CN116074162A - 信道估计和/或感知参数估计方法、装置、设备及可读存储介质 - Google Patents

信道估计和/或感知参数估计方法、装置、设备及可读存储介质 Download PDF

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CN116074162A
CN116074162A CN202111282742.4A CN202111282742A CN116074162A CN 116074162 A CN116074162 A CN 116074162A CN 202111282742 A CN202111282742 A CN 202111282742A CN 116074162 A CN116074162 A CN 116074162A
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CN
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pilot
parameter estimation
estimation
frequency
matrix
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CN202111282742.4A
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鹿志平
马卫国
康绍莉
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Datang Mobile Communications Equipment Co Ltd
Original Assignee
Datang Mobile Communications Equipment Co Ltd
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Abstract

本申请实施例提供一种信道估计和/或感知参数估计方法、装置、设备及可读存储介质，该方法包括：确定第一导频；根据所述第一导频，进行信道估计和/或感知参数估计；其中，所述第一导频符合以下一项或多项要求：所述第一导频的功率高于数据符号的平均功率，或者所述第一导频的功率小于或等于数据符号的平均功率；相邻两个所述第一导频之间嵌套有其他导频；所述第一导频是在不同OFDM符号之间循环移位的导频。

Description

信道估计和/或感知参数估计方法、装置、设备及可读存储介质
技术领域
本申请实施例涉及通信技术领域，具体涉及一种信道估计和/或感知参数估计方法、装置、设备及可读存储介质。
背景技术
在传统的正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)系统及其变体(例如，正交频分多址(Orthogonal Frequency Division Multiple Access，OFDMA)、单载波频分多址(Single-carrier Frequency-Division Multiple Access，SC-FDMA)和预编码OFDM)中，在每个OFDM符号中没有明确地考虑到由于多普勒频率而引起的相移的时变信道。
由于传统的导频设计没有考虑多普勒频率引起的潜在的符号间干扰，这使得当前的导频设计无法用于快速时变信道进行信道估计和/或感知参数估计。
发明内容
本申请实施例的一个目的在于提供一种信道估计和/或感知参数估计、装置、设备及可读存储介质，解决现有的导频设计无法用于快速时变信道进行信道估计和/或感知参数估计的问题。
第一方面，提供一种信道估计和/或感知参数估计方法，应用于第一通信设备，包括：
确定第一导频；
根据所述第一导频，进行信道估计和/或感知参数估计；
其中，所述第一导频符合以下一项或多项要求：
所述第一导频的功率高于数据符号的平均功率，或者所述第一导频的功率小于或等于数据符号的平均功率；
相邻两个所述第一导频之间嵌套有其他导频；
所述第一导频是在不同OFDM符号之间循环移位的导频。
可选地，所述根据所述第一导频，进行信道估计和/或感知参数估计，包括：
根据所述第一导频，确定频率-多普勒信道矩阵Hfd中的至少部分元素，所述元素用于获取感知参数估计，和/或所述元素用于信道估计；
根据所述Hfd，进行导频子载波处的信道估计和/或感知参数估计。
可选地，所述根据所述Hfd，进行感知参数估计，包括：
对所述Hfd进行行或列元素的循环移位，得到循环移位后的矩阵
Figure BDA0003331811480000021
其中所述循环移位后的矩阵
Figure BDA0003331811480000022
中每行元素对应相同的多普勒频点，每列元素对应于相同子载波；
根据所述循环移位后的矩阵
Figure BDA0003331811480000023
进行感知参数估计。
可选地，根据所述循环移位后的矩阵
Figure BDA0003331811480000031
进行所述感知参数估计，包括：
利用所述循环移位后的矩阵
Figure BDA0003331811480000032
基于快速傅里叶逆变换(Inverse FastFourier Transform，IFFT)的粗估计，进行感知参数估计。
可选地，所述进行感知参数估计，包括：
在OFDM符号内进行感知参数估计；
或者，
在跨OFDM符号间进行感知参数估计；
或者，
在OFDM符号内进行感知参数估计，以及在OFDM符号间进行感知参数估计；
根据OFDM符号内进行感知参数估计和OFDM符号间进行感知参数估计的结果联合进行感知参数估计。
可选地，在OFDM符号内进行感知参数估计，包括：
对所述循环移位后的矩阵
Figure BDA0003331811480000033
进行傅里叶变换，得到频率-时间域信道矩阵
Figure BDA0003331811480000034
根据所述频率-时间域信道矩阵，进行OFDM符号内感知参数估计。
可选地，所述方法还包括：
根据所述循环移位后的矩阵
Figure BDA0003331811480000035
直接对其转置矩阵进行一维逆傅里叶逆变换
Figure BDA0003331811480000036
得到延时-多普勒的周期频谱图。
可选地，在OFDM符号间进行感知参数估计，包括：
将多个OFDM符号对应的所述循环移位后的矩阵
Figure BDA0003331811480000041
进行合并处理，得到一个三维阵列，所述三维阵列中包括：多个循环移位后的矩阵
Figure BDA0003331811480000042
从所述三维阵列中提取对应相同多普勒频点的两维矩阵；根据所述相同多普勒频点的两维矩阵进行OFDM符号间的感知参数估计；
或者，
将所述三维阵列中对应不同多普勒频率的两位矩阵进行相加，对相加得到的矩阵进行OFDM符号间的感知参数估计。
可选地，在所述第一导频符合相邻两个所述第一导频之间嵌套有其他导频的情况下，根据所述第一导频，进行信道估计和/或感知参数估计，包括：
