CN103001910A - 一种多普勒扩展估计的方法 - Google Patents

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Abstract

一种方法包括接收包括码元-载波矩阵的信号，该码元-载波矩阵包括预定图案的参考码元，以及确定在该码元-载波矩阵中的参考码元的参考码元位置中的至少一个处的至少一个信道估计
Figure 2012103265433100004DEST_PATH_IMAGE001
，其中，i=0,1,2,...是载波索引，和k=0,1,2,...是码元-载波矩阵的码元索引。该方法进一步包括基于至少一个信道估计
Figure 911572DEST_PATH_IMAGE001
确定多普勒扩展
Figure 828712DEST_PATH_IMAGE002
。

Description

一种多普勒扩展估计的方法
技术领域
本发明涉及一种多载波移动通信系统中的多普勒扩展估计的方法、一种多载波移动通信系统中的信道估计的方法、一种用于多载波移动通信系统的多普勒扩展估计器以及一种用于多载波移动通信系统的信道估计器。
背景技术
多载波移动通信系统是基于能够发射和接收多载波数据信号的发射器和接收器来配置的。多载波无线电传输系统的一个示例是正交频分复用（Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)，采用正交频分复用，OFDM发射器广播包括含有多个等间距的载波频率的码元的信息。由于传输路径的变化的原因，无线通信信道的特性典型地随着时间的推移而变化。为了在存在传输信道的相当大的时间变化的情况下对OFDM调制的数据进行解调，要求知道传输信道频率响应。这使得接收器提供对传输信道的适当的信道估计成为必要。
已知传输信道在多个参数之中要由被称为该信道的多普勒扩展的量来表征。当用户或反射器在其环境中正移动时，该用户的速度导致沿着每个信号路径所发射的信号的频率方面的偏移。此现象被称为多普勒偏移。沿着不同路径行进的信号可能具有不同的多普勒偏移，其对应于不同的相变率。对单衰落信道抽头（tap）有贡献的不同信号分量之间的多普勒偏移的差被称为多普勒扩展。多普勒扩展估计对于信道估计以及对于要求移动的速度的指示（例如，它是否是静态的）以便执行某特定信号处理的系统中的任何其他块是至关重要的。
附图说明
包括了附图以提供对实施例的进一步理解，以及把附图结合在此说明书中并且附图构成了此说明书的一部分。附图图示了实施例并且与本说明一起用于解释实施例的原理。由于通过参考以下详细说明其他实施例以及实施例的预期优点中的许多优点变得更好理解，因此将容易意识到它们。同样的附图标记指明对应的类似部分。
图1示出了用于多载波移动通信系统的接收器的示意性块表示。
图2a-2c分别示出了包含在一个传输天线端口配置（图2a）中和在两个传输天线端口配置（图2b）中的小区专用参考信号的码元-载波矩阵和包含定位下行链路参考信号（图2c）的码元载波矩阵（symbol carrier matrix）。
图3示出了依据实施例的多载波移动通信系统中的多普勒扩展估计的方法的流程图。
图4a和4b示出了用于图示依据实施例的多普勒扩展估计的方法的码元-载波矩阵。
图5示出了依据实施例的多载波移动通信系统中的信道估计的方法的流程图。
图6示出了依据实施例的多载波移动通信系统中的信道估计的方法的流程图。
图7示出了依据实施例的用于多载波移动通信系统的多普勒扩展估计器的示意性块表示。
图8示出了依据实施例的用于多载波移动通信系统的信道估计器的示意性块表示。
图9示出了依据实施例的用于多载波移动通信系统的信道估计器的示意性块表示。
图10示出了依据实施例的用于多载波移动通信系统的信道估计器的示意性块表示。
图11示出了用于图示定位参考码元的传输的调度的时间图。
具体实施方式
参考附图来描述各方面以及实施例，其中自始至终同样的附图标记通常被用来指代同样的元素。在以下说明中，为了解释的目的，阐述了众多具体细节以便提供对实施例的一个或多个方面的透彻理解。然而对于本领域技术人员而言，可能显然的是，可以在具有更少程度的所述具体细节的情况下来实践实施例的一个或多个方面。在其他实例中，以示意性的形式示出了已知结构和元素以便便于描述实施例的一个或多个方面。应当理解的是，在不偏离本发明的范围的情况下，可以利用其他实施例并且可以做出结构或逻辑上的改变。
另外，虽然可以针对若干实现方式中的仅一个实现方式来公开实施例的特定特征或方面，但是如对于任何给定或特定应用而言可能是期望的和有益的那样，这样的特征或方面可以与其他实现方式的一个或多个其他特征或方法进行组合。此外，在详细说明或者权利要求书中使用术语“包括”、“具有”、“带有”或者其其他变体这方面来说，这样的术语意图以类似于术语“包括”的方式而是包括性的。可以连同衍生物一起使用术语“耦合”和“连接”。应当理解，这些术语可以被用来指示两个元素共同操作或者与彼此交互而不管它们是否处于直接物理接触或者电气接触。而且，术语“示例性”仅仅意味着作为示例，而不是最好的或最优的。因而，以下具体描述将不被以限制的意义来理解，并且本发明的范围由随附权利要求书来限定。
如本文所描述的设备和方法被利用作为多载波无线电传输系统的一部分以及被用于多载波无线电传输系统，特别被用于以正交频分复用（OFDM）模式操作的系统。所公开的设备可以体现在被用于接收OFDM无线电信号的装置的基带段（特别是像移动电话、手持式装置的接收器或其他种类的移动无线电接收器）中。可以采用所描述的设备来执行如本文所公开的方法，不过那些方法也可以采用任何其他方式来执行。
可以结合任何种类的多载波无线电传输系统，特别是采用诸如例如通用移动远程通信系统（Universal Mobile Telecommunications System，UMTS)标准或者长期演进（the Long Term Evolution，LTE)标准之类的多载波调制的任何移动通信系统来阅读以下说明。
还可以结合在基于被适配成用于移动或手持式接收器的地面发射器和通信系统设计的数字视频广播(DVB-T/H)领域中的多载波无线电传输系统来阅读以下说明。然而，还有例如卫星OFDM系统的其他通信系统可以受益于本文所概括的概念和原理。
如本文所描述的方法和设备可以被利用于如本文所描述的多载波无线电传输系统内所采用的任何类别的天线配置。特别地，本文所呈现的概念可适用于采用任意数目的发射和/或接收天线的无线电系统，即单输入单输出（Single Input Single Output，SISO）系统、单输入多输出（Single Input Multiple Output，SIMO）系统、多输入单输出（Multiple Input Single Output，MISO）系统和多输入多输出（Multiple Input Multiple Output，MIMO）系统。
