KR20070020468A - 고 도플러 이동을 통해 ｏｆｄｍ 시스템에서의 채널 추정 - Google Patents

Abstract

OFDM 인코딩된 디지털 신호를 위한 수신기용 처리 방법과 신호 처리기가 개시된다. 상기 OFDM 인코딩된 디지털 신호는 여러 주파수 채널에서 데이터 심볼 서브-캐리어로서 전송된다. 상기 서브-캐리어의 서브세트는 상기 수신기에 알려진 값을 갖는 파일롯 서브-캐리어의 형태이다. 상기 파일롯 서브-캐리어에서의 채널 계수(H₀)의 제1 추정은 상기 파일롯 서브-캐리어에서 추정된 채널 계수(H₀)의 순정에 의해 후속적으로 수행된다. 그후, 채널 계수(H₁)의 제2 추정이 데이터 심볼 서브-캐리어에서 수행된다. 제1 추정은 상기 파일롯 서브-캐리어에서 수신된 심볼(y_p)을 알려진 파일롯 심볼(a_p)로 나눔으로써 수행된다. 채널 주파수 응답은 하나의 OFDM 심볼 내에서 선형적으로 변화는 것이 가정된다. 그러므로, 각 심볼과 서브-대역에 대해, 채널 주파수 응답과 그 도함수가 계산되거나 보간된다.

Description

고 도플러 이동을 통해 ＯＦＤＭ 시스템에서의 채널 추정{CHANNEL ESTIMATION IN AN OFDM SYSTEM WITH HIGH DOPPLER SHIFT}

본 발명은 OFDM 인코딩된 디지털 신호를 처리하기 위한 방법과 대응하는 신호 처리기에 관한 것이다.

본 발명은 또한 OFDM 인코딩된 디지털 신호를 수신하기 위해 배열된 수신기와, 모바일 디바이스에 관한 것이다. 나아가, 본 발명은 이러한 모바일 디바이스를 포함하는 통신 시스템에 관한 것이다. 본 방법은 지상파 비디오 방송 시스템(DVB-T)와 같은 파일롯 서브-캐리어를 가진 OFDM 기술을 사용하는 시스템에서 채널 계수를 유도하기 위해 사용될 수 있다. 모바일 디바이스는 예를 들면, 휴대용 T.V., 휴대폰, PDA(personal digital assistant) 또는 예를 들면, 랩톱과 같은 휴대용 컴퓨터 또는 이런 것들의 임의의 조합일 수 있다.

음성 및 비디오 신호와 같은 디지털 정보의 전송을 위한 무선 시스템에서, 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 기술(OFDM)이 광범위하게 사용되어 왔다. OFDM은 주파수-선택적 페이딩 무선 채널을 대처하기 위해 사용될 수 있다. 데이터의 인터리빙은 효과적인 데이터 복구와 데이터 에러 정정 방식의 사용을 위해 사용될 수 있다.

OFDM은 오늘날 예를 들면, 디지털 오디오 방송(DAB) 시스템 Eureka 147과 지상파 디지털 비디오 방송 시스템(DVB-T)에서 사용된다. DVB-T는 8 MHz 대역폭 이상에서 변조와 코딩 모드에 따라 5-30 Mbps 순(net) 비트 속도를 지원한다. 8K 모드에 대해, (전체 8192개 중에) 6817 서브-캐리어가 1116 Hz의 서브-캐리어 간격을 가지고 사용된다. OFDM 심볼 유효 시간 기간은 896 ㎲이고, OFDM 보호(guard) 간격은 이 시간 기간의 1/4, 1/8, 1/16 또는 1/32이다.

하지만, 자동차 또는 기차와 같은 모바일 환경에서, 수신기에 의해 인지되는 채널 전달 함수는 시간의 함수로서 변화한다. OFDM 심볼 내의 전달 함수의 이러한 변이는 수신된 신호의 도플러 확장과 같은 OFDM 서브-캐리어 사이에서 인터-캐리어 간섭(ICI: inter-carrier interference)을 야기할 수 있다. 인터-캐리어 간섭은 증가하는 수송 수단 속도와 함께 증가하고, 임계 속도 이상의 신뢰성있는 검출을 대응조치 없이 불가능하게 한다.

신호 처리 방법은 WO 02/067525, WO 02/067526 및 WO 02/067527로부터 이전에 알려지는데, 여기서 OFDM 심볼의 채널 전달 함수(H)와 이 함수의 시간 도함수(H') 뿐만 아니라 신호(a)가 고려중인 특정 OFDM 심볼을 위해 계산된다.

또한, US 6,654,429는 파일롯 추가된 채널 추정을 위한 방법을 개시하는데, 여기서 파일롯 심볼은 시간-주파수 공간에서 미리 결정된 위치를 차지하도록 알려진 위치에서 각 데이터 패킷으로 삽입된다. 채널 전달 함수를 추정하도록 수신된 신호는 파일롯 심볼을 복구하기 위해 2차원 역 푸리에 변환, 이차원 필터링과 2차원 푸리에 변환을 거친다.

본 발명의 목적은 신호를 덜 복잡하게 처리하기 위한 방법을 제공하는 것이다.

본 발명의 다른 목적은 채널 계수의 추정을 위한 신호 처리를 하기 위한 방법을 제공하는 것인데, 이 방법은 비엔너 필터링 기술을 사용하고 효과적이다.

본 발명의 다른 목적은 인터-캐리어 간섭(ICI)이 경감되는, OFDM 수신기를 위한 신호 처리 방법을 제공하는 것이다.

이 목적과 다른 목적은 OFDM 인코딩된 디지털 신호를 처리하는 방법에 의해 달성된다. 상기 OFDM 인코딩된 디지털 신호는 다수의 주파수 채널에서 데이터 심볼 서브-캐리어로서 전송되고, 상기 서브-캐리어의 서브세트는 알려진 값을 갖는 파일롯 서브-캐리어 형태이다. 본 발명의 방법에 따라, 상기 파일롯 서브-캐리어에서 채널 계수(H₀)의 제1 추정을 하는 단계; 상기 파일롯 서브-캐리어에서 상기 추정된 채널 계수(H₀)를 순정하는 단계; 시간적 비엔너 필터링에 의해 채널 계수(H')의 시간적 도함수를 추정하는 단계; 상기 데이터 심볼 서브-캐리어에서 채널 계수(H₁)의 제2 추정단계가 제공된다. 이에 따라, 본 방법은 이전의 방법보다 덜 복잡하게 제공된다.

제1 추정은 알려진 파일롯 심볼(a_p)에 의해 상기 파일롯 서브-캐리어에서 수신된 심볼(y_p)을 나눔으로써 수행될 수 있다. 이런 방식으로, 채널 계수가 파일롯 채널에 대해 달성된다. 순정은 비엔너 필터링에 의해 수행될 수 있다.

본 발명의 다른 실시예에 따라, 상기 파일롯 서브-캐리어 사이에서 가능한 파일롯 서브-캐리어에서 채널 계수의 제3 추정이 제2 추정 이전에 수행된다. 이런 방식으로, 추정들은 단계적으로 수행되고, 보다 나은 추정들을 산출한다.

제2 또는 제3 추정 단계는 보간을 포함할 수 있다. 상기 보간은 예를 들면, 비엔너 필터를 사용해서, 특별하게는 2-탭 비엔너 필터를 사용해서 주파수 방향에서 수행될 수 있으며, 아마도, 이후에 예를 들면, 비엔너 필터링을 사용함으로써 다중 OFDM 심볼을 사용해서 시간 방향에서 보간이 후속적으로 수행될 수 있다.