根据所述第一导频和所述其他导频，进行信道估计和/或感知参数估计，其中，所述第一导频的间隔长度大于所述其他导频的间隔长度，或者，所述第一导频的间隔长度大于或等于第一阈值，所述其他导频的间隔长度小于或等于第二阈值。
可选地，所述方法还包括：
根据感知参数估计的结果，确定其他子载波的信道插值；
根据导频子载波处的信道估计，和所述其他子载波的信道插值，进行均衡化处理。
可选地，所述第一导频的N/Q2为整数或者非整数，其中N为OFDM符号的采样次数，Q2为多个交织的导频子载波的间隔。
第二方面，提供一种信道估计和/或感知参数估计装置，应用于第一通信设备，包括：
第一处理模块，用于确定第一导频；
第二处理模块，用于根据所述第一导频，进行信道估计和/或感知参数估计；
其中，所述第一导频符合以下一项或多项要求：
所述第一导频的功率高于数据符号的平均功率，或者所述第一导频的功率小于或等于数据符号的平均功率；
相邻两个所述第一导频之间嵌套有其他导频；
所述第一导频是在不同OFDM符号之间循环移位的导频。
可选地，所述装置还包括：
可选地，所述第二处理模块进一步用于：根据所述第一导频，确定Hfd中的至少部分元素，所述元素用于获取感知参数估计，和/或所述元素用于信道估计；根据所述Hfd，进行导频子载波处的信道估计和/或感知参数估计。
可选地，所述第二处理模块进一步用于：对所述Hfd进行行或列元素的循环移位，得到循环移位后的矩阵
Figure BDA0003331811480000061
其中所述循环移位后的矩阵
Figure BDA0003331811480000062
中每行元素对应相同的多普勒频点，每列元素对应于相同子载波；根据所述循环移位后的矩阵
Figure BDA0003331811480000063
进行感知参数估计。
可选地，所述第二处理模块进一步用于：利用所述循环移位后的矩阵
Figure BDA0003331811480000064
基于IFFT的粗估计，进行感知参数估计。
第三方面，提供一种第一通信设备，包括：处理器、存储器及存储在所述存储器上并可在所述处理器上运行的程序，所述程序被所述处理器执行时实现如第一方面所述的方法的步骤。
第四方面，提供一种可读存储介质，所述可读存储介质上存储有程序，所述程序被处理器执行时实现包括如第一方面所述的方法的步骤。
在本申请实施例中，可以按照通信和/或感知要求确定第一导频，该第一导频可以满足快速时变信道中的信道估计和/或感知参数估计的需求。
附图说明
通过阅读下文优选实施方式的详细描述，各种其他的优点和益处对于本领域普通技术人员将变得清楚明了。附图仅用于示出优选实施方式的目的，而并不认为是对本发明的限制。而且在整个附图中，用相同的参考符号表示相同的部件。在附图中：
图1为预编码OFDM系统的示意图；
图2为本申请实施例提供的信道估计和/或感知参数估计方法的流程图；
图3是本申请实施例中的循环移位的导频的示意图；
图4是本申请实施例中的嵌套导频的示意图；
图5是在没有嵌套导频的情况下，以128的间隔仅使用8个交织导频，频谱以8的间隔重复的示意图；
图6是使用12个嵌套导频和8个交错导频的示意图；
图7是仅使用12个嵌套导频的示意图；
图8是本申请实施例中感知参数估计的示意图；
图9是本申请实施例中均衡化的示意图；
图10是本申请实施例提供的信道估计和/或感知参数估计装置的示意图；
图11是本申请实施例提供的通信设备的示意图。
具体实施方式
下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。本申请的说明书和权利要求书中的术语“包括”以及它的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。此外，说明书以及权利要求中使用“和/或”表示所连接对象的至少其中之一，例如A和/或B，表示包含单独A，单独B，以及A和B都存在三种情况。在本申请实施例中，“示例性的”或者“例如”等词用于表示作例子、例证或说明。本申请实施例中被描述为“示例性的”或者“例如”的任何实施例或设计方案不应被解释为比其它实施例或设计方案更优选或更具优势。确切而言，使用“示例性的”或者“例如”等词旨在以具体方式呈现相关概念。
本申请实施例提供的技术方案可以适用于多种系统，尤其是5G系统。例如适用的系统可以是全球移动通讯(Global System of Mobile communication，GSM)系统、码分多址(Code Division Multiple Access，CDMA)系统、宽带码分多址(Wideband CodeDivision Multiple Access，WCDMA)系统、时分同步CDMA(Time Division SynchronousCode Division Multiple Access，TD-SCDMA)系统、通用分组无线业务(general packetradio service，GPRS)系统、长期演进(long term evolution，LTE)系统(含TD-LTE和FDDLTE)、高级长期演进(long term evolution advanced，LTE-A)系统、通用移动系统(universal mobile telecommunication system，UMTS)、全球互联微波接入(worldwideinteroperability for microwave access，WiMAX)系统、5G新空口(New Radio,NR)系统等。这多种系统中均包括终端设备和网络设备。系统中还可以包括核心网部分，例如演进的分组系统(Evolved Packet System,EPS)、5G系统(5GS/5GC)等。
为了便于理解本申请的实施例，下面先介绍以下技术点：
一、关于系统和信号模型
考虑一般的预编码OFDM系统，如图1所示，其可以包括离散傅里叶变换(DiscreteFourier Transform，DFT)-OFDM、单载波频域均衡(Single Carrier Frequency DomainEqualization，SC-FDE)、正交时频空间(Orthogonal Time Frequency Space，OTFS)及其多址变体。调制后的数据符号被输入到一个或多个预编码器。预编码器可以是任何形式，包括但不限于离散傅立叶变换矩阵和一些额外的处理，比如交织。这些预编码器的输出与导频被分配到OFDM符号(或者描述为ODFM块)的子载波上。假设在OFDM频谱的每一侧都有足够的保护子载波，这样多普勒频移不会导致信号带宽的扩展。然后，应用快速傅里叶逆变换(Inverse Fast Fourier Transform，IFFT)将信号转换到时域。然后，将循环前缀(CyclicPrefix，CP)添加到每个OFDM符号的头部。然后，时域信号通过一个时变信道。在接收端，CP在同步后被删除(未示出)。经过一些额外的处理，比如载波频率偏移估计和补偿(未示出)，然后信号被转换到频域。然后利用导频子载波的信号进行信道估计和感知参数估计。估计的感知参数可以被反馈到信道估计模块，以辅助器其他子载波的信道估计。或者，可以应用插值来得到这些信道估计。然后，使用所有数据子载波上估计的信道进行均衡。进一步的处理可以包括解预编码、解调等(未示出)。需要说的是，这里的预编码OFDM系统可以包括OTF作为“预编码OFDM”。