参照图1，其中示出了依据实施例的接收器的示意性块表示，该接收器可以对OFDM多载波传输信号进行解调和解码。接收器100可以包括用于实施如图1中所示出的不同功能的基带处理器。该基带处理器通过天线10接收OFDM信号，在功能块20中去除循环前缀（cyclic prefix，CP），在功能块30中执行串行/并行转换，在功能块40中使用快速傅里叶变换（FFT）把该信号变换到频域中，在功能块50中执行信道估计，以及在功能块60中执行均衡化。假定完美同步，则针对子载波                                                 和OFDM码元 
Figure 555932DEST_PATH_IMAGE002
 的接收信号 
Figure 951142DEST_PATH_IMAGE003
 的复基带表示简化为：
Figure 499935DEST_PATH_IMAGE004
    (1)
其中 
Figure 650293DEST_PATH_IMAGE005
、 
Figure 917327DEST_PATH_IMAGE006
 和 
Figure 178544DEST_PATH_IMAGE007
 分别表示具有每码元能量 的所发射码元、信道传递函数采样和具有零均值和方差 
Figure 903103DEST_PATH_IMAGE009
的加性白高斯噪声。
信道估计块50的输出连接到多普勒扩展估计块70的输入，其中，可以基于在信道估计块50中确定的例如在诸如小区专用参考（导频）信号或者定位参考信号之类的参考码元位置处的信道估计来估计多普勒扩展。将结合图2a-2c来解释发射这样的参考码元的可能方式。
多普勒扩展估计块70的输出连接到信道估计块50的输入以用于把在多普勒扩展估计块70中估计的多普勒扩展供给到信道估计块50。快速傅里叶变换块40的输出不仅连接到信道估计块50的输入，而且也连接到SNR估计块80的输入，其中，估计所接收的和经傅里叶变换的信号的信噪比。信道估计块50的输出还与SNR估计块80的另一输入连接。SNR估计块80的输出与多普勒扩展估计块70的输入连接，以及SNR估计块80的另一输出与信道估计块50的输入连接。如之前所描述的接收器100可以用来执行如下面进一步陈述的方法以及用来结合诸如下面进一步陈述的那些之类的多普勒扩展估计器和信道估计器。
参考图2a-2c，其中分别示出了码元-载波矩阵,每个包含在码元-载波矩阵的预定位置处的特定参考码元。图2a和2b示出了在一个传输天线配置（图2a）和两个传输天线配置（图2b）中的小区专用参考码元（CSRS）或者所谓的导频的传输。图2c示出了定位参考码元（PRS）的传输。
在许多OFDM系统中，为了便于信道估计，在时间-频率网格或者码元-载波矩阵中的特定位置处插入已知码元，即上面提及的CSRS码元或导频。在图2a和2b中示出了针对LTE情况的二维导频图案。看出的是，在频率方向上的导频间距等于六个OFDM码元，而在时间方向上在与彼此4和3个OFDM码元的距离处存在每时隙两个OFDM码元（被称为参考码元），其包含导频。首先使用简单最小二乘法（least squares，LS）解调在导频位置处获得信道估计，针对PSK导频调制而言其简化为
                            (2)
其中，P是所有导频位置的集合。然后在时间方向和频率方向这二者上使用内插技术计算其余的信道系数。
在LTE中，除了小区专用参考信号（CSRS）之外，引入了另外的参考信号类型，即定位参考信号（PRS），其使得用户设备（user equipment，UE）能够测量不同小区之间的参考信号时间差（reference signal time difference，RSTD）。PRS以及CSRS是小区专用的，并且仅要求用于检测的小区ID。在图2c中示出了对应的时间-频率网格。UE使用PRS来测量来自不同基站（eNB, 演化的节点B）的子帧之间的RSTD，其被定义为：TSubframeRxj – TSubframeRxi 。服务eNB要求至少2个eNB对的RSTD来解决报告UE的位置。定位方法的细节在这里是不相关的，并且将不更详细地予以论述。在下面，将示出可以把PRS码元以及CSRS码元用于多普勒扩展估计。
参考图3，其中示出了用于图示依据实施例的多载波移动通信系统中的多普勒扩展估计的方法的流程图。该方法包括在3.1处接收包括码元-载波矩阵的信号，该码元-载波矩阵包括预定图案的参考码元，以及在3.2处确定在该码元-载波矩阵中参考码元的参考码元位置中的至少一个处的至少一个信道估计 ，其中，i = 0,1,2,... 是载波索引，和k = 0,1,2,...是码元-载波矩阵的码元索引。该方法进一步包括在3.3处基于该至少一个信道估计 
Figure 481611DEST_PATH_IMAGE011
 确定多普勒扩展 
Figure 911456DEST_PATH_IMAGE012
 。
依据图3的方法的实施例，通过最小二乘法解调来执行确定在码元-载波矩阵中的参考码元的参考码元位置中的该至少一个参考码元位置处的该至少一个信道估计。如果在参考码元位置处的调制类型是相移键控的（phase-shift keying，PSK），则该最小二乘法解调简化为上面的公式（2）。
依据图3的方法的实施例，参考码元包括定位参考码元，诸如在图2c中所描绘的在该码元-载波矩阵中的特定位置处插入的那些，如它可能在像LTE标准的移动通信标准之一中予以规定的那样。
依据图3的方法的实施例，参考码元包括小区专用参考码元或者所谓的导频，诸如在图2a和2b中所描绘的在该码元-载波矩阵中的特定位置处插入的那些，如它可能在像LTE标准的移动通信标准之一中予以规定的那样。
依据图3的方法的实施例，该方法进一步包括确定该至少一个信道估计 
Figure 949819DEST_PATH_IMAGE011
的或者在码元位置而不是参考码元位置处的信道估计的自相关 ，或者确定至少一个另外的信道估计 以及确定相关 ，其中 l = 1,2,... 。
换句话说，0Ts对应于在码元索引k处的所确定的信道估计的码元位置，以及ITs例如是在一个码元周期Ts的及时距离中距所确定的信道估计的码元位置的码元位置，以及ITs是在l码元周期Ts的及时距离中距所确定的信道估计的码元位置的码元位置。
依据其另外的实施例，在在参考码元位置处以及在其它码元位置处提供了多个信道估计的情况下，可以依据以下公式来确定该一个或若干自相关和/或该一个或若干相关的平均值：
Figure 260397DEST_PATH_IMAGE016
              (3)
其中 
Figure 401529DEST_PATH_IMAGE017
是码元载波矩阵中的可获得的参考码元的数目，而K是观测间隔的长度。注意，关于i的和从1至 
Figure 899506DEST_PATH_IMAGE018
 ，这是因为对于此方法而言可以采用规则和“虚拟”参考码元这二者，其中“虚拟”参考码元是通过内插从规则参考码元获得的那些。
依据其另外的实施例，该至少一个另外的信道估计通过内插，例如维纳（Wiener）内插来确定。在级联的维纳估计器（常常被叫做2x1D）中，首先在频率方向上，并且然后在时间方向上执行估计，或反之亦然，首先在时间方向上，并且然后在频率方向上。