대안적으로, 상기 보간은 예를 들면, 비엔너 필터링을 사용함으로써 시간 방향에서 수행되며, 아마도, 이후에 예를 들면, 비엔너 필터링을 사용해서 주파수 방향에서 보간이 후속적으로 수행될 수 있다.

상기 비엔너 필터링은 사전-계산된 필터 계수를 갖는 유한 임펄스 전달 함수(FIR) 필터를 사용해서 수행될 수 있다. 상기 비엔너 필터는 미리 결정된 길이(n)와, 예를 들면, 11-탭 필터에 대해 -7 또는 -3인 중심에서 벗어난(off-center) 값인, 실제 관찰 값(M)을 갖는 필터일 수 있다. 상기 필터의 상기 미리 결정된 길이(n)는 9, 11, 13, 23, 25 또는 27일 수 있다. 관찰 값(M)은 에지(edge) 필터링을 수행하기 위해 상기 OFDM 심볼의 좌측 에지에서 -5로부터 -10까지 변하고, 상기 OFDM 심볼의 우측 에지에서 0로부터 -5까지 변할 수 있다.

본 방법은 시간적 비엔너 필터링에 의해 상기 파일롯 서브-캐리어에서 채널 계수(H₀)의 상기 제1 추정을 순정하는 단계를 더 포함할 수 있다. 상기 순정 단계는 예를 들면, 파일롯 위치에서 상기 서브-캐리어의 서브세트상에서 수행될 수 있다. 순정은 FIR 필터에 의해 수행될 수 있다.

본 발명의 다른 양상에서 상기-언급된 방법 단계들을 수행하기 위한 OFDM 인코딩된 디지털 신호를 위한 수신기용 신호 처리기가 제공된다.

본 발명의 추가적인 목적, 특징 및 이점은 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 예시적 실시예들의 아래와 같은 설명을을 읽음으로서 맹백해질 것이다.

도 1은 주파수와 시간의 함수로서 채널 전달 함수를 도시한 그래프.

도 2는 시간과 주파수 상에서 OFDM 심볼을 도시하는 개략도.

도 3은 가능한 파일롯 심볼 서브-캐리어를 더 나타내는 도 2와 유사한 도면.

도 4는 비엔너 필터 계수의 계산을 위한 개략도.

도 5는 필터 계수가 어떻게 필터링되는 지를 도시하는 개략도.

도 6은 11-탭 비엔너 필터의 개략도.

도 7은 본 발명에 따른 추정과 상쇄 방식의 개요를 도시한 개략도.

도 8은 H 추정 필터의 개략도.

도 9는 H' 추정 필터의 개략도.

도 1은 모바일 환경에서 시간의 함수로서 수신기에 의해 인지된 서브-캐리어 채널 전달 함수{H(f)}의 변동을 도시한 그래프이다. OFDM 심볼 내에서 H(f)의 변동은 수신된 신호의 도플러 확장이라고 불리는, OFDM 서브캐리어 사이에서의 인터-캐리어 간섭(ICI)을 야기시킨다.

지상파 디지털 비디오 방송(DVB-T)에서, 직교 주파수 분할 멀티플렉스(OFDM)가 주파수-선택적 방송 채널을 거쳐 디지털 정보를 전송하기 위해 사용된다.

만약 전송기, 수신기 및 다른 산란 객체(scattering object)와 같은 모든 객체가 정지되어 있다면, 순환 프리픽스를 포함하는 적절한 길이의 가드 간격(guard interval)을 갖는 OFDM의 사용은 직교 서브-캐리어를 초래하는데, 즉, FFT를 사용하는 모든 서브-캐리어의 동시적 복조가 아무런 인터-캐리어 간섭을 초래하지 않는다. 만약 객체가 아주 빨리 움직여서, 채널이 OFDM 심볼 시간 동안에 정지되어 있다고 더 이상 간주될 수 없다면, 서브-캐리어 사이의 직교성이 상실되고, 수신된 신호는 ICI에 의해 변질되고, 즉, 특정 서브-캐리어를 변조하기 위해 사용된 신호가 또한 복조 이후에 다른 서브-캐리어를 교란한다. 주파수 도메인에서, 이러한 주파수 선택적 레일리 페이딩 채널의 이러한 도플러 확장은, 마치 채널의 주파수 응답{H(f)}이 시간의 함수로서 진행하지만, 코히런트한(coherent) 대역폭보다 훨씬 멀리 이격된 주파수에 대해서는 아주 독립적인 것으로 간주될 수 있다. 8k FFT를 사용하는 OFDM 시스템에 대해, 상기 언급된 ICI 레벨은 낮은 운송 수단 속도에서 이미 64-QAM의 사용을 배제하는 것으로 판명되었다.

본 발명에서, 비엔너 필터는 H(f)와 H'(f)의 추정을 위해 OFDM 심볼 이내와 사이에서 존재하는 스펙트럼 및 시간적 상관을 이용하기 위해 사용된다.

선형 모바일 다중 경로 전달 채널은 상관되지 않은 경로로 이루어진 것으로 간주되고, 각 경로는 복잡한 감쇠(h₁), 지연(τ_l)과 균일하게 분배된 도착 각도(θ_l)를 갖는다. 복잡한 감쇠(h₁)는 0의 평균 값을 갖는 원형 가우스 랜덤 변수이다. 채널 임펄스 응답은 지수적으로 감쇠되는 파워 프로파일을 가지고 있고, 제곱 평균 제곱 근 지연 스프레드(τ_rms)에 의해 특징지어 진다. 수신기는 f_l=f_dcosθ_l의 도플러 이동을 갖는 각 경로를 야기하는 특정 속도(υ)로 이동하므로, 시간(t)에서 경로(l)의 복잡한 감쇠는 h_l(t)=h_lexp(j2πf_lt)이 되는 것으로 더 가정된다. 최대 도플러 이동(f_d)은 f_d=f_c(υ/c)(이 등식이 모든 서브-캐리어에 대해 동일하다고 가정하면)와 같은 운송 수단 속도와 관련이 있으며, 여기서,

m/s이고 f_c는 캐리어 주파수이다.

OFDM 시스템에서, s=[s₀,....,s_N-1]^T라고 표시된 N개의 "QAM-유형" 심볼들(DVB-T 시스템에서, N은 2048 또는 8192이다)은 기간(T_u)을 가진 OFDM 심볼을 형성하기 위해 N-지점 IFFT에 의해 N개의 직교 서브-캐리어 상으로 변조된다. 이 심볼은 순환 프리픽스를 가지고서 확장되고, 그후 전송된다. 전송된 신호는 시간에 따라 변하는 선택적 페이딩 채널을 통과한다. 순환 프리픽스 확장이 채널 임펄스 응답의 기단보다 길으므로, 수신된 신호는 인터심볼 간섭에 의해 영향받지 않는다는 것이 가정된다. 수신기 측에서, 수신된 신호는 1/T의 비율로 샘플링되고(여기서 T=T_u/N), 순환 프리픽스가 제거된다. 다음으로, N-지점 FFT가 합성 신호의 모든 서브-캐리어를 동시에 복조하기 위해 사용된다.

