CN104683269B - 使用预定义的自相关向量来估计多普勒频移 - Google Patents

Abstract

一种方法，包括在通信终端的存储器中保持多个预定义的向量，每个预定义的向量包括针对相应的多普勒频移而计算的信号自相关值。接收信号，并且针对所接收的信号而计算经验自相关值。通过从预定义的向量之中选择其自相关值与所接收的信号的经验自相关值最佳地匹配的向量，来估计所接收的信号的实际多普勒频移。

Description

使用预定义的自相关向量来估计多普勒频移

相关申请的交叉引用

本申请要求于2013年9月10日提交的美国临时专利申请61/876,035的权益，其公开内容通过引用而合并于此。

技术领域

本公开内容一般涉及通信系统，并且具体涉及用于估计接收信号中的多普勒(Doppler)频移的方法和系统。

背景技术

各种通信系统被设计用于适应由通信信道产生的特定水平的信号失真。例如，多普勒效应失真导致在相对于发射源移动的接收器处接收的信号的频率的改变。针对演进型通用陆地无线接入(E-UTRA)系统、也被称为长期演进(LTE)系统的设计考虑，包括各种包含多普勒效应的测量信道，被描述在例如2014年3月的3GPP技术标准TS 36.101，标题为“3rdGeneration Partnership Project；Technical Specification Group Radio AccessNetwork；Evolved Universal Terrestrial Radio Access(E-UTRA)；User Equipment(UE)radio transmission and reception(Release 12)，”(3GPP TS 36.101)，版本12.3.0，其被通过引用合并于此。

上述描述作为本领域的相关技术的一般概述而被呈现，并且不应当被认为是承认其包含的任何信息构成相对于本专利申请的现有技术。

发明内容

本文中描述的实施例提供了一种方法，包括在通信终端的存储器中保持多个预定义的向量，每个预定义的向量包括针对相应的多普勒频移而计算的信号自相关值。接收信号，并且针对所接收的信号计算经验自相关值。通过从预定义的向量之中选择其自相关值与所接收的信号的经验自相关值最佳地匹配的向量，来估计所接收的信号的实际多普勒频移。

在一些实施例中，接收信号包括接收在多个时频段上传输的正交频分复用(OFDM)信号，并且计算经验自相关值包括：获得所接收的信号的频率平均，每个频率平均在相应时间索引的时频段上被计算，并且使用这些频率平均来计算经验自相关值。在其他实施例中，时频段跨越给定频带，获得频率平均包括将该频带划分成两个或多个子频带，并且针对子频带中的每个子频带单独地计算频率平均，并且估计多普勒频移包括基于在子频带上计算的频率平均来选择向量。

在一个实施例中，计算该经验自相关值包括通过与非零时间延迟的经验自相关值相对应的因子来归一化该经验自相关值。在另一个实施例中，计算该经验自相关值包括：在多个不同时间分段上计算经验自相关值，这些多个不同时间分段与所接收的信号所承载的正交频分复用(OFDM)符号相对应，并且在这些多个时间分段上按每个时间延迟来平滑经验自相关值。

在一些实施例中，平滑经验自相关值包括使用一阶低通无限脉冲响应(IIR)滤波器来滤波给定时间延迟的经验自相关值。在其他实施例中，滤波经验自相关值包括指定具有遗忘系数的IIR滤波器，遗忘系数取决于通信终端的连续或非连续接收(DRX)模式并且取决于给定时间延迟。

在一个实施例中，计算经验自相关值包括：基于来自通信终端的自动频率控制(AFC)回路的频率校正指示，旋转经验自相关值。在另一个实施例中，预定义的向量中的每个预定义的向量包括根据Jakes衰落模型的自相关函数的多个取样。在又一个实施例中，选择向量包括选择其自相关值使关于所接收的信号的经验自相关值的相似性度量最小化的向量。在又一个实施例中，相似性度量包括均方差度量。

在一些实施例中，选择向量包括计算预定义的向量与所接收的信号的经验自相关值之间的相似性度量，同时至少排除零时间延迟的自相关值。在其他实施例中，估计实际多普勒频移包括当以时分双工(TDD)模式操作时使用第一数量的预定义向量，并且当以频分双工(FDD)模式操作时使用第二数量的预定义向量，第二数量大于第一数量。

根据本文中所描述的实施例，另外提供了一种装置，包括被配置为接收信号的接收器以及处理电路。该处理电路被配置为在存储器中保持多个预定义的向量，每个预定义的向量包括针对相应的多普勒频移计算的信号自相关值，被配置为针对所接收的信号计算经验自相关值，并且被配置为通过从预定义的向量之中选择其自相关值与所接收的信号的经验自相关值最佳地匹配的向量，来估计所接收的信号的实际多普勒频移。

