JP6154000B2

JP6154000B2 - マルチアンテナ受信機を用いた高速ビットレートワイヤレス通信の方法

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Publication number: JP6154000B2
Application number: JP2015512105A
Authority: JP
Inventors: ディン・トゥイー・ファン・フイ
Original assignee: France Telecom SA
Current assignee: Orange SA
Priority date: 2012-05-16
Filing date: 2013-05-13
Publication date: 2017-06-28
Anticipated expiration: 2033-05-13
Also published as: CN104303479A; EP2850797B1; US9553651B2; KR102108044B1; WO2013171417A1; FR2990816A1; EP2850797A1; KR20150018817A; US20150171950A1; JP2015524192A; CN104303479B

Description

[0001]本発明は、ワイヤレス通信に関し、特に、IEEE802.11、IEEE802.16、3GPP LTE Advanced、及びDVB標準に従う無線通信に関する。

[0002]より正確には、本発明は、１又は複数の送信アンテナを具備する送信機と、少なくとも２つの受信アンテナを具備する受信機とを有するデータ転送システムに関する。そのようなシステムは、システムが単一の送信アンテナのみを有するとき、SIMO(「Single Input Multiple Output」の頭文字)と称され、システムがいくつかの送信アンテナを有するとき、MIMO（「Multiple Input Multiple Output」の頭文字）と称される。

[0003]単一の送信アンテナと単一の受信アンテナとを有するSISO(「Single Input Multiple Output」の頭文字)システムに関して、SIMO/MIMOシステムは有利には、空間多重化を用いて、データ転送ビットレートを高めることができる。「空間多重化」の技術が、転送されるべきデータストリームを一定数のサブストリーム(それによって、有利には、それに応じて要求される帯域を分割する)に切り分け、その後同時に個々のサブストリームを転送し、最後に受信アンテナ上で受信したそれぞれの信号を適切に再組合せすることにあるという点が考えられる。それゆえ、MIMOシステムを用いて転送可能な実際の独立した信号の数は、転送行列H(N・M次元の行列であり、Nは受信アンテナの数を示し、Mは送信アンテナの数を示す)のランクに等しい。従って、システムのスペクトル効率は、独立信号の数だけでなく、各サブストリームに関連するBER(「Bit Error Rate」の頭文字)にも依存し、故に、BERを減らすようにマルチアンテナコーディング(「空間時間コーディング」と称する)をさらに予想することが利益となる。

[0004]さらに、いわゆるOFDM変調(「Orthogonal Frequency Division Multiplexing」の頭文字)がデータシンボル間の干渉を効率的に減らすことに思い当たる。さらに、OFDMは、比較的それほど実装が複雑ではなく、特に、OFDM信号変調は、逆高速フーリエ変換(IFFT)を用いて効率的な方法で実装され得、OFDM信号の復調は、正高速フーリエ変換(FFT)を用いて効果的に実装され得る。しかしながら、OFDM変調はスペクトル的には相当に非効率であるという欠点を示す(「サイクリックプリフィックス」の使用のため)。

[0005]従って、「OFDM/OQAM」と呼ばれる別の変調が提案されており、それは、スペクトル的に効率的であるという利点を示し(OFDMとは対照的に、サイクリックプリフィックスを全く必要としないので)、一方で、それほど複雑でない方法で(OFDMのように)シンボル間の干渉を回避する(OQAMは、「Offset Quadrature Amplitude Modulation」の頭文字によって形成されている)。

しかしながら、このシンボル間の干渉の準不在は、SISOシステムのケースのみに得られる。実際、「Performance Comparison between FBMC and OFDM in MIMO Systems under Channel Uncertainty」と題されるM. Payaro, A. Pascual-Iserte及びM. Najarによる文献(IEEE Wireless Conference 2010, Piscataway, NJ, USA, 2010年4月)に説明されているように、OFDM/OQAM変調は、SIMO/MIMOシステムのケースにおいてシンボル間の干渉を引き起こし、その深刻さは、チャネルの推定における全面的に大きな誤差(実際には避けられない)にある。

[0007]これと同じ文献では、著者は、そのような干渉を減らすことを意図する空間多重化/空間逆多重化方法を提案している。より正確には、M個の送信アンテナを具備する送信機と、N個の受信アンテナを具備する受信機を考えると、受信機は、所定のサブキャリアに対する送信機と受信機の間のMIMOチャネルの転送行列の推定を得る。その後、このサブキャリアに対して、この推定の最大の固有値に関連するこの推定の固有ベクトルに比例する多重化ベクトル(M個の複素成分を有する)が決定され；最後に、送信機によってディスパッチされるパイロットシンボルを受信することによって、かつ逆多重化の後に受信されるシンボルにわたる平均二乗誤差を最小化することによって、受信機がこのサブキャリアに対する逆多重化ベクトル(N個の複素成分を有する)を決定する。

