KR100878430B1

KR100878430B1 - 채널 추정 및 시간 트래킹을 위한 스태거된 파일롯 전송방법 및 장치

Info

Publication number: KR100878430B1
Application number: KR1020067025547A
Authority: KR
Inventors: 라지브 비자얀; 아쇼크 만트라바디; 크리쉬나 키란 묵카빌리
Original assignee: 콸콤 인코포레이티드
Priority date: 2004-05-04
Filing date: 2005-04-25
Publication date: 2009-01-13
Also published as: US7457231B2; JP5048481B2; KR20070007956A; US7907593B2; CA2699640A1; JP5474728B2; JP2007536803A; KR20080098084A; KR100925909B1; JP2011066902A; TWI361600B; US20090129511A1; JP5080546B2; WO2005112378A1; EP2066088A1; DE602005013765D1; CA2565527A1; EP1745618B1; PL1745618T3; CA2565527C

Abstract

오버헤드를 제한하면서 수신 엔티티가 더 긴 채널 추정을 획득하도록 하기 위해, 전송 엔티티는 상이한 시간 간격들에서 상이한 서브밴드 그룹들을 통해 파일롯을 전송한다. 시스템에 있는 N개의 서브밴드들은 M개의 넌-오버래핑 그룹들로 배치된다. 각각의 그룹은 N개의 서브밴드들을 통해 균일하게 분포된 서브밴드들을 포함한다. 전송 엔티티는 각각의 시간 간격에서 상이한 서브밴드 그룹을 통해 파일롯을 전송하고, 파일롯 스태거링 패턴에 기반하여 M개의 시간 간격들에 있는 모든 M개의 서브밴드 그룹들을 선택한다. 수신 엔티티는 (1) 하나의 서브밴드 그룹을 통해 수신된 파일롯에 기반하여 P개의 채널 탭들을 가지는 초기 임펄스 응답 추정을 획득하고 (2) 데이터 탐지 및 시간 트래킹을 위해 사용되는 상이한 길이들을 가지는 두 개의 더 긴 임펄스 응답 추정들을 획득한다. 각각의 더 긴 임펄스 응답 추정은 시간-도메인 필터를 사용하여 충분한 수의 서브밴드 그룹들에 대한 초기 임펄스 응답 추정들을 필터링함으로써 획득될 수 있다.

Description

채널 추정 및 시간 트래킹을 위한 스태거된 파일롯 전송 방법 및 장치{STAGGERED PILOT TRANSMISSION FOR CHANNEL ESTIMATION AND TIME TRACKING}

본 출원은 여기서 전체적으로 참조로서 통합된 출원 번호가 60/568,324이고, 출원일이 2004년 5월 4일인 미국 특허 가출원에 대한 우선권을 주장한다.

본 발명은 일반적으로 데이터 통신에 관한 것이며, 더욱 상세하게는 멀티-캐리어 통신 시스템에서의 파일롯 전송, 채널 추정 및 시간 트래킹에 관한 것이다.

직교 주파수 분할 다중화(OFDM)는 전체 시스템 대역폭을 다수의 직교 주파수 서브밴드들로 효과적으로 분할하는 멀티-캐리어 변조 기법이다. 이러한 서브밴드들은 또한 톤(tone)들, 서브캐리어들, 빈(bin)들 및 주파수 채널들로 지칭된다. OFDM을 이용하여, 각각의 서브밴드는 데이터와 함께 변조될 수 있는 각각의 서브캐리어와 관련된다.

OFDM 시스템에서, 전송 엔티티는 변조 심볼들을 얻기 위해 데이터를 처리하고, 또한 OFDM 심볼들을 생성하기 위해 변조 심볼들에 대하여 OFDM 변조를 수행한다. 전송 엔티티는 그 다음에 OFDM 심볼들을 조절하고 통신 채널을 통해 전송한다. 수신 엔티티는 전형적으로 전송 엔티티에 의해 전송된 데이터를 복원하기 위해 상대적으로 정확한 심볼 타이밍을 획득할 필요가 있다. 수신 엔티티는 자주 각 각의 OFDM 심볼이 전송 엔티티에 의해 전송되는 시간뿐만 아니라 통신 채널에 의해 생기는 전파 지연을 알지 못한다. 수신 엔티티는 그 후에 수신된 OFDM 심볼에 대한 상보적인 OFDM 복조를 적절하게 수행하기 위해 통신 채널을 통해 수신된 각각의 OFDM 심볼의 타이밍을 확인할 필요가 있을 것이다. 수신 엔티티는 또한 전송 엔티티에 의해 전송된 변조 심볼들에 대한 양호한 추정들을 획득하도록 데이터 탐지를 수행하기 위해 통신 채널 응답에 대한 양호한 추정을 필요로 한다.

전송 엔티티는 채널 추정 및 시간 트래킹(tracking)을 지원하기 위해 시스템 자원들을 소비하며, 수신 엔티티는 또한 이러한 작업들을 수행하기 위해 자원들을 소비한다. 채널 추정 및 시간 트래킹을 위해 전송 및 수신 엔티티들에 의해 사용되는 자원들은 오버헤드를 나타낸다. 그리하여, 이러한 작업들을 위해 전송 및 수신 엔티티들 모두에 의해 소비되는 자원들의 양을 최소화하는 것이 바람직하다.

그리하여, OFDM 시스템에서 채널 추정 및 시간 트래킹을 효율적으로 지원하기 위한 기법들이 기술적으로 필요하다.

멀티-캐리어(예를 들어, OFDM) 통신 시스템에서 "스태거된(staggered)" 파일롯 전송, 채널 추정 및 시간 트래킹을 수행하기 위한 기법들이 여기에서 설명된다. 파일롯 전송을 위해 소비되는 자원의 양을 제한하면서 수신 엔티티가 더 긴 채널 추정을 획득하도록 하기 위해, 전송 엔티티는 상이한 시간 간격들(예를 들어, 상이한 심볼 주기들)에서 상이한 서브밴드 그룹들을 통해 파일롯을 전송할 수 있다. 시스템에 있는 N개의 서브밴드들은 M개의 넌-오버래핑(non-overlapping) 그룹들로 배치된다. 각각의 그룹은 N개의 서브밴드들을 통해 배치된 P=N/M 개의 서브밴드들을 포함할 수 있다. 전송 엔티티는 각각의 시간 간격에서 상이한 서브밴드 그룹을 통해 파일롯을 전송할 수 있다. 전송 엔티티는 파일롯 스태거링 패턴에 기반하여 M개의 시간 간격들에 있는 모든 M개의 서브밴드 그룹들을 선택할 수 있다. 대안적으로, 전송 엔티티는 상이한 시간 간격들에 있는 M개의 서브밴드 그룹들의 많은 부분 또는 대부분을 사용할 수 있으며, 그 결과 시스템에서 전송을 위해 사용가능한 모든 서브밴드들 중 실질적인(substantial) 개수의 서브밴드들이 상이한 시간 간격들에서 파일롯 전송을 위해 사용된다. 상기 실질적인 개수의 서브밴드들은, 예를 들어, 사용가능한 서브밴드들 모두, 사용가능한 서브밴드들의 4분의 3, 사용가능한 서브밴드들의 적어도 절반 또는 사용가능한 서브밴드들의 몇몇 다른 중요한 백분율일 수 있다. 수신 엔티티는 하나의 서브밴드 그룹을 통해 수신된 파일롯에 기반하여 P개의 채널 탭들을 가지는 초기 임펄스 응답 추정을 획득할 수 있다. 수신 엔티티는 아래에서 설명되는 바와 같이 충분한 수의 상이한 서브밴드 그룹들에 대하여 획득된 초기 임펄스 응답 추정들을 필터링함으로써 (N개까지의 채널 탭들을 가지는) 더 긴 임펄스 응답 추정을 획득할 수 있다.

수신 엔티티는 각각 데이터 탐지/디코딩 및 시간 트래킹을 위해 사용될 수 있는 두 개의 상이한 길이들 L₁ 및 L₂를 가지는 두 개의 더 긴 임펄스 응답 추정들을 획득할 수 있으며, 여기서 L₁=S₁ㆍP이고 L₂=S₂ㆍP이다. 각각의 더 긴 임펄스 응답 추정은 S개 또는 그 이상의 상이한 서브밴드 그룹들에 대하여 획득된 S개 또는 그 이상의 초기 임펄스 응답 추정들을 필터링하는 상이한 시간-도메인 필터에 기반하여 획득될 수 있으며, 여기서 S는 S₁ 또는 S₂ 일 수 있다. 각각의 더 긴 임펄스 응답 추정에서, 첫번째 P개의 채널 탭들은 "메인 채널"을 위한 것이고, 나머지 채널 탭들은 "초과 채널"을 위한 것이다. 각각의 시간-도메인 필터에 대한 계수들은 다양한 기준에 기반하여 선택될 수 있다. 예를 들어, 메인 채널에 대한 계수들은 (1) 초과 채널을 취소하고, (2) 메인 채널의 시간 변화를 억제하고, (3) 메인 채널의 언바이어스된(unbiased) 추정을 제공하는 등의 기준에 따라 선택될 수 있다. 필터링에 대한 세부사항들은 아래에서 설명된다. 본 발명의 다양한 양상들 및 실시예들은 또한 아래에서 보다 상세하게 설명된다.

본 발명의 특성들 및 특징들은 아래에 제시되는 상세한 설명과 도면으로부터 보다 명백해질 것이다.

도 1은 전송 엔티티 및 수신 엔티티의 블록 다이어그램을 나타낸다.

도 2는 인터레이스 서브밴드 구조를 나타낸다.

도 3은 하나의 인터레이스에 대한 임펄스 응답 추정을 나타낸다.

도 4A 내지 4C는 세 개의 상이한 파일롯 스태거링 패턴들을 나타낸다.

도 5는 데이터 탐지를 위해 사용되는 채널 추정을 얻기 위한 프로세스를 나타낸다.

도 6A 및 6B는 타이밍 불확실성에 기인한 채널 임펄스 응답 추정의 불명확함 을 나타낸다.

도 7은 시간 트래킹을 수행하기 위한 프로세스를 나타낸다.

도 8은 채널 추정기 및 시간 트래킹 유니트를 나타낸다.

도 9는 더 긴 임펄스 응답 추정을 얻기 위한 필터를 나타낸다.

"예시적인(examplary)"이라는 단어는 여기서 "예시, 실례 또는 설명으로서 제공하는"이라는 의미로 사용된다. "예시적인"으로 여기서 설명된 임의의 실시예 또는 설계는 다른 실시예들 또는 설계들보다 우선적이거나 장점을 가지는 것으로 해석되지는 않는다.

도 1은 OFDM 시스템(100)에 있는 전송 엔티티(110) 및 수신 엔티티(150)의 블록 다이어그램을 나타낸다. 전송 엔티티(110)는 기지국 또는 무선 장치일 수 있으며, 수신 엔티티(150)도 또한 기지국 또는 무선 장치일 수 있다. 기지국은 일반적으로 고정된 스테이션이며 또한 기지국 트랜시버 시스템(BTS), 액세스 포인트 또는 몇몇 다른 용어로 지칭될 수 있다. 무선 장치는 고정형 또는 이동형일 수 있으며 또한 사용자 터미널, 모바일 스테이션 또는 몇몇 다른 용어로 지칭될 수 있다.