시간 도메인에서 기저 대역 수신된 신호는 r(t)로서 표시되고, 다음과 같이, 즉:

표현되는데, 여기서, H_n(t)는 시간(t)에서 서브-캐리어(n)의 채널 주파수 응답이고, f_s=1/T_u는 서브-캐리어 간격이고, υ(t)는 N₀/2의 두 개의 면의 스펙트럼 밀도를 갖는 AWGN이다.

H_n(t)의 테일러 전개는 t₀에서 발생하고, 제1 차수 항:

까지 접근한다.

수학식 1과 수학식 2를 사용해서, 샘플링 동작과 FFT를 거친 후, m번째 서브- 캐리어에서 수신된 신호(y_m)이 다음과 같이 근사될 수 있다:

여기서, υ_m은 FFT 이후의 m번째 잡음 샘플이다. T=1/(Nf_s)를 대입시키고, 수학식 3을 사용하면 다음과 같이 다시 기재될 수 있다:

여기서, t₀=ΔT. 매트릭스 표기법에서, 다음 근사가, 즉:

가 채널 모델을 위해 사용되는데, 여기서 H=diag(H₀(t₀),...,H_N-1(t₀))이고, H'=diag(H'₀(t₀),...,H'_N-1(t₀))이다. 채널 추정의 에러가 가장 작은, 즉, OFDM 심볼의 유용한 부분의 중간이 되도록, t₀가 선택된다.

수학식 6에서의 제1 항은 아무런 움직임이 없는 정적 환경에서 왜곡된 원하는 신호와 동일하다. 대응하는 채널 주파수 응답(H)은 시간과 주파수에서 다음과 같은 제2 차수 통계를 갖는다:

여기서, J_n은 차수 n의 제1 유형의 베쎌 함수이다. 수학식 6의 제2항에서 설명된 ICI는 도함수(H'_m)에 의해 가중화된 고정된 스프레딩 매트릭스(Ξ)에 의해 모든 다른 서브-캐리어에서 전송된 심볼의 스프레딩의 결과이다. Ξ가 고정된 매트릭스이므로, 채널 모델은 H_m과 H'_m에 의해 완전히 특징이 지어진다. 이러한 구조를 아는 것은 채널 추정을 위해 이로운데, 그 이유는 추정되어야 할 파라미터의 개수가 N²가 아니라 2N이기 때문이다.

먼저 ICI가 H'와 s의 추정을 사용해서 근사되고, 그후 수신된 신호(y)로부터 ICI가 빼므로, 수학식 6은 ICI 억제 방식의 기초를 또한 형성한다.

채널 파라미터(H_m과 H'_m)와 전송된 데이터의 선형 최소 평균 제곱 에러(MMSE) 추정은 이산-시간 또는 이산-주파수 비엔너 필터링을 적용함으로서 달성된다. 랜덤 변수 x_l이 추정될, 잡음 관측의 세트 y_k, k∈{1,...,L}가 이용가능하다는 것을 가정한다. x_l의 선형 MMSE 추정은 L-탭 FIR 필터를 사용해서 달성된다:

여기서, 평균 제곱 에러의 최소화는 α_k가 소위 정규 방정식:

을 만족시키는 것을 요구한다.

그러면, 이러한 필터 계수를 사용하는 추정의 평균 제곱 에러(MSE)가 MSE=E[|x_l|²-E[|x^_l|²]와 같다는 것이 보여진다.

매트릭스(H)는 DVB-T 표준에 의해 정의된 것과 같은 OFDM 심볼에서 산란된 파일롯의 정상 구조(regular structure)를 사용해서 OFDM 심볼 기반 마다 추정된다. 파일롯 심볼은 파일롯 위치에서 H의 잡음 초기 추정을 제공하는데, 이 잡음은 도플러 스프레드에 의해 야기된 AWGN과 ICI 모두로 이루어진다. 비엔너 필터는 H의 스펙트럼 상관을 이용하면서, 파일롯 심볼에서 H의 MMSE 추정을 획득하기 위해 주파수 도메인에서 적용된다. 다음으로, 이러한 결과들은 파일롯 서브-캐리어 사이에서 잔여 데이터 서브-캐리어에서 H를 얻기 위해 보간된다.

이 접근법은 수학식 8에서 주어진 것과 같은 H_m의 시간적 상관을 사용해서 H'_m을 추정하는 것이다. R_HH(t)가 대역이 제한되므로, 랜덤 프로세스 H'_m(t)가 존재 하고, 여기서 R_HH(t)는 고정된 주파수에서 H의 시간적 상관을 의미한다는 것이 보여질 수 있다. 다수의 연속적인 OFDM 심볼로부터의 잡음 측정 y(t)=H_m(t)+n(t)의 세트가 주어졌을 때, 만약 제2 차수 통계 E[y(t)y^*(s)]와 E[H'_m(t)y^*(s)]가 알려진다면, 이러한 잡음 측정을 사용해서 H'_m(t)의 MMSE 추정을 제공하는 시간적 비엔너 필터가 설계될 수 있다. 잡음과 H 사이의 독립성과 수학식 8을 사용해서, 수학식 11이 획득된다:

유사하게, 수학식 12가 획득된다:

l.i.m.은 "평균내의 한도"를 의미한다. 이러한 상관 함수를 사용해서, 비엔너 필터는 주변의 OFDM 심볼로부터 H_m(t)의 잡음 추정을 사용해서 OFDM 심볼의 중간에서 H'_m(t)를 추정하는 비엔너 필터가 획득된다. 실제, 시간 비엔너 필터는 가상 파일롯 서브-캐리어라고 불리는 서브-캐리어의 동일하게 이격된 서브-캐리어 서브 세트에 대해서만 사용될 수 있다. 잔여 서브-캐리어에서, H'_m은 H'_m의 스펙트럼 상관을 이용하는 주파수 도메인에서 보간에 의해 획득될 수 있고, H'_m의 스펙트럼 상관은 H_M의 스펙트럼 상관과 동일하다고 알려진다(수학식 7).

마지막으로, R_H'H'(0)이 요구되며, H'_m에 대한 비엔너 필터의 성능 평가를 위한 WSS 미분 프로세스(derivative process)의 파워는:

이다.

데이터 추정은 표준 MMSE 등화기를 사용해서 서브-캐리어 마다 수행된다. 만약 낮은 복잡성의 해결책이 요구된다면, 1-탭 MMSE 등화기가 선택될 수 있다. 상기에서 주어진 것과 같은 미분을 사용하면, 서브-캐리어(m)에서의 추정된 심볼은:

로 주어지며, 여기서,

은 서브-캐리어(m)에서 ICI 파워이고, σ² _^H는 H 추정의 MSE이다.

수신된 신호의 간섭 및 잡음 파워에 대한 신호 파워의 비율(SINR)은 ICI 때문에 고속 환경에서 낮으므로, 추정된 데이터는 심볼 검출에 대해 충분한 품질을 가질 수 없다. 하지만, 소프트-추정된 데이터는 수신된 신호로부터 ICI를 대부분 상쇄하기 위해 사용되기 위해 ICI를 충분하고도 정확하게 ICI를 재생성하기 위해 여전히 사용될 수 있다. ICI 제거 동작 때문에, SINR이 향상되고, 그러므로 보다 나은 추정된 데이터가 데이터 재추정을 수행함으로써 달성될 수 있다. 하지만, SINR이 증가함에 따라, H_m의 MSE가 또한 보다 낮게 될 필요가 있어서, 그 결과 추정된 H_m에서의 부정확성은 데이터 재추정 과정에서 에러의 우세한 근원(source)이 되지 않는다. 그러므로, H의 재추정이 또한 수행된다.