基于维纳的估计器依靠最小的先验信道知识。一般地，在鲁棒但次优方案中，假定均匀的多普勒和延迟功率谱，其中限制 (
Figure 981074DEST_PATH_IMAGE019
,
Figure 511806DEST_PATH_IMAGE020
)典型地分别被固定到最大多普勒带宽 
Figure 394311DEST_PATH_IMAGE021
或者多普勒扩展 
Figure 809112DEST_PATH_IMAGE012
 = 2πfD （其中 
Figure 751660DEST_PATH_IMAGE022
是最大信道多普勒频率）和固定到循环前缀长度 
Figure 251912DEST_PATH_IMAGE023
。这允许预计算离线内插系数为：
频率方向：
Figure 672529DEST_PATH_IMAGE024
           (4)
时间方向：
Figure 708880DEST_PATH_IMAGE025
                (5)
其中，(4)-(5)中的互相关和自相关矩阵的元素由下式（假定的均匀和对称的多普勒和延迟功率谱）给出：
Figure 556751DEST_PATH_IMAGE026
        (6)
Figure 544298DEST_PATH_IMAGE027
     (7)
在等式(6)-(7)中，si是sinc函数，而
Figure 768606DEST_PATH_IMAGE028
 和 
Figure 95682DEST_PATH_IMAGE029
分别表示子载波间距和码元持续时间。注意，等式 (4)-(7)中的指标n和l说明了1D维纳滤波相当于沿着频率或时间轴的窗口滑动操作的事实。而且，F和T 分别表示频率指数的集合和时间指标的集合，在其处执行内插。
根据等式(6)-(7)清楚的是，典型的内插滤波器要求多普勒带宽的初步知识以及信道长度（延迟扩展）的初步知识。在现有技术中已知延迟扩展估计技术采用不同变量的形式。在此应用中，我们聚焦于多普勒扩展 
Figure 442350DEST_PATH_IMAGE012
 或者多普勒带宽 
Figure 854877DEST_PATH_IMAGE030
，其通过公知的公式 
Figure 679613DEST_PATH_IMAGE031
 （其中，
Figure 861196DEST_PATH_IMAGE032
 是光的速度而  是载波频率）与接收器速度 
Figure 780053DEST_PATH_IMAGE034
 相关。在确定 
Figure 346163DEST_PATH_IMAGE012
之后，在等式（7）中fD（其中 
Figure 444569DEST_PATH_IMAGE035
）要作为fmax被插入。
依据图3的方法的实施例，该方法进一步包括通过使下列类型的函数最小化来确定多普勒扩展 
Figure 520159DEST_PATH_IMAGE037
                          (8)
其中 
Figure 624381DEST_PATH_IMAGE035
 ，其中 fD 是最大信道多普勒频率，以及 
Figure 780556DEST_PATH_IMAGE038
 是在距参考码元位置中的至少一个的码元位置为nTs的及时距离处计算的第一种类的零阶贝塞尔函数，以及n = 0,1,2,...。记号 
Figure 639927DEST_PATH_IMAGE039
 意味着 ωD 的不同的值必须被插入到等式(8)的函数中,而记号 
Figure 248763DEST_PATH_IMAGE036
 代表作为最小化过程的结果的估计的多普勒扩展。
依据图3的方法的另一实施例，该方法进一步包括通过使类型
Figure 986037DEST_PATH_IMAGE040
     (9)
或者类型
Figure 996719DEST_PATH_IMAGE041
       (10)
的函数最小化来确定多普勒扩展 
Figure 964675DEST_PATH_IMAGE012
，
其中，ωD = 2πfD ，其中 fD是多普勒带宽，p = 0,1,2,..., m = 1,2,..., 以及
Figure 123123DEST_PATH_IMAGE042
 是在距参考码元位置中的至少一个的码元位置为pTs的及时距离处所计算的第一种类的零阶贝塞尔函数，以及 
Figure 569148DEST_PATH_IMAGE043
 是在距参考码元位置中的至少一个的码元位置为(p+m)Ts的及时距离处所计算的第一种类的零阶贝塞尔函数。
依据图3的方法的实施例，该方法进一步包括预定义 
Figure 762232DEST_PATH_IMAGE036
的值的有限集合Ω，和通过插入 
Figure 901090DEST_PATH_IMAGE039
 的值使 
Figure 484518DEST_PATH_IMAGE044
 或 
Figure 796550DEST_PATH_IMAGE045
 最小化，以及确定在其处相应的函数变为最小的
Figure 781824DEST_PATH_IMAGE036
 的值。
前述提及的实施例的动机如下。等式 (8) - (10) 的优化问题是非常非线性的。然而，在真实应用中，人们仅对到一定程度的近似感兴趣。因而，可能结果是足以基于多普勒扩展的3-10，更特别地是3-5个不同的值来定义有限数目的系数集。实际上，多普勒扩展的范围因而依据所要求的准确性而被划分成有限数目的通道（bin），以及在不同滞后（距所述参考位置中的那个参考位置的码元位置距离）处的J0()的值将被存储在查找表中，因而规避了每次使贝塞尔函数反演的问题。通过这些测量，优化问题的解决方案归结到与查找表的直接了当的比较，并且因而具有可承受的复杂性。
依据图3的方法的实施例，该方法进一步包括确定 
Figure 655364DEST_PATH_IMAGE036
 是否在预定阈限值之下。依据其另外的实施例，该方法进一步包括所谓的参考码元或者导频求平均，即，如果 
Figure 726088DEST_PATH_IMAGE036
 在预定阈限值之下，则对于在导频码元位置处的预定数目的信道估计执行求平均。
上面提及的实施例的目标是使在检测到静态场景的情况下使信道估计简单化。如果 
Figure 779495DEST_PATH_IMAGE046
 （其中 
Figure 681592DEST_PATH_IMAGE047
 是阈限值并且足够小），则满足第一条件以检测静态场景。具体地，如果确定了静态场景，然后还满足以下关系式：
Figure 224569DEST_PATH_IMAGE048
                         (11)
其中在（10）中q > p并且 
Figure 517010DEST_PATH_IMAGE049
 足够小且可能是SNR依赖的，则可以认为该信道是静态的并且人们可以继续进行参考码元求平均，特别是导频求平均。对于等式（11）中的采样相关的一个可能选择例如是 
Figure 374107DEST_PATH_IMAGE050
 和 