전송 엔티티(110)에서, 전송(TX) 데이터 및 파일롯 프로세서(120)는 상이한 타입들의 데이터(예를 들어, 트래픽/패킷 데이터 및 오버헤드/제어 데이터)를 수신하고 데이터 심볼들을 생성하기 위해 상기 데이터를 처리(예를 들어, 인코딩, 인터리빙 및 심볼 매핑)한다. 여기서 사용되는 바와 같이, "데이터 심볼"은 데이터에 대한 변조 심볼이고, "파일롯 심볼"은 (전송 및 수신 엔티티들 모두에 의해 선험적 으로 알려진 데이터인) 파일롯에 대한 변조 심볼이며, 변조 심볼은 변조 방식(예를 들어, M-PSK, M-QAM 등)을 위한 신호 배열에 있는 포인트에 대한 복소값이다. 프로세서(120)는 OFDM 변조기(130)로 데이터 및 파일롯 심볼들을 제공한다.

OFDM 변조기(130)는 데이터 및 파일롯 심볼들을 적절한 서브밴드들로 다중화하고 또한 OFDM 심볼들을 생성하기 위해 다중화된 심볼들에 대하여 OFDM 변조를 수행한다. 각각의 심볼 주기 동안, OFDM 변조기(130)는 N개의 전체 서브밴드들에 대한 N개의 다중화된 심볼들에 대하여 N-포인트 역 고속 푸리에 변환(IFFT)을 수행하고 N개의 시간-도메인 샘플들을 포함하는 "변환된" 심볼을 획득한다. 각각의 샘플은 하나의 샘플 주기에서 전송되는 복소값이다. OFDM 변조기(130)는 그 다음에 N+C개의 샘플들을 포함하는 OFDM 심볼을 형성하기 위해 각각의 변환된 심볼의 일부를 반복하며, 여기서 C는 반복되는 샘플들의 개수이다. 반복된 부분은 종종 사이클릭 프리픽스(cyclic prefix)로 지칭되며 주파수 선택성 페이딩에 의해 발생하는 인터-심볼 간섭(ISI)을 방지하기 위해 사용된다. OFDM 심볼 주기(또는 단순히, 심볼 주기)는 하나의 OFDM 심볼의 지속 기간이며 N+C개의 샘플 주기들과 동일하다. OFDM 변조기(130)는 전송기 유니트(TMTR)(132)로 OFDM 심볼들의 스트림을 제공한다. 전송기 유니트(132)는 변조된 신호를 생성하기 위해 OFDM 심볼을 처리(예를 들어, 아날로그로 변환, 증폭, 필터링 및 주파수 업컨버팅)하며, 변조된 신호는 안테나(134)로부터 전송된다.

수신 엔티티(150)에서, 전송 엔티티(110)로부터 전송된 신호는 안테나(152)에 의해 수신되고 수신기 유니트(RCVR)(154)로 제공된다. 수신기 유니트(154)는 수신된 신호를 처리(예를 들어, 필터링, 증폭, 주파수 다운컨버팅 및 디지털화)하고 입력 샘플들의 스트림을 제공한다. OFDM 복조기(Demod)(160)는 입력 샘플들에 대하여 OFDM 복조를 수행하고 수신된 데이터 및 파일롯 심볼들을 제공한다. 탐지기(170)는 채널 추정기(172)로부터의 채널 추정을 이용하여 수신된 데이터 심볼들에 대하여 데이터 탐지(예를 들어, 등화 또는 매칭 필터링)를 수행하고 탐지된 데이터 심볼을 제공하며, 여기서 탐지된 데이터 심볼들은 전송 엔티티(110)에 의해 전송된 데이터 심볼들의 추정들이다. 수신(RX) 데이터 프로세서(180)는 탐지된 데이터 심볼들을 처리(예를 들어, 심볼 디매핑, 디인터리빙 및 디코딩)하고 디코딩된 데이터를 제공한다. 일반적으로, OFDM 복조기(160) 및 RX 데이터 프로세서(180)에 의한 프로세싱은 각각 전송 유니트(110)에서의 OFDM 변조기(130)와 TX 데이터 및 파일롯 프로세서(120)에 의해 프로세싱과 상보적이다.

채널 추정기(172)는 OFDM 복조기(160)로부터의 수신된 파일롯 심볼들에 기반하여 임펄스 응답 추정들을 획득하고 또한 탐지기(170)에 의해 사용되는 주파수 응답 추정들을 획득한다. 동기화 유니트(162)는 시간 트래킹을 수행하고 채널 추정기(172)로부터의 임펄스 응답 추정들에 기반하여 심볼 타이밍을 결정한다. OFDM 복조기(160)는 유니트(162)로부터의 심볼 타이밍에 기반하여 OFDM 복조를 수행한다.

제어기들(140 및 190)은 각각 전송 엔티티(110)와 수신 엔티티(150)에서의 동작들을 지시한다. 메모리 유니트들(142 및 192)은 각각 제어기들(140 및 190)에 의해 사용되는 프로그램 코드들과 데이터에 대한 저장 공간을 제공한다.

데이터 및 파일롯은 시스템(100)에서 다양한 방식들로 전송될 수 있다. 예를 들어, 데이터 및 파일롯은 (1) 주파수 분할 다중화(FDM)를 이용하여 동일한 심볼 주기에서 동시에, (2) 시간 분할 다중화(TDM)를 이용하여 상이한 심볼 주기들에서 순차적으로 또는 (3) FDM 및 TDM의 조합을 이용하여 전송될 수 있다. N개의 전체 서브밴드들은 또한 다양한 방식들로 데이터 및 파일롯 전송을 위해 사용될 수 있다. 예시적인 데이터/파일롯 전송 방식은 아래에서 설명된다.

도 2는 시스템(100)에서 데이터 및 파일롯 전송을 위해 사용될 수 있는 인터레이스 서브밴드 구조(200)를 나타낸다. 시스템(100)은 BW MHz의 전체 시스템 대역폭을 가지며, 상기 대역폭은 OFDM을 이용하여 N개의 직교 주파수 서브밴드들로 분할된다. 각각의 서브밴드는 BW/N MHz의 대역폭을 가진다. N개의 전체 서브밴드들 중에서 오직 U개(U<=N)의 서브밴드들이 데이터 및 파일롯 전송을 위해 사용될 수 있으며, 나머지 G=N-U개의 서브밴드들은 사용되지 않고 보호 서브밴드들로서 제공될 수 있다. 특정한 예로서, 시스템(100)은 N=4096개의 전체 서브밴드들, U=4000개의 사용가능한 서브밴드들 및 G=96개의 보호 서브밴드들을 가지는 OFDM 구조를 이용할 수 있다. 단순화를 위해, 다음의 설명은 모든 N개의 서브밴드들이 데이터 및 파일롯 전송을 위해 사용될 수 있는 것으로 가정한다. 이러한 N개의 서브밴드들은 k=1 . . . N의 인덱스로 지정된다.

N개의 전체 서브밴드들은 M개의 "인터레이스들" 또는 디스조인트 서브밴드 그룹들로 배치될 수 있다. M개의 인터레이스들은 N개의 전체 서브밴드들 각각이 오직 하나의 인터레이스에 속하기 때문에 디스조인트 또는 넌-오버래핑하다. 각각 의 인터레이스는 P개의 서브밴드들을 포함하며, PㆍM=N이다. M개의 인터레이스들은 m=1 . . . M의 인덱스로 주어지며, 각각의 인터레이스에 있는 P개의 서브밴드들은 p=1 . . . P의 인덱스로 주어진다.

각각의 인터레이스에 대한 P개의 서브밴드들은 인터레이스에 있는 연속적인 서브밴드들이 M개의 서브밴드들만큼 떨어져서 위치하도록 N개의 전체 서브밴드들을 통해 균일하게 배치될 수 있다. 각각의 인터레이스 m(m=1 . . . M)은 다음과 같은 k 인덱스들을 가지는 P개의 서브밴드들을 포함할 수 있다:

(p-1)ㆍM+m, p=1 . . . P

도 2에 도시된 바와 같이, 인터레이스 1은 인덱스 k=1, M+1, 2M+1 등을 가지는 서브밴드들을 포함하고, 인터레이스 2는 인덱스 k=2, M+2, 2M+2 등을 가지는 서브밴드들을 포함하고, 인터레이스 M은 인덱스 k=M, 2M, 3M 등을 가지는 서브밴드들을 포함한다. 각각의 인터레이스에 있는 P개의 서브밴드들은 그리하여 다른 M-1개의 인터레이스들 각각에 있는 P개의 서브밴드들과 인터레이싱된다. 각각의 인터레이스는 또한 스태거링 위상 m과 관련되며, 스태거링 위상 m은 인터레이스에 있는 첫번째 서브밴드의 인덱스 k과 동일하다.

일반적으로, 시스템(100)은 임의의 수의 전체, 사용가능한 그리고 보호 서브밴드들을 가지는 임의의 OFDM 구조를 이용할 수 있다. 임의의 수의 인터레이스들이 또한 형성될 수 있다. 각각의 인터레이스는 임의의 수의 서브밴드들과 N개의 전체 서브밴드들 중 임의의 하나를 포함할 수 있다. 인터레이스들은 동일한 또는 상이한 개수의 서브밴드들을 포함할 수 있다. 명확화를 위해, 다음의 설명은 M개의 인터레이스들을 가지며 각각의 인터레이스가 P개의 균일하게 분포된 서브밴드들을 포함하는 도 2에 도시된 인터레이스 서브밴드 구조에 대하여 이루어진다. 이러한 인터레이스 서브밴드 구조는 여러가지 장점들을 제공한다. 먼저, 각각의 인터레이스는 전체 시스템 대역폭을 통해 취해진 서브밴드들을 포함하기 때문에 주파수 다이버시티가 달성된다. 두번째로, 수신 엔티티는 전체 N-포인트 FFT 대신에 부분 P-포인트 FFT를 수행함으로써 주어진 인터레이스를 통해 전송되는 데이터/파일롯 심볼들을 복월할 수 있으며, 이는 수신 엔티티에서의 프로세싱을 단순화시킨다.

OFDM 시스템(100)에 있는 전송 엔티티(110) 및 수신 엔티티(150) 사이의 통신 채널은 시간-도메인 채널 임펄스 응답 또는 대응하는 주파수-도메인 채널 주파수 응답에 의해 특징지워질 수 있다. 여기서 사용되는 바와 같이, 그리고 기존의 용어와 일관되도록, "채널 임펄스 응답" 또는 "임펄스 응답"은 채널의 시간-도메인 응답이며, "채널 주파수 응답" 또는 "주파수 응답"은 채널의 주파수-도메인 응답이다. 샘플링된-데이터 시스템에서, 채널 주파수 응답은 채널 임펄스 응답의 이산 푸리에 변환(DFT)이다. 이러한 관계는 다음과 같이 행렬 형태로 표현될 수 있다:

및

여기서,

은 통신 채널의 임펄스 응답에 대한 N×1 벡터이고;

은 통신 채널의 주파수 응답에 대한 N×1 벡터이고;

은 N×N 푸리에 행렬이며;

는 켤레 전치(conjugate transpose)를 표시한다.