본 발명은 주파수 도메인 비엔너 필터링을 사용해서 시간 가변 채널의 추정을 포함한다. 본 발명은 OFDM 기반의 시스템인, DVB-T 신호의 모바일 수신에서의 도플러 효과를 제거하기 위해 사용된다. 수신된 신호가 다음의 형태:

를 가지게 될 것이라는 것이 보여지고, 여기서 y는 수신된 신호 벡터이고, H는 모든 서브-캐리어에서 채널의 복소 전달 함수이고, H'는 H의 시간적 도함수이고, Ξ는 ICI-스프레딩 매트릭스이고, a는 전송된 벡터이고, n은 복소 원형 백색 가우스 잡음 벡터이다. 여기서 채널 추정은 전달 함수(H)와 시간 도함수(H')의 추정을 의미한다.

종래의 기술에서 마주친 사용된 채널 모델의 목록이 아래에서 주어진다:

- 광역 감지 정지 비상관된 산란(Wide Sense Statioary Uncorrelated Scattering: WSSUS) 채널 모델:

여기서, φ_i는 위상, f_Di는 도플러 주파수, τ_i는 i번째 경로의 지연이다. M은 전달 경로의 수를 표시한다. φ_i, f_Di와 τ_i는 랜덤 변수이고, 서로 독립적이다.

- 모바일 무선 채널

이고, τ_m(t)와

(t)는 제각기 m번째 경로의 지연과 복소 진폭이다. 파워 프로파일은 지수적으로 감쇠한다.

- COST-207에 기반한 모바일 다중경로 채널(Communission of the European Communities, COST 207: Digital Land Mobile Radio Communications. Luxembourg: Final Report, Office for Official Publications of the European Communities, 1989.)

본 발명의 개시의 전체에 걸쳐 사용된 채널 모델이 아래에서 설명된다. 사용된 채널의 파워 프로파일이 지수적으로 감쇠하고 있다. 이 감쇠는 수신기가 전송된 신호의 L개의 반향을 보는 것을 야기시키며 각 반사파는 그 자신의 지연(τ_i), 복소 감쇠(h_l)와 도플러 이동(f_l)을 갖는 각 반향을 갖는다. 이러한 파라미터의 설명이 다음에 주어진다.

지연(τ_l): τ_l은 0와 τ_max 사이에서 균일하게 분배된 랜덤 변수이고, τ_max는 최대 지연 스프레드이다.

복소 감쇠(h_l): 감쇠(h_l)는:

과 같이 설명되고, 여기서 τ_max는 최대 지연 스프레드이고, b_l는 평균 0과 분산 1을 갖는 복소 원형 가우시안 랜덤 변수이고, A는

이 되도록 선택된다.

A의 유도

이것은:

여기서, τ_rms는 RMS 지연 스프레드이다.

도플러 이동(f_l): 도플러 이동은 도달 각도(θ_l), 즉, 진입하는 전자기파와 수신 안테나 사이의 각도와 관련이 있다. θ_l은 -π와 π 사이에서 균일하게 분포된 랜덤 변수인 것이 가정된다. f_l과 θ_l 사이의 관계는: f_l=f_dcos(θ_l)와 같다.

는 수신기의 속도(υ_Rx), 캐리어 주파수(f_c)와 빛의 속도(c)에 기반을 둔 최대 도플러 전이이다.

채널의 특정 실현은 다음과 같이:

수학적으로 설명되는데, 여기서 T는 샘플링 기간이고,

는 경로(l)의 지연이고(비고: τ_max는 샘플링 기간(T)의 정수배가 되도록 선택되는데, 즉,τ_max=cT, _c는 정수이다), l=0,...,L-1은 경로 인덱스이고, n=0,1,2,...는 시간 인덱스이다.

종래 기술에서, 정상적으로 채널이 본 발명에서 요구되지 않는, 하나의 전체 OFDM 심볼 동안, 시간 도메인에서 일정하게 유지된다.

본 발명에 따라, 복소 선형 보간/필터링이 사용된다.

본 발명에 따라, 주파수 도메인에서 먼저 필터링하고 보간하고, 그후 시간 도메인에서 수행하는 것이 바람직하다. 그 이유는 채널이 시간 도메인에서 매우 빠르게 변할 수 있어, 이는 필터링과 보간을 매우 어렵게 만들기 때문이다.

본 발명에서, 보간/필터링이 단계적으로 수행되는데, 즉, 먼저 능동 파일롯 서브-캐리어에 대해, 그 다음에 있을 수 있는 파일롯 서브-캐리어에 대해, 마지막으로 데이터 서브-캐리어에 대해 수행된다. 이 접근법의 이점은 가능한 파일롯 서브-캐리어와 데이터 서브-캐리어에서 채널 계수를 획득하기 위한, 보간 필터가 훨씬 짧은 필터 길이를 가질 수 있고, 이 필터들이 동일한 정밀도를 여전히 제공한다는 것이다.

에지에서, 비대칭 비엔너 필터링은 본 발명에서 수행된다.

에지에서, 비균일 잡음 로딩이 본 발명에서 적용되는데, 그 이유는 에지에서의 잡음 파워는 OFDM 심볼의 중앙에서의 서브-캐리어의 "정상" 잡음 파워의 절반이기 때문이고, ICI는 단지 좌측 서브-캐리어로부터 유래하거나 또는 단지 우측 서브-캐리어로부터 유래하기 때문이다.

주파수 도메인에서 H의 자동-상관 함수는 다음 형태, 즉:

과 같은 형태를 가진다는 것을 볼 수 있다.

Δf는

의 배수이고, T_s는 샘플링 기간이고, N은 서브-캐리어의 전체 개수이고, τ_rms는 T_s로 정규화된 RMS 지연 스프레드이다.

주파수 도메인에서 H'의 자동-상관 함수는 다음 형태:

을 갖는다는 것이 보여질수 있다.

본 발명은 주파수 및 아마도 시간 도메인에서 비엔너 필터링을 사용하는 시간 가변 채널의 주파수 응답의 추정을 포함한다. 시간 가변 채널의 추정은 다음의 단계로 이루어진다.

1. 파일롯 서브-캐리어에서 수신된 심볼을 알려진 파일롯 심볼에 의해 나눔으로써 파일롯 서브-캐리어에서 채널 계수의 제1 추정을 계산하는 단계.

2. 파일롯 서브-캐리어에서 채널 계수의 순정(cleaning)하는 단계. 여기서 파일롯 위치에서 채널 계수의 제1 추정은 차후에 설명될, 비엔너 필터를 사용해서 이러한 채널 계수의 필터링에 의해 순정된다.