Figure 130711DEST_PATH_IMAGE051
。实际上，如果满足  ，则对于该滞后 
Figure 379651DEST_PATH_IMAGE052
 而言我们还可以选择相对大的值，这是因为我们确信，给定低速度，对应的采样相关将不取负值。
依据图3的方法的实施例，可以使用比等式 (8) - (10) 中的那些更详尽的优化函数来估计多普勒扩展。例如人们可以考虑若干对采样函数，分别地优化它们，并且然后取多数票决来估计 
Figure 774861DEST_PATH_IMAGE012
。
参照图4a和4b，其中示出了码元-载波矩阵来图示在参考码元位置处以及在“虚拟”或“内插的”码元位置处确定信道估计和确定这些已确定的信道估计之间的自相关或相关的处理步骤。图4a示出了包含SCRS码元（导频）和“虚拟”导频的码元-载波矩阵，其中，在导频码元位置处借助最小二乘法解调来确定信道估计，而在虚拟导频码元位置处通过根据导频码元位置处的信道估计的内插来确定信道估计。其中还以码元化的形式示出了如何确定三个不同的相关值R(0Ts)、R(4Ts)和R(7Ts) 。在图4b中，其中示出了包含定位参考码元（PRS（这里还叫作导频））和“虚拟”导频的、可与图4a比较的码元-载波矩阵。在图4b中还以码元化形式示出的是对三个不同的相关R(2Ts)、R(3Ts)和R(10Ts)的确定。
在图4b中还示出了针对两个子载波K1和K2确定信道估计和相关。在子载波K 1 和K 2 处以及在时间  ，使用频率维纳内插滤波器获得每个子载波处的频域估计。在该点上，要提及以下重要的附加方面。在图4b的实施例内，使用PRS码元的图案来估计多普勒扩展。可以看出，PRS图案总的来说比CSRS图案更好地适合于多普勒扩展估计，这是因为PRS图案包括更高密度的导频码元。通过基站（eNB）的一个特定天线端口，即依据LTE标准的天线端口6，来发射PRS图案。CSRS图案或多个CSRS图案通过基站的其他天线端口来发射。例如，在图2b中示出了两个天线端口可以发射与彼此不干扰的两个不同的CSRS图案。在采用LTE标准所描述的另一实施例中，被指定为0,1,2,3的四个天线端口被利用来发射与彼此不干扰的四个不同的CSRS图案，即，在该码元-载波矩阵的相应不同的码元位置处具有它们的导频。这些导频于是被用于信道估计，其中，确定滤波器系数以供给到针对天线端口0 - 3的信道估计器的维纳内插滤波器。用于频率内插的滤波器系数于是可以后来被用于将与PRS图案结合地执行的内插处理。滤波器系数因而已经可从针对端口0至3的信道估计器获得。这还在下面要描述的图10中示出了，其中LUT 525存储用于维纳频率内插器的系数并且把它们供给到信道估计块590以及到作为多普勒扩展估计部（520, 530, 540, 545, 550）的一部分的频率内插器520。除了这些，还可以利用天线端口0、1、2、3和6之间的相关以进一步精炼多普勒扩展估计和信道估计处理。
使用导频位置处的最小二乘法估计和“虚拟”导频位置处的频率内插系数，可以获得以下相关：
Figure 474012DEST_PATH_IMAGE054
      (12)
其中， 
Figure 741046DEST_PATH_IMAGE055
是LTE网格中可获得的导频的数目，m是图4b中所示出的子帧中的通用OFDM码元，以及N是观测间隔的长度。
参考图5，其中示出了用于图示用于多载波移动通信系统的信道估计的方法的流程图。该方法包括在5.1处接收包括码元-载波矩阵的信号，该码元载波矩阵包括预定图案的参考码元；以及在5.2处确定该码元-载波矩阵中的参考码元的参考码元位置处的第一信道估计。该方法还包括在5.3处基于所确定的第一信道估计确定多普勒扩展，和在5.4处基于所确定的第一信道估计和所确定的多普勒扩展确定第二信道估计。
依据图5的方法的实施例，该方法进一步包括基于第二信道估计，特别是由从第二信道估计进行内插来确定第三信道估计。第二信道估计可以通过频率内插来获得，并且第三信道估计可以通过时间内插来获得，或者反之亦然。
依据图5的方法的实施例，该方法进一步包括通过从第一信道估计进行内插来确定第二信道估计。依据其另外的实施例，该方法进一步包括把第一信道估计供给到内插滤波器，基于所确定的多普勒扩展确定内插系数，以及把所确定的内插系数供给到内插滤波器。
依据图5的方法的实施例，参考码元包括定位参考码元。
依据图5的方法的实施例，参考码元包括小区专用参考码元。
依据图5的方法的实施例，该方法进一步包括确定所确定的多普勒扩展是否在预定阈限值之下。依据其另外的实施例，该方法进一步包括导频求平均，即，如果所确定的多普勒扩展在预定阈限值之下则对于预定数目的信道估计执行求平均。
图5的方法的另外的实施例可以沿着如结合图3的方法描述的实施例的线来形成。
参考图6，其中示出了用于图示依据实施例的用于多载波移动通信系统的信道估计的方法的流程图。此实施例要结合图3的实施例与图4b一起来看。该方法包括在6.1处通过在频率K1和K2处的最小二乘法估计和内插来确定信道估计，在6.2处计算信道估计采样的相关，和在6.3处优化函数 F△或Fr 以及以此方式估计多普勒扩展 
Figure 736683DEST_PATH_IMAGE036
 。此后，确定多普勒扩展 
Figure 405562DEST_PATH_IMAGE036
 是否在阈限值 ωth之下。如果不是这样的，则该流程图在块6.4处结束，块6.4包括用估计的多普勒扩展 
Figure 664505DEST_PATH_IMAGE036
更新内插滤波器。如果是这样的，则块6.5包括检测是否达到静态场景，即检查是否满足上面的关系式（11）。如果答案是否，则该流程图在块6.6处结束，块6.6与块6.4相同。如果是这样的，则已经确定了已经达到了静态场景，并且下一个块6.7包括更新内插滤波器以及使得能够实现导频求平均。
参考图7，其中示出了用于多载波移动通信系统的多普勒扩展估计器的示意性块表示。图7的多普勒扩展估计器200包括第一信道估计级210，其被配置为在所接收的信号的码元-载波矩阵中的参考码元的参考码元位置中的至少一个处确定至少一个第一信道估计；以及多普勒扩展估计级220，其被配置为基于该至少一个确定的第一信道估计来确定多普勒扩展 
Figure 215572DEST_PATH_IMAGE012
 。
依据图7的多普勒扩展估计器的实施例，第一信道估计级210被配置为通过参考码元的最小二乘法解调确定第一信道估计。
依据图7的多普勒扩展估计器的实施例，该估计器进一步包括第二信道估计级，其被配置为在不同于参考码元位置的码元位置处，特别是借助于诸如维纳内插之类的内插来确定第二信道估计。
依据图7的多普勒扩展估计器的实施例，该多普勒扩展估计级被配置为确定该至少一个信道估计 
Figure 218163DEST_PATH_IMAGE011
 的或者在不同于参考码元位置的码元位置处的信道估计的自相关  ，或者确定至少一个另外的信道估计 
Figure 469595DEST_PATH_IMAGE014
 以及确定相关 
Figure 773538DEST_PATH_IMAGE015