在一些实施例中，一种移动通信终端，包括所公开的装置。在一些实施例中，一种在移动通信终端中用于处理信号的芯片组，包括所公开的装置。

根据本公开内容的实施例的以下详细描述，结合附图，本公开内容将被全面地理解，在附图中：

附图说明

图1是示意性图示根据本文中所描述的实施例的通信系统的框图；

图2是描绘根据本文中所描述的实施例的若干自相关向量的图，每个自相关向量对应于不同的多普勒频移；以及

图3是示意性图示根据本文中所描述的实施例的使用预定义的自相关向量来估计多普勒频移的方法的流程图。

具体实施方式

本文中所描述的实施例提供了用于在移动通信终端中估计多普勒频移的改进的方法和设备。接收信号中的多普勒频移通常是在当接收器相对于发射器移动时而被产生的。多普勒频移的幅度或数值与相对移动速度成比例。取决于接收器是朝向发射器移动或者远离发射器移动，多普勒频移值可以是正的或负的。

在所公开的技术中，多普勒频移估计是基于将所接收的信号的经验自相关向量和对应于不同多普勒频移值的多个参考自相关向量相匹配。

在一个实施例中，通信终端在存储器中保持多个预定义的向量，每个预定义的向量包括针对相应的多普勒频移计算的信号自相关值。在本示例中，移动终端包括在LTE通信系统中操作的UE。该UE包括处理电路，该处理电路接收可能受多普勒频移影响的基带信号，并且计算针对所接收的信号的经验自相关值。处理电路通过从预定义的向量之中选择其自相关值与所接收的信号的经验自相关值最佳地匹配的向量，来估计所接收的信号的实际多普勒频移。

在一些实施例中，所接收的基带信号包括在多个时频段上传输的正交频分复用(OFDM)信号。处理电路获得所接收的信号的一个或多个频率平均(在本文中也被称为锚信号)，每个频率平均在相应时间索引的时频段上被计算。处理电路然后如以下将被描述的，使用这些锚信号来计算经验自相关值。锚信号通常包括具有相应的幅度和相位的复数值。

在一些实施例中，OFDM时频段跨越可用信道带宽内的给定频带。处理电路将该频带划分成两个或多个子频带，并且针对这些子频带中的每个子频带单独地计算频率平均。

在一个实施例中，处理电路通过与第二时间延迟的经验自相关值相对应的因子来归一化经验自相关值。处理电路使用低通无限脉冲响应(IIR)滤波器对经归一化的自相关值应用平滑滤波。IIR滤波器包括遗忘系数，该遗忘系数的设置取决于操作的连续或非连续(DRX)模式并且取决于给定的时间延迟。

在一些实施例中，当在DRX模式操作时，自动频率控制(AFC)处理或回路在DRX唤醒间隔的开始处提供频率校正指示。处理电路通过相应地旋转锚信号(即改变其复数值的相位)来补偿由AFC处理所应用的频率校正。取决于时间延迟是否在指示AFC频率校正的事件之前来，处理电路应用基于时间的旋转或者固定的旋转。

预定义的向量通常例如根据相应的信道模型或者经验地被离线确定。在一个实施例中，预定义的向量中的每个向量包括根据Jakes的衰落模型的自相关函数的多个样本。

在一些实施例中，为了估计实际多普勒向量，处理电路选择预定义向量中的一个向量，该向量的自相关值使关于所接收的信号的经验自相关值的相似性度量最小化。处理电路可以评估任何适当的相似性度量，诸如举例而言，均方差度量。在一些实施例中，预定义的向量的数量取决于底层的操作模式(TDD或FDD)。例如，在一个实施例中，当在TDD模式中操作时，预定义的向量的数量比在FDD模式中操作时更大。

由所公开的技术所估计的多普勒频移值被用于例如提高从所接收的基带信号中解码数据的可靠性。

图1是示意性图示根据本文中所描述的实施例的通信系统20的框图。在本示例中，系统20包括LTE通信系统，其中移动终端24与基站(BS)28通信。在LTE中，移动终端还被称为E-UTRA用户设备(UE)或者简单地简称UE，并且BS还被称为eNodeB。

当与给定的BS进行通信时，除了其他任务之外，UE从BS接收下行链路信号，该信号包括参考信号和携带数据的信号。携带数据的信号从BS向UE传达用户数据、信令和其他信息。参考信号包括不携带数据或信令的导频信号，并且被用于同步、信道估计和其他测量。