3, 보간을 사용해서 2개의 파일롯 서브-캐리어 사이에서 P개의 서브-캐리어에서의 채널 추정 단계. 이것은, 시간과 주파수 처리의 조합인, 여러 방법에 의해 수행될 수 있다. 이것은 다음과 같이 열거된다.

a. 하나의 OFDM 심볼내의 파일롯 서브-캐리어에서 순정된 채널 계수를 사용해서, 2개의 파일롯 서브-캐리어 사이의 n개의 채널 계수가 (2-탭) 비엔너 필터를 사용해서 주파수 방향으로 보간된다.

b. 하나의 OFDM 심볼에서 파일롯 서브-캐리어에서 순정된 채널 계수를 사용해서, 2개의 파일롯 서브-캐리어 사이의 n개의 채널 계수가(2-탭) 비엔너 필터를 사용하는 주파수 방향으로 보간된다. 그후, 시간 방향으로, 비엔너 필터를 사용해서 n개의 보간된 채널 계수를 필터링해서 이 채널 계수를 순정한다.

c. 다중 OFDM 심볼에서 파일롯 서브-캐리어에서 순정된 채널 계수를 사용해 서, 2개의 파일롯 서브-캐리어 사이의 n개의 채널 계수가 비엔너 필터를 사용해서 시간 방향에서 보간된다.

d. 다중 OFDM 심볼에서 파일롯 서브-캐리어에서 순정된 채널 계수를 사용해서, 2개의 파일롯 서브-캐리어 사이에서 n개의 채널 계수가 비엔너 필터를 사용해서 시간 방향으로 보간된다. 그후, 주파수 방향으로, 비엔너 필터를 사용해서 n개의 보간된 채널 계수를 필터링해서 이 채널 계수를 순정한다.

채널이 너무 빠르게 변하면, 먼저 시간 도메인에서의 필터링이 효과적이지 않게 만드므로 바람직한 실시예는 단계 a. 또는 b.이다. 또한, n개의 채널 계수는 2개의 파일롯 서브-캐리어 사이에서 바람직하게 3개의 가능한 파일롯 서브-캐리어이다. 단계 c. 또는 d.는 도플러 주파수가 충분히 낮으면 수행될 수 있다.

4. 파일롯 서브-캐리어에서의 순정된 채널 계수와 하나의 OFDM 심볼 내에서 파일롯 서브-캐리어 사이에서의 P개의 보간된 채널 계수를 사용하는, 보간을 사용하는 잔여 서브-캐리어에서의 채널 추정하는 단계. 여기서 잔여 채널 계수가 (2-탭) 비엔너 필터를 사용해서 주파수 방향으로 보간된다.

바람직한 실시예는 데이터 서브-캐리어가 (2-탭) 비엔너 필터를 사용해서 보간된다는 것이다.

다음에서, 필터링과 보간 동작을 위해 필요한 비엔너 계수가 어떻게 달성되는지가 도시된다. 비엔너 필터 계수를 계산하기 위해 사용된 모델이 도 4에서 도시되는데, 여기서 x[k]는 인덱스(k)에서 원래 전송된 신호이고, υ[k]는 인덱스(k)의 구성 신호이고(υ[k]는 두 성분들, 즉, 인터-캐리어 간섭과 부가적인 잡음으로 조 합되지만, 여기서 이 구분을 하는 것은 필요치 않다), y[k]는 비엔너 필터에 의해 필터링될 잡음 손상된 신호이고,

는 비엔너 필터의 출력이다.

또한, 다음의 사항들이 유효하거나 또는 가정된다:

- y[k] = x[k] + υ[k]

- Error = ε[k] =

- x[k]

-

=

- y[k]가 비엔너 필터에 제공될 때(M≤0 -> 보간 또는 필터링 및 M>0 -> 예측), M은 순간 (

)이 추정되고 있는 시간이 언제인지를 제공하는 파라미터이다.

- x[i]와 v[j]는 모든 i와 j에 대해 상관되지 않는데, 즉, E[x[i]υ^*[j]]=0 ∀i,j

- ε[i]와 y[j]는 서로 직교하는데(직교성의 원리), 즉, E[ε[i]y^*[j]]=0 ∀i,j

비엔너 필터의 필터 계수(w[n])는 평균 제곱 에러(MSE), 즉, E[|ε|²]가 최소화되도록 선택된다. MSE를 최소화하는 비엔너 필터 계수를 획득하기 위한 유도가 아래에서 보여진다. 직교성의 원리를 가지고 시작하면:

이것은 매트릭스-벡터 곱셈으로서 기재될 수 있다

주의: 상기로부터 관측값(y)이 등거리로 이격된 그리드(grid)로부터 상기 관측값(y)이 유래하는 것처럼 보일수 있다. 이것이 항상 그렇치는 않다. 예를 들면, 도 2에서 OFDM 심볼(n+1)은 좌측 에지에서 3개의 서브-캐리어만큼 이격되어 있는 두 개의 파일롯 서브-캐리어를 가지고 있고, 우측 에지에서 9개의 서브-캐리어만큼 이격되어 있는 개의 서브-캐리어를 가지고 있으며, 모든 다른 파일롯 서브-캐리어는 12개의 서브-캐리어만큼 이격되어 있다. 이러한 등거리가 아닌 간격은 비엔너 필터 계수의 계산을 고려되어야 한다.

결과적인 최소 평균 제곱 에러는 다음과 같다, 즉:

비엔너 필터의 정상적인 동작 동안에, 관측값(y[k])는 비엔너 필터로 전이하고, M이 고정된 값인

가 최적 비엔너 필터 계수를 사용해서 계산된다. 또한, 도 5가 참조된다. 마치 비엔너 필터가 필터링될 채널 계수 상에서 예를 들면 도 5에서 좌측에서 우측으로 슬라이딩되고 있는 것처럼, 이것도 또한 시각화될 수 있다. 비엔너 필터가 비엔너 필터가 부분적으로 채워질 좌측 에지로부터 채널 계수 안으로 슬라이딩하고 있을 때, 동일한 것이 비엔너 필터가 우측 에지에서 채널 계수가 바깥쪽으로 슬라이딩하고 있을 때에도 적용되는 것을 알수 있다. 이것은 바람직하지 않는데, 그 이유는 필터링 동작을 수행하기 위해 가능한한 많은 채널 계수 를 필요로 하기 때문이다. 이것을 해결하기 위해, 비엔너 필터는 에지에서 정확히 배치된다(도 5가 참조됨). 이제, 파라미터(M)를 정확한 값으로 설정함으로써, 에지 서브-캐리어에서

의 보간되고 필터링된 버전이 획득될 수 있다. 이것은 비엔너 필터가 비대칭 필터가 되게 한다.

일단, 비엔너 필터의 길이가 결정되면, 파라미터(M)의 값이 고정될 필요가 있다. 관련 문헌으로부터, M=0 또는 M=-n₁으로 설정하면 MSE는 가장 크다는 것이 알려졌는데, 즉, 단지 이전과 이후의 관찰값이 추정을 수행하기 위해 사용된다. 만약

이고, 여기서

는 플로어(floor) 연산이면, MSE는 가장 작은데, 즉, 이후의 관찰값만큼 많은 이전의 관찰값을 사용한다.

그러나 파일롯 서브-캐리어가 12개의 서브-캐리어만큼 이격되어 있으므로(이것은 DVB-T 표준으로 언급되어 있다), 자동-상관 함수(R_HH)는 이에 따라 서브-샘플링될 필요가 있다. 이것은, M이 오프-센터 값으로 설정되어 있을 때 MSE가 최소가 되게 한다. n_l=10(11-탭 비엔너 필터)에 대해, M=-7 또는 M=-3일 때, MSE는 최소이다. 이것은 비엔너 필터의 다음 길이, 즉, 9, 11, 13, 23, 25, 및 27 탭들의 길이에 대해서 유효하다.

최적 비엔너 필터 계수를 유도하기 위해. 채널 계수의 통계가 필요하다는 것외에도, 잡음 신호의 통계를 또한 필요로 한다. 인터-캐리어 간섭 성분 및 추가적인 잡음 성분으로 구성된 잡음이 단지 추가적이고 백색이라는 것을 가정한다. 두 가지 종류의 잡음 로딩, 즉, 균일 잡음 로딩 및 비균일 잡음 로딩이 존재한다.

