、十分な最大ドップラー周波数の推定精度を得ることが困難であり、パス選択手法も検討されていない。このため、上記の特許文献１を例えばマルチパス通信環境を想定したＯＦＤＭ方式などの通信システムに適用することは困難である。

本発明は、以上のような実情に鑑みてなされたもので、ドップラー周波数を高精度かつ高速に推定可能とするドップラー周波数推定装置、受信装置、プログラム、及びドップラー周波数推定方法を提供することを目的とする。

本発明の一態様によるドップラー周波数推定装置は、受信装置におけるチャネル推定によって得られた伝送路推定値に対して逆高速フーリエ変換を行い、伝送路インパルス応答を求める逆高速フーリエ変換手段と、逆高速フーリエ変換手段によって求められた伝送路インパルス応答の複数のパスの要素に基づいて、前記要素が大きいグループに属する複数のパスを選択する選択手段と、選択手段によって選択された複数のパスのそれぞれについて、時間平均による自己相関値を算出する時間平均手段と、時間平均手段によって求められた複数の時間平均による自己相関値の集合平均値を求める集合平均手段と、自己相関値とドップラー周波数との関係を示す関係特性と、集合平均手段によって求められた集合平均値とに基づいて、集合平均値に対応するドップラー周波数を求める推定手段とを具備する。

なお、上記の態様はドップラー周波数推定装置として表現されている。しかしながら、これに限らず、上記の態様は、ドップラー周波数推定装置を備えた受信装置、プログラム、ドップラー周波数推定方法、コンピュータ読み取り可能な記憶媒体などで表現されるとしてもよい。

本発明によれば、高精度かつ高速にドップラー周波数を推定することができる。

以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態について説明する。なお、以下の各図において同一の部分については同一の符号を付して説明を省略する。

本実施の形態においては、通信方式としてＯＦＤＭの場合について説明するが、他の通信方式においても同様に適用可能である。

図１は、本実施の形態に係るドップラー周波数推定装置を備えた通信システムの一例を示すブロック図である。

図２は、本実施の形態に係るドップラー周波数推定装置の構成の一例を示すブロック図である。

通信システム１は、例えばＯＦＤＭ変復調システムであり、少なくとも一つの送信機２と、少なくとも一つの受信機３と、この送信機２及び受信機３との間の伝送路（マルチパス：チャネル）４とを具備する。送信機２と受信機３とは、伝送路４経由で信号を送受信可能である。

送信機２は、マッピング部２１、シリアルパラレル変換部２２、逆高速フーリエ変換部２３、ガードインターバル付加部２４、パラレルシリアル変換部２５、デジタルアナログ変換部２６を具備する。

受信機３は、アナログデジタル変換部３１、シリアルパラレル変換部３２、ガードインターバル除去部３３、高速フーリエ変換部３４、チャネル推定部３５、等化部３６、パラレルシリアル変換部３７、デマッピング部３８を具備する。

さらに、受信機３は、ドップラー周波数推定装置５を備えている。このドップラー周波数推定装置５は、受信機３に内蔵されていてもよく、外付けされてもよい。

ドップラー周波数推定装置５は、逆高速フーリエ変換部５１、パス選択部５２、時間平均部５３、集合平均部５４、推定部５５を具備する。本実施の形態において、ドップラー周波数推定装置５は、マルチパスの伝送路４で付加される雑音によって自己相関値の推定精度が低下することを抑えるためにＳＮＲの大きいパスを選択するとともに、選択されたパスのそれぞれについての時間平均値を算出し、さらに選択されたパスの時間平均値についての集合平均値を算出する。

