CN101888351B - 信道估测装置与方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种信道估测装置与方法，可以降低电路成本。通道估测方法用于一正交分频多任务通讯(Orthogonal Frequency-DivisionMultiplexing，OFDM)系统，其接收复数个OFDM符号，该信道估测方法包含以下步骤：对各OFDM符号对应的第一数量个响应值的初估频域通道响应执行一第二数量个取样点的反快速傅立叶转换和一相位平移，以产生对应于各OFDM符号的第一时域信道脉冲响应，第一数量大于第二数量；以及根据第一时域通道脉冲响应，产生相关于OFDM符号的复数个频域通道响应。

Description

信道估测装置与方法

技术领域

本发明系有关于通道估测，特别是用于正交分频多任务(OFDM)通讯系统的信道估测装置与方法。

背景技术

在无线通讯系统(wireless communication system)中，由于其无线电通道(radio channel)通常有多重路径衰减(multipath fading)效应，以致于在接收的信号中会有符号间干扰(intersymbol interference，ISI)的问题。为了消除符号间干扰，一般的作法乃在接收器中设置均衡器(equalizer)，而均衡器的运作需用到通道脉冲响应(channel impulse response，CIR)的信息，使得信道脉冲响应的估测在行动无线电系统中扮演相当关键的角色。

正交分频多任务(Orthogonal Frequency-Division Multiplexing，OFDM)在无线通讯领域中已是重要通信技术，可增加数据传输率。例如IEEE 802.11a采用OFDM技术，其数据传输率可达54Mbps；而IEEE 802.11b未用OFDM技术，其数据传输率仅有11Mbps。故如何有效率地估测OFDM系统的信道脉冲响应以消除符号间干扰，以发挥OFDM高传输率的特性，为一重要课题。在OFDM系统中，初估频域通道响应H(k)的估测，一般乃在各引导副载波处对其引导符号的频域传送值与频域接收值施行一最小平方差演算而得。频域传送值和频域接收值的关系为：Y(k)＝H(k)X(k)+N_k，其中Y(k)为接受器收到的讯号，X(k)为传送器传送的讯号，H(k)为频域通道响应，Nk代表噪声。在一OFDM通道中，引导副载波传送的数据X(k)为已知，资料副载波的X(k)仍为未知。因此可先得知引导符号对应的H(k)： $H\left(k\right)=\frac{Y\left(k\right)}{X\left(k\right)},$ 噪声项可先忽略，接着再用通道估测方法插出其余数据副载波对应的频域通道脉冲响应H(k)，因此，如果可以知道频域通道脉冲响应H(k)，则可知数据副载波传送的数据 $X\left(k\right)=\frac{Y\left(k\right)}{H\left(k\right)}.$

初估频域通道响应H(k)只在频率位置k对应于引导副载波处有演算值，其它对应于数据副载波处的频域通道响应值则先令其为0，表示在OFDM信道估测装置中的反快速傅立叶转换(Inverse Fast Fourier Transform，IFFT)实际上只会在引导副载波处对应的转换有非零值，故其IFFT计算规模应有改进的空间。

因此，需要提出一种信道估测装置及其方法，可适当地调整IFFT的取样点，缩小整体IFFT转换规模，并保有相同的通道估测效能，进而降低电路成本。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种信道估测装置与方法，可以降低电路成本。

为了解决以上技术问题，本发明提供了如下技术方案：

本发明提供了一种信道估测装置，用于一正交分频多任务通讯系统(Orthogonal Frequency-Division Multiplexing，OFDM)，其接收复数个OFDM符号，该信道估测装置包含：一反快速傅立叶转换单元，用以对各OFDM符号对应的具一第一数量响应值的初估频域通道响应执行一第二数量取样点的反快速傅立叶转换，以产生对应于该些OFDM符号的复数个第一时域通道脉冲响应，其中该第一数量大于该第二数量；一窗口过滤单元，用以对各第一时域通道脉冲响应执行一时域窗口过滤处理，以产生对应于该些OFDM符号的复数个第二时域通道脉冲响应；一平滑化单元，用以对各第二时域通道脉冲响应执行一平滑化处理，以产生对应于该些OFDM符号的复数个平滑时域通道脉冲响应；以及一快速傅立叶转换单元，用以对各平滑时域通道脉冲响应执行该第一数量取样点的快速傅立叶转换，以产生相关于该些OFDM符号的复数个频域通道响应。