푸리에 행렬

은 (l,n)-번째 엔트리

가 다음과 같이 주어지도록 정의된다:

, l=1 . . . N 및 n=1 . . . N

여기서, l은 행 인덱스이고 n은 열 인덱스이다.

채널 임펄스 응답

은 N개의 채널 탭들로 구성되며, 각각의 채널 탭 h_l은 특정한 탭 지연 l에서 제로 또는 넌-제로(non-zero) 복소 이득값에 의해 정의된다. 채널 주파수 응답

은 N개의 전체 서브밴드들에 대한 N개의 채널 이득들로 구성되며, 각각의 채널 이득 H_k는 특정한 서브밴드 k에 대한 복소 이득값이다.

파일롯 심볼들이 인터레이스 m에 있는 P개의 서브밴드들을 통해 전송되면, 상기 인터레이스에 대한 수신된 파일롯 심볼들은 다음과 같이 표현될 수 있다:

여기서,

은 인터레이스 m에 있는 P개의 서브밴드들을 통해 전송된 P개의 파일롯 심볼들을 가지는 P×1 벡터이고;

은 인터레이스 m에 있는 P개의 서브밴드들에 대하여 수신 엔티티에 의해 획득된 P개의 수신된 파일롯 심볼들을 가지는 P×1 벡터이고;

은 인터레이스 m에 대한 실제 채널 주파수 응답에 대한 P×1 벡 터이고;

은 인터레이스 m에 있는 P개의 서브밴드들에 대한 P×1 잡음 벡터이고;

는 엘리먼트-와이즈(element-wise) 곱인 하다마드(Hadamard) 곱을 표시하며, 여기서

의 i-번째 엘리먼트는

및

의 i-번째 엘리먼트들의 곱이다.

벡터

는 인터레이스 m에 있는 P개의 서브밴드들에 대한 벡터

의 오직 P개의 엔트리들만을 포함한다. 단순화를 위해, 잡음

은 평균이 0이고 분산이

인 부가적인 백색 가우시안 잡음(AWGN)이라고 가정한다.

초기 주파수 응답 추정은 인터레이스 m에 대하여 다음과 같이 획득될 수 있다:

여기서,

이고, y_m _,i 및 p_m,i는 각각 인터레이스 m에 있는 i-번째 서브밴드에 대한 수신된 파일롯 심볼들과 전송된 파일롯 심볼들이며;

는 인터레이스 m에 대한 초기 주파수 응답 추정에 대한 P×1 벡터이다.

는 인터레이스 m에 있는 P개의 서브밴드들에 대한 P개의 채널 이득 추정들을 포함하며, 이들은 수학식 5에 제시된 바와 같이 수신된 파일롯 심볼들 대 전송된 파일롯 심볼들의 P개의 엘리먼트-와이즈 비율에 기반하여 획득될 수 있다. 인터레이스 m이 수신된 파일롯 심볼들을 가지지 않는 사용되지 않는 서브밴드들을 포함하는 경우, 이러한 사용되지 않는 서브밴드들에 대한 채널 이득들을 추정하기 위해 외삽(extrapolation), 보간(interpolation) 및/또는 몇몇 다른 기법이 사용될 수 있다.

인터레이스 m을 사용하는 P-탭 임펄스 응답 추정은 다음과 같이 초기 주파수 응답 추정

에 대하여 P-포인트 IFFT를 수행함으로써 획득될 수 있다:

여기서,

은 인터레이스 m에 대한 임펄스 응답 추정에 대한 P×1 벡터이고;

는 수학식 3에서 정의된 엘리먼트들을 가지는 P×P 푸리에 행렬이고;

은 p-번째 대각 엘리먼트에 대하여

을 포함하고 그 외에는 0들을 포함하는 P×P 대각 행렬이며, 여기서 p=1 . . . P이고

이다.

벡터

의 P개의 엘리먼트들에 있는 채널 성분은

(p=1 . . . P)로 표현될 수 있는 위상 램프(ramp)를 포함한다. 위상 램프의 기울기(slope)는 인터레이스 m의 스태거링 위상 m에 의해 결정된다. 위상 램프는

의 대응하는 엘리먼트를 획득하기 위해

의 각각의 엘리먼트를

와 곱함으로써 제거될 수 있다.

의 P개의 엘리먼트들은

(p=1 . . . P)로 표현될 수 있다.

은 P개의 채널 탭들을 포함하고

에 기반하여 획득되며,

은 인터레 이스 m에 있는 P개의 서브밴드들에 대한 P개의 채널 이득 추정들을 포함한다. 실제 채널 임펄스 응답

은 N개의 채널 탭들로 구성되어 있기 때문에, 초기 임펄스 응답 추정

은 인터레이스 m에 있는 P개의 서브밴드들에 의해 주파수 도메인에서 언더샘플링(undersampled)된다. 이러한 주파수 도메인에서의 언더샘플링은 시간 도메인에서의 채널 임펄스 응답

의 어라이어싱(aliasing)을 유발한다. 초기 임펄스 응답 추정

은 다음과 같이 표현될 수 있다:

여기서,

은 전체-길이(full-length) 실제 채널 임펄스 응답이고; h _s(s=1 . . . M)는 (s-1)ㆍP+1 내지 sㆍP의 탭 인덱스들을 가지는

에 있는 P개의 채널 탭들을 포함하는 P×1 벡터이고; n 은 초기 임펄스 응답 추정

에 대한 잡음의 P×1 벡터이고;

이며;

는 전치를 표시한다.

스태거링 위상 m에 대응하는 "어라이어싱 패턴"은

(s=1 . . . M)로서 정의될 수 있으며, 수학식 7에서 사용되는 계수들을 포함한다. 전체-길이 실제 채널 임펄스 응답

은 M개의 세그먼트들로 구성된다. 각각의 세그먼트 s는

에 있는 P개의 연속적인 채널 탭들을 포함하며 벡터 h _s에 의해 표현된다. 수학식 7은 주파수 도메인에서 언더샘플링되면 M개의 세그먼트들을 어라이어싱하고 결합하며 결합 계수들은 어라이어싱 패턴에 의해 주어진다는 것을 나타낸다.

도 3은 하나의 인터레이스에 있는 P개의 서브밴드들을 통해 수신된 파일롯 심볼들에 기반하여 획득된 임펄스 응답 추정(300)을 나타낸다. 전체-길이 채널 임펄스 응답

은 1 내지 N의 인덱스들을 가지는 N개의 채널 탭들로 구성된다.

에 있는 첫번째 P개의 채널 탭들은 h ₁에 포함되며, 메인 채널로 지칭될 수 있다.

에 있는 나머지 N-P개의 채널 탭들은 h ₂ 내지 h _M 에 포함되며, 초과 채널로 지칭될 수 있다. 초과 채널 탭들은 주파수 도메인에서 언더샘플링될 때 어라이어싱한다. 상기 어라이어싱은 탭 인덱스 l(l=1 . . . P)에서 모두 나타나는 P+l, 2P+l,. . . , (M-1)ㆍP+l의 인덱스들에서의 초과 채널 탭들에서 끝난다. 그리하여

에 있는 P개의 채널 탭들은 P개의 메인 채널 탭들뿐만 아니라 N-P개의 초과 채널 탭들을 포함한다. 각각의 어라이어싱된 초과 채널 탭은 대응하는 메인 채널 탭의 추정에서 에러의 원인이 된다.

P개 이상의 채널 탭들을 가지는 더 긴 임펄스 응답 추정은 다수의 인터레이스들을 통해 파일롯 심볼들을 전송함으로써 획득될 수 있다. 하나의 인터레이스는 각각의 심볼 주기에서 파일롯 전송을 위해 사용될 수 있으며, 상이한 인터레이스들은 상이한 심볼 주기들에서의 파일롯 전송을 위해 사용될 수 있다. 파일롯 전송을 위한 다수의 인터레이스들의 사용은 수신 엔티티가 더 긴 채널 추정을 획득하도록 허용하며, 더 긴 채널 추정은 성능을 향상시킬 수 있다. 파일롯 전송을 위해 모든 M개의 인터레이스들을 사용함으로써, N개의 채널 탭들을 가지는 전체-길이 채널 임 펄스 응답을 추정하는 것이 가능하다.

각각의 OFDM 심볼 주기에서 파일롯 전송을 위해 사용할 특정한 인터레이스는 파일롯 스태거링 패턴에 의해 결정될 수 있다. 다양한 스태거링 패턴들이 파일롯 전송을 위해 사용될 수 있다. 일 실시예에서, 스태거링 패턴은 다음의 수식에 기반하여 각각의 심볼 주기에서 파일롯 전송을 위한 하나의 인터레이스를 선택할 수 있다:

m_t=[(m_t-1-1+Δm) mod M]+1 및 (Δm,M)=1

여기서, t는 심볼 주기에 대한 인덱스이고; Δm은 두 개의 연속적인 심볼 주기들 동안 인터레이스 인덱스들 사이의 차이이고; m_t는 심볼 주기 t에서 파일롯 전송을 위해 사용되는 인터레이스이며; (x,y)=1은 x 및 y가 서로소이다(즉, x 및 y에 대한 최대공약수가 1이다).

수학식 8에 있는 -1과 +1은 '0'대신에 '1'로 시작하는 인터레이스 인덱스 번호 방식을 설명한다. 제 1 심볼 주기를 위해 사용되는 인터레이스는 m₁이며, 여기서 m₁∈{1 . . . M}이다. 상이한 "완료" 스태거링 패턴들은 Δm의 상이한 값들로 형성될 수 있다. 완료 스태거링 패턴은, 예컨대 M개의 심볼 주기들에서 파일롯 전송을 위해 모든 M개의 인터레이스들을 선택하는 패턴이다. 예를 들어, Δm=1이면, M개의 인터레이스들은 순차적인 순서로 선택되고, 스태거링 패턴은 {1, 2, 3,. . . , M}으로 표현될 수 있다. M=8인 경우에, 1, 3, 5 및 7 값은 상이한 완료 스태거 링 패턴들을 얻기 위해 Δm에 대하여 사용될 수 있다. Δm=1은 1만큼의 증가이며 Δm=7은 1만큼의 감소이기 때문에 이러한 네 개의 값들 중에서 7은 (성능의 관점에서) 1과 동등하며, 같은 이유로 5는 3과 동등하다.

도 4A는 파일롯 전송을 위해 사용될 수 있는 완료 스태거링 패턴(400)을 나타낸다. 수직축은 인터레이스 인덱스들을 나타내며, 수평축은 시간을 나타낸다. 이러한 예에서, M=8이고 하나의 인터레이스가 각각의 심볼 주기에서 파일롯 전송을 위해 사용된다. 스태거링 패턴(400)은 수학식 8에서 Δm=1로서 생성되고, 완료 스태거링 패턴은 {1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8}로서 표현될 수 있다. 그리하여 파일롯은 심볼 주기 1에서 인터레이스 1을 통해 전송되고, 그 다음에 심볼 주기 2에서 인터레이스 2를 통해 전송되고, 같은 방식으로 그 다음 심볼 주기들에서도 전송하여 심볼 주기 8에서는 인터레이스 8을 통해 전송되고, 그 다음에 심볼 주기 9에서는 다시 인터레이스 1을 통해 전송되고 같은 방식으로 그 다음 심볼 주기들에서도 전송된다. 모든 8개의 인터레이스들은 각각의 8-심볼 주기 기간에 파일롯 전송을 위해 사용된다.