[0008]Payaro他による文献によるこの方法は、とりわけ受信機レベルにおいて、非常に複雑な計算を必要とする欠点がある。

[0009]従って、本発明は、M(M≧1)個の送信アンテナを具備するワイヤレス送信機によって、R(R≧1)個のワイヤレス受信機に向けたデータのワイヤレス送信の方法において、ワイヤレス受信機r(r=1,…,R)の各々は、N_r(

かつN≧2)個の受信アンテナを具備し、前記データは、L(L≧1)個のサブキャリアを有するOFDM/OQAM変調を用いて送信され、前記方法が、整数l(0≦l≦L-1)の少なくとも１つの値に対して、前記送信アンテナと前記受信アンテナの間にMIMOチャネルの次元N・Mの転送行列の推定

を取得する従前のステップを有する方法に関する。
ワイヤレス送信の方法が、
lの前記値に対して、次のステップ：
- N個の実成分をもつデータベクトルX^(l)に送信されるべきデータを配置するステップと、
- M個の成分をもつ符号化されたデータベクトル

を計算するステップであって、
W^(l)は、形式

の次元M・Nのプリコーディング行列であり、ここで、
○ P^(l)は、空間多重化に関連する次元M・Nの行列であり、
○

である、ステップと、
- ベクトルS^(l)のm(m=1,2,…,M)番目の成分をm番目の送信アンテナから送信することによって、サブキャリアl上の符号化されたデータベクトルS^(l)を送信するステップとをさらに有する点で注目される。

[0010]発明はまた、ワイヤレス通信方法に関する。前記方法は、簡潔に上述したような送信方法のステップを有するとともに、lの前記値に対して、少なくとも１つのワイヤレス受信機r(r=1,…,R)は、
- 前記符号化されたデータを受信するステップと
- 受信されたベクトル

を決定するステップと
- 前記受信されたベクトル

に基づいて復号されたデータベクトル

を取得するステップと
を実行し、ここで、受信されたベクトル

は、Nr個の実成分を有するベクトルであり、前記受信されたベクトルのn(n=1,2,…,N_r)番目の成分は、OFDM/OQAM復調及び実部の抽出の後に、n番目の受信アンテナ上で受信されたサブキャリアlに関係するシンボルに等しい点で注目される。

[0011]故に、簡潔に上述した転送方法は、空間多重化を有する特別なプリコーディングとOFDM/OQAM変調とを組み合わせる。SIMO/MIMOシステムに適用される本発明のこの組み合わせは、空間多重化によって提供されるスペクトル効率と、OFDM/OQAM変調によって提供されるスペクトル効率とから同時に利益を得ることができる。

[0012]その上、非常に有利には、本発明による組合せは、OFDM/OQAM逆変調及び実部の単純な抽出の後に、送信アンテナ又は受信アンテナの数にかかわらず、シンボル間及びサブキャリア間の任意の干渉を回避できる。実際、以降に説明するように、受信されるベクトル

は、チャネル、データ、ノイズが実在する場合を除き、従来のOFDM信号と同じ形式、すなわち干渉のない形式を有する。受信機rは、従って、受信されるベクトル

に基づいて前記復号されたデータベクトル

を取得するために、(時間-周波数フレームにおけるパイロットの導入、パイロットの支援によるチャネル推定など他)、従来技術による技法が必要とする計算が必ず複素数領域において実行されなければならないのに対して、本発明に必要な計算は(望むならば)、実領域(実パイロット、実データ、実等価チャネル)において全て実行され得るという追加の簡素化を伴って、OFDMで使用される従来技術を適用する。

[0013]受信機レベルでの処理の簡素化により、本発明は、上述のように、受信機は、考えられるN個の受信アンテナ(各受信アンテナはもちろん単一の受信機に接続される)の１又は複数に接続され得る、複数の受信機を有するシステム(いわゆる、「マルチユーザMIMO」システム)に適用できることに留意すべきである。反対に、Payaro他の文献による方法は、簡潔に上述したように、この受信機によって受信アンテナのセット上で受信されるデータの必然的な集団的処理(collective processing)のために、単一の受信機を有するシステム(いわゆる「シングルユーザMIMO」システム)のみに適用可能であることに留意すべきである。

[0014]これについては、本発明による通信方法において、実部を抽出するステップが等化ステップより前に実施されるが、反対にPayaro他による文献では、これらの２つのステップが逆の順序で実施されることに留意すべきである。

[0015]相関して、本発明は、L(L≧1)個のサブキャリアを有するOFDM/OQAM変調の手段と、整数l(0≦l≦L-1)のうちの少なくとも１つの値に対して、送信アンテナと受信アンテナの間のMIMOチャネルの次元N・Mの転送行列の推定

を取得するための手段によって、各ワイヤレス受信機r(r=1,…,R)の各々は、N_r(

及びN≧2)個の受信アンテナを具備するR(R≧1)個のワイヤレス受信機に向けてデータを送信する手段を有するM(M≧1)個の送信アンテナを具備するワイヤレス送信機に関する。
前記ワイヤレス送信機は、lの前記値に対して、
- N個の実成分をもつデータベクトルX^(l)に送信されるべきデータを配置する手段と、
- M個の成分をもつ符号化されたデータベクトル