，其中 l = 1,2,... 。
依据图7的多普勒扩展估计器的实施例，多普勒扩展估计级220被配置为通过使该类型 的函数最小化来确定多普勒扩展  ,
其中  ，其中 fD 是多普勒带宽，以及  是在距参考码元位置中的至少一个的码元位置为nTs的及时距离处所计算的第一种类的零阶贝塞尔函数。
依据图7的多普勒扩展估计器的另一实施例，多普勒扩展估计级220被配置为通过使类型
Figure 225248DEST_PATH_IMAGE040
或者类型
Figure 723225DEST_PATH_IMAGE041
的函数最小化来确定多普勒扩展 
Figure 229293DEST_PATH_IMAGE012
，
其中， ωD = 2πfD ，其中 fD是多普勒带宽，p = 0,1,2,..., m = 1,2,...,以及
Figure 9292DEST_PATH_IMAGE042
 是在距参考码元位置中的至少一个的码元位置为pTs的及时距离处所计算的第一种类的零阶贝塞尔函数，以及 
Figure 891798DEST_PATH_IMAGE043
 是在距参考码元位置中的至少一个的码元位置为(p+m)Ts的及时距离处所计算的第一种类的零阶贝塞尔函数。
依据图7的多普勒扩展估计器的实施例，多普勒扩展估计级220被配置为确定所确定的多普勒扩展是否在预定阈限值之下。
图7的多普勒扩展估计器的另外的实施例可以沿着如上面结合图3的方法描述的实施例来形成。
参考图8，其中示出了用于多载波移动通信系统的信道估计器的示意性块表示。图8的信道估计器300包括信道估计级310，其被配置为确定信道估计；以及多普勒扩展估计级320，其被配置为基于所确定的信道估计来确定多普勒扩展，其中多普勒扩展估计级320的输出与信道估计级310的输入连接。
依据图8的信道估计器的实施例，信道估计级310包括最小二乘法估计部。
依据图8的信道估计器的实施例，信道估计级包括内插滤波器。依据其另外的实施例，多普勒扩展估计级320被配置为基于所确定的多普勒扩展确定内插系数，以及把所确定的内插系数供给到内插滤波器。
图8的信道估计器的另外的实施例可以沿着如结合图3的方法描述的实施例的线来形成。
参考图9，其中示出了依据实施例的用于多载波移动通信系统的信道估计器的示意性块表示。图9的实施例要结合图4a的实施例来理解。图9的信道估计器400包括OFDM解调器410，其可以包括如在图1中所描绘和在上面所陈述的单元20、30和40。OFDM解调器410与信道估计单元420连接，该信道估计单元420可以确定信道估计 
Figure 306598DEST_PATH_IMAGE056
, 
Figure 983567DEST_PATH_IMAGE057
 和 
Figure 421502DEST_PATH_IMAGE058
 ，把它们供给到乘法和累积单元430。乘法和累积单元430生成相关值 
Figure 170015DEST_PATH_IMAGE059
, 
Figure 377006DEST_PATH_IMAGE060
 和 
Figure 552772DEST_PATH_IMAGE061
 并且把它们供给到目标函数单元440。在目标函数单元440中，确定如在等式（9）和（10）中所陈述的函数中的一个或两个。目标函数单元440与LUT（查找表）单元450连接，在LUT（查找表）单元450中存储这里被指定为预计算的J0、J4和J7的贝赛尔函数的值和滞后T0、T4和T7以便把它们供给到目标函数单元440。目标函数单元440计算用于不同的多普勒扩展 ωD 的集合 Ω 的目标函数并且把结果递送给最小值发现单元460，在该最小值发现单元460中找到产生目标函数的最小值的多普勒扩展 ωD。该最小值发现单元460把多普勒扩展 ωD 供给到信道估计单元420。在该过程的开始处，信道估计单元420可以开始于以某其它方式假定或估计的多普勒扩展的任何值。
根据前述说明，特别是等式(3)、(8) - (10)、图4a和图9，变得显然的是：原理上还可以计算项R(0Ts)并且把其用作优化函数的一部分。然而，应当注意，在许多情况下R(0Ts)由于其相对高的噪声和可能的干扰而将至少不被用于优化函数。它可以被用于用信道能量的估计来归一化贝赛尔函数。此估计可以通过计算在滞后0处的采样相关来获得；然而，这样的估计会有偏差，因为
Figure 478003DEST_PATH_IMAGE062
                         (13)
其中， 
Figure 702311DEST_PATH_IMAGE063
 说明在频率估计
Figure 593168DEST_PATH_IMAGE064
中的估计噪声。在OFDM接收器的典型实现方式中，噪声离散（noise variance）的估计由信噪比估计器提供。我们因此按照如下来修改提议的和常规的算法：
         (14)
Figure 86784DEST_PATH_IMAGE066
                (15)
其中 
Figure 114783DEST_PATH_IMAGE067
。
参考图10，其中示出了依据实施例的信道估计器的示意性块表示。图10的信道估计器500被配置为通过利用定位参考码元估计多普勒扩展。估计器500包括导频提取单元510，在该导频提取单元510的输入处供给RX采样。导频提取单元510的第一输出递送CSRS导频，而导频提取单元510的第二输出递送PRS导频。该第二输出连接到频率内插器520的输入，该频率内插器520用于基于在通过最小二乘法估计获得的导频码元位置处的信道估计，在不同于导频码元位置的码元位置处内插所述信道估计。频率内插器520的输入与LUT单元525连接，在该LUT单元525中存储用于频率内插滤波器的系数。频率内插器520的输出与相关器530的输入连接，在该相关器530中计算相关值R。相关器530的输出与多普勒扩展估计单元540的输入连接，在该多普勒扩展估计单元540中如上面所概括地估计多普勒扩展。多普勒扩展估计单元540的输入与LUT 545连接，在该LUT 545中存储贝赛尔函数的预计算的值。多普勒扩展估计单元540的输出与场景检测单元550连接，在该场景检测单元550中确定所估计的多普勒扩展是否是这样的：可以确定静态场景。场景检测单元550的输出与切换器560连接，该切换器560使得能够激活导频预处理单元570，该导频预处理单元570与导频提取单元510的输出连接。切换器560与信道估计单元590的输入连接，该信道估计单元590的输出与均衡器（未示出）连接。场景检测单元550的输出与LUT 580的输入连接，在该LUT 580中存储用于时间内插滤波器的系数。如果在场景检测单元550中未检测到静态场景，则不以任何方式处理CSRS导频，而是把其直接供给到信道估计单元590。然而，如果场景检测单元550检测到静态场景，则把CSRS导频供给到导频预处理单元570，在该导频预处理单元570中执行导频求平均。
参照图11，其中示出了用于图示PRS子帧调度的时间图。多个PRS配置参数被描述为如下。
-  NPRS 是接续的下行链路子帧的数目，其定义了1 PRS场合，并且被限制为1、2、4、6。