도 4B는 또한 파일롯 전송을 위해 사용될 수 있는 완료 스태거링 패턴(410)을 나타낸다. 다시, M=8이고, 하나의 인터레이스가 각각의 심볼 주기에서 파일롯 전송을 위해 사용된다. 스태거링 패턴(410)은 수학식 8에서 Δm=3으로서 생성되고, 완료 스태거링 패턴은 {1, 4, 7, 2, 5, 8, 3, 6}으로 표현될 수 있다. 그리하여 파일롯은 심볼 주기 1에서 인터레이스 1을 통해 전송되고, 그 다음에 심볼 주기 2에서 인터레이스 4를 통해 전송되고, 그 다음에 심볼 주기 3에서 인터레이스 7을 통해 전송되며, 같은 방식으로 그 다음 심볼 주기들에서도 전송된다. 다시, 파일롯은 각각의 8-심볼 주기 기간에 모든 8개의 인터레이스들을 통해 전송된다. 세 개의 심볼 주기들을 통해, 스태거링 패턴(400)은 {1, 2, 3}의 상대적인 오프셋들을 가지는 인터레이스들을 선택하는 반면에, 스태거링 패턴(410)은 {1, 4, 7}의 상대적인 오프셋들을 가지는 인터레이스들을 선택한다. 스태거링 패턴(410)은 그리하여 스태거링 패턴(400)보다는 더욱 "확산(spread out)"되며 보다 양호한 성능을 제공할 수 있다.

도 4C는 수학식 8을 만족하지는 않으나 또한 파일롯 전송을 위해 사용될 수 있는 완료 스태거링 패턴(420)을 나타낸다. 이러한 완료 스태거링 패턴은 {1, 5, 2, 6, 3, 7, 4, 8}로서 표현될 수 있다. 파일롯은 각각의 8-심볼 주기 기간에 모든 8개의 인터레이스들을 통해 전송된다.

일반적으로, 파일롯은 임의의 수의 인터레이스들을 통해 전송될 수 있으며, 각각의 심볼 주기에서 M개의 인터레이스들 중 임의의 하나를 통해 전송될 수 있다. 각각의 심볼 주기에서 파일롯 전송을 위해 사용할 특정한 인터레이스는 임의의 스태거링 패턴에 기반하여 선택될 수 있으며, 이러한 스태거링 패턴들 중 세가지는 도 4A 내지 4C에 도시되어 있다. 파일롯은 완료 스태거링 패턴을 이용하여 모든 M개의 인터레이스들을 통해 전송될 수 있거나 또는 "부분" 스태거링 패턴을 이용하여 M개의 인터레이스들의 서브세트를 통해 전송될 수 있다.

L(P<L<=N)개의 채널 탭들을 가지는 더 긴 임펄스 응답 추정

는 다수의 인터레이스들에 대하여 획득된 다수의 P-탭 초기 임펄스 응답 추정들을 필터링함으로써 획득될 수 있다. 이러한 시간-도메인 필터링은 예를 들어 다음과 같이 유한 임펄스 응답(FIR) 필터를 통해 수행될 수 있다:

여기서,

는 인터레이스 m_t를 통해 수신된 파일롯에 기반하여 심볼 주기 t에 대하여 획득된 초기 임펄스 응답 추정이고;

는 심볼 주기 t에 있는 세그먼트 s에 대한 채널 임펄스 응답 h _s(t)의 추정인 P×1 벡터이고; α_s,l(i)는 세그먼트 s에서 l-번째 채널 탭을 획득하기 위해 사용되는 i-번째 필터 탭에 대한 계수이고; N_f는 시간-도메인 필터에 대한 넌-캐주얼(non-casual) 탭들의 수이며; N_b는 시간-도메인 필터에 대한 캐주얼 탭들의 수이다.

L-탭 임펄스 응답 추정

는 S개의 세그먼트들로 구성되고

로서 제공될 수 있으며, 여기서 S>1이고 L=SㆍP이다. 각각의 세그먼트 s(s=1 . . . S)는 벡터

에 포함된 P개의 채널 탭들을 포함한다.

는 h _s(t)의 추정이며, h _s(t)는 세그먼트 s에 대한 실제 채널 임펄스 응답이다.

수학식 9는 각각의 세그먼트 s에 대한 P개의 채널 탭들이 N_f+N_b개의 초기 임펄스 응답 추정들

내지

을 필터링함으로써 획득될 수 있다는 것을 나타내며, 상기 초기 임펄스 응답 추정들은 N_f+N_b개의 상이한 인터레이스들에 대하여 N_f+N_b개의 심볼 주기들을 통해 획득될 수 있다. 현재의 심볼 주기 t에 대한 초기 임펄스 응답 추정

는 필터 탭 i=0에 지정된다. 수학식 9는 또한

에 있는 각각의 채널 탭

는 N_f+N_b개의 채널 탭들

내지

를 각각 N_f+N_b개의 계수들

내지

와 곱하고, N_f+N_b개의 결과치들을 결함으로써 획득될 수 있다는 것을 나타낸다.

일반적으로, 각각의 세그먼트 s의 각각의 채널 탭

에 대한 계수들은 개별적으로 선택될 수 있다. 또한, N_f 및 N_b는 각각의 세그먼트 s의 각각의 채널 탭에 대하여 선택될 수 있다. 단순화를 위해, N_f+N_b개의 계수들 중 하나는 각각의 세그먼트에 있는 모든 P개의 채널 탭들에 대하여 사용될 수 있으며, S개의 계수 세트들은

의 S개의 세그먼트들에 대하여 정의될 수 있다. 이러한 경우에, 각각의 세그먼트 s에 대한 계수들 {α_s(i)}는 채널 탭 인덱스 l의 함수가 아니다.

시간-도메인 필터링은 또한 무한 임펄스 응답(IIR) 필터와 같은 다른 타입들의 필터를 사용하여 수행될 수 있다. 시간-도메인 필터링은 또한 (N_f=0이고 N_b>=1 인) 캐주얼 필터, (N_f>=1인) 넌-캐주얼 필터 또는 캐주얼 및 넌-캐주얼 탭들을 모두 가지는 필터를 사용하여 수행될 수 있다. 명확화를 위해, 다음의 설명은 수학식 9에서 보여지는 시간-도메인 필터에 대하여 이루어진다.

1. 길이 2P의 채널 임펄스 응답 추정

L=2P개의 채널 탭들을 가지는 더 긴 임펄스 응답 추정

를 획득하기 위해, 하나의 인터레이스에 대한 심볼 주기 t에서 획득된 초기 임펄스 응답 추정

는 다음과 같이 표현될 수 있다:

여기서,

이다. 수학식 10은 수학식 7에 기반하여 유도되며, 세그먼트들 3 내지 M은 크기가 0인 채널 탭들을 포함한다고 가정한다. 벡터 h ₁(t)는 메인 채널에 대한

에 있는 첫번째 P개의 채널 탭들을 포함한다. 벡터 h ₂(t)는 초과 채널에 대한

에 있는 다음 P개의 채널 탭들을 포함한다.

메인 채널 추정

에 대한 시간-도메인 필터를 위한 계수들은 다음과 같은 다양한 제약들에 기반하여 선택될 수 있다:

초과 채널 삭제:

시간 변화 억제:

바이어스되지 않은 추정 제공:

잡음 분산 최소화:

여기서, m_t-i는 심볼 주기 t-i에서 파일롯 전송을 위해 사용되는 인터레이스이며, i-번째 필터 탭에 대응한다. 바이어스되지 않은 추정은 (잡음을 통한) 추정의 평균이 이상적인 채널값과 동일한 추정이다.

수학식 11b는 N_f+N_b개의 심볼 주기들을 통해 채널 변화의 선형 성분을 삭제하며, 선형 성분은 낮은 속도 및/또는 작은 N_f+N_b에서 지배적인 성분일 것이다. 수학식 11a에 있는 첫번째 제약은 초과 채널 h ₂(t)로부터의 기여부분을 제거하며, 그결과

는 대부분 메인 채널 h ₁(t)로부터의 성분들을 포함하게 된다. 수학식 11b에 있는 두번째 제약은 N_f+N_b개의 심볼 주기들을 통해 메인 채널 h ₁(t)에서의 시 간 변화를 억제하는 것이다. 수학식 11c에 있는 세번째 제약은 h ₁(t)의 바이어스되지 않은 추정을 제공하며, 그 결과

의 예상 크기는

과 동일하다. 수학식 11d에 있는 네번째 제약은 메인 채널 추정

의 잡음 분산을 최소화하는 것이다. 시간-도메인 필터에 대한 탭들의 수(N_f+N_b)는 (1) 계수들을 선택하기 위한 자유도의 수와 (2) 계수들을 선택하는데 적용될 수 있는 제약들의 수를 결정한다.

초과 채널

메인 채널 삭제:

메인 채널의 시간 변화 억제:

초과 채널의 시간 변화 억제:

바이어스되지 않은 추정 제공:

수학식 12a에 있는 첫번째 제약은 메인 채널 h ₁(t)로부터의 기여부분을 제거하며, 그 결과

는 대부분 초과 채널 h ₂(t)로부터의 성분들을 포함하게 된다. 수학식 12b에 있는 두번째 제약은 메인 채널 h ₁(t)의 시간 변화를 억제한다. 수학식 12c에 있는 세번째 제약은 h ₂(t)의 바이어스되지 않은 추정을 제공한다.

특정한 예로서, 3-탭 도메인 필터는 세 개의 심볼 주기들에 대한

,

및

에 기반하여

에 있는 2P개의 채널 탭들을 획득하기 위해 사용될 수 있다. 3-탭 시간-필터는 다음과 같이 설계될 수 있다. 수학식 10을 이용하여, 시간-도메인 필터링에 앞서, 심볼 주기들 t-1, t 및 t+1에 있는 l-번째 채널 탭은 다음과 같이 표현될 수 있다:

,

여기서,

,

및

는 각각

, h ₁(t), h ₂(t) 및 n (t)의 l-번째 엘리먼트이며; m_t-1, m_t 및 m_t+1은 각각 심볼 주기들 t-1, t 및 t+1에서 파일롯 전송을 위해 사용되는 인터레이스들이다.

M=8, m_t-1=m_t+3 및 m_t+1=m_t+3인, 도 4B에 도시된 스태거링 패턴(410)에 대한 3- 탭 시간-도메인 필터에 대하여, 메인 채널 추정

에 대한 계수들을 선택하기 위해 사용되는 제약들은 다음과 같이 표현될 수 있다:

초과 채널 삭제:

시간 변화 억제:

바이어스되지 않은 추정 제공:

(초과 채널을 삭제하기 위한) 위의 첫번째 수학식은 수학식 11a로부터 나온 식이고

인 형태를 가지며,

으로서 단순화될 수 있으며, 여기서

및

이다.

메인 채널에 대한 상기의 수학식 세트에 대한 해답은 다음과 같이 주어진다:

수학식 14는 메인 채널 추정

에 대한 계수들이 심볼 주기 t에 독립적이라는 것을 나타낸다. 이러한 계수 세트는 메인 채널 h ₁(t)에서 시간 변화를 억제하나 초과 채널 h ₂(t)의 시간 변화를 억제하지 않는다. 시간-변화 에러는 채널 탭들의 에너지에 비례하며, 상기 에러는 초과 채널에 대하여 전형적으로 작으며 오직 전송 및/또는 수신 엔티티가 고속으로 이동하는 경우에만 중요하다. 그리하여, 초과 채널 h ₂(t)의 시간 변화를 억제하지 않는 것은 오직 성능을 약간 저하시킬 수 있을 뿐이다.