与传统的OTFS中导频放置在延迟多普勒域(在预编码器之前，连同数据符号)不同，建议将导频放置在频域中。因此信道估计也在频域中进行。在频域上，通过直接去除信道得到映射的数据信号，实现均衡化；它还可以通过先进的均衡和解调技术跨频域和数据符号域组合。
考虑OFDM系统中一个一般的时变信道h(τ，t)，其中时不变信道可以作为特例。假设信道参数，如信道振幅、延迟和多普勒频率在感兴趣的时段保持不变，信道变化是由多普勒频率引起的多径相位变化引起的。
假设x(t)和X(f)为发射信号的时域和频域表示，y(t)和Y(f)为相应的接收信号。我们考虑一个长度为T＝(N+Ncp)T0的OFDM信号块，其中T0为数字化时的采样周期，N为OFDM符号的采样次数，Ncp是CP长度。通过使用CP，对于t∈[-NcpT0,0]，x(t)＝x(t+NT0)。信号总带宽为B＝1/T0，子载波间隔为f0＝B/N。
二、关于连续信道模型
当幅度、延迟和多普勒频率等多径参数几乎不变时，考虑信道相干处理间隔(CPI)。首先给出了不考虑CP影响的基本信道模型。
在第K个OFDM分组时，时延多普勒信道为：
Figure BDA0003331811480000101
其中，
Figure BDA0003331811480000111
是第
Figure BDA0003331811480000112
个路径的延迟、多普勒频率和幅度，
Figure BDA0003331811480000113
是由于多普勒频率导致的OFDM符号上的累计相移，g1(·)和g2(·)是分别在频域和时域中对两个窗口函数G1(f)和G2(t)进行傅里叶变换。在不失通用性的前提下，考虑[0，T)时间段内的信号和信道，将通过
Figure BDA0003331811480000114
隐式地反映不同OFDM符号之间的信道和信号模型的差异。这两个窗口函数可以具有任何形式。在理想情况下，g1(x)＝g2(x)＝δ(x)是一个脉冲函数。但是，由于跨度有限，实际上并非如此。在不使用显式窗口函数的情况下，频域窗口函数G1(f)隐式宽度为B，跨度为－B/2到B/2非零的矩形函数，时域窗口函数G2(t)也是矩形函数，其宽度对应于用于多普勒估计的信号周期。在这里考虑的场景中，G2(t)具有NT0＝N/B的跨度，其中t∈[0，NT0]，因为CP在接收端处被丢弃。因此，隐含地，g1(·)和g2(·)都是sinc函数，如果中心不为0处，则乘以相移项。也就是说，
Figure BDA0003331811480000115
t∈[0，T)上的连续时延域信道可以表示为：
Figure BDA0003331811480000116
对应的频率-多普勒信道可以表示为：
Figure BDA0003331811480000117
相应的频率-时间域信道可以表示为：
Figure BDA0003331811480000121
考虑传输信号x(t)，t∈[0,t]的一个块，利用CP使，x(t)＝x(t+T)t∈[-TCP，0)。在丢弃CP之后，相应的接收信号被转换到频域。在不考虑噪声的情况下，频域信号可以表示为
Figure BDA0003331811480000122
其中，利用了以下关系：
Figure BDA0003331811480000123
Figure BDA0003331811480000124
三、关于离散信道模型
现在推导出离散信道和信号模型，通过考虑CP和采样频率在延迟和多普勒域的影响。设F表示离散傅立叶变换矩阵。令xf和xT＝Fxf是大小为N×1的频域和时域传输信号向量，对应于x(t)的连续版本信号。假设将足够长的CP被附加到xt。
令Ht表示一般时变时滞时域，即在这种OFDM系统中，可以将时不变信道作为特例。对于离散信号，一个OFDM符号的时域接收基带信号可以表示为：
yt＝Htxt.   (9)
当时变时，Ht不是循环矩阵。相反，它可能在不同的行上关联不同的元素。
频域接收信号可以表示为：
yf＝Fyt＝FHtxt＝Hftxt＝(FHtFH)Fxt＝Hfdxf，    (10)
其中xf＝Fxt。在等式中，Hfd和Hft分别表示相应的频率-多普勒信道矩阵和频率-时间域信道矩阵。有以下关系：
(a)Hfd＝FHtFH＝HftFH。对于时不变信道，Hfd是对角矩阵，而对于时不变信道，则不是；
(b)Hft＝HfdF＝FHt。
在时变卷积过程之后，矩阵Ht的元素由下式给出：
Figure BDA0003331811480000131
因此，Ht的第(n,m)个元素(Ht)n,m，n＝0，···，N-1,m＝0，···，N-1，为：
(Ht)n，m＝h((n-m)N，n)，   (12)
其中(n)N模运算是对(n，N)取模，以及
Figure BDA0003331811480000141
其中模块化操作类似地归因于CP的使用。
参考公式(7)，可以得到Hfd，(Hfd)n,m的第(n，m)个元素为：
Figure BDA0003331811480000142
需要说明的是，数字化的Hfd(f,v)在多普勒域成为周期为B的周期函数，对应于时域采样周期为1/B。因此，(Hfd)n,m对应于带有数字频率mf0的频率多普勒域样本和多普勒频率(n-m)f0。注意，Hfd的每一列中的元素对应同一频率，但有不同的多普勒频率。还要注意离散函数g1(·)和g2(·)由于采样导致频谱重叠，所以连续版本不会有精确的形式，因此他们中的每一个都可以分别是基本函数和其在采样率下位移版本的和。然而，当混叠较小时，它们近似于连续版本。根据DFT关系，我们还可以得到：
Figure BDA0003331811480000143
以及，
Figure BDA0003331811480000144
其可以很好地匹配移位的sinc函数。很容易看出，g1(τ)是周期为NT0的周期函数，g2(f)也是周期为Nf0的周期函数。
在当前系统中处理这种时变信道的唯一方法是减少一个OFDM符号的周期。如果没有适当的信号建模和设计，多普勒频率和延迟也无法在感知通信一体化(IntegratedSensing and Communication，ISAC)系统中得到适当的特征和估计，因为这两个系统都需要精确估计。
参见图2，本申请实施例提供一种信道估计和/或感知参数估计方法，该方法的执行主体可以为第一通信设备，比如发送端或接收端，具体步骤包括：步骤201和步骤202。
步骤201：确定第一导频
步骤202：根据所述第一导频，进行信道估计和/或感知参数估计；
其中，所述第一导频符合以下一项或多项要求：
(1)所述第一导频的功率高于数据符号的平均功率，或者所述第一导频的功率小于或等于数据符号的平均功率；
在所述第一导频的功率高于数据符号的平均功率的情况下，可以提高频谱效率。
(2)相邻两个所述第一导频之间嵌套有其他导频；
也就是说，在本申请实施例中可以采用嵌套导频结构，通过嵌套导频的设计和处理可以有效解决传统OFDM系统中存在的定时模糊问题，提高了信道估计和感知性能，可以理解的是本申请实施例中对于其他导频的类型和结构不做具体限定。