本发明还提供了一种通道估测方法，用于一正交分频多任务通讯系统，其接收复数个OFDM符号，该信道估测方法包含以下步骤：对各OFDM符号对应的第一数量个响应值的初估频域通道响应执行一第二数量个取样点的反快速傅立叶转换和一相位平移，以产生对应于各OFDM符号的第一时域信道脉冲响应，其中该第一数量大于该第二数量；以及根据该些第一时域通道脉冲响应，以产生相关于该些OFDM符号的复数个频域通道响应。

最后，本发明提供了一种反快速傅立叶转换单元，用于一正交分频多任务通讯系统的信道估测，该运算单元包含：一反快速傅立叶转换器，用以对具一第一数量响应值的一初估频域通道响应计算一第二数量取样点的反快速傅立叶转换，以产生一反快速傅立叶转换结果，其中该第一数量大于该第二数量；以及一相位平移乘法器，用以将该反快速傅立叶转换结果执行一相位平移，以产生一时域通道脉冲响应。

本发明采用的信道估测装置与方法，，可适当地调整IFFT的取样点，缩小整体IFFT转换规模，并保有相同的通道估测效能，进而降低电路成本。

附图说明

图1为OFDM信道估测装置的方块图。

图2为图1的IFFT结果的时域通道脉冲响应示意图。

图3为OFDM载波于时间-频率分布的示意图。

图4为本发明具体实施例的信道估测装置的方块图。

图5为本发明具体实施例的初估频域信道响应的索引转换示意图。

图6为本发明具体实施例的时域窗口过滤示意图。

图7为本发明具体实施例的时域临界过滤示意图。

图8为本发明具体实施例的通道估测流程图。

图9为本发明具体实施例的产生频域通道响应的流程图。

【主要组件符号说明】

信道估测装置400

IFFT单元101、401

窗口过滤单元102、402

FFT单元103、405

平滑化单元104、403

临界过滤单元404

具体实施方式

图1为OFDM信道估测装置的方块图。OFDM信道估测装置包含一8192取样点反快速傅立叶转换(Inverse Fast Fourier Transform，IFFT)单元101、一窗口过滤(windowing)单元102、一8192取样点FFT(Fast Fourier Transform，FFT)单元103及一频域通道响应的平滑化(smoothing)单元104。8192取样点IFFT单元101用以对初估频域通道响应H(k)执行8192取样点反快速傅立叶转换(IFFT)，以产生一时域通道脉冲响应h(n)， $h\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}H\left(k\right)\·e^{j\frac{2\mathrm{\π}\·n\·k}{N}},$ 共有8192个时域通道脉冲响应结果：h(0)，h(1)，...，h(8191)，如图2所示。载波的频率与时间分布如图3所示，符号「○」代表引导符号，符号「×」代表数据符号，横轴代表频域载波索引(carrier index)，纵轴代表时域OFDM符号索引。该8192取样点反快速傅立叶转换(IFFT)运算的取样值实际上只会在576或577引导副载波对应处有非零值，其余皆为零，故其8192的IFFT计算规模显得过大而缺乏效率。

该窗口过滤单元102根据一临界数值及一窗口长度，过滤该第一时域通道脉冲响应h(n)，以滤除窗口长度以外及低于该临界数值的时域通道脉冲响应，而产生该第二时域通道脉冲响应h_w(n)。该8192取样点FFT单元103对该时域通道脉冲响应h_w(n)执行8192取样点快速傅立叶转换(FFT)，以产生一频域通道响应