-  IPRS  是定位参考信号配置索引（在图11中不可见），其定义了子帧配置周期TPRS（160至1280ms）和子帧偏移 △PRS （0至2975ms）。
-  参数n是小区的数目，其同时发送它们的PRS并且必需由UE来检测。
-  M是PRS场合（被限制为2、4、8、16、32）的数目，每个包含NPRS 接续的子帧。
-  TRSTD确定了为RSTD测量所提供的总持续时间，包括用于在TRSTD间隔中的最近的PRS场合开始之后的处理延迟的 △ （160 ms的倍数）的宽限期。
-  TREP被在PRS场合中计数并且被限制为2、4、8、16，其等于掩蔽位向量的长度：如果该位为假（0），则屏蔽相应的PRS场合。
PRS屏蔽防止具有同样的小区ID的邻近小区的干扰，所述邻近小区在相同RE上发射PRS。
图11中的时间图示出了潜在的PRS资源以及针对多普勒估计而言可获得的可能的更新速率。一个PRS场合包括多达6个PRS承载的子帧，其包含如CSRS承载的子帧的两倍那么多的资源元素，并且因而导致极其准确的（快照（snapshot））多普勒估计。更新时间可以在160ms一直到1.28s之间变化。在实践中，1s仍然是解决多普勒速度的变化的合理的更新时间。由于多普勒和定位更新密切相关，人们可以期望配置移动位置中心决定快照准确性（NPRS）和更新准确性（TPRS）之间的折衷。
虽然已经针对一个或多个实现方式图示和描述了本发明，但是在不偏离所附权利要求书的精神和范围的情况下可以对所图示的示例做出改变和/或修改。特别考虑通过上面描述的部件或结构（组件、装置、电路、系统等等）所执行的各种功能，用来描述这样的部件的术语（包括提到“装置”）意图对应于（除非以其它方式指示）执行所描述的部件（例如，在功能上等价的）的指定功能的任何部件或结构，即使不是在结构上等价于执行在本文所图示的本发明的示例性实现方式中的功能的所公开结构的情况下也是如此。

Claims (25)

1.一种多载波移动通信系统中的多普勒扩展估计的方法，包括：
接收包括码元-载波矩阵的信号，所述码元-载波矩阵包括预定图案的参考码元；
在所述码元-载波矩阵中的参考码元的参考码元位置中的至少一个处确定至少一个信道估计                                                
Figure 297032DEST_PATH_IMAGE001
 ，其中i = 0,1,2,...是载波索引，而k = 0,1,2,...是所述码元-载波矩阵的码元索引；以及
基于所述至少一个确定的信道估计 
Figure 271941DEST_PATH_IMAGE001
确定多普勒扩展 
Figure 488159DEST_PATH_IMAGE002
 。
2.根据权利要求1所述的方法，其中所述参考码元包括定位参考码元。
3.根据权利要求1所述的方法，其中所述参考码元包括小区专用参考码元。
4.根据权利要求1所述的方法，还包括：
确定所述至少一个信道估计 
Figure 964139DEST_PATH_IMAGE001
 的或者在不同于参考码元位置的码元位置处的信道估计的自相关 
Figure 316623DEST_PATH_IMAGE003
 ，或者确定至少一个另外的信道估计  以及确定相关 
Figure 493844DEST_PATH_IMAGE005
，其中 l = 1,2,...。
5.根据权利要求4所述的方法，还包括：
通过使下述类型的函数最小化来确定所述多普勒扩展 
Figure 855872DEST_PATH_IMAGE006
其中 
Figure 43357DEST_PATH_IMAGE007
 ，其中 fD 是多普勒带宽，以及 
Figure 562063DEST_PATH_IMAGE008
 是在距参考码元位置中的至少一个的码元位置为nTs的及时距离处计算的第一种类的零阶贝塞尔函数，以及n = 0,1,2,...。
6.根据权利要求4所述的方法，还包括：
通过使类型
或者类型
Figure 297468DEST_PATH_IMAGE010
的函数最小化来确定所述多普勒扩展 
Figure 581819DEST_PATH_IMAGE002
，
其中，ωD = 2πfD ，其中 fD是多普勒带宽，p = 0,1,2,..., m = 1,2,..., 以及 
Figure 197608DEST_PATH_IMAGE011
 是在距参考码元位置中的至少一个的码元位置为pTs的距离处计算的第一种类的零阶贝塞尔函数，以及 
Figure 819082DEST_PATH_IMAGE012
 是在距参考码元位置中的至少一个的码元位置为(p+m)Ts的距离处所计算的第一种类的零阶贝塞尔函数。
7.根据权利要求6所述的方法，还包括：
预定义 
Figure 665DEST_PATH_IMAGE013
的值的有限集合 Ω ,以及
通过插入  的值并确定在其处相应的函数变为最小的 
Figure 824582DEST_PATH_IMAGE002
 的值来使 
Figure 390692DEST_PATH_IMAGE014
 或  最小化。
8.根据权利要求1所述的方法，还包括：
确定 
Figure 646410DEST_PATH_IMAGE002
 是否在预定阈限值之下。
9.根据权利要求8所述的方法，还包括：
如果 
Figure 236791DEST_PATH_IMAGE002
 在所述预定阈限值之下，则对于预定数目的信道估计执行求平均。
10.一种多载波移动通信系统中的信道估计的方法，包括：
接收包括码元-载波矩阵的信号，所述码元-载波矩阵包括预定图案的参考码元；
确定所述码元-载波矩阵中的所述参考码元的至少一个参考码元位置处的至少一个第一信道估计；
基于所述至少一个确定的第一信道估计确定多普勒扩展；以及
基于所述至少一个确定的第一信道估计和所确定的多普勒扩展确定至少一个第二信道估计。
11.根据权利要求10所述的方法，还包括：
通过从所述第一信道估计进行内插来确定所述第二信道估计。
12.根据权利要求11所述的方法，其中，通过内插所述第一信道估计确定所述第二信道估计还包括：
把所述第一信道估计供给到内插滤波器，
基于所确定的多普勒扩展确定内插系数，
把所确定的内插系数供给到所述内插滤波器，以及
使用所供给的第一信道估计和所确定的内插系数，在所述内插滤波器的输出处生成所述第二信道估计。
13.根据权利要求10所述的方法，其中所述参考码元包括定位参考码元。
14.根据权利要求10所述的方法，其中所述参考码元包括小区专用参考码元。
15.根据权利要求10所述的方法，还包括：
确定所确定的多普勒扩展是否在预定阈限值之下。
16.根据权利要求15所述的方法，还包括：
如果所确定的多普勒扩展在所述预定阈限值之下，则对于预定数目的信道估计执行求平均。
17.一种用于多载波移动通信系统的多普勒扩展估计器，包括：
第一信道估计级，其被配置为在所接收的信号的码元-载波矩阵中的参考码元的至少一个参考码元位置处确定至少一个第一信道估计；以及