(3)所述第一导频是在不同OFDM符号之间循环移位的导频。
在本申请实施例中，通过使用循环移位的导频使得上述处理方法能够用于多个OFDM符号的处理。
本文中的信道估计指估计信道矩阵中的具体元素，是一个多径合成的结果；感知指估计信道传播中的多径参数，包括时延、多普勒、入射角、发射角等)。感知参数可用来描述环境中影响信号传播物体的未知，运动速度等。
在本申请实施例中，针对快时变信道中的OFDM及其变体，通过第一导频进行感知参数估计，这些估计即可以用于感知目的，也可以用于改进通信的信道估计(通过内插)。
在本申请的一种实施方式中，根据所述第一导频，进行信道估计和/或感知参数估计，包括：根据所述第一导频，确定频率-多普勒信道矩阵(Hfd)中的至少部分元素，所述元素用于获取感知参数估计，和/或所述元素用于信道估计；
根据所述Hfd，进行导频子载波处的信道估计和/或感知参数估计。
在本申请的一种实施方式中，所述根据所述Hfd，进行感知参数估计，包括：
对所述Hfd进行行或列元素的循环移位，得到
Figure BDA0003331811480000161
其中所述循环移位后的矩阵
Figure BDA0003331811480000162
中每行元素对应相同的多普勒频点，每列元素对应于相同子载波；
根据所述循环移位后的矩阵
Figure BDA0003331811480000163
进行感知参数估计。
在本申请的一种实施方式中，根据所述循环移位后的矩阵
Figure BDA0003331811480000171
进行所述感知参数估计，包括：
利用所述循环移位后的矩阵
Figure BDA0003331811480000172
基于IFFT的粗估计，进行感知参数估计。
在本申请的一种实施方式中，所述进行感知参数估计，包括：
在OFDM符号内进行感知参数估计；
或者，
在OFDM符号间进行感知参数估计；
或者，
在OFDM符号内进行感知参数估计，以及在OFDM符号间进行感知参数估计；
根据OFDM符号内进行感知参数估计和OFDM符号间进行感知参数估计的结果联合进行感知参数估计。
可选地，在OFDM符号内进行感知参数估计，包括：
对所述循环移位后的矩阵
Figure BDA0003331811480000173
进行傅里叶变换，得到频率-时间域信道矩阵
Figure BDA0003331811480000174
(对应下文介绍的公式24)；
根据所述频率-时间域信道矩阵，进行OFDM符号内感知参数估计。
可选地，所述方法还包括：
根据所述循环移位后的矩阵
Figure BDA0003331811480000181
直接对其转置矩阵进行一维傅里叶逆变换
Figure BDA0003331811480000182
得到时延-多普勒的周期频谱图。
可选地，在OFDM符号间进行感知参数估计，包括：
将多个OFDM符号对应的所述循环移位后的矩阵
Figure BDA0003331811480000183
进行合并处理，得到一个三维阵列(对应下文介绍的公式26)，所述三维阵列中包括：多个循环移位后的矩阵
Figure BDA0003331811480000184
从所述三维阵列中提取对应相同多普勒频点的两维矩阵；根据所述相同多普勒频点的两维矩阵进行OFDM符号间的感知参数估计(对应下文介绍的公式27)；
或者，
将所述三维阵列中对应不同多普勒频率的两位矩阵进行相加，对相加得到的矩阵进行OFDM符号间的感知参数估计(对应下文介绍的公式28)。
在本申请的一种实施方式中，在所述第一导频符合相邻两个所述第一导频(或者称为主导频)之间嵌套有其他导频(或者称为第二导频，辅助导频等)的情况下，根据所述第一导频，进行信道估计和/或感知参数估计，包括：
根据所述第一导频和所述其他导频，进行信道估计和/或感知参数估计，其中，所述第一导频的间隔长度大于所述其他导频的间隔长度，或者，所述第一导频的间隔长度大于或等于第一阈值，所述其他导频的间隔长度小于或等于第二阈值，可以理解的是，第一阈值与第二阈值可以相同，也可以不相同。
这样，当信道中一些多径的时延较大时，间隔较大的第一导频估计的时延会折回到第一个区间内(能估计的值小于间隔长度)，导致模糊度。这时使用间隔较小的其他导频可以用来消除这个模糊度。
在本申请的一种实施方式中，所述方法还包括：
根据感知参数估计的结果，确定其他子载波的信道插值；
根据导频子载波处的信道估计，和所述其他子载波的信道插值，进行均衡化处理。
在本申请的一种实施方式中，所述第一导频的N/Q2为整数或者非整数，其中N为OFDM符号的采样次数，Q2为多个交织的导频子载波的间隔。
在本申请实施例中，可以按照通信和/或感知要求确定第一导频，该第一导频可以用于快速时变信道中的信道估计和/或感知参数估计，并且显著提高频谱效率。
在本申请的实施例中，提供了精确的信号和信道模型以表征时变信道中的信号传播和接收，通过新的导频设计以实现快速时变信道中的有效信道估计和感知参数估计。这些创新使得通用ISAC OFDM系统的设计具有很强的处理快速时变信道的能力，其中一个OFDM符号可以跨越很长的周期以实现高频谱效率(节省循环前缀)。本申请的实施例可以适用于诸如地面和空中车辆网络的高移动性通信系统。
基于前述推导的信号模型，可以得到感知参数(比如τ和V)的估计。特别地，可以使用一个OFDM符号内(OFDM内)或跨多个OFDM符号(OFDM间)的导频。下面首先介绍OFDM内估计的过程，然后将其扩展到OFDM间估计。
帧内OFDM估计的总体方案包括以下步骤：
步骤S1：根据通信和/或感知要求确定频域中的导频；
步骤S2：使用导频估计频率-多普勒信道矩阵Hfd的一些元素，这些元素足以获得感知参数粗略估计。
对于通信，需要进行插值，以获得用于信道均衡的所有其他元素。
步骤S3：重新对齐Hfd以获得
Figure BDA0003331811480000201
或缩小版本；
步骤S4：基于
Figure BDA0003331811480000202
获得感知参数估计。
一种方法是通过
Figure BDA0003331811480000203
其中根据所使用的导频子载波，W等于FH或部分逆DFT(IDFT)矩阵。然后通过找到|Hdd|的峰值得到感知参数(τi和vi)的粗估计。其他方法在这里也适用。
(1)关于信号设计和信道估计：
可以有几种方法来设计在频域内嵌入导频。如前所述，信息符号在放置到子载波之前可以预先编码。假设频域中的预编码信号为sf。sf被分段为行向量sf,k,k＝0,……,K-1，其可以具有相同或不同的长度。
假设p＝[p0，p1，…]表示导频序列，其具有典型值1和-1。令0P表示P个零的行向量，其中P通常是一个偶数。因此，可以形成
Figure BDA0003331811480000211
的基本序列，并构建：
Figure BDA0003331811480000212
在0Q用于保护频带的子载波(对应于高频)。如图3所示。如果不使用，直流(DirectCurrent，DC)子载波也可以设置为零。现有的OFDM系统忽略信道变化，梳状导频通常与数据符号直接相邻，这里，在每个导频和数据符号之间添加了P个零。这使得能够在不引起多普勒扩展引起的符号间干扰(ISI)的情况下估计信道系数。因此，如果需要零ISI，则