，k＝0～8191。该频域信道响应的平滑化单元104依各频域信道响应对应的OFDM符号，前后4组不同OFDM符号对应的各频域通道响应

，执行一算术平均运算，以产生一经平滑化的频域通道响应

，例如， ${\tilde{H}}_s(k,l)=\underset{m=-4}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{a}_m\·\tilde{H}(k,l-m),$ 其中k代表载波编号，l代表OFDM符号，a_m代表权重系数，例如，执行算术平均时， $a_m=\frac{1}{9}.$

图4为本发明一具体实施例的信道估测装置400的方块图。于此实施例中，以欧规数字视讯广播(Digital Video Broadcasting-Second GenerationTerrestrial，DVB-T2)OFDM的传输规格为例，假设每一OFDM通道共有N个副载波，其中可用的副载波有(K_max+1)个，N大于(K_max+1)，其余N-(K_max+1)个副载波位于保护频带(guard band)上不使用，可用的副载波中每D个副载波有一个为引导副载波(pilot sub-carrier)，用以承载一引导符号(pilot symbol)，其余副载波称为资料副载波(data sub-carrier)，用以承载一数据符号(datasymbol)。于本实施例中，以N＝8192、K_max＝6912、D＝12举例之。亦即在该6913个可用的副载波中，有576或577个引导副载波用以承载引导符号，有6337或6336个资料副载波用以承载数据符号，其在6913个可用的副载波以外的1279个副载波中设有保护频带(guard band)而不使用，以避免讯号间干扰。

如图4所示，信道估测装置400包含一IFFT单元401、一窗口过滤单元402、一时域信道脉冲响应的平滑化单元403、一临界过滤单元404及一FFT单元405。IFFT运算单元401用以对第一数量个响应值的初估频域通道响应H(k)，执行第二数量个取样点IFFT和一相位平移，以产生第一时域通道脉冲响应h(n)。在本实施例中，举例而言，当引导副载波对应于k＝0、12、24、…、3456、4736、4748、…、8180等位置，其中k＝3457～4735的副载波位于保护频带不使用，则第一时域通道脉冲响应h(n)可表示如下：

$=\underset{m=0}{\overset{287}{\mathrm{\Σ}}}H(N-\frac{K_{\max }}{2}+12m)\·e^{j\frac{2\mathrm{\π}\·n(N-\frac{K_{\max }}{2}+12m)}{N}}+\underset{m=288}{\overset{576}{\mathrm{\Σ}}}H(12m-\frac{K_{\max }}{2})\·e^{j\frac{2\mathrm{\π}\·n(12m-\frac{K_{\max }}{2})}{N}}$

$=\underset{m=0}{\overset{287}{\mathrm{\Σ}}}H(N-\frac{K_{\max }}{2}+12m)\·e^{j\frac{2\mathrm{\π}\·n\left(3m\right)}{\frac{N}{4}}}\·e^{j\frac{2\mathrm{\π}\·n(N-\frac{K_{\max }}{2})}{N}}+\underset{m=288}{\overset{576}{\mathrm{\Σ}}}H(12m-\frac{K_{\max }}{2})\·e^{\frac{j2\mathrm{\π}\·n\left(3m\right)}{\frac{N}{4}}}\·e^{j\frac{2\mathrm{\π}\·n(-\frac{K_{\max }}{2})}{N}}$

其中

图5显示m与k的转换对应关系。从上述式子可看出，第一数量N个取样点的IFFT可简化为第二数量N/4取样点的IFFT，再多一相位移

。此外，当引导副载波对应于k＝3、15、27、…、3447、4739、4751、…、8183等位置时，则第一时域通道脉冲响应h(n)可表示如下：

$=\underset{m=0}{\overset{287}{\mathrm{\Σ}}}H(N-\frac{K_{\max }}{2}+12m+3)\·e^{j\frac{2\mathrm{\π}\·n(N-\frac{K_{\max }}{2}+12m+3)}{N}}+\underset{m=288}{\overset{575}{\mathrm{\Σ}}}H(12m+3-\frac{K_{\max }}{2})\·e^{j\frac{2\mathrm{\π}\·n(12m+3-\frac{K_{\max }}{2})}{N}}$