OFDM 심볼의 "중간 부분"에서 채널 계수가 추정될 때, 균일 잡음 로딩이 사용된다. 여기서, 잡음이 또한 와이드 센스 정지(Wide Sense Stationary: WSS) 프로세스인 추가적인 가정을 한다.

에지 필터링을 수행하고 있을 때, 비균일 잡음 로딩이 사용된다. 균일이 아닌 다른 잡음 로딩을 사용하는 이유는 OFDM 심볼의 좌측 에지에서의 서브-캐리어는 우측 인접 서브-캐리어로부터만 인터-캐리어 간섭을 경험하기 때문이다. 우측 에지에서 간섭이 좌측 인접 서브-캐리어로부터만 오고 있다. 이것은 가장 왼쪽 및 가장 우측 채널 계수에서 존재하는 잡음 파워가 다른 채널 계수에서 존재하는 파워보다 3 dB만큼 작게 한다. 잡음 파워의 이러한 비균일성 때문에, 잡음은 비-WSS 프로세스로서 취급된다.

아래에서 주이진 예에서, 채널의 주파수 응답을 추정하기 위해 필요한 모든 비엔너 필터가 유도된다. 또한, 도 2에서 도시된 것처럼 OFDM 심볼에서 배열된 파일롯 서브-캐리어와 함께 OFDM 심볼이 수신되었다는 것이 가정된다. 바람직한 실시예에 대해, 다음의 파라미터가 사용된다:

- 파일롯 서브-캐리어에서 채널 계수를 순정하기 위한 비엔너 필터와 에지 필터는 11-탭의 길이를 갖는데, 도 6을 참조하면, 즉, n_l=10이다.

- 가능한 파일롯 서브-캐리어에서 채널 계수를 보간하기 위한 필터와 데이터 서브-캐리어는 길이 2를 갖는데, 즉, n_l=1이다.

- OFDM 심볼의 중앙에서 채널 계수를 추정하기 위해 M=-7이다.

- 에지 필터링에 대해, M은 좌측 에지에서 -5부터 -10까지 변하고, 우측에서 0에서 -5까지 변한다.

- 가능한 파일롯 서브-캐리어(M)에서 계수를 보간하기 위해, M이 -3, -6과 -9의 값으로 설정된다.

- 데이터 서브-캐리어(M)에서 계수를 보간하기 위해, M은 -1과 -2로 설정된다.

- OFDM 심볼은 N=1024개의 서브-캐리어를 갖는다.

- RMS 지연 스프레드는 τ_rms=1.1428 ㎲이다.

- 잡음은 백색인데, 즉,

-

- 최좌측 및 최우측 에지에서의 서브-캐리어에서의 잡음 파워는 E[|υ_edge|²]=0.0045이다.

- 최대 도플러 전이=f_dmax-=0.1

캐리어 간격∼112 Hz

상기에서 유도된 수학식들을 사용해서, 파일롯 서브-캐리어에서 채널 계수를 필터링하기 위한 필터 계수는 다음과 같다:

좌측 에지 필터는:

우측 에지 필터는:

이 필터는 좌측 에지 필터와 동일하고, 단지 계수만이 순서가 역전되어서 복 소 켤레되어야(complex conjugated) 한다. M_right=0는 M_left=-1와 같고, M_right=-10은 M_left=-9 등과 같다.

가능한 파일롯 서브-캐리어 보간 필터는:

데이터 서브-캐리어 보간 필터는:

계산 복잡성은 서브-캐리어 당 약 3개의 곱셈 연산들이다.

상기에서 주어진 전체적인 설명은 H를 어떻게 추정하는 것에 대한 것이다.

H'의 스펙트럼 필터링은, 자동 상관 함수가 H이 자동적 상관 함수와 동일하므로 H와 유사하지만, 잡음 로딩을 위한 정확한 값이 반드시 사용되어야 한다.

시간 도메인에서 서브-캐리어 당 H와 H'의 추정이 상기 언급된 시스템에 추가될 수 있다. 이러한 추정은 도 7에서 도시된 시스템에서 사용되거나 사용될 수 있는데, 이 도면은 본 발명에 따른 추정과 상쇠 방식의 개요를 도시한다. 먼저, 채널 전달 함수(

)의 추정은 파일롯 위치에서 알려진 파일롯 값(a_p)으로 수신된 신호(y₀)를 나눔으로써 수행된다. 다음으로, 가상 파일롯 위치 서브-캐리어에서 채널 전달 함수가

를 얻기 위해 제1 H 비엔너 필터에 의해 추정되고,

는 이전의 OFDM 심볼(

)로부터 순정된 추정과 함께 채널 전달 함수(

)의 도함수를 추정하기 위해 사용된다. 파일롯 사전제거는 순정된 수신된 신호(y ₁)를 얻기 위해 파일롯 위치에서

와 알려진 파일롯 값(a_p)을 사용함으로써 수신된 신호(y₀)로부터 수행된다. 데이터(

)는

과 y ₁로부터 추정된다. ICI 제거는 제2 순정된 신호(y ₂)를 얻기 위해

,

와 y ₁에 의해 수행된다. 제2 순정된 신호(y ₂)는 파일롯 위치에서 채널 전달 함수(H ₂)의 제2 추정을 얻기 위해 파일롯 값(a_p)으로 제2 순정된 신호(y ₂)를 나눔으로써 파일롯 위치에서 채널 전달 함수의 제2 추정을 위해 사용된다. 마지막으로, 제2 비엔너 필터링이 모든 서브-캐리어에서 채널 전달 함수(

)를 얻기 위해 수행된다.

H 추정/개선 필터로의 입력은 채널 추정(H₁)이다. 그것은 그 품질을 향상시키기 위해

에 사용될 선택적 필터이다. 도 8은 필터의 개략도이고, 여기서, H^k(t)는 OFDM 심볼(t)에 대해 서브-캐리어(k)에서 H의 실제값이고,

는, "제1 H 비엔너 필터"와

는 H^k(t)의

에 대해 향상된 추정 이후의 H^k(t)의 잡음성(잡음 + 간섭) 추정이고, n은 잡음 플러스 간섭이다.

H 추정 필터는 다음과 같이 설계된다. H 추정 필터 이후의 평균 제곱 에러(MSE)인 ε이 다음과 같이 정의된다:

모든 p∈[t-M₁,t+M₂]에 대해

라면 ε이 최소라는 것이 (직교성 원리) 보여질 수 있다.

편리성을 위해, 서브-캐리어 인덱스(k)가 다음의 유도에서 누락될 것이다.

잡음과 간섭이 백색이라고 가정하면, E[n(t+l)n^*(p)]=0이고, 그렇치 않으면 t+l=p. 매트릭스 형태로 등식을:

라고 기재하면,

w를 풀면 다음과 같다:

이것은 R_HH(τ)=J₀(2πf_d,maxτ) 라는 것이 보여질 수 있고, 여기서 J₀(t)는 0차수 베쎌 함수이고, R_nn(0)는 잡음+간섭 파워이다.

H의 가장 향상된 추정을 얻기 위해, H의 최상의 가능한 입력 추정이 사용되어야 한다.

예를 들면, 파라미터 M2=0와 M1=-9를 가지고 위에서 설명한 필터를 사용해서 서브-캐리어(k)상에서 H(t=10)을 추정하는 것, 시뮬레이션에서, H₁의 MSE는 약 -27 dB이고, H₃의 MSE는 약 -36 dB 인 것이 보여진다.