Figure BDA0003331811480000213
如果可以容忍一些ISI，则可以减少。比如，在通常的OFDM系统中，可以基于最大延迟扩展和/或多径(如果是稀疏信道)的数量来确定。
一般情况下，这些导频子载波的平均间隔应小于
Figure BDA0003331811480000214
以避免估计延迟中的模糊性。如果不允许定时模糊，一种简单的方法是以小于
Figure BDA0003331811480000215
的间隔使用交织子载波。当延迟扩展较大时，需要大量导频，导致系统频谱效率较低。
在OFDM符号中，导频可以循环移位，以产生平坦的频谱，并可能实现更好的信道估计和感知性能，如图3所示。
对于最大延迟扩展较大但可分辨多径总数较少的稀疏信道，可以放宽导频总数，因为原则上只需要K≥L的样本就可以得到独立信道和时延估计。为了解决这种情况下延迟估计中的模糊性，有两种方式。
第一种方式：在数据符号的辅助下，在细化估计的阶段中解决模糊性。
第二种方式：通过在现有方法的基础上使用下面提到的嵌套结构，如图4所示。
在现有的基础上增加更密集的导频。一旦获得上述导频以获得粗略延迟估计，就可以利用这些更密集的导频来解决模糊问题。下面举例进行说明。考虑修订一个或多个
Figure BDA0003331811480000221
如下所示：
Figure BDA0003331811480000222
即，用导频和零替换sf,k的部分或全部。替换可以跨越一个或多个sf,k。
根据接收到的信号，可以估计对应于导频的频率-多普勒信道矩阵中的元素。每个导频可以允许估计每列中的P个无干扰信道元素。
例如，可以预期比来自这些元素的干扰更多的多普勒频率信息时，如果需要可以估计具有干扰的另外的2Pa元素。特别地，如果导频的功率比数据符号更高的平均功率，则使Pa>0将是有益的。可以通过在不同的OFDM符号上循环移动导频子载波的索引，消除对频谱的影响。更具体地说，对于导频pk处的子载波nk，可以得到估计：
Figure BDA0003331811480000231
其中，可以在第nk列中估计从行(nk-P/2-Pa)N到(nk+P/2+Pa)N的总共P+2Pa+1个通道元素。
需要说明的是，索引是通过模块操作获得的。由公式(14)可知，可以得到对应于
Figure BDA0003331811480000232
处的子载波和从－(P/2+Pa)B/N到(P/2+Pa)B/N的多普勒频率的信道估计，其中，Sp表示导频子载波的集合。需要说明的是，导频不必具有相等的间隔，尽管相等的间隔可以简化计算。
通过获取这些信道估计，对于感知，可以直接用它们来估计感知参数。对于通信，可以使用插值来获得Hfd中的其他元素然后进行频域均衡。
需要说明的是，上述的信号设计和信道估计只是一个例子，下面提出的感知参数估计技术并不一定要基于这里的方法。
(2)仅使用导频进行感知参数估计
对于感知，目标是通过估计Hfd来估计感知参数(τis和vis)。
由公式(14)可知，沿对角线方向的每个元素对应相同的量化多普勒频移，同一列的元素对应相同的频率/子载波。因此，一旦估计出Hfd，可以循环地重新排列其元素：将第m列向上移动，例如。m-1个位置，使得对应于相同多普勒频移和相同频率/子载波的元素分别在同一行和同一列。假设重新对齐的Hfd为
Figure BDA0003331811480000241
它的第(n,m)个元素变成
Figure BDA0003331811480000242
其中零多普勒元素在第一行，随后是对应于B/N到B/2，然后是-B/2到-B/N。
基于
Figure BDA0003331811480000243
可以有至少两种方法来估计延迟和多普勒频率。
(2.1)基于IFFT的粗估计
第一种方法是将逆DFT(IDFT)应用于
Figure BDA0003331811480000244
的转置以获得
Figure BDA0003331811480000245
其示出了延迟-多普勒信道矩阵。根据Hdd，通过从2D矩阵的绝对值或功率中搜索局部峰值，可以获得延迟和多普勒频率的粗略或量化估计。需要说明的是，由于g1(τ)和g2(v)实际上是带有尾部的函数，当它们的值不完全在量化网格上时，通常存在一个τl和vl到相邻的τl和vl的泄露(mf0或(n)Nf0)。然而，Hdd的频谱可以提供延迟和多普勒频率的良好粗略估计，因此，对于延迟，粗分辨率能力为1/B，对于多普勒频率，粗分辨率能力为B/N。
需要说明的是，由于Hfd中的相关性和冗余性，不需要使用Hfd中的所有元素得到Hdd。通常，假设Np≥L，且
Figure BDA0003331811480000246
则最少需要Np(交织)子载波和Mp个多普勒样本处的(Hfd)n,m的估计。使用与上述(1)中设计的导频相对应的信道估计，可以得到
Figure BDA0003331811480000247
在Sp集合的子载波处具有非零值和多普勒频率从-(P/2+Pa)B/N到(P/2+Pa)B/N，以及其他地方为0。因此，我们可以保持P+2Pa+1个非零行的
Figure BDA0003331811480000251
得到
Figure BDA0003331811480000252
并应用一种
Figure BDA0003331811480000253
转置的IDFT，得到
Figure BDA0003331811480000254
需要减少Hdd的大小。
此外，如果K2交织使用等间隔的子载波，则可以进一步仅保留
Figure BDA0003331811480000255
的非零列，并获得
Figure BDA0003331811480000256
然后对其转置应用缩减大小K2-点IDFT以获得
Figure BDA0003331811480000257
在更小信道矩阵可以节省计算复杂度和峰值搜索的复杂度。
仅使用交织子载波上的信号，当时延扩展较大时，将面临时序模糊问题。这可以从以下几点看出。假设K2个交织的导频子载波的间隔为Q2.导频的索引可以被表示为
Figure BDA0003331811480000258
然后
Figure BDA0003331811480000259
由(Q2f0)τl<1，得到τl<1/(Q2f0)＝N/Q2T0，这意味着在这种情况下，可以解决的最大延迟是N/Q2T0。较大的延迟将折回到周期[0,N/Q2T0]。当对
Figure BDA00033318114800002510
的第n行应用n点IDFT时，仅在m＝m′Q2+q2，m′＝0，…，K2-1处的非零信号，可以将第n’个输出表示为：
Figure BDA0003331811480000261
从公式(22)，有以下观察，如图5所示。
(a)当N/Q2为整数时，对于任何整数K，|rn，n′|＝|rn，n′+kN/Q2|。当多普勒频率为零时，这与已知的结果是一致的；
(b)如果N/Q2不是整数，则当k′Q2/N近似为整数时|rn，n′|≈|rn，n′+k′|。因此，如果N/Q2不是整数，则周期性并不总是存在；