在图1的实施例中，UE 24包括多个天线24，用于接收由基站传输的下行链路RF信号。UE进一步包括相应的接收器前端单元36(标示为RX FE1和RX FE2)和处理电路40。每个前端单元36通常从相应的天线32接收下行链路RF信号，将该信号下变频到基带并且数字化基带信号。处理电路40执行该终端的各种数字和基带处理任务。除了其他任务之外，处理电路40如以下将详细描述的，估计基带信号中的多普勒频移。

在LTE中，下行链路传输采用正交频分复用(OFDM)传输方案，该方案是多载波技术，其将可用的带宽细分为多个窄带子载波，这些窄带子载波相互正交。每个OFDM子载波被使用常规的调制方案、诸如QPSK和16-QAM、以适当的符号率来调制。

OFDM在例如2014年6月的3GPP技术规范TS 36.211、标题为“3rd GenerationPartnership Project；Technical Specification Group Radio Access Network；Evolved Universal Terrestrial Radio Access (E-UTRA)；Physical channels andmodulation(Release 12)，”(3GPP TS36.211))，版本12.2.0中被描述，其通过引用被合并于此。

OFDM信号能够由包括多个时频段的矩阵来表示。针对给定时间索引的时频段指的是相应的OFDM子载波。处理电路40包括子带估计器44，该子带估计器44在信道带宽的预定义的较低和较高子频带内，针对给定时间索引，平均(或加和)多个OFDM时频段，如等式1和2中所描述的。

等式1：

等式2：

在等式1和2中，RxAnt∈{1，2}表示接收天线32，k_H和K_L表示相应的高和低子频带的中间时频段，Y_RxAnt(k，t)表示来源于天线RxAnt的、时间索引t和频率索引k处的OFDM时频段，并且A_H，RxAnt(t)和A_L，RxAnt(t)表示子带估计器44的在时间索引t处的针对天线RxAnt的相应高和低的输出。输出A_H，RxAnt(t)和A_L，RxAnt(t)在本文中也被分别称为高频带和低频带锚信号。

在以上等式1和2中，整数N确定用于平均的时频段的数量。通常，N在范围1≤N≤3中选择，在这种情况下，在高和低子带中的每个子带中的被平均的段的数量(2·N+1)不超过七个段。如表1所示，中间段的索引、即k_H和k_L，取决于信道的可用带宽。

表1：针对若干信道带宽的中间段k_H和k_L

信道带宽	k<sub>L</sub>	k<sub>H</sub>
			1.25MHz	3	8
2.5MHz	8	16
			5MHz	8	41
10MHz	8	91
			15MHz	8	141
20MHz	8	191

处理电路40在先进先出(FIFO)单元48中存储锚信号。FIFO单元40之一存储高频带锚信号A_H，RxAnt(t)，并且另一个FIFO单元存储低频带锚信号A_L，RxAnt(t)。在一个实施例中，FIFO单元48中的每一个单独地存储每个天线RxAnt的锚信号。

在本示例中，FIFO 48包括与导频符号相对应的最多六十个条目，这些导频符号大约彼此间隔0.25ms。因此，FIFO 48可以在15ms(60·0.25ms)的间隔上存储锚信号。该FIFO配置使得处理电路能够计算最多15ms的时间延迟的锚信号的经验自相关。在备选的实施例中，造成15ms之外的最大自相关延迟的其他FIFO配置也是可能的。

终端24能够被配置为操作在时分双工(TDD)模式或者频分双工(FDD)模式中。在一个实施例中，当操作在TDD模式中时，例如，在上行链路(例如，特殊)子帧的传输期间，该处理电路将FIFO48中的以下条目置零，该条目与其中没有接收到导频符号的间隔相对应。通过将在其中导频符号丢失的FIFO 48中的条目置零，处理电路40确保与实际导频符号相对应的FIFO条目例如为了自相关计算的目的而时间上的正确地对准。

在一些实施例中，UE 24被配置为(在FDD模式或者TDD模式中)操作在不连续接收DRX模式中，例如，以节省UE的电池。在DRX模式中，网络通常与UE协商其中数据传送发生的时间间隔(唤醒间隔)的调度。在其他时间期间，UE通常将它的接收器关闭并且进入低功率操作状态。在一个实施例中，当接收器根据DRX调度而唤醒时，处理电路40在存储新的锚信号之前清除FIFO 48，从而计算自相关向量仅包括属于同一唤醒间隔的锚信号。