送信機２において、マッピング部２１は、例えば記憶装置２７に記憶されている入力データ（情報ビット列）６の多値変調、一次変調を行い、シンボル列をマッピングする。

シリアルパラレル変換部２２は、マッピング部２１によるマッピング後のシリアル信号に対して直列／並列変換を実行し、パラレル信号に変換する。

逆高速フーリエ変換部２３は、シリアルパラレル変換部２２からのパラレル信号に対して、逆高速フーリエ変換を実行し、ＯＦＤＭ信号を作成する。

ガードインターバル付加部２４は、ＯＦＤＭ信号にガードインターバルを付加し、ガードインターバル付きＯＦＤＭ信号を作成する。

パラレルシリアル変換部２５は、ガードインターバル付きＯＦＤＭ信号に対して並列／直列変換を実行し、シリアルのガードインターバル付きＯＦＤＭ信号に変換する。

デジタルアナログ変換部２６は、パラレルシリアル変換部２の変換によって得られたデジタルのガードインターバル付きＯＦＤＭ信号をアナログのガードインターバル付きＯＦＤＭ信号に変換し、変換後の信号を搬送波を用いて伝送路４経由で受信機３に送信する。

受信機３において、アナログデジタル変換部３１は、搬送波を用いて送信機３から伝送路４経由で受信したアナログのガードインターバル付きＯＦＤＭ信号を、デジタルのガードインターバル付きＯＦＤＭ信号に変換する。

シリアルパラレル変換部３２は、デジタルのガードインターバル付きＯＦＤＭ信号に対して直列／並列変換を実行し、パラレル信号に変換する。

ガードインターバル除去部３３は、パラレルのガードインターバル付きＯＦＤＭ信号からガードインターバルを除去し、ＯＦＤＭ信号を求める。

高速フーリエ変換部３４は、ＯＦＤＭ信号に対して、高速フーリエ変換を実行する。

チャネル推定部３５は、高速フーリエ変換部３４による高速フーリエ変換によって得られた高速フーリエ変換後の信号に対して既知のプリアングル信号７を用いてチャネル推定処理を実行し、チャネル推定値（周波数領域伝送路特性）を求める。

等化部３６は、高速フーリエ変換後の信号とチャネル推定部３５によって求められたチャネル推定値とに基づいて、高速フーリエ変換後の信号について好ましくない振幅及び位相の周波数応答を補正し、高速フーリエ変換後の信号について伝送路４から受けた影響を補正する処理を実行する。

パラレルシリアル変換部３７は、等化部３６で補正された信号に対して並列／直列変換を実行し、シリアル信号に変換する。

デマッピング部３８は、シリアル信号に対して、上記送信機２側のマッピング部２１で行われた変換と逆の変換を行う。そして、例えば、デマッピング部３８によって得られた出力データ（情報ビット列）８は、記憶装置３９ａに記憶される。

ドップラー周波数推定装置５は、マルチパスの伝送路４の伝送路インパルス応答に基づいて、自動的にＳＮＲの高いパス（相関関数推定に適したパス）を選択し、選択された複数のパスについての自己相関値を推定するため複数の時間平均値を算出し、さらに、この複数の時間平均値についての集合平均を算出する。そして、ドップラー周波数推定装置５は、ベッセル関数を小領域に分割しておき、算出された集合平均値とこの集合平均値に対応する小領域のベッセル関数とを比較し、ドップラー周波数６を推定し、記憶装置３９ｂに記憶する。

ドップラー周波数推定装置５において、逆高速フーリエ変換部５１は、プリアンブル信号７を用いたチャネル推定部３５により得られたチャネル推定値（伝送路推定値）に対して逆高速フーリエ変換を行い、伝送路インパルス応答（伝送路インパルス応答推定値）を求める。伝送路インパルス応答は、複数のパスについての振幅、電力などの要素を含む。

パス選択部５２は、逆高速フーリエ変換部５によって求められた伝送路インパルス応答の複数のパスのうち、例えば振幅又は／及び電力が相対的に大きいなど、振幅又は／及び電力が大きいグループに属する複数のパスを選択する。例えば、このパス選択部５２は、逆高速フーリエ変換部５１によって求められた伝送路インパルス応答のうち、振幅又は／及び電力が所定のしきい値より大きい複数のパスを選択する。