를 계산하기 위해. 값

이 필요하다. 하지만,

이 또한 이용가능하고, 이것들이 사용될 때 보다 양호한 품질을 갖는다. 필터 설계에서, 품질에서의 이러한 차이는 잡음 + 간섭 파워 부분(R_nn)이 고려된다. 이러한 파라미터와 112 Hz의 f_d,max와 0.001s의 T_OFDM(연속적인 OFDM 심볼간의 시간)에 대한 필터를 설계하는 것은:

을 얻는다.

이 추정의 MSE는 약 -29 dB이다. H₃의 품질이 또한 이러한 H 추정 필터에 이해 실현된 향상에 의존하는 것을 주목해야 한다. -27 dB에서 -29 dB까지의 향상은 크지 않다. 그러므로, 이 필터에 의한 H의 추정의 품질의 향상은 그 복잡성을 정당화하지 않는 것처럼 보인다. 하지만, 112 Hz에서 11.2 Hz까지 f_d,max를 단지 변경시키는 동일 파라미터에 대해 필터를 계산하는 것은 -36 dB의 MSE를 야기시킨다. 이 이득은 추가적인 복잡성을 정당화시키는데, 그 결과 시간에서의 H의 추정은 f_d,max의 낮은 값에 대해서만 합리적이다.

H의 추정은 예를 들면 가능한 파일롯 위치에서 모든 서브-캐리어의 서브세트 상에서만 수행될 수 있다.

만약 H 필터의 필터 길이가 2보다 길다. H 추정의 전체 복잡성은 모든 서브-캐리어 상에서 H 추정을 수행하는 대신에 보간기를 사용해서 감소될 것이다.

아래의 필터는 H의 추정에 기초하여 H'를 추정하기 위해 사용된다. 개략적으로, 이 필터는 도 9에서 도시되는데, 여기서 H^k(t)는 OFDM 심볼(t)에서 대해 서브-캐리어(k)에서의 H의 실제값이고,

는 "제1 H 비엔너 필터" 이후의 H^k(t)의 잡음성 추정이고, H^k'(t)는 OFDM 심볼에 대한 서브-캐리어(k)에서 실제 값(H')이고,

는 OFDM 심볼(t)에 대해 서브-캐리어(k)에서 H'의 추정된 값이다.

H' 추정 필터 이후에 평균 제곱 에러(MSE)인 ε는 다음과 같이 정의된다:

최소 MSE를 얻기 위해 직교성 원리를 사용하면,

모든 p∈[t-M₁,t+M₂]에 대해

편리성을 위해. 서브-캐리어 인덱스(k)는 다음의 유도에서 누락될 것이다.

상관되지 않은 H(t)와 n(p)가 가정된다:

잡음이 백색이라고 가정하면, E[n(t+l)n^*(p)]=0이고, 그렇치 않으면 t+l=p. 매트릭스 형태로 등식을 쓰면 다음과 같다:

이것은 R_H'H(τ)=-2πf_d,maxJ₁(2πf_d,maxτ)라는 것이 보여질 수 있다. 여기서 J₁(t)는 제1차 베쎌 함수이다.

H'의 가장 향상된 추정을 얻기 위해, H의 최상의 가능한 입력 추정이 사용되어야 한다.

예를 들면, 파라미터 M2=0와 M1=-9를 가지고 위에서 설명한 필터를 사용해서 서브-캐리어(k)상에서 H'(t=10)을 추정하는 것이다.

를 계산하기 위해 값

이 필요하다. 하지만,

이 또한 이용가능하고, 이것들이 사용될 때 보다 양호한 품질을 갖는다.

필터 설계에서, 품질에서의 이러한 차이는 잡음 + 간섭 파워 부분(R_nn)이 고려된다. 이러한 파라미터와 112 Hz의 f_d,max와 0.001s의 T_OFDM(연속적인 OFDM 심볼간의 시간)에 대한 필터를 설계하는 것은:

을 얻는다.

시뮬레이션은 주어진 파라미터의 세트에 대해 약 -21 dB의 MSE 에러를 보여준다.

H'의 추정은 예를 들면, 가능한 파일롯 위치에 대해 모든 서브-캐리어의 서브-세트에서만 수행될 수 있다. 만약 H' 필터의 필터 길이가 2보다 길다면, H' 추 정의 전체 복잡성은 모든 서브-캐리어 상에 H' 추정을 수행하는 대신에 보간기를 사용함으로써 감소될 것이다.

만약 지연이 M₂>0을 의미하는 H'의 추정에서 허용된다면, H' 추정의 품질은 보다 짧은 필터를 가지고 상당히 향상될 수 있거나 동일하게 유지될 수 있다. 단점은

을 추정하는 M₁=4, M₂=2는 수신에서 지연을 야기시키면서

,...,

을 요구하고, 버퍼링을 요구한다는 것이다.

시간적 필터는 실수(real)이다. 스펙트럼 필터는 또한 FFT의 입력에서 시간 샘플의 적당한 주기적 순열에 의해 실수일 수 있다.

다른 필터와 동작은 전용 디지털 신호 처리기(DSP)와 소프트웨어에 의해 수행될 수 있다. 대안적으로, 본 방법의 단계들의 전부 또는 일부가 ASIC(Application Specific Integrated Circuit), PGA(Programmable Gate Array), 등과 같은 하드웨어 또는 하드웨어와 소프트웨어의 조합에서 수행될 수 있다.

표현 "포함하는"은 다른 요소들 또는 단계들을 배제하지 않으며, 단수 요소는 복수의 요소를 배제하지 않는다는 것이 언급된다. 또한, 청구항들에서 참조 기호는 청구항들의 범위를 제한하는 것으로 해석되지 말아야 한다.

앞에서, 도면을 참조해서 본 발명의 다수의 실시예들이 설명되었다. 본 명세서를 읽는 당업자는 다수의 다른 대안들을 고려할 것이고, 이러한 대안들은 본 발명의 범위 내에서 있는 것으로 의도된다. 또한, 여기서 특정하게 언급된 것이 아닌 다른 조합들은 본 발명의 범위 내에 있는 것으로 의도된다. 본 발명은 첨부된 특허 청구항들에 의해서만 제한된다.

본 발명은 OFDM 인코딩된 디지털 신호를 처리하기 위한 방법과 대응하는 신호 처리기에 이용가능하다.