도 4B에 도시된 스태거링 패턴(410)에 대한 3-탭 시간-도메인 필터에 대하여, 초과 채널 추정

메인 채널 삭제:

시간 변화 억제:

바이어스되지 않은 추정 제공:

(바이어스되지 않은 추정을 제공하기 위한) 위의 세번째 수학식은 수학식 12c로부터 유도되며

인 형태를 가지며,

으로서 단순화될 수 있으며, 여기서

이다.

초과 채널에 대한 상기의 수학식 세트에 대한 해답은 다음과 같이 주어진다:

수학식 15는 초과 채널에 대한 계수들이 심볼 주기 t에서 파일롯 전송을 위 해 사용되는 인터레이스 m_t의 스태거링 위상 m_t에 따라 좌우된다는 것을 나타낸다.

2. 길이 3P의 채널 임펄스 응답 추정

L=3P개의 채널 탭들을 가지는 더 긴 임펄스 응답 추정

은 다음과 같이 표현될 수 있다:

수학식 16은 수학식 7에 기반하여 유도되며 세그먼트들 4 내지 M은 크기가 0인 채널 탭들을 포함한다고 가정한다. 벡터들 h ₁(t), h ₂(t) 및 h ₃(t)는 각각

의 첫번째, 두번째 및 세번째 세그먼트들에 대한 P개의 채널 탭들을 포함한다.

3-탭 시간-도메인 필터는 또한 세 개의 심볼 주기들에서 획득된

,

및

에 기반하여

의 3P개의 엘리먼트들을 획득하기 위해 사용될 수 있다. 수학식 16을 이용하여, 시간-도메인 필터링에 앞서서, 심볼 주기들 t-1, t 및 t+1에 있는 l-번째 채널 탭은 다음과 같이 행렬 형태로 표현될 수 있다:

여기서,

이다. 수학식 17은 m_t-1=m_t-Δm 및 m_t+1=m_t+Δm이라고 가정한다. 3-탭 시간-도메인 필터는 h ₁(t), h ₂(t) 또는 h ₃(t)에서 시간 변화를 억제하기 위한 충분한 자유도를 가지고 있지 않다. 그리하여, 수학식 17은 또한 h ₁(t), h ₂(t) 및 h ₃(t)는 세 개의 심볼 주기들 t-1, t 및 t+1을 통해 일정하다고 가정한다.

h ₁(t), h ₂(t) 및 h ₃(t)의 최소-제곱 추정은 다음과 같이 획득될 수 있다:

h ₁(t), h ₂(t) 및 h ₃(t)에 대한 3-탭 시간-도메인 필터는 행렬 형태로 다음과 같이 표현될 수 있다:

M=8이고 Δm=3인, 도 4B에 도시된 스태거링 패턴(410)에 대하여, 3-탭 시간- 도메인 필터에 대한 계수들은 수학식 18에 기반하여 다음과 같이 획득될 수 있다:

메인 채널 추정

는 계수들

,

및

을 각각

,

및

에 적용함으로써 획득될 수 있다. 초과 채널 추정

는 계수들

,

및

을 각각

,

및

에 적용함으로써 획득될 수 있다. 초과 채널 추정

는 계수들

,

및

을 각각

,

및

에 적용함으로써 획득될 수 있다.

3-탭 시간-도메인 필터는 수학식 세트들 11 및 12에 도시된 많은 제약들을 적용하기에 충분한 자유도를 가지고 있지 않다. 이러한 시간-도메인 필터에 대한 계수들은 메인 채널 h ₁(t) 또는 초과 채널 h ₂(t) 및 h ₃(t)에 있는 시간 변화를 억제하지 않는다. 위에서 설명된 다양한 제약들은 세 개 이상의 탭들을 가지는 시간-도메인 필터를 사용함으로써 적용될 수 있다.

일반적으로, 계수들의 상이한 세트

는 각각의 세그먼트 s에 대한 임펄 스 응답 추정

에 대하여 시간-도메인 필터를 위해 획득될 수 있다. 각각의 세그먼트 s에 대한 계수들은 다른 세그먼트들을 삭제, 채널의 시간 변화에 기인한 추정 에러 억제, h _s(t)의 바이어스되지 않은 추정 제공,

에 있는 잡음 분산을 최소화 등과 같은 다양한 제약들에 기반하여 선택될 수 있다. 시간-도메인 필터에 대한 탭들의 수는 계수들에 적용될 수 있는 제약들의 수를 결정한다. 여러가지 예시적인 3-탭 시간-도메인 필터 설계들이 위에서 설명되었다. 다른 시간-도메인 필터들이 또한 위의 설명에 기반하여 설계될 수 있는 본 발명의 범위 내에 있다.

일반적으로, L개의 채널 탭들을 가지는 더 긴 임펄스 응답 추정은 하나 이상의 심볼 주기들에서 L개의 상이한 서브밴드들을 통해 수신된 파일롯 심볼들에 기반하여 획득될 수 있다. 파일롯은 파일롯에 대한 오버헤드의 양을 제한하기 위해 각각의 심볼 주기에서 하나의 인터레이스를 통해 전송될 수 있다. 파일롯은 상이한 심볼 주기들에서 스태거된 서브밴드들과 함께 상이한 인터레이스들을 통해 전송될 수 있다. 이것은 수신 엔티티가 P개 이상의 채널 탭들을 가지는 더 긴 임펄스 응답 추정을 획득하도록 허용한다. 파일롯이 완료 스태거링 패턴을 이용하여 모든 M개의 인터레이스들을 통해 전송된다면, 모든 N개의 채널 탭들을 가지는 전체-길이 임펄스 응답 추정이 획득될 수 있다.

수신 엔티티는 충분한 수(S개 또는 그 이상)의 상이한 인터레이스들에 대한 길이 P의 초기 임펄스 응답 추정들

를 필터링함으로써 길이 L의 더 긴 임펄스 응답 추정

를 획득할 수 있다. 파일롯이 각각의 심볼 주기에서 상이한 인터레 이스를 통해 전송되면, 그 다음에 시간-도메인 필터링은

을 얻기 위해 충분한 수(S개 또는 그 이상)의 심볼 주기들을 통해 수행될 수 있다. 점진적으로 더 긴 임펄스 응답 추정은 더 많은 심볼 주기들을 통해 필터링함으로써 획득될 수 있다. 보다 적은 심볼 주기들을 통한 시간-도메인 필터링은 채널의 변화들에 대한 더 양호한 트래킹을 제공하며, 그리하여 도플러 효과에 대하여 보다 견고하고(robust), 더 짧은 길이를 가지는 임펄스 응답 추정을 제공할 수 있다. 더 많은 심볼 주기들을 통한 시간-도메인 필터링은 시간의 경과에 따른 채널의 변화들에 기인하여

에 있는 에러를 증가시키고, 도플러 효과에 대하여 덜 견고하나, 더 긴 길이를 가지는 임펄스 응답 추정을 제공할 수 있다.

더 긴 임펄스 응답 추정은 초과 채널 탭들을 포함한다. 각각의 채널 탭은 탭 위치에서의 복소 채널 이득뿐만 아니라 잡음을 포함하기 때문에, 점진적으로 더 긴 임펄스 응답 추정은 채널과 관련하여 더 많은 정보를 제공하나 또한 더 많은 잡음을 포함한다. 초과 채널 탭들로부터의 잡음은 채널 추정의 길이를 P보다 길게 연장함으로써 기인하는 잡음 증가로서 보여질 수 있다. 초과 채널 에너지가 상대적으로 작거나, 또는 초과 채널 탭들이 요구되지 않는 경우에는, 더 양호한 성능이 더 짧은 임펄스 응답 추정(예를 들어,

)을 통해 달성될 수 있다. 초과 채널 에너지가 상대적으로 크거나, 또는 초과 채널 탭들이 적절한 경우에는, 더 긴 임펄스 응답 추정(예를 들어,

)은 잡음이 증가하더라도 더 양호한 성능을 제공할 수 있다. 상이한 길이들을 가지는 채널 추정들은 수신 엔티티에서 상이한 목적들 을 위해 획득되고 사용될 수 있다.

3. 데이터 탐지

데이터 탐지를 위해, 2P개의 채널 탭들을 가지는 더 긴 임펄스 응답 추정

은 더 긴 채널 추정과 초과 채널로부터의 추가적인 잡음 사이의 양호한 균형을 제공할 수 있다. 더 긴 채널 추정은 주파수 도메인을 언더샘플링하는 것이 기인하여 수학식 7에서 보여지는 좋지 않은 어라이어싱 효과를 완화시키고, 메인 채널 h ₁(t)에 대한 보다 정확한 추정을 제공하며, 초과 채널 h ₂(t)에 대한 추정을 허용한다. 더 긴 임펄스 응답 추정

는 위에서 설명된 바와 같이 획득될 수 있다.

도 5는 데이터 탐지 및 디코딩을 위해 사용되는 채널 추정을 획득하기 위한 프로세스(500)의 플로우 다이어그램을 나타낸다. 수신된 파일롯 심볼들은 현재의 심볼 주기 t에서 파일롯 전송을 위해 사용되는 인터레이스 m_t에 있는 서브밴드들에 대하여 획득된다(블록 512). 초기 주파수 응답 추정

는 수학식 5에서 보여지는 바와 같이 수신된 파일롯 심볼들에 기반하여 획득된다(블록 514). 초기 임펄스 응답 추정

는 수학식 6에서 보여지는 바와 같이 초기 주파수 응답 추정

에 기반하여 획득된다(블록 516). 적어도 S₁개의 심볼 주기들 동안 초기 임펄스 응답 추정들은 L₁개의 채널 탭들을 가지는 더 긴 임펄스 응답 추정

를 획득하기 위 해 적어도 S₁개의 탭들을 가지는 시간-도메인 필터를 통해 필터링되며, 여기서 L₁=S₁ㆍP이다(블록 518).

추가적으로 채널 추정 성능을 향상시키기 위해 후-처리(post-processing)가

에 있는 L₁개의 채널 탭들을 통해 수행될 수 있다(블록 520). 후-처리는 절단(truncation), 예컨대 초과 채널 추정에 대한 채널 탭들 P+1 내지 L₁을 0들로 설정하는 것을 포함할 수 있다. 후-처리는 대안적으로 또는 추가적으로 임계 설정(thresholding), 예컨대 주어진 임계치보다 낮은 에너지를 가지는 메인 및/또는 초과 채널 추정들에 있는 채널 탭들을 0들로 설정하는 것을 포함할 수 있다. 처리되지 않거나 또는 후-처리된 더 긴 임펄스 응답 추정

은 그 다음에 길이 N의 벡터

를 획득하기 위해 제로-패딩(zero-padding)에 의해 길이 N으로 연장될 수 있다(또한 블록 520). 그 다음에 모든 N개의 서브밴드들에 대한 주파수 응답 추정

를 획득하기 위해 다음과 같이 N-포인트 FFT가

에 대하여 수행될 수 있다(블록 522):

프로세스(500)는 파일롯 전송과 함께 각각의 심볼 주기 동안 수행될 수 있다.