時間平均部５３は、パス選択部５２によって選択された伝送路インパルス応答のパスの振幅について、時間平均による自己相関値（時間平均値、時間相関値）を求める。

集合平均部５４は、時間平均部５３によって求められた複数の時間平均による自己相関値の集合平均値（期待値）を求める。

推定部５５は、予め設定されており自己相関値とドップラー周波数との関係を示す関係パターン（関数）５６と、集合平均部５４によって求められた集合平均値とに基づいて、集合平均値に対応するドップラー周波数を求める。例えば、この推定部５５は、レイリーフェージングの自己相関値（時間相関値）と最大ドップラー周波数との関係を示すベッセル関数に基づいて、集合平均値に対応する最大ドップラー周波数を求める。

なお、本実施の形態において、自己相関値とドップラー周波数との関係を示す関係パターン５６は、自己相関値に応じて複数の領域に分割されていてもよい。この場合、推定部５５は、複数の領域の中から、集合平均値の属する領域を選択し、この選択された領域内で、集合平均値に対応するドップラー周波数を求める処理を実行する。

関係パターン５６は、予め記憶装置５７に記憶されており、必要な場合に推定部５５が記憶装置５７に記憶されている関係パターン５６をアクセスするとしてもよい。あるいは、関係パターン５６は、必要な場合に（使用される前に）、推定部５５によって算出されるとしてもよい。

以下に、上記のような通信システムの動作の概要について説明する。

通信システム１における送信機２は、まず、一次変調によりビット列をシンボル列に変換する。送信機２は、生成されたシンボル列に対して直並列変換（Ｓ／Ｐ）を行い、逆高速フーリエ変換処理を行って、ＯＦＤＭ信号を生成する。送信機２は、生成されたＯＦＤＭ信号に、ガードインターバル（ＧＩ：Guard Interval）を付加し、並直列変換（Ｐ／Ｓ）を行い、送信する。

この通信システム１がＯＦＤＭシステムの場合、ガードインターバル信号により、シンボル間干渉の影響が効率よく低減されている。しかし、このガードインターバルでは周波数選択性フェージングの影響を抑えることができない。そこで、周波数選択性フェージングによる信号劣化を補正するために、受信機３において伝送路４の等化が行われる。本実施の形態に係る通信システム１では、受信装置３は、ガードインターバル除去部３３によるガードインターバルの除去、及び高速フーリエ変換部３４による高速フーリエ変換を行った後に等化部３６による等化処理を行う。

図３は、プリアンブル信号７として、ロングプリアンブル信号を用いたフレームの一例を示す図である。この図３では、ＩＥＥＥ８０２．１１ａに用いられているロングプリアンブル信号を用いたフレームを例として図示している。

ｉ番目のフレームにおける、ｌ番目の受信シンボルは（１）式により表わされる。すなわち、ＯＦＤＭシステムである通信システム１における周波数領域送受信信号は、（１）式で与えられる。

ここで、Ｘ_l,i(k)、Ｙ_l,i(k)、Ｈ_l,i(k)並びにＺ_l,i(k)は、それぞれｋ番目のサブキャリアに対する送信シンボル、受信シンボル、伝送路周波数応答、雑音成分を表わす。

また、ｉ番目のフレームにおいて、０番目、１番目のＯＦＤＭシンボルを送受信機で既知なロングプリアンブル信号とする。

ロングプリアンブル信号を用いて、（２）式によりチャネル推定値（マルチパス伝送路周波数特性）が推定される。

また、ｌ＝１のロングプリアンブル信号に対しても同様の処理が施され、Ｈ^_1,i(k)が得る。このチャネル推定値より等化を行う場合は、（３）式に示すように２つのチャネル推定値の平均値をｉフレーム内のすべてのシンボルに対して用いる。