$=\underset{m=0}{\overset{287}{\mathrm{\Σ}}}H(N-\frac{K_{\max }}{2}+12m+3)\·e^{j\frac{2\mathrm{\π}\·n\left(3m\right)}{\frac{N}{4}}}\·e^{j\frac{2\mathrm{\π}\·n\·3}{N}}\·e^{j\frac{2\mathrm{\π}\·n(n-\frac{K_{\max }}{2})}{N}}$

$+\underset{m=288}{\overset{575}{\mathrm{\Σ}}}H(12m+3-\frac{K_{\max }}{2})\·e^{j\frac{2\mathrm{\π}\·n\left(3m\right)}{\frac{N}{4}}}\·e^{j\frac{2\mathrm{\π}\·n\·3}{N}}\·e^{j\frac{2\mathrm{\π}\·n(-\frac{K_{\max }}{2})}{N}}$

其中

同样地，第一数量N个取样点的IFFT运算亦可简化为第二数量N/4取样点的IFFT运算，再多一相位移

。应注意到，该引导副载波的位置可相关于对应的时域OFDM符号，如图3所示。因此，利用引导副载波的规律性，并搭配乘法器将该IFFT结果施以一相位移

，则IFFT运算单元401的取样点可简化为N除以一简化参数实现之，其中a与OFDM符号索引有关，由方程式推导结果可得知，该相位移系相关于第一数量(N)、各OFDM符号对应的引导副载波的位置、引导副载波的规律性(D)和可用的副载波数量(K_max+1)，亦即和保护频带的大小有关。上述方程式系以简化参数等于4举例之，实际应用时只要该简化参数可整除引导副载波的间隔数D即可，例如本实施例的D＝12，可以被4整除。较佳地，利用IFFT运算，简化参数为2的幂次，也就是说，当取样点为2的幂次时，利用IFFT运算，可节省转换耗费的时间。本实施例中，N为8192，IFFT单元401只需取样2048点，即可较8192取样点IFFT单元减少所需缓冲器的大小和转换时间，而且没有额外的误差产生。

图6显示窗口过滤的示意图，请同时参考图4，窗口过滤单元402根据一窗口长度保留窗口长度以内的第一时域通道脉冲响应h(n)，而产生第二时域通道脉冲响应h_w(n)。该时域信道脉冲响应的平滑化单元403系用以对复数组不同OFDM符号对应的各第二时域通道脉冲响应h_w(n)平滑化，以产生一平滑时域通道脉冲响应h_s(n)。在本实施例中，使用9组OFDM符号连续的第二时域通道脉冲响应h_w(n)，其系对应于待估测OFDM符号的信道脉冲响应及其时间轴前后各4组OFDM符号的信道脉冲响应，而该平滑化可为一平均运算或一加权运算，举例而言，平滑化运算可为 $h_s(n,l)=\underset{m=-4}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{a}_m\·h_w(n,l-m),$ 其中k代表频域载波编号，l代表时域OFDM符号，am代表权重系数，例如，执行算术平均时， $a_m=\frac{1}{9},$ 当采用加权运算时，可以考虑时间轴上通道变化，以决定加权数，例如待估测OFDM符号对应的信道脉冲响应的权重较高，其前、后OFDM符号的信道脉冲响应的权重较低。应注意到，在本实施例中，各第二时域通道脉冲响应h_w(n)已经过窗口过滤单元402滤除窗口长度以外的时域通道脉冲响应，因此，可大幅减少平滑化单元403内部缓冲器储存单元的需求。

图7显示临界过滤的示意图，请同时参考图4，临界过滤单元404系根据一临界数值，以保留高于该临界数值的各平滑时域通道脉冲响应h_s(n)，而产生该第三时域通道脉冲响应h_T(n)。举例而言，该临界数值可以为各时域通道脉冲响应值的各数值的加权平均值。应注意到，在此实施例中，由于各平滑时域通道脉冲响应h_s(n)已经过平滑化单元403的平滑化处理，因此可能有部份非噪声的时域信道脉冲响应在平滑化处理前系小于该临界值，但经平滑化处理后即大于该临界值，也就是说，在进行临界过滤处理之前先进行平滑化处理，可避免在进行临界过滤处理时将部份非噪声的时域信道脉冲响应滤除，以得到较准确的时域通道响应值。临界过滤单元404主要系用以滤除噪声，于另一实施例中，临界过滤单元404亦可整合进平滑化单元403里。FFT单元405系用以对该第三时域通道脉冲响应h_T(n)执行N取样点FFT，以产生一频域通道响应