多普勒扩展估计级，其被配置为基于所述至少一个确定的第一信道估计确定多普勒扩展 
Figure 606593DEST_PATH_IMAGE002
 。
18.根据权利要求17所述的多普勒扩展估计器，其中所述多普勒扩展估计级被配置为确定所述至少一个信道估计 
Figure 356243DEST_PATH_IMAGE001
 的或者在不同于参考码元位置的码元位置处的信道估计的自相关 
Figure 153298DEST_PATH_IMAGE003
 ，或者确定至少一个另外的信道估计 
Figure 762134DEST_PATH_IMAGE004
 以及确定相关 
Figure 138888DEST_PATH_IMAGE005
，其中 l = 1,2,...。
19.根据权利要求18所述的多普勒扩展估计器，其中所述多普勒扩展估计级被配置为通过使下述类型的函数最小化来确定所述多普勒扩展 
Figure 149570DEST_PATH_IMAGE002
Figure 711001DEST_PATH_IMAGE006
其中 
Figure 807133DEST_PATH_IMAGE007
 ，其中 fD 是多普勒带宽， 
Figure 518737DEST_PATH_IMAGE008
 是在距参考码元位置中的至少一个的码元位置为nTs的距离处所计算的第一种类的零阶贝塞尔函数，以及n = 0,1,2,...。
20. 根据权利要求18所述的多普勒扩展估计器，其中所述多普勒扩展估计级被配置为通过使类型
Figure 118346DEST_PATH_IMAGE009
或者类型
Figure 257203DEST_PATH_IMAGE010
的函数最小化来确定所述多普勒扩展 
Figure 168527DEST_PATH_IMAGE002
，
其中，ωD = 2πfD ，其中fD是多普勒带宽，p = 0,1,2,..., m = 1,2,..., 以及 
Figure 683822DEST_PATH_IMAGE011
 是在距参考码元位置中的至少一个的码元位置为pTs的距离处所计算的第一种类的零阶贝塞尔函数，以及 
Figure 669096DEST_PATH_IMAGE012
 是在距参考码元位置中的至少一个的码元位置为(p+m)Ts的距离处所计算的第一种类的零阶贝塞尔函数。
21.根据权利要求17所述的多普勒扩展估计器，其中
所述多普勒扩展估计级被配置为确定所确定的多普勒扩展是否在预定阈限值之下。
22.一种用于多载波移动通信系统的信道估计器，包括：
信道估计级，其被配置为确定信道估计，以及
多普勒扩展估计级，其被配置为基于所确定的信道估计来确定多普勒扩展，其中所述多普勒扩展估计级的输出与所述信道估计级的输入连接。
23.根据权利要求22所述的信道估计器，其中所述信道估计级包括最小二乘法估计部。
24.根据权利要求22所述的信道估计器，其中所述信道估计级包括内插滤波器。
25.根据权利要求24所述的信道估计器，其中所述多普勒扩展估计级被配置为基于所确定的多普勒扩展确定内插系数，以及把所确定的内插系数供给到所述内插滤波器。
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Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104683269A (zh) * 2013-09-10 2015-06-03 马维尔国际贸易有限公司 使用预定义的自相关向量来估计多普勒频移
CN110383781A (zh) * 2017-03-16 2019-10-25 英特尔Ip公司 信道估计电路和用于估计通信信道的方法
CN111157987A (zh) * 2020-01-03 2020-05-15 中南大学 基于扩展贝塞尔模型的人体目标微多普勒频率估计方法
CN114244655A (zh) * 2021-12-16 2022-03-25 哲库科技(北京)有限公司 信号处理方法及相关装置

Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102035767B (zh) * 2010-12-10 2013-10-09 华为技术有限公司 信道估计方法和装置
US8824527B2 (en) * 2011-11-15 2014-09-02 Acorn Technologies, Inc. OFDM receiver with time domain channel estimation
GB2502556B (en) * 2012-05-30 2017-08-02 Imagination Tech Ltd Noise variance estimation and interference detection
WO2015184631A1 (en) * 2014-06-06 2015-12-10 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for doppler spread estimation in a wireless communication system
US20160066320A1 (en) * 2014-09-02 2016-03-03 Qualcomm Incorporated Dedicated single stream pilots for uplink multi-user mimo
EP3254420A1 (en) * 2015-10-23 2017-12-13 Huawei Technologies Co., Ltd. Communication device and communication method for joint estimation of channel parameters
US10484207B2 (en) * 2015-11-13 2019-11-19 Samsung Electronics Co., Ltd. Method and apparatus for channel estimation in wireless communication system
GB2547721B (en) * 2016-02-29 2019-06-05 British Telecomm Controlling adaptive reference signal patterns
KR102276187B1 (ko) * 2016-04-01 2021-07-12 코히어 테크놀로지스, 아이엔씨. 직교 시간 주파수 공간 변조된 신호들의 반복적 2차원 등화
CN111385230B (zh) * 2018-12-29 2023-03-14 中兴通讯股份有限公司 一种基于维纳自适应的信道估计的方法及系统

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6680969B1 (en) * 1999-03-22 2004-01-20 Ericsson, Inc. Methods for estimating doppler spreads including autocorrelation function hypotheses and related systems and receivers