この場合、等化後の受信シンボルＹ^_l,i(k)は、（４）式で表わされる。

以下に、上記のようなドップラー周波数推定装置５の動作の概要について説明する。

本実施の形態に係るドップラー周波数推定装置５は、伝送路４のマルチパスがそれぞれ統計的に独立していることを利用して、時間平均値に加えて集合平均値（期待値）を用いて自己相関値を求める。

ドップラー周波数推定装置５は、受信側で既知であるプリアンブル信号に基づいてチャネル推定部３５によって得られるチャネル推定値（周波数領域伝送路特性）を逆高速フーリエ変換し、伝送路インパルス応答を推定する。

さらに、ドップラー周波数推定装置５は、得られた伝送路インパルス応答の複数のパスの中から、自己相関値の推定にＳＮＲの高いパスのみを用いるために、ＳＮＲの高いパスを選択する。このように、ＳＮＲの高いパスを選択することにより、最大ドップラー周波数の推定精度を向上させることができる。

ここで、伝送路インパルス応答のそれぞれのパスの自己相関値は、時間ごとに変化する。そこで、ドップラー周波数推定装置５は、選択された複数のパスのそれぞれについて、時間平均による自己相関値を算出する。

ドップラー周波数推定装置５は、算出された複数のパスの時間平均による自己相関値についての集合平均値を算出することにより、レイリーフェージングの自己相関値ρ^(d)を推定する。このように、本実施の形態では、従来の手法では行われていなかった集合平均値を用いた自己相関値の推定を行う。

そして、ドップラー周波数推定装置５は、レイリーフェージングの自己相関値（時間相関値）と最大ドップラー周波数との関係を示すベッセル関数を用い、伝送路４の自己相関値ρ^(d)とベッセル関数とを比較し、最大ドップラー周波数を推定する。

なお、本実施の形態では、ベッセル関数によって得られるすべてのドップラー周波数に対する時間平均による自己相関値と推定された自己相関値ρ^(d)とを比較する場合よりも演算速度を高速にするために、最大ドップラー周波数に複数の領域を設けておき、推定された自己相関値ρ^(d)の属する領域を選択し、この選択された領域内で、推定された自己相関値ρ^(d)とベッセル関数における時間平均による自己相関値とを比較する。

以下に、ドップラー周波数推定装置５の動作について詳細に説明する。

まず、レイリーフェージングの自己相関推定について説明する。

本実施の形態に係るドップラー周波数推定装置５では、ドップラー周波数推定精度の改善及び推定にかかる時間を短縮するために、マルチパスの伝送路４の各パスにおいて独立にレイリーフェージングが発生していることを利用する。

複数のパスの伝送路インパルス応答をｈ_l,i(n)とすると、各パスｌにおいて、インパルス応答の自己相関関数と第１種０次ベッセル関数との関係は、（５）式で表わされる。

ここで、ｆ_D，ｄ，Ｔ_Fはそれぞれ最大ドップラー周波数［Ｈｚ］、遅延フレーム数、フレーム長［ｓ］を表わす。また、Ｊ₀（・）は、第１種０次ベッセル関数である。

なお、遅延フレーム数ｄは、遅延フレーム数を決定する機器によって設定されるとしてもよく、ユーザによって設定されるとしてもよい。

ロングプリアンブル信号を用いたチャネル推定部３５によるチャネル推定により得られたチャネル推定値（伝送路推定値）Ｈ^_l,i(k)に、逆高速フーリエ変換を適応することにより、（６）式に示す伝送路インパルス応答ｈ^_l,i(n)が得られる。

ここで、ＮはＦＦＴ（高速フーリエ変換）ポイント数である。また、ｌ’はロングプリアンブルを表わす。

なお、ＦＦＴポイント数は、ＦＦＴポイント数を決定する機器により設定されるとしてもよく、ユーザによって設定されるとしてもよい。

マルチパス環境において、各パスは統計的に独立である。また、最大ドップラー周波数は無線局の移動速度によって変動するため、各パスの最大ドップラー周波数は同一となる。このため、レイリー波の自己相関値推定に期待値演算を導入することが可能となる。