，于本实施例中N＝8192，频域通道响应

在k＝0～8191的所有副载波皆有频域通道响应值，因此可得知数据副载波传送的数据。

图8为本发明具体实施例的通道估测流程图。流程开始于步骤800，步骤810系对复数个OFDM符号对应的各第一数量个响应值的初估频域通道响应H(k)执行第二数量取样点的IFFT和一相位平移，以产生对应于各OFDM符号的第一时域信道脉冲响应h(n)。其中第二数量系第一数量除以一简化参数而得，该简化参数可整除该第一数量，较佳地，该简化参数为2的幂次方，以使简化后的第二数量取样点IFFT运算适用IFFT的快速算法。该相位平移系将该第二数量取样点的IFFT结果乘以一相位移

，该相位移系相关于第一数量、该OFDM符号对应的引导副载波的位置和规律性，以及可用的副载波数量，亦即和保护频带的大小有关。举例而言，上述实施例的推导方程式中，该第一数值为8092，简化参数为4，第二数值为2048，使用2048取样点的IFFT即可达成通道估测，可以大幅减少IFFT的硬件数量。步骤820系根据该些第一时域通道脉冲响应h(n)，产生相关于该些OFDM符号的频域信道响应

。最后流程结束于步骤830，此时各频域通道响应

在k＝0～8191的所有副载波皆有频域信道响应值，完成信道估测的目的。

图9显示图8中步骤820产生对应于各频域通道响应的详细步骤流程图的一具体实施例。本流程开始于步骤900，步骤910系对各第一时域通道脉冲响应h(n)执行一时域窗口(time-domain windowing)过滤，以产生对应于各OFDM符号的第二时域通道脉冲响应h_w(n)；该窗口过滤根据一时域窗口长度，保留该窗口长度内的第一时域通道脉冲响应h(n)，而产生各第二时域通道脉冲响应h_w(n)。步骤920系对各第二时域通道脉冲响应h_w(n)平滑化，以产生对应于各OFDM符号的一平滑时域通道脉冲响应h_s(n)；举例而言，该平滑化系使用9组OFDM符号连续的第二时域通道脉冲响应h_w(n)，其包括一待估测OFDM符号的信道脉冲响应及其该OFDM符号时间轴前后各4组的第二时域通道脉冲响应，执行一平均运算，或一加权运算。举例而言，该平滑化表达式为 $h_s(n,l)=\underset{m=-4}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{a}_m\·h_w(n,l-m),$ 其中k代表载波编号，l代表OFDM符号，a_m代表权重系数，例如，执行算术平均时， $a_m=\frac{1}{9}.$ 当采用加权运算时，则会考虑时间轴上通道变化，以决定加权数。当通道在时间轴上变化剧烈时，可以调高在待估测时间的通道脉冲响应的权重，而降低在待估测时间前、后时间的通道脉冲响应的权重，使离待测时间越远的通道脉冲响应的权重降越低。应注意到，在本实施例中，待平滑化处理的各第二时域通道脉冲响应h_w(n)已经过窗口过滤，滤除窗口长度以外的时域通道脉冲响应，因此，可大幅减少平滑化运算时间和缓冲所需的储存单元的需求。步骤930系对各平滑时域通道脉冲响应h_s(n)执行一时域临界(time-domainthreshold)过滤处理，以产生对应于各OFDM符号的第三时域通道脉冲响应hT(n)；该临界过滤可以参考一临界数值，保留高于该临界数值的各平滑时域通道脉冲响应h_s(n)，而产生各第三时域通道脉冲响应h_T(n)，举例而言，该临界数值可以为各时域通道脉冲响应各数值的加权平均值。步骤940系对各第三时域通道脉冲响应h_T(n)执行具第一数值取样点的FFT，以产生对应于各OFDM符号的一频域信道响应