处理电路40包括经验自相关估计器56，用于计算锚信号的高频带经验自相关向量和低频带经验自相关向量。经验自相关估计器如等式3和4中所描绘的来计算自相关向量。

等式3：

r_H，RxAnt(τ)＝(1-α)·r_H，RxAnt(τ)+α·A_H，RxAnt(0)·A_H，RxAnt(τ)^*

等式4：

r_L，RxAnt(τ)＝(1-α)·r_L，RxAnt(τ)+α·A_L，RxAnt(0)·A_L，RxAnt(τ)^*

在等式3和4中，r_H，RxAnt(τ)和r_L，RxAnt(τ)表示在时间延迟τ的对于天线RxAnt的分别对于高子带和低子带的自相关结果。在等式3中A_H，RxAnt(0)和A_H，RxAnt(τ)^*对应于在延迟零的高频带锚信号，即，最早的FIFO条目，和对应于第τ个FIFO条目。符号*表示复共轭运算符。类似的术语适用于等式4。

等式3和4实施无限冲击响应(IIR)滤波器，其中0＜α＜1表示该滤波器的遗忘系数。下面进一步给出对于确定该遗忘系数值的考虑。注意，如果在上面的等式3和4中，对于某个时间延迟τ的锚信号等于零，则针对该时间延迟的自相关结果相对于针对同一时间延迟的先前计算并不改变。在一些实施例中，在DRX唤醒间隔期间所使用的遗忘系数的值，取决于DRX唤醒间隔与关闭间隔的比率。例如，遗忘系数能够被调整以实现唤醒时段期间的多普勒估计的快速更新。

在一些实施例中，被用于与除了UE的服务BS之外的BS有关的测量的唤醒间隔，还能够被用于使用所公开的技术的多普勒频移估计。

在一些实施例中，经验自相关估计器56针对时间延迟τ的所选择的集合来计算自相关结果。例如，自相关估计器56通常不产生针对时间延迟τ＝0的输出，因为零延迟自相关主要包括噪声信息。作为另一个示例，自相关估计器56通常产生针对时间延迟τ＝1的输出，如将在下面描述的，该输出将被用于归一化自相关向量。

令Ω＝{τ₁…τ_M}表示M个时间延迟的预定义集合，针对该M个时间延迟，自相关估计器56根据上面的等式3和4来产生输出。换句话说，自相关估计器56针对时间延迟τ∈Ω产生M个自相关值的向量。如等式5和6中所描绘的，自相关估计器56通过将向量元素除以针对τ₁＝1的自相关结果，而进一步归一化该自相关向量。

等式5：

等式6：

在等式5和6中，R_H，RxAnt(τ)和R_L，RxAnt(τ)分别表示高频带归一化自相关向量和低频带归一化自相关向量。注意，在等式5和6中，R_H，RxAnt(τ₁)＝R_H，RxAnt(τ₁)＝1。

在一个实施例中，自相关估计器56仅当如将在下面进一步描述的实际估计多普勒频移时才(例如，使用等式5和6)归一化上面的等式3和4的自相关向量。

处理电路40包括多普勒频移估计器64，多普勒频移估计器64从自相关估计器56接收归一化的自相关向量R_H，RxAnt(τ)和R_L，RxAnt(τ)作为输入。处理电路40另外地包括N个预定义向量V_D(τ)68的集合，对应于记为D1......DN的N个多普勒频移值。预定义向量的数量N可以例如取决于UE的操作模式。例如，在一个实施例中，当操作在时分双工(TDD)模式中时，N比操作在频分双工(FDD)模式中时更大。

向量V_D(τ)中的每个向量包括M-1个元素，该M-1个元素表示针对时间延迟τ₂...τ_M∈Ω的自相关值。在一些实施例中，使用任何合适的方法离线地确定预定义的自相关向量68。在一些实施例中，如将在下面进一步在图2中描述的，使用数学模型，诸如例如，Jakes模型，来确定预定义的自相关向量68。在其他实施例中，使用任何其他的数学模型或者经验地确定自相关向量68。

多普勒频移估计器64计算度量M(D)，度量M(D)测量在经归一化的自相关向量R_H，RxAnt(τ)和R_L，RxAnt(τ)与向量V_D(τ)中的每个向量之间的相似性。在一个实施例中，度量M(D)包括如在等式7中给出的均方差度量。

等式7：

在一个示例实施例中，M(D)包括如在下面的等式8中所描绘的加权均方差度量，其中权重对应于由SNR估计器72所估计的、每天线32的SNR值γ_RxAnt。

等式8：

在另外的其他的实施例中，也能够使用任何其他合适的度量。注意，在等式7和8中，M(D)的计算基于时间延迟τ₂...τ_M，排除τ₁，对于τ₁，归一化的经验自相关等于单位常数值并且因此不承载辨别信息。

如上面所描述的，多普勒频移估计器64针对N个预定义的频移值D1......DN计算度量M(D)。为了估计实际多普勒频移多普勒频移估计器在D1......DN之中选择多普勒频移值，对于该多普勒频移值，M(D)最小，如在等式9中所给出的。