上記の（６）式によって得られた伝送路インパルス応答には、パスが存在していない遅延に対する応答、ＳＮＲの低いパスなども含まれる。そこで、パスが存在していない遅延に対する応答やＳＮＲの低いパスなどの影響を抑制するために、自己相関値の推定には、あるしきい値以上の振幅又は／及び電力を持ったパスを選択し、この選択されたパスを用いる。

パスの選択のために、まず、推定された伝送路インパルス応答の正規化が、（７）式により行われる。

ここで、ｍａｘ（ｈ^_l’,i(n)）は伝送路インパルス応答の最大値を表わしている。

図４は、パスと伝送路インパルス応答との関係の一例を示すグラフである。

そして、（８）式に示すように、しきい値βを用いて、伝送路インパルス応答の振幅がこのしきい値βを超えるパスを選択する。

ここでＬは検出されたパス数（伝送路インパルス応答の数）を表わしている。

本実施の形態では、パスの選択を行った後、選択されたそれぞれのパスについて（９）式により時間平均による自己相関値Ｃ^_j(d)を算出する。

ここで、Ｎ’はフレーム数を表わしている。同様に、Ｃ^_j(0)に関しても（１０）式のように算出する。

以上の計算により、それぞれのパスの自己相関値は、（１１）式で表わされる。

そして、このようにして得られるそれぞれのパスの自己相関値の集合平均値を求めることにより、自己相関値ρ^(d)は、（１２）式で表わされる

次に、最大ドップラー周波数推定について説明する。

本実施の形態では、上記のような計算により推定された自己相関値ρ^(d)と、ベッセル関数による値を比較することにより、最大ドップラー周波数を推定する。

まず、上記の（１２）式により、自己相関値の集合平均値が算出されるとともに、最大ドップラー周波数に対するベッセル関数の値が算出される。なお、本実施の形態においては、自己相関値と最大ドップラー周波数との関係を示すベッセル関数は、Ｍ（≧１）領域に分割されている。

ドップラー周波数推定装置５は、推定された自己相関値ρ^(d)が含まれる領域を判定し、自己相関関数ρ^(d)が含まれると判定された領域内において、自己相関関数ρ^(d)とベッセル関数による値との誤差を計算する。

例えば、ベッセル関数において、最大ドップラー周波数ｆdm（m=1,2,…,M-1）に対する自己相関値を各領域に分割するためのしきい値を、（１３）式のように設定する。

さらに、ドップラー周波数推定装置は、（１４）式の判定により、推定された自己相関値ρ^(d)が含まれる領域を判定する。

図５は、レイリーフェージングの自己相関値と最大ドップラー周波数との関係を示すベッセル関数を複数の領域に分割した場合の一例を示すグラフである。この図５では、４つの領域に分割した場合を例として説明するが、領域数は１以上であればよい。

ドップラー周波数推定装置５は、推定された自己相関値（集合平均値）ρ^(d)が含まれると判定された領域について、（１５）式のように、自己相関値ρ^(d)とベッセル関数による値との誤差ε（ｆ_D）の２乗値が最小となる値を検出する。

そして、ドップラー周波数推定装置５は、誤差ε（ｆ_D）の２乗値が最小となる場合での最大ドップラー周波数を（１６）式に基づいて決定する。

以上説明した本実施の形態に係るドップラー周波数推定装置５においては、マルチパスの伝送路４が用いられる場合であっても、最大ドップラー周波数を高精度に推定することができ、かつ、算出時間を短縮することができる。