는 N개의 전체 서브밴드들에 대한 N개의 채널 이득들을 포함하고

로 표현될 수 있으며, 여기서

는 인터레이스 m에 있는 P개의 서브밴드들에 대한 P개의 채널 이득 추정들을 포함한다. M개의 인터레이스들에 대한 M개의 주파수 응답 추정들

는 파일롯 전송을 위해 사용되는 특정한 스태거링 패턴에 따라 상이한 잡음 분산들을 가질 수 있다. 일반적으로, 더 많이 확산되는 스태거링 패턴(예를 들어, 스태거링 패턴(410))은 보다 가깝게 배치된 스태거링 패턴(예를 들어, 스태거링 패턴(400))보다 M개의 인터레이스들에 대하여

를 통해 더 적은 잡음 분산을 출력할 수 있다.

4. 시간 트래킹

수신 엔티티는 상이한 OFDM 심볼들을 통해 심볼 타이밍을 추정하고 트래킹하기 위한 시간 트래킹을 수행한다. 심볼 타이밍은 각각의 수신된 OFDM 심볼에 대한 N+C개의 입력 샘플들 중에서 (종종 FFT 윈도우로 지칭되는) N개의 입력 샘플들의 윈도우를 캡처하기 위해 사용된다. 채널 추정 및 데이터 탐지 모두의 성능은 FFT 윈도우의 배치에 의해 영향을 받기 때문에 정확한 심볼 타이밍이 필요하다. 각각의 심볼 주기 동안 수신된 OFDM 심볼의 타이밍은 각각의 심볼 주기 동안 더 긴 임펄스 응답 추정을 획득하고 적절한 기준에 기반하여 타이밍을 탐지, 예를 들어, 사이클릭 프리픽스 내의 에너지를 최대화함으로써 추정될 수 있다.

파일롯 심볼들이 L개의 상이한 서브밴드들에 대하여 이용가능하고 타이밍 기준이 이용가능하지 않은 경우에, L개의 채널 탭들을 가지는 더 긴 임펄스 응답 추 정이 획득될 수 있으나, 오직 L/2개의 채널 탭들이 임의의 불명확함 없이 분석될 수 있다. 이것은 네거티브 타이밍 에러는 이전의 채널 탭들의 어라이어싱을 초래하고 임펄스 응답 추정의 끝부분에서 나타나기 때문이다. 그리하여, 임펄스 응답 추정의 끝부분에서의 채널 탭들이 (심볼 타이밍이 정확하다면) 이후의 채널 탭들인지 또는 (네거티브 타이밍 에러가 존재한다면) 어라이어싱된 이전의 채널 탭들인지 여부를 결정하는 것은 가능하지 않다. N개까지의 채널 탭들을 가지는 더 긴 채널 임펄스 응답 추정은 M개의 상이한 인터레이스들에 대한 초기 임펄스 응답 추정들을 필터링함으로써 획득될 수 있다. 통신 채널의 분석가능한 길이는 더 긴 임펄스 응답 추정을 이용함으로써 증가된다.

도 6A 및 6B는 타이밍 불확실성에 기인한 채널 임펄스 응답 추정의 불명확함을 나타낸다. 도 6A는 L/2보다 긴 길이의 임펄스 응답을 가지는 실제 채널에 대한 길이 L의 채널 임펄스 응답 추정(610)을 나타낸다. 도 6A에서, 심볼 타이밍은 정확하며 채널 임펄스 응답 추정(610)은 적절한 위치들에서 실제 채널의 응답들(612 및 614)를 적절하게 포함한다.

도 6B는 다른 실제 채널에 대한 L/2보다 긴 길이의 임펄스 응답(620)을 나타낸다. 타이밍 에러가 존재하지 않는다면, 상기 채널에 대한 채널 임펄스 응답 추정은 도 6B에 도시된 바와 같은 위치들에서 응답들(622 및 624)을 포함할 것이다. 그러나, x의 타이밍 에러가 존재한다면, 응답(622)은 어라이어싱되어 응답(632)으로서 나타날 것이다. 그리하여, x의 타이밍 에러를 가지는 상기 채널에 대한 채널 임펄스 응답 추정은 도 6A에 있는 채널 임펄스 응답 추정(610)과 유사해질 것이다.

도 6A 및 6B는 채널 임펄스 응답 추정(610)이 (1) 타이밍 에러 없이 도 6A에 도시된 임펄스 응답을 가지는 채널 또는 (2) x의 타이밍 에러를 가지는 도 6B에 도시된 임펄스 응답을 가지는 채널에 대하여 획득될 수 있으며, 이들 두 경우들이 구분될 수 없다는 것을 나타낸다. 그러나, 채널 응답 길이들이 항상 L/2보다 짧다고 가정하면 이러한 불명확성 문제는 발생하지 않을 것이다. 그 후에 도 6B의 실제 채널은 도 6A의 채널로 오해되도록 L/2보다 길어야 할 것이기 때문에, 도 6A의 채널 응답 추정은 실제의 채널과 대응한다고 결론내릴 수 있다. 그리하여, 길이 L의 초기 추정은 타이밍 불명확성을 가지고 길이 L/2의 채널을 분석할 수 있다. 더 긴 채널 임펄스 응답 추정은 그리하여 타이밍 트래킹을 위해 바람직할 수 있다.

더 긴 채널 임펄스 응답 추정은 초과 채널 탭들에 기인하여 추가적인 잡음을 가지며, 채널 시간-변화들에 기반하여 더 큰 에러를 가진다. 그러나, 시간 트래킹의 목적은 각각의 탭의 복소 채널 이득들보다는 채널 에너지의 일반적인 위치와 같은 덜 상세한 정보를 결정하는 것이기 때문에, 시간-트래킹은 추가적인 잡음에 덜 민감할 수 있다. 그리하여, 채널 품질 및 길이 사이의 균형은 데이터 탐지 및 시간 트래킹에 대한 요구들과 일관된다. 구체적으로, 시간 트래킹에서, 3P개의 채널 탭들을 가지는 더 긴 임펄스 응답 추정

는 분석가능한 채널 길이와 잡음 증가 사이의 우수한 균형을 제공할 수 있다. 예를 들어, P=512이면,

는 1536개의 채널 탭들을 포함하며, 768개까지의 채널 탭들은 불명확성 없이 분석될 수 있다. 심볼 타이밍이 일단 알려지면, 통신 채널은 데이터 탐지의 목적으로 3P/2개의 탭 길이를 가지는 것으로 가정될 수 있다. 3P/2-탭 채널은 2P개의 채널 탭들을 가지는 더 긴 임펄스 응답 추정을 획득하고 마지막 256개의 채널 탭들을 절단함으로써 추정될 수 있다.

도 7은 시간 트래킹을 수행하기 위한 프로세스의 플로우 다이어그램을 나타낸다. 도 7의 블록들 712, 714, 716 및 718은 각각 도 5의 블록 512, 514, 516 및 518에 대하여 위에서 설명된 바와 같다. 그러나, 상이한 길이 L₂를 가지는 더 긴 임펄스 응답 추정

는 시간 트래킹을 위해 사용될 수 있고, 적어도 S₂개의 채널 탭들을 가지는 상이한 시간-도메인 필터는

를 획득하기 위해 사용될 수 있으며, 여기서 L₂=S₂ㆍP이다. 그 다음에 채널 추정

는 현재의 심볼 주기 t에 대한 수신된 OFDM 심볼의 타이밍을 결정하기 위해 처리된다(블록 720). 타이밍을 결정하기 위한 하나의 방법은 다음과 같다. 길이 L₂/2의 윈도우는 윈도우의 좌측 가장자리가 처음에 탭 인덱스 1에 있도록 배치된다. 윈도우 내에 있는 모든 채널 탭들의 에너지가 계산된다. 그 다음에 윈도우는 탭 인덱스 L₂/2에 도달할 때까지 한번에 하나의 탭 위치씩 우측으로 이동된다. 채널 탭 에너지는 각각의 탭 위치에 대하여 계산된다. 그 다음에 모든 L₂/2개의 윈도우 시작 위치들 중에서 피크 에너지가 결정된다. 다수의 윈도우 시작 위치들이 동일한 피크 에너지를 가진다면, 피크 에너지를 가지는 최좌측 윈도우 시작 위치가 식별된다. 피크 에너지를 가지는 최좌측 윈도우 시작 위치는 고유하게 수신된 OFDM 심볼에 대한 FFT 윈도우 를 결정한다. 타이밍 탐지는 또한 다른 기법들을 이용하여 수행될 수 있다. 어떤 경우라도, 심볼 타이밍 추정은 현재 수신된 OFDM 심볼에 대하여 획득된 타이밍 정보를 이용하여 업데이트된다(블록 722).

일반적으로, 동일한 또는 상이한 임펄스 응답 추정들은 데이터 탐지/디코딩 및 시간 트래킹을 위해 사용될 수 있다. 동일한 임펄스 응답 추정의 사용은 수신 엔티티에서의 계산량을 줄일 수 있다. 이러한 경우에, 이러한 임펄스 응답 추정을 위한 채널 길이 L과 시간-도메인 필터가 데이터 탐지 및 시간 트래킹 모두에 대하여 양호한 성능을 제공하기 위해 선택될 수 있다. 데이터 탐지/디코딩 및 시간 트래킹 모두에 대한 양호한 성능을 달성하기 위하여 상이한 임펄스 응답 추정들은 또한 데이터 탐지/디코딩 및 시간 트래킹을 위해 사용될 수 있으며, 두 개의 시간-도메인 필터들을 사용하여 획득될 수 있다. 각각의 임펄스 응답 추정에 대한 채널 길이 및 시간-도메인 필터 계수들은 데이터 탐지 또는 시간 트래킹에 대한 양호한 성능을 제공하기 위해 선택될 수 있다.

도 8은 수신 엔티티(150)에 있는 OFDM 복조기(160), 채널 추정기(172) 및 시간 트래킹 유니트(162)에 대한 일 실시예를 나타낸다. OFDM 복조기(160) 내에서, 사이클릭 프리픽스 제거 유니트(812)는 시간 트래킹 유니트(162)에 의해 제공되는 심볼 타이밍에 기반하여 각각의 수신된 OFDM 심볼에 대한 N개의 입력 샘플들을 캡처한다. FFT 유니트(814)는 N개의 입력 샘플들의 각각의 윈도우에 대하여 N-포인트 FFT를 수행하고 N개의 서브밴드들에 대한 N개의 수신된 심볼들을 획득한다. FFT 유니트(814)는 수신된 데이터 심볼들을 탐지기(170)로 제공하고 수신된 파일롯 심볼들을 채널 추정기(172)로 제공한다. 탐지기(170)는 또한 채널 추정기(172)로부터 주파수 응답 추정

를 수신하고, 수신된 데이터 심볼들에 대하여 데이터 탐지를 수행하고, 탐지된 데이터 심볼들을 제공한다.