，在本实施例中，该第一数值为8192，与初估频域通道响应H(k)具有相同的频域通道响应数目，亦即在k＝0～8191的所有副载波频率处皆产生频域通道响应值

。最后流程结束于步骤950。

经由上述较佳实施例的揭露，本案提供一种具低计算复杂度、低成本、低功耗的信道估测装置与方法，从而改进习知技术的缺点。本案所揭示者乃较佳实施例，举凡局部的变更或修饰而源于本案的技术思想而为熟习该项技艺的人所易于推知者，例如引导副载波的排列方式、取样点数的变更、平均组数的变更、平滑化处理方式的变更等，俱不跳脱本发明的精神范畴。

综上所述，本发明揭露一种信道估测装置，用于一OFDM系统，其接收复数个OFDM符号，该信道估测装置包含：一反快速傅立叶转换单元，用以对各OFDM符号对应的具一第一数量响应值的初估频域通道响应执行一第二数量取样点的反快速傅立叶转换，以产生对应于该些OFDM符号的复数个第一时域通道脉冲响应，其中该第一数量大于该第二数量；一窗口过滤单元，用以对各第一时域通道脉冲响应执行一时域窗口过滤处理，以产生对应于该些OFDM符号的复数个第二时域通道脉冲响应；一平滑化单元，用以对各第二时域通道脉冲响应执行一平滑化处理，以产生对应于该些OFDM符号的复数个平滑时域通道脉冲响应；以及一快速傅立叶转换单元，用以对各平滑时域通道脉冲响应执行该第一数量取样点的快速傅立叶转换，以产生相关于该些OFDM符号的复数个频域通道响应。

本发明亦揭露一种通道估测方法，用于一正交分频多任务通讯系统，其接收复数个OFDM符号，该信道估测方法包含以下步骤：对各OFDM符号对应的第一数量个响应值的初估频域通道响应执行一第二数量个取样点的反快速傅立叶转换和一相位平移，以产生对应于各OFDM符号的第一时域信道脉冲响应，其中该第一数量大于该第二数量；以及根据该些第一时域通道脉冲响应，以产生相关于该些OFDM符号的复数个频域通道响应。

本发明亦揭露一种反快速傅立叶转换单元，用于一正交分频多任务通讯系统的信道估测，该运算单元包含：一反快速傅立叶转换器，用以对具一第一数量响应值的一初估频域通道响应计算一第二数量取样点的反快速傅立叶转换，以产生一反快速傅立叶转换结果，其中该第一数量大于该第二数量；以及一相位平移乘法器，用以将该反快速傅立叶转换结果执行一相位平移，以产生一时域通道脉冲响应。

综上所述，虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明，熟习此技艺者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作各种更动与润饰，因此本发明的保护范围以权利要求所界定者为准。

Claims (16)

1.一种通道估测装置，用于一正交分频多任务通讯系统，其接收复数个正交分频多任务符号，其特征在于，该通道估测装置包含：

一反快速傅立叶转换单元，用以对各正交分频多任务符号对应的具一第一数量响应值的初估频域通道响应执行一第二数量取样点的反快速傅立叶转换，以产生各反快速傅立叶转换结果，该反快速傅立叶转换单元包括一乘法器，用于将各反快速傅立叶转换结果施加一相位偏移，以产生对应于该些正交分频多任务符号的复数个第一时域通道脉冲响应，其中该第一数量大于该第二数量，其中，该相位偏移系相关于该第一数量、复数个引导副载波之一规律性，以及一保护频带范围；