このように、高精度に推定された最大ドップラー周波数を用いて、伝送路環境、通信システムの環境及び設定を調整することで、高品質の通信を実現できる。

以下に、本実施の形態に係るドップラー周波数推定装置５の有効性を実証するためのシミュレーション（実験）とその結果について説明する。

ここで説明するシミュレーションについてはベースバンドモデルを用いている。

図６は、シミュレーションに用いた伝送路環境の一例を示す図である。この図６に示すように、シミュレーションにおける伝送路４には、HIPERLAN/2 Model Aによるマルチパスレイリーフェージング環境が使用されている（平明徳，石津文雄，三宅真，“周波数選択性フェージング環境におけるＯＦＤＭ通信システムのタイミング同期方式，”電子情報通信学会論文誌Ｂ，vol.J84-B，No.7，pp.1255-1264，Sep.2001）。

また、シミュレーションでは、雑音として、Ｅ_b／Ｎ₀＝１０ｄＢのＡＷＧＮ（Additive White Gaussian Noise）を付加している。１次変調方式は６４ＱＡＭ、サブキャリア数を５１２、ＦＦＴポイント数を５１２、帯域幅を８０ＭＨｚとした。ドップラー周波数推定装置５の設定値として、遅延フレーム数ｄを６０フレーム、しきい値βを−１４ｄＢとする。さらに、Ｃ^_j（ｄ）、Ｃ^_j（０）の算出に用いるフレーム数Ｎは５００とする。本シミュレーションでは、ドップラー周波数推定精度について上記の非特許文献７の手法（以下、単に「従来法」という）との比較実験を行う。従来法において、自己相関値の算出に用いるフレーム数は３０００フレームとする。

本シミュレーションにおけるドップラー周波数推定精度の評価として、（１７）式に示すＮＭＳＥ（Normalized Mean Squared Error）を用いる。

ここで、ｆ^_Dは推定最大ドップラー周波数、ｆ_Dは最大ドップラー周波数の真値を表わす。

図７は、本実施の形態に係るドップラー周波数推定装置５の評価値と従来法の評価値との比較結果の一例を示すグラフである。

この図７より、本実施の形態に係るドップラー周波数推定装置５では、従来法と比較して、最大ドップラー周波数が大きくなるにしたがって推定精度が大きく改善される。最大ドップラー周波数６０Ｈｚ以上の場合には、本実施の形態に係るドップラー周波数推定装置５について従来法よりも約１０ｄＢの改善が確認できる。また、ドップラー周波数の推定に必要なフレーム数に関して、従来法では推定精度を重視した場合に３０６０フレーム必要であったが、本実施の形態に係るドップラー周波数推定装置５では、５６０フレームでよい。このようにフレーム数が５６０フレームの場合であっても本実施の形態に係るドップラー周波数推定装置５では十分な推定精度を得ることができ、推定に必要な時間は従来法の場合の約２０％でよく、大きく短縮された。

以上の結果から、本実施の形態に係るドップラー周波数推定装置５の有効性が確認された。

なお、上記本実施の形態においては、チャネル推定部３５と等化部３６とを別構成としているが、チャネル推定部３５は等化部３６に含まれるとしてもよい。この場合、ドップラー周波数推定装置５の逆高速フーリエ変換部５１は、等化部３６からチャネル推定値を入力することになる。

本発明は、上記実施の形態に限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で、種々に変形することが可能である。さらに、上記実施の形態には種々の段階の発明が含まれており、開示される複数の構成要件における適宜な組み合わせにより種々の発明が抽出され得る。例えば、実施形態に示される全構成要件から幾つかの構成要件が削除されても、発明が解決しようとする課題の欄で述べた課題が解決でき、発明の効果の欄で述べられている効果が得られる場合には、この構成要件が削除された構成が発明として抽出され得る。

例えば、図８に示すように、本実施の形態に係るドップラー周波数推定装置５の各構成要素（逆高速フーリエ変換部５１、パス選択部５２、時間平均部５３、集合平均部５４、推定部５５）は、記録媒体１０に記録さえているプログラム１１をプロセッサ１２が読み出し、このプログラム１１にそってプロセッサ１２が動作することにより実現されるとしてもよい。この場合において、プロセッサ１２は、各種の信号、データなどを記憶装置１３に書き込み、また読み出しつつ動作するとしてもよい。