(c)当N/Q2不是整数，特别是当其小数部分接近0.5时，在至多n′＝0，…，N-1个IDFT输出时将会出现较大的泄漏。这对于峰值查找和确定延迟估计是不期望的。
因此，就感知性能而言，最好将导频的N/Q2设计为整数。然而，这仅限于用于感知的这种特定方法。对于其他技术，比如基于压缩感知的技术，具有不规则间隔的导频可能更好。
如果第(1)部分中提出的嵌套子载波与交错导频一起使用，也可以先对这些交错导频上的信号进行处理，然后使用嵌套子载波上的信号用时延估计来解决模糊性，而不是直接应用n点IFFT。
在图6和图7中，本申请实施例给出了使用嵌套导频时的仿真结果，其中N＝1024,P＝2,Pa＝0。四个归一化延迟为[2.21.35.712.2]，归一化多普勒频率为[1.6-1.40.21.3]。8个交错导频的间隔为128，另外12个交错导频的间隔为4。图5和图6分别显示了IDFT输出对应于仅使用交织子载波和所有子载波的情况。可以清楚地看到，在后一种情况下，实际延时下IDFT输出的绝对值与其图像有很大的不同。图7给出了两个IDFT输出差值的绝对值。
因此，本申请实施例可以使用以下过程或其变体来解决延迟模糊。
(a)仅使用对应于K个宽间隔交织的导频子载波的Hdd估计来计算HddIDFT输出，使用完整的IDFT或缩小的IDFT。在这里，考虑了使用全尺寸的n点IDFT的情况；
(b)识别并找到第一区域(0～K)的局部峰值和相应的离散延迟值；
(c)对于所识别量化延迟和多普勒频移的
Figure BDA0003331811480000271
对中的每一个，计算K3N-点(point)；
用于测试的IDFT输出：
Figure BDA0003331811480000272
其中，Sn表示附加嵌套导频的索引集；
(d)对于k＝0，…，K3-1，找到
Figure BDA0003331811480000281
实际的量化延迟是
Figure BDA0003331811480000282
(2.2)通过将
Figure BDA0003331811480000283
转换到频率-时间域进行估计；
可选地，可以沿着多普勒频率对
Figure BDA0003331811480000284
应用DFT，即，对于每一列，跨越行。这将生成频率-时间域矩阵
Figure BDA0003331811480000285
第(n,m)个元素为
Figure BDA0003331811480000286
在只有
Figure BDA0003331811480000287
即对应于导频的有限数量的
Figure BDA0003331811480000288
可用的情况下，可以将较小的K2点DFT应用于
Figure BDA0003331811480000289
并获得
Figure BDA00033318114800002810
其中，
Figure BDA00033318114800002811
以及n∈[0，2(P/2+Pa)B/N-1]。
在上述两种情况下，可以看到，当G1(mf0)和G2(nf0)，公式(24)和(25)保持了传统二维谐波恢复问题的一般表达式。因此，所有的传统解决方案，如多信号分类算法(Multiple Signal Classification，MUSIC)，旋转因子不变法(Estimating SignalParameters via Rotational Invariance Techniques，ESPRIT)，压缩感知都可以应用，在此不再赘述。
(3)扩展到多个OFDM符号
前面的技术都是基于一个OFDM符号。在保持感知参数不变的情况下，可以将信号模型扩展到多个OFDM符号。特别地，本实施例中设计了在不同OFDM符号之间循环移位的导频，以实现均匀频谱。
如(1)所述，不同OFDM符号之间的信道和信号差异可以通过
Figure BDA0003331811480000291
来反映。因此，通过显式地引入相移
Figure BDA0003331811480000292
可以很容易地将以前单个OFDM符号的结果扩展到多个OFDM符号。例如，可以扩展公式(20)并在K个OFDM符号上收集估计和重新对齐的信道，得到：
Figure BDA0003331811480000293
对于给定的n，可以看到
Figure BDA0003331811480000294
只依赖于
Figure BDA0003331811480000295
因此可以让
Figure BDA0003331811480000296
收集在M个子载波和每n个的K个OFDM符号上的所有测量值，并将它们组织成一个矩阵
Figure BDA0003331811480000297
使其第(m,k)个元素为
Figure BDA0003331811480000298
可以将其表示为：
Figure BDA0003331811480000299
其中
Figure BDA0003331811480000301
Dn是一个L×L对角元素，其中，第
Figure BDA0003331811480000302
个元素为
Figure BDA0003331811480000303
因此，可以将所有现有的感知参数估计技术应用于公式(27)，以获得τl和vl估计。由于累积相移
Figure BDA0003331811480000304
比一个OFDM符号内的要大得多，本申请实施例可以期望获得比在一个OFDM符号内使用公式(25)更好的估计性能。
一旦得到了所有n的估计，则可以计算所有估计的平均值，或者根据估计的多普勒频率的范围确定要保持哪个估计。这是因为
Figure BDA0003331811480000305
是一个具有窄主瓣的函数，并且如果
Figure BDA0003331811480000306
较大时，则其值很小。这种情况下，较大的
Figure BDA0003331811480000307
意味着更好的估计精度。
也有替代方法可以更好地利用所有多普勒频率网格n的估计。例如，我们可以在所有P+2Pa网格上对
Figure BDA0003331811480000308
求和，然后应用感知参数估计算法对其进行求和。在这种情况下，得到：
Figure BDA0003331811480000309
因为g2(·)有狭窄的主瓣，所以在求和的大部分时间里，每个
Figure BDA00033318114800003010
的
Figure BDA00033318114800003011
将被构造性地组合。
因此，整体的感知参数估计方案可以是OFDM内和OFDM间方法的结合，如图8所示。内部OFDM方法只能估计多达一个子载波区间内的多普勒频率，而内部OFDM方法可以估计信号带宽。OFDM内估计精度较低，但不模糊，因此它们的估计可用于解决从OFDM间估计得到的多普勒估计中模糊。
可以在感知应用中使用感知参数，例如，用于定位移动对象和估计他们的移动速度。通过遵循先前提供的Hfd的信道表达式，重建其他子载波处的信道估计。该过程如图9所示。
可以理解的是，本申请实施例可以适用于任何预编码OFDM系统，包括在频域嵌入导频的OTFS系统；或者，本申请实施例也可以扩展到多输入多输出(Multi-Input Multi-Output，MIMO)系统。