等式9：

在一些实施例中，使用预定义的自相关向量68导致相对于实际多普勒频移的低估或者高估。换句话说，所估计的多普勒频移可能一致地低于或者高于实际的多普勒频移。在这样的实施例中，例如，于在预定义的自相关向量68中存储之前，预定义的自相关向量68被偏置或者以其他方式被调整，以便校正该估计。

UE 24可以以各种方式来使用所估计的多普勒频移在一个示例实施例中，UE包括用于将基带信号Y(t)中所携带的数据解码的数据解码器76，数据解码器76接受所估计的多普勒频移作为输入。解码器76例如通过将相反的频移应用至该信号的频率，而使用所估计的多普勒频移值来改进数据解码的可靠性。在一些实施例中，解码器76在解码期间另外地使用由SNR估计器72所估计的SNR。

现在，我们呈现与处理电路40的各种元件的操作有关的调度考虑。在一个实施例中，当操作在连续FDD接收模式中时，FIFO 48接收用于每个所接收的OFDM导频符号的锚信号，即，每0.25ms一次。类似地，经验自相关估计器56以OFDM导频符号速率来产生更新的经验自相关向量。然而，因为这些经验自相关向量被预期在单个导频符号期间仅很小地改变，所以使处理器40每若干导频符号(例如，每50ms一次)执行多普勒频移估计器64仅一次是足够的。

在一个实施例中，当操作在连续TDD接收模式时，与上面针对连续FDD模式所描述的调度相类似地，处理电路40调度经验自相关估计器56和多普勒频移估计器64的操作。如上面针对TDD模式所解释的，其导频符号丢失的FIFO 48的条目被置零，以维持对于非零FIFO条目的正确时间对准。

在一些实施例中，当操作在TDD模式中时，在上行链路子帧的传输之后，RF前端36可能将随机相位添加至基带信号，如此产生相位不连续，该相位不连续可能使多普勒估计失真。在这样的实施例中，调度经验自相关估计器56和多普勒频移估计器64的操作类似于上面所描述的TDD模式，并且有如下的限制：仅有从在没有相位变化发生期间的基带信号得到的锚信号用于经验自相关计算。

作为一个示例，当UE被配置为具有上行链路-下行链路配置1(2DL+1SP+2UL)的TDD模式时，其中DL、SP和UL分别表示下行链路子帧、特殊子帧和上行链路子帧，包括连续的OFDM取样(2DL+1SP)的最大相关延迟持续时间是3ms。备选地或者另外地，用取决于延迟时间(即，α(τ))的遗忘系数来替换等式3和4中的遗忘系数α。例如，为了实现自相关的无偏的估计，α(τ)能够被在延迟τ与在第一延迟用于自相关估计的非零样本的数量之间的比率来加权。

在一些实施例中，当操作在DRX模式(TDD或FDD)时，处理电路利用DRX唤醒间隔用于计算经验自相关向量并且用于估计多普勒频移。然而，因为实际的多普勒频移通常以比OFDM导频符号的速率更慢的速率变化，所以该处理电路调度以每若干唤醒间隔执行多普勒频移估计器64一次。

在一些实施例中，处理电路40包括自动频率控制(AFC)回路(图1中未示出)，自动频率控制(AFC)回路补偿基带信号中的频率漂移。然而，通过AFC回路来纠正频率漂移，导致锚信号旋转，即，改变锚信号的复值的相位。在一些实施例中，AFC回路在DRX唤醒间隔的开始处校正频率漂移。处理电路40调度AFC回路来与子频带估计器44和经验自相关估计器56并行地操作，以充分地利用DRX唤醒间隔。在一个实施例中，子频带估计器44旋转锚信号，以便抵消由AFC回路的操作所产生的旋转。

现在假设在某个时间点(T_AFC)，AFC回路通过FC Hz来纠正频率，并且令τ_AFC≥T_AFC表示在这个频率纠正发生之后的第一时间延迟。在一个实施例中，如等式10中所描绘的，该处理电路通过依赖于时间的旋转系数ROT(τ)来旋转针对范围τ＝0...τ_AFC-1中的时间延迟的将被存储在FIFO 48中锚信号。