채널 추정기(172) 내에서, 파일롯 탐지기(822)는 수신된 파일롯 심볼들에 대한 변조를 제거하고 현재의 심볼 주기 t에서 파일롯 전송을 위해 사용되는 인터레이스에 있는 P개의 서브밴드들에 대한 P개의 채널 이득들로 구성된 초기 주파수 응답 추정

를 획득하기 위해 외삽 및/또는 보간을 수행할 수 있다. IFFT 유니트(824)는 P개의 채널 탭들을 가지는 변조된 임펄스 응답 추정

을 획득하기 위해

에 대하여 P-포인트 IFFT를 수행한다. 로테이터(rotator)(826)는

의 P개의 엘리먼트들에 있는 위상 램프를 제거하고 초기 임펄스 응답 추정

를 제공한다. 시간-도메인 필터(830)는 S₁개 또는 그 이상의 심볼 주기들에서 획득된 S₁개 또는 그 이상의 인터레이스들에 대하여 획득된 초기 임펄스 응답 추정들

를 필터링하고 L₁개의 채널 탭들을 가지는 더 긴 임펄스 응답 추정

를 제공한다. 후-처리기(832)는

에 대하여 후-처리(예를 들어, 절단, 임계 설정 등) 및 제로-패딩을 수행하고 N개의 채널 탭들을 가지는 벡터

를 제공한다. FFT 유니트(834)는 N개의 전체 서브밴드들에 대한 주파수 응답 추정

를 획득하기 위해

에 대하여 N-포인트 FFT를 수행한다. 채널 추정기(172)는 또한 단지 하나 이상의 선택된 인터레이스들에 대하여 주파수 응답 추정

을 획득할 수 있다.

시간 트래킹 유니트(162) 내에서, 시간-도메인 필터(840)는 S₂개 또는 그 이상의 심볼 주기들에서 획득된 S₂개 또는 그 이상의 인터레이스들에 대한 초기 임펄스 응답 추정들

을 필터링하고 L₂개의 채널 탭들을 가지는 더 긴 임펄스 응답 추정

를 제공한다. 타이밍 탐지기(842)는, 예컨대

에 있는 채널 탭들의 에너지에 기반하여 현재 수신된 OFDM 심볼에 대한 타이밍을 결정한다. (루프 필터일 수 있는) 시간 트래킹 유니트(844)는 현재 수신된 OFDM 심볼에 대하여 사용되는 타이밍으로부터 심볼 타이밍을 조절한다.

도 9는 시간-도메인 필터(830x)의 블록 다이어그램을 나타내며, 시간-도메인 필터(830x)는 도 8의 필터들(830 및 840)을 위해 사용될 수 있다. 필터(830x) 내에서,

에 있는 l-번째 채널 탭은 N_f+N_b-1개의 직렬-연결된 지연 엘리먼트(912)로 제공된다. 각각의 지연 엘리먼트(912)는 하나의 심볼 주기만큼 자신의 입력 채널 탭을 지연시킨다. N_f+N_b-1개의 곱셈기들(914)은 N_f+N_b-1개의 지연 엘리먼트들의 입력과 연결되고, 하나의 곱셈기(914)는 마지막 지연 엘리먼트의 출력과 연결된다. N_f+N_b개의 곱셈기들은 자신들의 채널 탭들

내지

을 수신하여 이들을 각각 계수들

내지

과 곱한다. 동일한 계수들이 각각의 세그먼트에 있는 모든 P개의 채널 탭들에 대하여 사용될 수 있으며, 이러한 경우에 계수들은 탭 인덱스에 대한 첨자 l없이

내지

로서 표시될 수 있다. 합산기(916)는 모든 N_f+N_b개의 곱셈기들의 출력들을 수신하고 합산하여

의 세그먼트 s의 l-번째 채널 탭을 제공한다. L은 데이터 탐지를 위한 L₁과 시간 트래킹을 위한 L₂와 동일할 수 있다.

에 있는 오직 하나의 채널 탭에 대한 필터링은 도 9에 도시되어 있다.

에 있는 남아있는 채널 탭들의 각각에 대한 필터링은 유사한 방식으로 수행될 수 있다.

여기에 설명된 파일롯 전송, 채널 추정 및 시간 트래킹 기법들은 다양한 수단들에 의해 구현될 수 있다. 예를 들어, 이러한 기법들은 하드웨어, 소프트웨어 또는 이들의 결합에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어 구현에 있어서, 전송 엔티티에서 파일롯 전송을 위해 사용되는 프로세싱 유니트들은 하나 이상의 ASIC들(application specific integrated circuits), DSP들(digital signal processors), DSPD들(digital signal processing devices), PLD들(programmable logic devices), FPGA들(field programmable gate arrays), 프로세서들, 제어기들, 마이크로-컨트롤러들, 마이크로프로세서들, 여기에 설명된 기능들을 수행하기 위해 설계된 다른 전자 유니트들, 또는 이들의 결합에 의해 구현될 수 있다. 수신 엔티티에서 채널 추정 및 시간 트래킹을 위해 사용되는 프로세싱 유니트들도 또한 하나 이상의 ASIC들, DSP들 등 내에서 구현될 수 있다.

소프트웨어 구현에 있어서, 이러한 기법들은 여기에 설명된 기능들을 수행하 는 모듈들(예를 들어, 절차, 기능 등)을 통해 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드들은 메모리 유니트들(예를 들어, 도 1의 메모리 유니트(142 또는 192))에 저장되고 프로세서(예를 들어, 제어기(140 또는 190))에 의해 실행될 수 있다. 메모리 유니트는 프로세서 내에서 구현되거나 또는 프로세서 외부에 구현될 수 있다.

제목들은 참조를 위해 그리고 특정 섹션들이 위치하는데 도움을 주기 위해 포함된다. 이러한 제목들은 여기에 설명된 개념들의 범위를 한정하기 위한 것이 아니며, 이러한 개념들은 전체 명세서를 통해서 다른 섹션들에 적용될 수 있다.

제시된 실시예들에 대한 이전의 설명은 당업자가 본 발명을 실시하거나 이용할 수 있도록 제공된다. 이러한 실시예들에 대한 다양한 변형들은 당업자에게 명백할 것이며, 여기에 정의된 일반적인 원리들은 본 발명의 범위를 벗어남이 없이 다른 실시예들에 적용될 수 있다. 그리하여, 본 발명은 여기에 제시된 실시예들로 한정되는 것이 아니라, 여기에 제시된 원리들 및 신규한 특징들과 일관되는 최광의의 범위에서 해석되어야 할 것이다.

Claims

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멀티-캐리어 통신 시스템에서 파일롯을 전송하는 방법에 있어서,

복수의 시간 간격들 각각에 대하여 M개의 주파수 서브밴드 그룹들로부터 주파수 서브밴드 그룹을 선택하는 단계 - 각각의 그룹은 상기 시스템에서의 전송을 위해 사용가능한 N개의 주파수 서브밴드들로부터 선택된 상이한 복수의 주파수 서브밴드들을 포함하고, M 및 N은 1보다 큰 정수들이고, 상기 M개의 주파수 서브밴드 그룹들은 동일한 크기를 가지고, 상기 N개의 사용가능한 주파수 서브밴드들 중 적어도 4분의 3은 상기 M개의 주파수 서브밴드 그룹들 중에 포함되며, M개의 주파수 서브밴드 그룹들은 상기 복수의 시간 간격들에서 선택됨 -; 및

각각의 시간 간격에 대하여, 각각의 시간 간격을 위해 선택된 그룹에 있는 주파수 서브밴드들로 파일롯 심볼들을 다중화시키는 단계를 포함하며,

상기 M개의 주파수 서브밴드 그룹들은 M개의 시간 간격들 각각에 대하여 사용할 특정한 그룹을 나타내는 스태거링(staggering) 패턴에 기반하여 상기 M개의 시간 간격들에서 선택되며,

상기 M개의 주파수 서브밴드 그룹들은 1 내지 M의 인덱스들로 지정되며, 각각의 시간 간격에 대하여 선택된 주파수 서브밴드 그룹은 다음과 같이 결정되며:

m_t=[(m_t-1-1+Δm) mod M]+1

t는 시간 간격에 대한 인덱스이고; m_t-1은 시간 간격 t-1을 위해 선택된 주파수 서브밴드 그룹에 대한 인덱스이고; m_t는 시간 간격 t를 위해 선택된 주파수 서브밴드 그룹에 대한 인덱스이고; m₁은 제 1 시간 간격을 위해 선택된 주파수 서브밴드 그룹에 대한 인덱스이고; Δm과 M은 서로소(relatively prime)이며; "mod M"은 모듈로(modulo)-M 연산을 표시하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 6 항에 있어서,

Δm은 M/2에 가장 가까운 정수값인 것을 특징으로 하는 방법.
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멀티-캐리어 통신 시스템의 장치로서,

복수의 시간 간격들 각각에 대하여 M개의 주파수 서브밴드 그룹들로부터 주파수 서브밴드 그룹을 선택하도록 동작하는 제어기 - 각각의 그룹은 상기 시스템에서의 전송을 위해 사용가능한 N개의 주파수 서브밴드들로부터 선택된 상이한 복수의 주파수 서브밴드들을 포함하고, M 및 N은 1보다 큰 정수들이고, 상기 M개의 주파수 서브밴드 그룹들은 동일한 크기를 가지고, 상기 N개의 사용가능한 주파수 서브밴드들 중 적어도 4분의 3은 상기 M개의 주파수 서브밴드 그룹들 중에 포함되며, M개의 주파수 서브밴드 그룹들은 상기 복수의 시간 간격들에서 선택됨 -; 및

각각의 시간 간격에 대하여, 각각의 시간 간격을 위해 선택된 그룹에 있는 주파수 서브밴드들로 파일롯 심볼들을 다중화시키도록 동작하는 변조기를 포함하며,

상기 M개의 주파수 서브밴드 그룹들은 1 내지 M의 인덱스들로 지정되고 M개의 시간 간격들에서 상기 M개의 시간 간격들 각각을 위한 하나의 주파수 서브밴드 그룹이 선택되고, 각각의 시간 간격에 대하여 선택된 주파수 서브밴드 그룹은 다음과 같이 결정되며:

m_t=[(m_t-1-1+Δm) mod M]+1

t는 시간 간격에 대한 인덱스이고; m_t-1은 시간 간격 t-1을 위해 선택된 주파수 서브밴드 그룹에 대한 인덱스이고; m_t는 시간 간격 t를 위해 선택된 주파수 서브밴드 그룹에 대한 인덱스이고; m₁은 제 1 시간 간격을 위해 선택된 주파수 서브밴드 그룹에 대한 인덱스이고; Δm과 M은 서로소이며; "mod M"은 모듈로-M 연산을 표시하는 것을 특징으로 하는 장치.
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멀티-캐리어 통신 시스템에서 채널 추정 및 시간 트래킹(tracking)을 수행하는 방법으로서,

복수의 상이한 주파수 서브밴드 그룹들에 대한 복수의 초기 임펄스 응답 추정들을 획득하는 단계 - 각각의 그룹은 상기 시스템의 N개의 주파수 서브밴드들로부터 선택된 상이한 복수의 주파수 서브밴드들을 포함하며, N은 1보다 큰 정수임 -;

데이터 탐지 및 디코딩을 위해 사용되는 1 또는 1보다 큰 정수인 길이 L₁의 제 1 임펄스 응답 추정을 획득하기 위해, 상기 복수의 초기 임펄스 응답 추정들로부터의 초기 임펄스 응답 추정들의 제 1 세트를 처리하는 단계; 및