一窗口过滤单元，用以对各第一时域通道脉冲响应执行一时域窗口过滤处理，以产生对应于该些正交分频多任务符号的复数个第二时域通道脉冲响应；

一平滑化单元，用以对各第二时域通道脉冲响应执行一平滑化处理，以产生对应于该些正交分频多任务符号的复数个平滑时域通道脉冲响应；以及

一快速傅立叶转换单元，用以对各平滑时域通道脉冲响应执行该第一数量取样点的快速傅立叶转换，以产生相关于该些正交分频多任务符号的复数个频域通道响应。

2.如权利要求1所述的装置，其特征在于，该第二数量系该第一数量除以一简化参数而得。

3.如权利要求1所述的装置，其特征在于，该第一数量系为该第二数量的2的幂次方倍数。

4.如权利要求1所述的装置，其特征在于，该些正交分频多任务符号系符合数字视讯广播的规范。

5.如权利要求1所述的装置，其特征在于，该窗口过滤单元系依据一时域窗口长度，对各第一时域通道脉冲响应过滤以保留窗口长度内的各第二时域通道脉冲响应。

6.如权利要求1所述的装置，其特征在于，该平滑化处理为一平均运算或一加权运算。

7.如权利要求1所述的装置，其特征在于，该平滑化单元更包含一临界过滤单元，该平滑化单元对各第二时域通道脉冲响应执行该平滑化处理，并利用该临界过滤单元执行一时域临界过滤，以产生各平滑时域通道脉冲响应。

8.一种通道估测方法，用于一正交分频多任务通讯系统，其接收复数个正交分频多任务符号，其特征在于，该通道估测方法包含以下步骤：

对各正交分频多任务符号对应的一第一数量个响应值的初估频域通道响应执行一第二数量个取样点的反快速傅立叶转换，以产生各反快速傅立叶转换结果，一反快速傅立叶转换单元包括一乘法器，用以将各反快速傅立叶转换结果施加一相位偏移，以产生对应于各正交分频多任务符号的第一时域通道脉冲响应，其中该第一数量大于该第二数量，其中，该相位偏移系相关于该第一数量、复数个引导副载波之一规律性，以及一保护频带范围；以及

根据该些第一时域通道脉冲响应，以产生相关于该些正交分频多任务符号的复数个频域通道响应。

9.如权利要求8所述的通道估测方法，其特征在于，该产生该些频域通道响应包含以下步骤：

对各第一时域通道脉冲响应执行一时域窗口过滤处理，以产生对应于各正交分频多任务符号的一第二时域通道脉冲响应；

对各第二时域通道脉冲响应执行一平滑化运算，以产生对应于各正交分频多任务符号的一平滑时域通道脉冲响应；

对各平滑时域通道脉冲响应执行一时域临界过滤处理，以产生对应于各正交分频多任务符号的一第三时域通道脉冲响应；以及

对各第三时域通道脉冲响应执行一具该第一数量取样点的快速傅立叶转换运算，以产生对应于各正交分频多任务符号的频域通道响应。

10.如权利要求8所述的通道估测方法，其特征在于，该些正交分频多任务符号系符合数字视讯广播的规范。

11.如权利要求9所述的通道估测方法，其特征在于，该窗口过滤处理系根据一时域窗口长度，保留该窗口长度内的各第一时域通道脉冲响应，而产生各第二时域通道脉冲响应。

12.如权利要求9所述的通道估测方法，其特征在于，该平滑化运算为一平均运算或一加权运算。

13.如权利要求9所述的通道估测方法，其特征在于，该临界过滤处理系根据一临界数值，保留高于该临界数值的各平滑时域通道脉冲响应，而产生各第三时域通道脉冲响应。

14.如权利要求13所述的通道估测方法，其特征在于，该临界数值为各平滑时域通道脉冲响各数值的一加权平均值。

15.一种运算单元，用于一正交分频多任务通讯系统的通道估测，其特征在于，该运算单元包含：

一反快速傅立叶转换器，用以对具一第一数量响应值的一初估频域通道响应计算一第二数量取样点的反快速傅立叶转换，以产生一反快速傅立叶转换结果，其中该第一数量大于该第二数量其中，一相位偏移系相关于该第一数量、复数个引导副载波之一规律性，以及一保护频带范围；以及

一相位平移乘法器，用以将该反快速傅立叶转换结果执行一相位平移，以产生一时域通道脉冲响应。

16.如权利要求15所述的运算单元，其特征在于，该第一数量系为该第二数量的2的幂次方倍数。

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