等式10：

A_L，RxAntRot(τ)^*＝A_L，RxAnt(τ)^*·ROT(τ)，τ＝0...τ_AFC-1

A_H，RxAntRot(τ)^*＝A_H，RxAnt(τ)^*·ROT(τ)，τ＝0...τ_AFC-1

其中该依赖于时间的旋转因子ROT(τ)由下式给出：

等式11：

ROT(τ)＝exp{i·2·π·FC·[OS(τ)-OS(0)]·OS_duration}

在等式11中，OS(τ)表示在时间延迟τ(相对于τ＝0)处的所接收的OFDM导频符号的索引，并且OS_duration表示导频符号OS(τ)ττ之间的间隔。

在一个实施例中，处理电路40使用如在等式12中所描绘的固定旋转系数来旋转针对范围τ＞τ_AFC中的时间延迟的锚信号。

等式12：

A_L，RxAntRot(τ)^*＝A_L，RxAnt(τ)^*·FIXED_ROT，τ≥τ_AFc

A_H，RxAntRot(τ)^*＝A_H，RxAnt(τ)^*·FIXED_ROT，τ≥τ_AFc

其中该固定的旋转因子ROT(τ)由下式给出：

等式13：

FIXED_ROT＝exp{i·2·π·FC·[OS(τ_AFC-1)-OS(0)]·OS_duration}

注意，在上面的等式11和13中，在一个实施例中，频率校正项FC在计算锚信号时可能不是可用的，并且因此处理电路40存储将被旋转的锚信号直到AFC回路提供FC的值。

在一些实施例中，替代在存储在FIFO 48之前，如上面的等式1和2中所给出的计算锚信号并且然后例如，如在等式10-13中所给出的旋转锚信号，经验自相关估计器56在运行中(on the fly)应用该旋转操作。在这些实施例中，对于τ＝0...τ_AFC-1，等式3中的A_H，RxAnt(τ)^*被A_H，RxAnt(τ)^*·ROT(τ)替换，并且等式4中的A_L，RxAnt(τ)^*被A_L，RxAnt(τ)^*·ROT(τ)替换。类似地，对于τ≥τ_AFC，等式3中的A_H，RxAnt(τ)^*被A_H，RxAnt(τ)^*·FIXED_ROT替换，并且等式4中的A_L，RxAnt(τ)^*被A_L，RxAnt(τ)^*·FIXED_ROT替换。

如上面所描述的，等式3和4中的经验自相关向量的计算基于具有遗忘系数α的IIR滤波。IIR滤波器的有效存储器对于更高的α■值通常减小。当操作在连续模式中时，其中OFDM符号速率大约是每0.25ms一个符号，遗忘系数α＝0.002导致150ms的IIR有效存储器，其适合用于估计多普勒频移，多普勒频移通常在数秒的时段上显著地改变。

当操作在DRX模式中时，该有效存储器通常比在连续模式中长得多。例如，假设该处理电路每2.5秒的DRX唤醒间隔计算单个自相关结果，则遗忘系数α＝0.1导致大约30秒的有效存储器。在一些实施例中，经验自相关估计器56每DRX唤醒间隔计算m个自相关结果，从而以因子m来减小IIR滤波器的有效存储器。

图1中所示出的UE和处理电路配置是简化的示例配置，其仅为了清楚而被描绘。在备选的实施例中，也能够使用任何其他合适的配置。为了清楚，已经从该图中省略了对于理解所公开的技术不是必须的一些UE元件。UE和处理电路的不同元件可以使用专门硬件来实施，诸如使用一个或多个专用集成电路(ASIC)和/或现场可编程门阵列(FPGA)。备选地，一些元件可以使用在可编程硬件上执行的软件，或者使用硬件元件和软件元件的组合来实施。

在一些实施例中，给定UE和处理电路的元件中的一些元件或者所有元件被制作在芯片组中。在将所公开的技术实施在可编程处理器上的软件中时，该软件可以例如通过网络以电子形式被下载至该处理器，或者它可以备选地或者另外地被提供和/或被存储在非瞬态有形介质上，诸如磁性、光学、或电子存储器。

作为一个示例，尽管在图1中，据以估计多普勒频移的基带信号(使用两个相应的前端接收器)从两个天线获得，但是在备选实施例中，该基带信号可以仅源自一个天线，或者源自大于二的数量的天线。

作为另一个示例，处理电路40中的处理流程发生在两个并行路径中，对应于由子频带估计器44所得到的高锚信号和低锚信号。然而，在备选的实施例中，该处理流程可以包括任何其他数量的锚信号，诸如例如，单个锚信号或者多于两个锚信号。

图2是根据本文所描述的一个实施例的描绘若干自相关向量的图，每个自相关向量对应于不同的多普勒频移值。该图中的自相关向量用作例如上面的图1的预定义的自相关向量V_D(τ)68。

在该图中，每个自相关向量包括从连续自相关函数提取的多个元素或取样80，该连续自相关函数与给定的多普勒频移值有关。在图2的该示例中，这些连续自相关函数基于将在下面描述的Jakes衰落模型。在本示例中，这些连续自相关函数和相应的自相关向量对应于10Hz、30Hz、50Hz、70Hz、150Hz和300Hz的多普勒频移值。备选地，能够使用其他的多普勒值。