US20070076804A1 (en) * 2005-09-30 2007-04-05 Texas Instruments Inc. Image-rejecting channel estimator, method of image-rejection channel estimating and an OFDM receiver employing the same
CN101785225A (zh) * 2007-08-17 2010-07-21 日本电气株式会社 Ofdm中的信道估计的方法和设备
WO2010117236A2 (ko) * 2009-04-10 2010-10-14 엘지전자주식회사 무선 통신 시스템에서 포지셔닝 참조 신호 전송 방법 및 장치
US20110200073A1 (en) * 2008-10-24 2011-08-18 Nec Corporation Device and method for estimating doppler spread in a mobile communications terminal

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
SE9302453L (sv) 1993-07-20 1994-10-17 Telia Ab Förfarande och anordning för synkronisering i digitalt transmissionssystem av typen OFDM
US6922452B2 (en) * 2001-03-27 2005-07-26 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Method and apparatus for estimating Doppler spread
US7529319B2 (en) * 2006-04-13 2009-05-05 Mediatek Inc. Speed estimation method for telecommunication system
EP2071784B1 (en) * 2007-12-10 2013-05-22 TELEFONAKTIEBOLAGET LM ERICSSON (publ) Method and apparatus for delay spread estimation
US8488690B2 (en) 2008-08-15 2013-07-16 Intel Mobile Communications GmbH Channel estimation
US8355473B2 (en) * 2009-04-19 2013-01-15 Qualcomm Incorporated Methods and systems with simplified doppler spread classification
KR101579984B1 (ko) * 2009-10-22 2016-01-04 삼성전자주식회사 통신 시스템에서 이동 단말의 추정 속도 복원 방법 및 장치
EP2522090A4 (en) * 2010-01-07 2014-04-30 Nec Corp CHANNEL ESTIMATION FOR OFDM SYSTEMS
EP2437448B1 (en) * 2010-10-01 2013-06-26 Blue Wonder Communications GmbH Method for Processing Received OFDM Data Symbols and OFDM Baseband Receiver

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6680969B1 (en) * 1999-03-22 2004-01-20 Ericsson, Inc. Methods for estimating doppler spreads including autocorrelation function hypotheses and related systems and receivers
US20070076804A1 (en) * 2005-09-30 2007-04-05 Texas Instruments Inc. Image-rejecting channel estimator, method of image-rejection channel estimating and an OFDM receiver employing the same
CN101785225A (zh) * 2007-08-17 2010-07-21 日本电气株式会社 Ofdm中的信道估计的方法和设备
US20110200073A1 (en) * 2008-10-24 2011-08-18 Nec Corporation Device and method for estimating doppler spread in a mobile communications terminal
WO2010117236A2 (ko) * 2009-04-10 2010-10-14 엘지전자주식회사 무선 통신 시스템에서 포지셔닝 참조 신호 전송 방법 및 장치

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104683269A (zh) * 2013-09-10 2015-06-03 马维尔国际贸易有限公司 使用预定义的自相关向量来估计多普勒频移
CN104683269B (zh) * 2013-09-10 2019-06-28 马维尔国际贸易有限公司 使用预定义的自相关向量来估计多普勒频移
CN110383781A (zh) * 2017-03-16 2019-10-25 英特尔Ip公司 信道估计电路和用于估计通信信道的方法
CN111157987A (zh) * 2020-01-03 2020-05-15 中南大学 基于扩展贝塞尔模型的人体目标微多普勒频率估计方法
CN111157987B (zh) * 2020-01-03 2021-11-02 中南大学 基于扩展贝塞尔模型的人体目标微多普勒频率估计方法
CN114244655A (zh) * 2021-12-16 2022-03-25 哲库科技(北京)有限公司 信号处理方法及相关装置
CN114244655B (zh) * 2021-12-16 2023-09-12 哲库科技(北京)有限公司 信号处理方法及相关装置

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