Claims (21)

1. OFDM 인코딩된 디지털 신호를 처리하는 방법으로서, 상기 OFDM 인코딩된 디지털 신호는 여러 주파수 채널에서 데이터 심볼 서브-캐리어로서 전송되고, 상기 서브-캐리어의 서브세트는 수신기에 알려진 값을 갖는 파일롯 서브-캐리어의 형태이고,

   - 상기 파일롯 서브-캐리어에서 채널 계수(H₀)의 제1 추정하는 단계;

   - 상기 파일롯 서브-캐리어에서 상기 추정된 채널 계수(H₀)를 순정하는 단계;

   - 시간적 비엔너 필터링에 의해 상기 채널 계수(H')의 시간적 도함수를 추정하는 단계;

   - 상기 데이터 심볼 서브-캐리어에서 채널 계수(H₁)의 제2 추정하는 단계를 포함하는, OFDM 인코딩된 디지털 신호를 처리하는 방법.
2. 제1항에서, 상기 제1 추정은 상기 알려진 파일롯 심볼(a_p)에 의해 상기 파일롯 서브-캐리어에서 수신된 심볼(y_p)을 나눔으로써 수행되는, OFDM 인코딩된 디지털 신호를 처리하는 방법.
3. 제1항 또는 제2항에서, 상기 순정 단계는 비엔너 필터에 의해 수행되는, OFDM 인코딩된 디지털 신호를 처리하는 방법.
4. 제1항 내지 제3항 중의 어느 한 항에서, 상기 제2 추정 이전에:

   - 상기 파일롯 서브-캐리어 사이에서 가능한 파일롯 서브-캐리어에서 채널 계수의 제3 추정 단계를 더 포함하는, OFDM 인코딩된 디지털 신호를 처리하는 방법.
5. 제1항 내지 제4항 중의 어느 한 항에서, 상기 제2 또는 제3 추정 단계는 보간을 포함하는, OFDM 인코딩된 디지털 신호를 처리하는 방법.
6. 제5항에서, 상기 보간은 예를 들면 비엔너 필터를 사용해서, 특별하게는 2-탭 비엔너 필터를 사용해서 주파수 방향에서 수행되는, OFDM 인코딩된 디지털 신호를 처리하는 방법.
7. 제6항에서, 예를 들면, 비엔너 필터를 사용함으로써 다중 OFDM 심볼을 사용해서 시간 방향에서 수행되는 보간을 더 포함하는, OFDM 인코딩된 디지털 신호를 처리하는 방법.
8. 제5항에서, 상기 보간은 예를 들면, 비엔너 필터를 사용함으로써 시간 방향에서 수행되는, OFDM 인코딩된 디지털 신호를 처리하는 방법.
9. 제8항에서, 예를 들면, 비엔너 필터를 사용해서 주파수 방향에서 보간을 더 포함하는, OFDM 인코딩된 디지털 신호를 처리하는 방법.
10. 제1항 내지 제9항 중의 어느 한 항에 있어서, 상기 비엔너 필터링은 사전-계산된 필터 계수를 갖는 유한 임펄스 전달 함수(FIR) 필터를 사용해서 수행되는, OFDM 인코딩된 디지털 신호를 처리하는 방법.
11. 제1항 내지 제10항 중의 어느 한 항에 있어서, 상기 비엔너 필터는 미리 결정된 길이(n)와, 예를 들면, 11-탭 필터에 대해 -7 또는 -3인 중심에서 벗어난(off-center) 값인, 실제 관찰 값(M)을 갖는 필터인, OFDM 인코딩된 디지털 신호를 처리하는 방법.
12. 제11항에 있어서, 상기 필터의 상기 미리 결정된 길이(n)는 9, 11, 13, 23, 25 또는 27인, OFDM 인코딩된 디지털 신호를 처리하는 방법.
13. 제11항 또는 제12항에서, 상기 실제 관찰 값(M)은 에지(edge) 필터링을 수행하기 위해 상기 OFDM 심볼의 좌측 에지에서 -5로부터 -10까지 변하고, 상기 OFDM 심볼의 우측 에지에서 0로부터 -5까지 변하는, OFDM 인코딩된 디지털 신호를 처리하는 방법.
14. 제1항 내지 제13항 중의 어느 한 항에 있어서, 시간적 비엔너 필터링에 의해 상기 파일롯 서브-캐리어에서 채널 계수(H₀)의 상기 제1 추정을 순정하는 단계를 더 포함하는, OFDM 인코딩된 디지털 신호를 처리하는 방법.
15. 제14항에 있어서, 상기 순정 단계는 예를 들면, 파일롯 위치에서 상기 서브-캐리어의 서브세트상에서 수행되는, OFDM 인코딩된 디지털 신호를 처리하는 방법.
16. 제15항에 있어서, 상기 순정 단계는 FIR 필터에 의해 수행되는, OFDM 인코딩된 디지털 신호를 처리하는 방법.
17. 수신된 OFDM 인코딩된 디지털 신호를 처리하기 위해 배열된 신호 처리기로서, 상기 OFDM 인코딩된 디지털 신호는 여러 주파수 채널에서 데이터 심볼 서브-캐리어로서 전송되고, 상기 서브-캐리어의 서브세트는 수신기에 알려진 값을 갖는 파일롯 서브-캐리어이고,

    - 상기 파일롯 서브-캐리어에서 채널 계수(H₀)의 제1 추정을 수행하기 위해 배열된 제1 처리기;

    - 상기 파일롯 서브-캐리어에서 상기 추정된 채널 계수(H₀)를 순정하기 위해 배열된 순정기;

    - 상기 데이터 심볼 서브-캐리어에서 채널 계수(H₁)의 제2 추정을 수행하기 위해 배열된 제2 처리기를 포함하는, OFDM 인코딩된 디지털 신호를 처리하기 위해 배열된 신호 처리기.
18. OFDM 인코딩된 디지털 신호를 수신하기 위해 배열된 수신기로서, 상기 OFDM 인코딩된 디지털 신호는 여러 주파수 채널에서 데이터 심볼 서브-캐리어로서 전송되고, 상기 서브-캐리어의 서브세트는 상기 수신기에 알려진 값을 갖는 파일롯 서브-캐리어이고,

    - 상기 파일롯 서브-캐리어에서 채널 계수(H₀)의 제1 추정을 수행하기 위해 배열된 제1 처리기;

    - 상기 파일롯 서브-캐리어에서 상기 추정된 채널 계수(H₀)를 순정하기 위해 배열된 순정기;

    - 상기 데이터 심볼 서브-캐리어에서 채널 계수(H₁)의 제2 추정을 수행하기 위해 배열된 제2 처리기를 포함하는, OFDM 인코딩된 디지털 신호를 처리하기 위해 배열된 수신기.
19. OFDM 인코딩된 디지털 신호를 수신하기 위해 배열된 모바일 디바이스로서, 상기 OFDM 인코딩된 디지털 신호는 여러 주파수 채널에서 데이터 심볼 서브-캐리어로서 전송되고, 상기 서브-캐리어의 서브세트는 수신기에 알려진 값을 갖는 파일 롯 서브-캐리어이고,

    - 상기 파일롯 서브-캐리어에서 채널 계수(H₀)의 제1 추정을 수행하기 위해 배열된 제1 처리기;

    - 상기 파일롯 서브-캐리어에서 상기 추정된 채널 계수(H₀)를 순정하기 위해 배열된 순정기;

    - 상기 데이터 심볼 서브-캐리어에서 채널 계수(H₁)의 제2 추정을 수행하기 위해 배열된 제2 처리기를 포함하는, OFDM 인코딩된 디지털 신호를 수신하기 위해 배열된 모바일 디바이스.
20. OFDM 인코딩된 디지털 신호를 수신하기 위해 배열된 모바일 디바이스로서, 상기 OFDM 인코딩된 디지털 신호는 여러 주파수 채널에서 데이터 심볼 서브-캐리어로서 전송되고, 상기 서브-캐리어의 서브세트는 수신기에 알려진 값을 갖는 파일롯 서브-캐리어이고, 상기 모바일 디바이스는 제1항 내지 제16항 중의 어느 한 항에 따른 상기 방법을 수행하기 위해 배열된, OFDM 인코딩된 디지털 신호를 수신하기 위해 배열된 모바일 디바이스.
21. 제20항에 기재된 모바일 디바이스를 포함하는 통신 시스템.

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