向量元素80对应于多个相应的时间延迟。例如，与150Hz的多普勒频移相对应的自相关向量包括，对应于相应的时间延迟1ms、2ms、3ms、4.5ms、6ms、8ms和10ms的自相关值80A、80B、80C、80D、80E、80F和80G。

根据Jakes衰落模型，针对多普勒频移值D和时间延迟τ的自相关由下式给出：

等式14：

r′_Jakes(τ，D)＝J₀(2π·D·τ)

在等式14中，J₀(·)表示零阶贝塞尔函数。

图2中所描绘的这些连续自相关函数对应于如下的等式14的归一化版本：

等式15：

等式15中的归一化因子对应于第二时间延迟索引，对于该第二时间延迟索引，τ＝0.00025ms，或者等效地对应于正常循环前缀(CP)模式中的大约四个OFDM导频符号，以及扩展的CP模式中的三个OFDM导频符号。

图2中的自相关向量V_D(τ)68的配置以示例的方式被提供，并且其他合适的自相关向量配置也能够被使用。例如，这些自相关向量能够根据除Jakes衰落模型之外的模型得到。作为另一个示例，这些自相关向量能够针对其他多普勒频移值、其他时间延迟、或者两者而被定义。作为又另一个示例，不同的实施例能够使用不同数量的预定义自相关向量，例如取决于该多普勒频移估计的所需精确度。

图3是根据本文所描述的一个实施例的示意性地图示了用于使用预定义的自相关向量V_D(τ)68来估计多普勒频移的方法的流程图。该方法以处理电路40保持预定义的自相关向量V_D(τ)68的集合开始，每个预定义的自相关向量V_D(τ)68对应于多普勒频移值D1......DN的预定义集合中的不同多普勒频移值D。在一些实施例中，基于如在上面的图2中所描述的Jakes衰落模型离线地获得这些预定义的自相关向量V_D1......V_DN。

在接收操作104处，处理电路从前端单元36接收基带信号，该基带信号的频率可能包括例如由UE 24相对于它的服务BS 28的移动所产生的多普勒频移。该多普勒频移的值对于该处理电路或者对该UE的任何其他组件通常是先验未知的。进一步在操作104处，子频带估计器44使用诸如例如如上面的等式1和2中所给出的任何合适的方法来产生高锚信号和低锚信号，并且将这些锚信号存储在FIFO单元48中。

在自相关计算操作108处，经验自相关估计器56使用例如上面的等式3-6，根据这些锚信号来得到归一化的自相关向量。在决定操作112处，多普勒频移估计器64首先计算N个度量M(D1)......M(DN)，其中每个度量测量在操作108处所得到的归一化的自相关向量与V_D1......V_DN之中的相应的预定义自相关向量之间的相似性或匹配水平。多普勒频移估计器64然后从D1......DN之中选择其最小的多普勒频移值

在输出操作116处，多普勒频移估计器64输出所估计的多普勒频移值该多普勒频移值将例如被用于改进从数据解码器76中所接收的基带信号的数据解码的可靠性。操作116之后，该方法终止。

用于估计多普勒频移的各种所公开的技术以示例的方式被提供，并且其他的技术也能够被使用。例如，尽管这些技术主要是指根据包括多个子载波频率的OFDM信号来估计经验自相关向量，但是类似的技术能够被用于单载波信号。

尽管本文所描述的实施例主要提到在LTE系统中估计多普勒频移，但是本文所描述的方法和系统也能够被使用在其他应用中，诸如在需要估计多普勒频移的任何其他系统(例如，其他移动通信系统)中。

注意，上面所描述的实施例以示例的方式被引用，并且本发明不限制于前文已经具体示出和描述的内容。确切地说，本发明的范围包括前文所描述的各种特征的组合和子组合两者，以及在阅读前述描述时本领域的技术人员会想到并且现有技术中没有公开的它们的变型和修改。本专利申请中通过引用而并入的文献将被考虑为本申请的形成整体的一部分，除了在这些所并入的文献中的任何术语以与本说明书中明确地或者隐含地做出的定义相冲突的方式被定义的程度之外，仅本说明书中的定义应当被考虑。

Claims (13)