시간 트래킹을 위해 사용되는 L₁보다 긴 길이 L₂의 제 2 임펄스 응답 추정을 획득하기 위해, 상기 복수의 초기 임펄스 응답 추정들로부터의 초기 임펄스 응답 추정들의 제 2 세트를 처리하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 15 항에 있어서,

상기 복수의 그룹들 각각은 P개의 주파수 서브밴드들을 포함하며, P는 1보다 큰 정수인 것을 특징으로 하는 방법.
제 16 항에 있어서,

각각의 그룹에 있는 상기 P개의 주파수 서브밴드들은 상기 N개의 주파수 서브밴드들을 통해 균일하게 배치되는 것을 특징으로 하는 방법.
제 16 항에 있어서,

L₁은 S₁과 P의 곱과 동일하고 L₂는 S₂과 P의 곱과 동일하며, S₁과 S₂는 1보다 큰 정수들이고 S₂는 S₁과 같거나 더 큰 것을 특징으로 하는 방법.
제 16 항에 있어서,

L₁은 P의 두 배와 동일하고 L₂는 P의 세 배와 동일한 것을 특징으로 하는 방법.
제 18 항에 있어서,

상기 제 1 임펄스 응답 추정은 S₁개의 세그먼트들에 배치된 L₁개의 채널 탭들을 포함하고, 각각의 세그먼트는 P개의 연속적인 채널 탭들을 포함하며, 각각의 세그먼트에 있는 P개의 채널 탭들은 각각의 세그먼트에 대한 필터 계수 세트에 기반하여 획득되는 것을 특징으로 하는 방법.
제 20 항에 있어서,

상기 제 1 임펄스 응답 추정에 대한 P개의 채널 탭들의 제 1 세그먼트는 메 인 채널을 위한 것이며, 상기 제 1 임펄스 응답 추정에 대한 상기 S₁개의 세그먼트들 중 나머지 세그먼트들은 초과 채널을 위한 것임을 특징으로 하는 방법.
제 21 항에 있어서,

상기 P개의 채널 탭들의 제 1 세그먼트에 대한 상기 필터 계수 세트는 상기 초과 채널로부터의 기여부분(contribution)을 제거, 상기 메인 채널의 시간 변화를 억제, 상기 메인 채널의 바이어스되지 않은(unbiased) 추정을 제공, 상기 필터 계수들의 노름(norm)을 최소화 또는 이들의 결합을 수행하도록 선택되는 것을 특징으로 하는 방법.
제 21 항에 있어서,

상기 제 1 임펄스 응답 추정에 대한 상기 S₁개의 세그먼트들의 남아있는 세그먼트들 중 하나에 대한, P개의 채널 탭들의 제 2 세그먼트에 대한 상기 필터 계수 세트는 상기 메인 채널로부터의 기여부분을 제거, 상기 메인 채널의 시간 변화를 억제, 상기 초과 채널의 시간 변화를 억제, 상기 P개의 채널 탭들의 제 2 세그먼트의 바이어스되지 않은 추정을 제공, 상기 필터 계수들의 노름을 최소화 또는 이들의 결합을 수행하도록 선택되는 것을 특징으로 하는 방법.
제 18 항에 있어서,

상기 제 1 세트는 S₁개의 초기 임펄스 응답 추정들을 포함하고, S₁은 1보다 큰 정수이며, 상기 제 1 임펄스 응답 추정은 상기 S₁개의 초기 임펄스 응답 추정들에 대한 S₁개의 탭들을 가지는 필터를 통해 획득되는 것을 특징으로 하는 방법.
제 24 항에 있어서,

S₁은 2인 것을 특징으로 하는 방법.
제 18 항에 있어서,

상기 제 2 임펄스 응답 추정은 S₂개의 세그먼트들에 배치된 L₂개의 채널 탭들을 포함하고 각각의 세그먼트는 P개의 연속적인 채널 탭들을 포함하며, 각각의 세그먼트에 있는 P개의 채널 탭들은 각각의 세그먼트에 대한 필터 계수 세트에 기반하여 획득되는 것을 특징으로 하는 방법.
제 20 항에 있어서,

상기 제 2 임펄스 응답 추정은 S₂개의 세그먼트들에 배치된 L₂개의 채널 탭들을 포함하고 각각의 세그먼트는 P개의 연속적인 채널 탭들을 포함하며, 각각의 세그먼트에 있는 P개의 채널 탭들은 각각의 세그먼트에 대한 필터 계수 세트에 기반하여 획득되며, 상기 제 1 임펄스 응답 추정을 위해 사용되는 필터 계수들은 상 기 제 2 임펄스 응답 추정을 위해 사용되는 필터 계수들과 상이한 것을 특징으로 하는 방법.
제 15 항에 있어서,

상기 제 1 임펄스 응답 추정은 L₁개의 채널 탭들을 포함하고, 상기 제 2 임펄스 응답 추정은 상기 제 1 채널 임펄스 응답 추정의 상기 L₁개의 채널 탭들과 (L₂-L₁)개의 추가적인 채널 탭들을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 15 항에 있어서,

상기 제 2 세트는 S₂개의 초기 임펄스 응답 추정들을 포함하고 S₂는 1보다 큰 정수이며, 상기 제 2 임펄스 응답 추정은 상기 S₂개의 초기 임펄스 응답 추정들에 대한 S₂개의 탭들을 가지는 필터를 통해 획득되는 것을 특징으로 하는 방법.
제 15 항에 있어서,

적어도 하나의 주파수 서브밴드 그룹에 대한 주파수 응답 추정을 획득하기 위해 상기 제 1 임펄스 응답 추정을 처리하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 30 항에 있어서,

상기 제 1 임펄스 응답 추정을 처리하는 단계는 미리 결정된 임계값보다 적은 에너지를 가지는 상기 제 1 임펄스 응답 추정에 있는 채널 탭들을 0으로 설정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 30 항에 있어서,

상기 제 1 임펄스 응답 추정을 처리하는 단계는 상기 제 1 임펄스 응답 추정에 있는 미리 결정된 개수의 가장 최근의 채널 탭들을 0으로 설정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 15 항에 있어서,

상기 제 2 임펄스 응답 추정에서 주된(predominant) 에너지량을 가지는 시간 인스턴트를 결정하는 단계; 및

상기 제 2 임펄스 응답 추정에 대하여 결정된 상기 시간 인스턴트를 이용하여 심볼 타이밍을 획득하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 15 항에 있어서,

상기 복수의 상이한 주파수 서브밴드 그룹들에 대한 복수의 초기 주파수 응답 추정들을 획득하는 단계; 및

상기 복수의 초기 임펄스 응답 추정들 중 대응하는 추정을 획득하기 위해 상 기 복수의 초기 주파수 응답 추정들 각각을 처리하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 34 항에 있어서,

상기 복수의 초기 주파수 응답 추정들 각각을 처리하는 단계는,

변조된 임펄스 응답 추정을 획득하기 위해 상기 초기 주파수 응답 추정을 변환하는 단계; 및

상기 대응하는 초기 임펄스 응답 추정을 획득하기 위해 상기 변조된 임펄스 응답 추정에 있는 채널 탭들을 회전시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
멀티-캐리어 통신 시스템의 장치로서,

복수의 상이한 주파수 서브밴드 그룹들에 대한 복수의 초기 임펄스 응답 추정들을 획득하도록 동작하는 프로세싱 유니트 - 각각의 그룹은 상기 시스템의 N개의 주파수 서브밴드들로부터 선택된 상이한 복수의 주파수 서브밴드들을 포함하며, N은 1보다 큰 정수임 -;

데이터 탐지 및 디코딩을 위해 사용되는 1 또는 1보다 큰 정수인 길이 L₁의 제 1 임펄스 응답 추정을 획득하기 위해, 상기 복수의 초기 임펄스 응답 추정들로부터의 초기 임펄스 응답 추정들의 제 1 세트를 처리하도록 동작하는 제 1 필터; 및

시간 트래킹을 위해 사용되는 L₁보다 긴 길이 L₂의 제 2 임펄스 응답 추정을 획득하기 위해, 상기 복수의 초기 임펄스 응답 추정들로부터의 초기 임펄스 응답 추정들의 제 2 세트를 처리하도록 동작하는 제 2 필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 36 항에 있어서,

상기 제 1 및 제 2 임펄스 응답 추정들 각각은 다수의 세그먼트들을 포함하고 각각의 세그먼트는 P개의 연속적인 채널 탭들을 포함하며, 각각의 세그먼트에 있는 상기 P개의 채널 탭들은 각각의 세그먼트에 대한 필터 계수 세트에 기반하여 획득되는 것을 특징으로 하는 장치.
제 37 항에 있어서,

상기 제 1 및 제 2 임펄스 응답 추정들 각각에 있는 각각의 세그먼트에 대한 상기 필터 계수 세트는 상기 다수의 세그먼트들 중 남아있는 세그먼트들로부터의 기여부분을 제거, 상기 세그먼트에서 시간 변화를 억제, 하나 이상의 남아있는 세그먼트들에서 시간 변화를 억제, 상기 세그먼트의 바이어스되지 않은 추정을 제공, 상기 필터 계수들의 노름을 최소화 또는 이들의 결합을 수행하도록 선택되는 것을 특징으로 하는 장치.
제 36 항에 있어서,

적어도 하나의 주파수 서브밴드 그룹에 대한 주파수 응답 추정을 획득하기 위해 상기 제 1 임펄스 응답 추정을 처리하도록 동작하는 변환 유니트를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 36 항에 있어서,

상기 제 2 임펄스 응답 추정에서 주된 에너지량을 가지는 시간 인스턴트를 결정하도록 동작하는 타이밍 탐지기; 및

상기 제 2 임펄스 응답 추정에 대하여 결정된 상기 시간 인스턴트를 이용하여 심볼 타이밍을 획득하도록 동작하는 시간 트래킹 루프를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 36 항의 장치를 포함하는 무선 장치.
멀티-캐리어 통신 시스템의 장치로서,

복수의 상이한 주파수 서브밴드 그룹들에 대한 복수의 초기 임펄스 응답 추정들을 획득하기 위한 수단 - 각각의 그룹은 상기 시스템의 N개의 주파수 서브밴드들로부터 선택된 상이한 복수의 주파수 서브밴드들을 포함하며, N은 1보다 큰 정수임 -;

데이터 탐지 및 디코딩을 위해 사용되는 1 또는 1보다 큰 정수인 길이 L₁의 제 1 임펄스 응답 추정을 획득하기 위해, 상기 복수의 초기 임펄스 응답 추정들로부터의 초기 임펄스 응답 추정들의 제 1 세트를 처리하기 위한 수단; 및

시간 트래킹을 위해 사용되는 L₁보다 긴 길이 L₂의 제 2 임펄스 응답 추정을 획득하기 위해, 상기 복수의 초기 임펄스 응답 추정들로부터의 초기 임펄스 응답 추정들의 제 2 세트를 처리하기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 42 항에 있어서,

상기 제 1 및 제 2 임펄스 응답 추정들 각각은 다수의 세그먼트들을 포함하고 각각의 세그먼트는 P개의 연속적인 채널 탭들을 포함하며, 각각의 세그먼트에 있는 상기 P개의 채널 탭들은 각각의 세그먼트에 대한 필터 계수 세트에 기반하여 획득되는 것을 특징으로 하는 장치.