参见图10，本申请实施例提供一种信道估计和/或感知参数估计装置，应用于第一通信设备，该装置1000包括：
第一处理模块1001，用于确定第一导频；
第二处理模块1002，用于根据所述第一导频，进行信道估计和/或感知参数估计；
其中，所述第一导频符合以下一项或多项要求：
所述第一导频的功率高于数据符号的平均功率，或者所述第一导频的功率小于或等于数据符号的平均功率；
相邻两个所述第一导频之间嵌套有其他导频；
所述第一导频是在不同OFDM符号之间循环移位的导频。
在本申请的一种实施方式中，
第二处理模块进一步用于：
根据所述第一导频，确定频率-多普勒信道矩阵Hfd中的至少部分元素，所述元素用于获取感知参数估计，和/或所述元素用于信道估计；
根据所述Hfd，进行导频子载波处的信道估计和/或感知参数估计。
在本申请的一种实施方式中，第二处理模块进一步用于：
对所述Hfd进行行或列元素的循环移位，得到循环移位后的矩阵
Figure BDA0003331811480000321
其中所述循环移位后的矩阵
Figure BDA0003331811480000322
中每行元素对应相同的多普勒频点，每列元素对应于相同子载波；
根据所述循环移位后的矩阵
Figure BDA0003331811480000323
进行感知参数估计。
在本申请的一种实施方式中，第二处理模块进一步用于：
利用所述循环移位后的矩阵
Figure BDA0003331811480000324
基于IFFT的粗估计，进行感知参数估计。
在本申请的一种实施方式中，所述进行感知参数估计，包括：
在OFDM符号内进行感知参数估计；
或者，
在OFDM符号间进行感知参数估计；
或者，
在OFDM符号内进行感知参数估计，以及在OFDM符号间进行感知参数估计；
根据OFDM符号内进行感知参数估计和OFDM符号间进行感知参数估计的结果联合进行感知参数估计。
在本申请的一种实施方式中，第二处理模块进一步用于：
对所述循环移位后的矩阵
Figure BDA0003331811480000331
进行傅里叶变换，得到频率-时间域信道矩阵
Figure BDA0003331811480000332
根据所述频率-时间域信道矩阵，进行OFDM符号内感知参数估计。
在本申请的一种实施方式中，第二处理模块还用于：
根据所述循环移位后的矩阵
Figure BDA0003331811480000333
直接对其转置矩阵进行一维傅里叶逆变换
Figure BDA0003331811480000334
得到时延-多普勒的周期频谱图。
在本申请的一种实施方式中，第二处理模块进一步用于：
将多个OFDM符号对应的所述循环移位后的矩阵
Figure BDA0003331811480000335
进行合并处理，得到一个三维阵列，所述三维阵列中包括：多个循环移位后的矩阵
Figure BDA0003331811480000336
从所述三维阵列中提取对应相同多普勒频点的两维矩阵；根据所述相同多普勒频点的两维矩阵进行OFDM符号间的感知参数估计；
或者，
将所述三维阵列中对应不同多普勒频率的两位矩阵进行相加，对相加得到的矩阵进行OFDM符号间的感知参数估计。
在本申请的一种实施方式中，所述第二处理模块进一步用于：根据所述第一导频和所述其他导频，进行信道估计和/或感知参数估计，其中，所述第一导频的间隔长度大于所述其他导频的间隔长度，或者，所述第一导频的间隔长度大于或等于第一阈值，所述其他导频的间隔长度小于或等于第二阈值。
在本申请的一种实施方式中，所述装置还包括：
第三处理模块，用于根据感知参数估计的结果，确定其他子载波的信道插值；
第四处理模块，用于根据导频子载波处的信道估计，和所述其他子载波的信道插值，进行均衡化处理。
在本申请的一种实施方式中，所述第一导频的N/Q2为整数或者非整数，其中N为OFDM符号的采样次数，Q2为多个交织的导频子载波的间隔。
本发明实施例提供的装置，可以执行上述图2所示方法实施例，其实现原理和技术效果类似，本实施例此处不再赘述。
可选的，如图11所示，本申请实施例还提供一种通信设备1100，包括处理器1101，存储器1102，存储在存储器1102上并可在所述处理器1101上运行的程序或指令，该程序或指令被处理器1101执行时实现上述图2方法实施例的各个过程，且能达到相同的技术效果，为避免重复，这里不再赘述。
本申请实施例还提供一种可读存储介质，所述可读存储介质上存储有程序或指令，该程序或指令被处理器执行时实现上述图2所示方法实施例的各个过程，且能达到相同的技术效果，为避免重复，这里不再赘述。
结合本发明公开内容所描述的方法或者算法的步骤可以硬件的方式来实现，也可以是由处理器执行软件指令的方式来实现。软件指令可以由相应的软件模块组成，软件模块可以被存放于RAM、闪存、ROM、EPROM、EEPROM、寄存器、硬盘、移动硬盘、只读光盘或者本领域熟知的任何其它形式的存储介质中。一种示例性的存储介质耦合至处理器，从而使处理器能从该存储介质读取信息，且可向该存储介质写入信息。当然，存储介质也可以是处理器的组成部分。处理器和存储介质可以位于ASIC中。另外，该ASIC可以位于核心网接口设备中。当然，处理器和存储介质也可以作为分立组件存在于核心网接口设备中。
本领域技术人员应该可以意识到，在上述一个或多个示例中，本发明所描述的功能可以用硬件、软件、固件或它们的任意组合来实现。当使用软件实现时，可以将这些功能存储在计算机可读介质中或者作为计算机可读介质上的一个或多个指令或代码进行传输。计算机可读介质包括计算机存储介质和通信介质，其中通信介质包括便于从一个地方向另一个地方传送计算机程序的任何介质。存储介质可以是通用或专用计算机能存取的任何可用介质。
以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的技术方案的基础之上，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包括在本发明的保护范围之内。
本领域内的技术人员应明白，本申请实施例可提供为方法、系统、或计算机程序产品。因此，本申请实施例可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本申请实施例可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质(包括但不限于磁盘存储器、CD-ROM、光学存储器等)上实施的计算机程序产品的形式。
本申请实施例是参照根据本申请实施例的方法、设备(系统)、和计算机程序产品的流程图和/或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和/或方框图中的每一流程和/或方框、以及流程图和/或方框图中的流程和/或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其他可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。
这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。