1.一种用于通信的方法，包括：

在通信终端中，在存储器中保持(100)多个预定义的向量(68)，每个预定义的向量包括针对相应的多普勒频移计算的信号自相关值；

接收(104)信号，并且针对所接收的信号计算(108)经验自相关值；以及

通过从所述预定义的向量之中选择(112)其自相关值与所接收的信号的所述经验自相关值最佳地匹配的向量，来估计所接收的信号的实际多普勒频移，

其中计算所述经验自相关值包括：在多个不同时间分段上计算所述经验自相关值，所述多个不同时间分段与所接收的信号所承载的正交频分复用OFDM符号相对应，以及在所述多个时间分段上按每时间延迟来平滑所述经验自相关值，以及

其中平滑所述经验自相关值包括使用一阶低通无限脉冲响应IIR滤波器来滤波给定时间延迟的所述经验自相关值，以及

其中滤波所述经验自相关值包括指定具有遗忘系数的所述IIR滤波器，所述遗忘系数取决于所述通信终端的连续或非连续接收DRX模式，并且取决于所述给定时间延迟，其中在DRX唤醒间隔期间使用的所述遗忘系数取决于DRX唤醒间隔和关闭间隔的比率。

2.根据权利要求1所述的方法，其中接收所述信号包括接收在多个时频段上传输的正交频分复用OFDM信号，并且其中计算所述经验自相关值包括：获得所接收的信号的频率平均、每个频率平均在相应时间索引的时频段上被计算，以及使用所述频率平均来计算所述经验自相关值。

3.根据权利要求2所述的方法，其中所述时频段跨越给定频带，其中获得所述频率平均包括将所述频带划分成两个或多个子频带，并且针对所述子频带中的每个子频带单独地计算所述频率平均，并且其中估计所述多普勒频移包括基于在所述子频带上计算的所述频率平均来选择所述向量。

4.根据权利要求1-3中任一项所述的方法，其中计算所述经验自相关值包括通过与非零时间延迟的经验自相关值相对应的一个因子来归一化所述经验自相关值。

5.根据权利要求1-3中任一项所述的方法，其中计算所述经验自相关值包括：基于来自所述通信终端的自动频率控制AFC回路的频率校正指示来旋转所述经验自相关值；或者

其中所述预定义的向量中的每个预定义的向量包括根据Jakes衰落模型的自相关函数的多个取样。

6.根据权利要求1-3中任一项所述的方法，其中选择所述向量包括，选择其自相关值使关于所接收的信号的所述经验自相关值的相似性度量最小化的所述向量，并且其中所述相似性度量包括均方差度量。

7.根据权利要求1-3中任一项所述的方法，其中选择所述向量包括计算所述预定义的向量与所接收的信号的所述经验自相关值之间的相似性度量，同时至少排除零时间延迟的自相关值。

8.根据权利要求1-3中任一项所述的方法，其中估计所述实际多普勒频移包括当以时分双工TDD模式操作时使用第一数量的预定义向量，并且当以频分双工FDD模式操作时使用第二数量的预定义向量，所述第二数量大于所述第一数量。

9.一种用于通信的装置，包括：

接收器(36)，所述接收器被配置为接收信号；以及

处理电路(40)，所述处理电路被配置为在存储器中保持(100)多个预定义的向量(68)，每个预定义的向量包括针对相应的多普勒频移计算的信号自相关值，被配置为针对所接收的信号计算(108)经验自相关值，并且被配置为通过从所述预定义的向量之中选择(112)其自相关值与所接收的信号的所述经验自相关值最佳地匹配的向量，来估计所接收的信号的实际多普勒频移，

其中计算所述经验自相关值包括：在多个不同时间分段上计算所述经验自相关值，所述多个不同时间分段与所接收的信号所承载的正交频分复用OFDM符号相对应，以及在所述多个时间分段上按每时间延迟来平滑所述经验自相关值，以及

其中平滑所述经验自相关值包括使用一阶低通无限脉冲响应IIR滤波器来滤波给定时间延迟的所述经验自相关值，以及

其中滤波所述经验自相关值包括指定具有遗忘系数的所述IIR滤波器，所述遗忘系数取决于所述用于通信的装置的连续或非连续接收DRX模式并且取决于所述给定时间延迟，其中在DRX唤醒间隔期间使用的所述遗忘系数取决于DRX唤醒间隔和关闭间隔的比率。

10.根据权利要求9所述的装置，其中所述处理电路被配置为基于来自所述用于通信的装置的自动频率控制AFC回路的频率校正指示来旋转所述经验自相关值。

11.根据权利要求9或者10所述的装置，其中所述处理电路被配置为选择其自相关值使关于所接收的信号的所述经验自相关值的相似性度量最小化的所述向量。

12.一种移动通信终端，包括根据权利要求9-11中的任一项所述的用于通信的装置。

13.一种在移动通信终端中用于处理信号的芯片组，包括根据权利要求9-11中的任一项所述的用于通信的装置。