本発明では、送信機と受信機とがマルチパスで送受信可能に接続されている通信環境において利用可能である。

本発明の実施の形態に係るドップラー周波数推定装置を備えた通信システムの一例を示すブロック図。 本実施の形態に係るドップラー周波数推定装置の構成の一例を示すブロック図。 ロングプリアンブル信号を用いたフレームの一例を示す図。 パスと伝送路インパルス応答との関係の一例を示すグラフ。 自己相関値と最大ドップラー周波数との関係を示すベッセル関数を複数の領域に分割した場合の一例を示すグラフ。 シミュレーションに用いた伝送路環境の一例を示す図。 本実施の形態に係るドップラー周波数推定装置の評価値と従来法の評価値との比較結果の一例を示すグラフ。 本実施の形態に係るドップラー周波数推定装置としての動作をプロセッサに実現させるための構成の一例を示すブロック図。

符号の説明

１…通信システム、２…送信機、２１…マッピング部、２２…シリアルパラレル変換部、２３…逆高速フーリエ変換部、２４…ガードインターバル付加部、２５…パラレルシリアル変換部、２６…デジタルアナログ変換部、３…受信機、３１…アナログデジタル変換部、３２…シリアルパラレル変換部、３３…ガードインターバル除去部、３４…高速フーリエ変換部、３５…チャネル推定部、３６…等化部、３７…パラレルシリアル変換部、３８…デマッピング部、４…伝送路、５…ドップラー周波数推定装置、５１…逆高速フーリエ変換部、５２…パス変換部、５３…時間平均部、５４…集合平均部、５５…推定部、５６…関係パターン

Claims (8)