这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。
显然，本领域的技术人员可以对本申请实施例进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本申请实施例的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (17)

1.一种信道估计和/或感知参数估计方法，应用于第一通信设备，其特征在于，包括：
确定第一导频；
根据所述第一导频，进行信道估计和/或感知参数估计；
其中，所述第一导频符合以下一项或多项要求：
所述第一导频的功率高于数据符号的平均功率，或者所述第一导频的功率小于或等于数据符号的平均功率；
相邻两个所述第一导频之间嵌套有其他导频；
所述第一导频是在不同OFDM符号之间循环移位的导频。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，根据所述第一导频，进行信道估计和/或感知参数估计，包括：
根据所述第一导频，确定频率-多普勒信道矩阵Hfd中的至少部分元素，所述元素用于获取感知参数估计，和/或所述元素用于信道估计；
根据所述Hfd，进行导频子载波处的信道估计和/或感知参数估计。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述根据所述Hfd，进行感知参数估计，包括：
对所述Hfd进行行或列元素的循环移位，得到循环移位后的矩阵
Figure FDA0003331811470000021
其中所述循环移位后的矩阵
Figure FDA0003331811470000022
中每行元素对应相同的多普勒频点，每列元素对应于相同子载波；
根据所述循环移位后的矩阵
Figure FDA0003331811470000023
进行感知参数估计。
4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，根据所述循环移位后的矩阵
Figure FDA0003331811470000024
进行所述感知参数估计，包括：
利用所述循环移位后的矩阵
Figure FDA0003331811470000025
基于快速傅里叶逆变换IFFT的粗估计，进行感知参数估计。
5.根据权利要求3或4所述的方法，其特征在于，所述进行感知参数估计，包括：
在OFDM符号内进行感知参数估计；
或者，
在跨OFDM符号间进行感知参数估计；
或者，
在OFDM符号内进行感知参数估计，以及在OFDM符号间进行感知参数估计；
根据OFDM符号内进行感知参数估计和OFDM符号间进行感知参数估计的结果联合进行感知参数估计。
6.根据权利要求5中所述方法，其特征在于，在OFDM符号内进行感知参数估计，包括：
对所述循环移位后的矩阵
Figure FDA0003331811470000031
进行傅里叶变换，得到频率-时间域信道矩阵；
根据所述频率-时间域信道矩阵，进行OFDM符号内感知参数估计。
7.根据权利要求6中所述方法，其特征在于，所述方法还包括：
根据所述循环移位后的矩阵
Figure FDA0003331811470000032
直接对其转置矩阵进行一维傅里叶逆变换得到时延-多普勒的周期频谱图。
8.根据权利要求5中所述方法，其特征在于，在OFDM符号间进行感知参数估计，包括：
将多个OFDM符号对应的所述循环移位后的矩阵
Figure FDA0003331811470000033
进行合并处理，得到一个三维阵列，所述三维阵列中包括：多个循环移位后的矩阵
Figure FDA0003331811470000034
从所述三维阵列中提取对应相同多普勒频点的两维矩阵；根据所述相同多普勒频点的两维矩阵进行OFDM符号间的感知参数估计；
或者，
将所述三维阵列中对应不同多普勒频率的两位矩阵进行相加，对相加得到的矩阵进行正交频分复用OFDM符号间的感知参数估计。
9.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在所述第一导频符合相邻两个所述第一导频之间嵌套有其他导频的情况下，根据所述第一导频，进行信道估计和/或感知参数估计，包括：
根据所述第一导频和所述其他导频，进行信道估计和/或感知参数估计，其中，所述第一导频的间隔长度大于所述其他导频的间隔长度，或者，所述第一导频的间隔长度大于或等于第一阈值，所述其他导频的间隔长度小于或等于第二阈值。
10.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：
根据感知参数估计的结果，确定其他子载波的信道插值；
根据导频子载波处的信道估计，和所述其他子载波的信道插值，进行均衡化处理。
11.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述第一导频的N/Q2为整数或者非整数，其中N为OFDM符号的采样次数，Q2为多个交织的导频子载波的间隔。
12.一种信道估计和/或感知参数估计装置，应用于第一通信设备，其特征在于，包括：
第一处理模块，用于第一导频；
第二处理模块，用于根据所述第一导频，进行信道估计和/或感知参数估计；
其中，所述第一导频符合以下一项或多项要求：
所述第一导频的功率高于数据符号的平均功率，或者所述第一导频的功率小于或等于数据符号的平均功率；
相邻两个所述第一导频之间嵌套有其他导频；
所述第一导频是在不同OFDM符号之间循环移位的导频。
13.根据权利要求12所述的装置，其特征在于，所述第二处理模块进一步用于：根据所述第一导频，确定Hfd中的至少部分元素，所述元素用于获取感知参数估计，和/或所述元素用于信道估计；根据所述Hfd，进行导频子载波处的信道估计和/或感知参数估计。
14.根据权利要求13所述的装置，其特征在于，所述第二处理模块进一步用于：对所述Hfd进行行或列元素的循环移位，得到循环移位后的矩阵
Figure FDA0003331811470000051
其中所述循环移位后的矩阵
Figure FDA0003331811470000052
中每行元素对应相同的多普勒频点，每列元素对应于相同子载波；根据所述循环移位后的矩阵
Figure FDA0003331811470000053
进行感知参数估计。
15.根据权利要求14所述的装置，其特征在于，所述第二处理模块进一步用于：利用所述循环移位后的矩阵
Figure FDA0003331811470000054
基于IFFT的粗估计，进行感知参数估计。
16.一种第一通信设备，其特征在于，包括：处理器、存储器及存储在所述存储器上并可在所述处理器上运行的程序，所述程序被所述处理器执行时实现如权利要求1至11中任一项所述的方法的步骤。
17.一种可读存储介质，其特征在于，所述可读存储介质上存储有程序，所述程序被处理器执行时实现包括如权利要求1至11中任一项所述的方法的步骤。
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