1. 受信装置におけるチャネル推定によって得られた伝送路推定値に対して逆高速フーリエ変換を行い、伝送路インパルス応答を求める逆高速フーリエ変換手段と、
   前記逆高速フーリエ変換手段によって求められた伝送路インパルス応答の複数のパスの要素に基づいて、前記要素が大きいグループに属する複数のパスを選択する選択手段と、
   前記選択手段によって選択された複数のパスのそれぞれについて、時間平均による自己相関値を算出する時間平均手段と、
   前記時間平均手段によって求められた複数の時間平均による自己相関値の集合平均値を求める集合平均手段と、
   自己相関値とドップラー周波数との関係を示す関係特性と、前記集合平均手段によって求められた集合平均値とに基づいて、前記集合平均値に対応するドップラー周波数を求める推定手段と
   を具備することを特徴とするドップラー周波数推定装置
2. 請求項１記載のドップラー周波数推定装置において、
   前記選択手段は、前記逆高速フーリエ変換手段によって求められた伝送路インパルス応答に基づいて、振幅又は電力が所定のしきい値より大きい複数のパスを選択する
   ことを特徴とするドップラー周波数推定装置。
3. 請求項１又は請求項２記載のドップラー周波数推定装置において、
   前記関係特性は、自己相関値に応じて複数の領域に分割されており、
   前記推定手段は、前記複数の領域の中から、前記集合平均値の属する領域を選択し、この選択された領域内で、前記関係特性による値と前記集合平均値との間の誤差を計算し、当該誤差が最小となる相関値に対応付けられているドップラー周波数を求める
   ことを特徴とするドップラー周波数推定装置。
4. 請求項１乃至請求項３のいずれか１項に記載のドップラー周波数推定装置において、
   前記推定手段は、レイリーフェージングの自己相関値と最大ドップラー周波数との関係を示すベッセル関数に基づいて、前記集合平均値に対応する最大ドップラー周波数を求める
   ことを特徴とするドップラー周波数推定装置。
5. 請求項１乃至請求項４のいずれか１項に記載のドップラー周波数推定装置において、
   直交周波数分割多重システムの最大ドップラー周波数を求めることを特徴とするドップラー周波数推定装置。
6. マルチパス伝送路経由で受信された受信信号に対してシリアルパラレル変換を行うシリアルパラレル変換手段と、
   前記シリアルパラレル変換手段によって変換された受信信号からガードインターバルを除去する除去手段と、
   前記除去手段によってガードインターバルを除去された受信信号に対して高速フーリエ変換を行う高速フーリエ変換手段と、
   前記高速フーリエ変換手段によって変換された信号に対してプリアンブル信号を用いたチャネル推定を行い、伝送路推定値を求めるチャネル推定手段と、
   前記高速フーリエ変換手段によって変換された信号と前記チャネル推定手段によって求められた伝送路推定値とに基づいて、前記高速フーリエ変換手段によって変換された信号について前記マルチパス伝送路から受けた影響を補正する等化手段と、
   前記等化手段によって等化処理のなされた信号に対してパラレルシリアル変換を行うパラレルシリアル変換を行うパラレルシリアル変換手段と、
   前記パラレルシリアル変換手段によって変換された信号に対するデマッピング処理を実行するデマッピング手段と、
   前記チャネル推定手段によって得られた伝送路推定値に対して逆高速フーリエ変換を行い、伝送路インパルス応答を求める逆高速フーリエ変換手段と、
   前記逆高速フーリエ変換手段によって求められた伝送路インパルス応答の複数のパスのうち、振幅又は電力が大きいグループに属する複数のパスを選択する選択手段と、
   前記選択手段によって選択された複数のパスの振幅のそれぞれについて、時間平均による自己相関値を算出する時間平均手段と、
   前記時間平均手段によって求められた複数のパスの時間平均による自己相関値の集合平均値を求める集合平均手段と、
   自己相関値とドップラー周波数との関係を示す関係特性と、前記集合平均手段によって求められた集合平均値とに基づいて、前記集合平均値に対応するドップラー周波数を求める推定手段と
   を具備する受信装置。
7. コンピュータを、
   第１の記憶手段に記憶されており前記受信装置におけるチャネル推定によって得られた伝送路推定値に対して逆高速フーリエ変換を行い、伝送路インパルス応答を求め、当該伝送路インパルス応答を第２の記憶手段に記憶する逆高速フーリエ変換手段、
   前記第２の記憶手段に記憶されており、前記逆高速フーリエ変換手段によって求められた伝送路インパルス応答の複数のパスの要素に基づいて、前記要素が大きいグループに属する複数のパスを選択し、当該選択された複数のパスとその要素を第３の記憶手段に記憶する選択手段、
   前記第３の記憶手段に記憶されており前記選択手段によって選択された複数のパスについて、時間平均による自己相関値を求め、当該求められた複数の時間平均による自己相関値を第４の記憶装置に記憶する時間平均手段、
   前記第４の記憶装置に記憶されており前記時間平均手段によって求められた複数の時間平均に基づいて、前記複数の時間平均による自己相関値の集合平均値を求め、当該集合平均値を前記第５の記憶装置に記憶する集合平均手段、
   自己相関値とドップラー周波数との関係を示す関係特性と、前記第５の記憶装置に記憶されており前記集合平均手段によって求められた集合平均値とに基づいて、前記集合平均値に対応するドップラー周波数を求め、この求められたドップラー周波数を第６の記憶装置に記憶する推定手段
   として機能させるためのプログラム。
8. 受信装置におけるチャネル推定によって得られた伝送路推定値に対して逆高速フーリエ変換を行い、伝送路インパルス応答を求め、
   前記伝送路インパルス応答の複数のパスの要素に基づいて、前記要素が大きいグループに属する複数のパスを選択し、
   前記大きいグループに属する複数のパスについて、時間平均による自己相関値を求め、
   当該求められた複数の時間平均による自己相関値の集合平均値を求め、
   自己相関値とドップラー周波数との関係を示す関係特性と、前記集合平均値とに基づいて、前記集合平均値に対応するドップラー周波数を求める
   ことを特徴とする通信システムのドップラー周波数推定方法。

Images