を計算する手段であって、W^(l)は、形式

の次元M・Nのプリコーディング行列であり、ここで、
○P^(l)は、空間多重化に関連する、次元M・Nの行列であり、
○

である、手段と、
- ベクトルS^(l)のm(m=1,2,…,M)番目の成分をm番目の送信アンテナから送信することによって、サブキャリアl上の前記符号化されたデータベクトルS^(l)を送信する手段と
をさらに具備する点で注目される。

[0016]本発明はまた、ワイヤレス通信システムに関連する。
システムは、
lの前記値に対して、少なくとも１つのワイヤレス受信機r(r=1,…,R)は、
- 前記符号化されたデータを受信する手段と、
- 受信されたベクトル

を決定する手段と、
- 前記受信されたベクトル

に基づいて、復号されたデータベクトル

を取得する手段と、
を具備し、前記受信されたベクトル

は、N_r個の実成分を有するベクトルであり、前記受信されたベクトルのn(n=1,2,…,N_r)番目の成分は、OFDM/OQAM復調及び実部の抽出の後に、n番目の受信アンテナ上で受信されるサブキャリアlに関連するシンボルに等しい点で注目される。

[0017]このワイヤレス送信機及びこのワイヤレス通信システムによって提供される利点は、上記に簡潔に記載した相関する方法によって提供される利点と同様に本質的なものである。

[0018]ソフトウェア命令のコンテキスト及び/又は電気回路のコンテキストにおいて、このワイヤレス送信機及びこれらのワイヤレス受信機を具現化することが可能であることに留意すべきである。

[0019]本発明はまた、通信ネットワークからダウンロード可能なコンピュータプログラム、及び/又はコンピュータに読み取り可能な、及び/又はマイクロプロセッサに実行可能な媒体上に記憶されるコンピュータプログラムを目的としている。このコンピュータプログラムは、コンピュータ上で実行されるとき、ワイヤレス転送の方法のステップ、又は上記に簡潔に記載したワイヤレス通信の方法のステップの実行のための指示を有する点で注目される。

[0020]このコンピュータプログラムによって提供される利点は、対応する方法によって提供される利点と同様に本質的なものである。

[0021]本発明の他の態様及び利点は、非限定的な例によって与えられる、特別な実施形態の以下の詳細な記述を読むことで明らかになる。記述は、それに付随する図面を参照する。

技術水準によるデータ送信方法の第１のステップを説明する図である。技術水準によるデータ送信方法の第２のステップを説明する図である。技術水準によるデータ送信方法の第３のステップを説明する図である。図１ａ、１ｂ、１ｃに説明したステップのまとめの図である。技術水準によるデータ受信方法の第１のステップを説明する図である。技術水準によるデータ受信方法の第２のステップを説明する図である。技術水準によるデータ受信方法の第３のステップを説明する図である。図３ａ、３ｂ、３ｃに説明したステップのまとめの図である。本発明の実施形態による、それぞれの符号化されたデータベクトルを取得するために、各々がOFDM/OQAMのそれぞれのサブキャリアに関連するデータベクトルの符号化と、送信アンテナ番号m上のこれらの符号化されたデータベクトルのm番目の成分の送信とを概略的に表す図である。本発明の実施形態による、受信機の各受信アンテナ上のシンボルの受信とOFDM/OQAM多重化の各サブキャリアに対するN個の成分をもつ受信ベクトルの決定とを概略的に表す図である。

[0022]本発明は、M(M≧1)個の送信アンテナを具備する送信機と、全部でN(N≧2)個の受信アンテナを具備する1又は複数の受信機とを具備するワイヤレス通信システムに適用される。データの送信は、任意の数L(L≧1)個のサブキャリアをもつOFDM/OQAM変調を使用する。

[0023]まず、SISOシステムに適用されるような(従って、空間多重化の利点からの恩恵を受け得ない)OFDM/OQAM変調の原則に思い当たる。

[0024]偶数Q個のサブキャリアを有するOFDM変調から検討をはじめる。サブキャリア毎及びシンボル時間(T₀=1/F₀)毎の複素数のQAMデータシンボル(「Quadrature Amplitude Modulation」の頭文字)を運ぶ送信される信号s(t)は、連続するサブキャリアの各ペアに対して、
- これらのサブキャリアの１つについて、所定のQAMシンボルの虚部上のT₀/2に等しい時間オフセット(「時間的なシフト(temporal shift)」)
- これらのサブキャリアの１つについて、同一のQAMシンボルの実部上のT₀/2の全く同一の時間オフセット
を有するような方法で配置される。

[0025]送信されるこの信号は、

の形式で記述され得、ここで、
● 整数lはサブキャリアを列挙し、整数jはシンボル時間を列挙し、
● 実係数a_l,jは、以下のようにQAMシンボルc_l,jの実部と虚部に基づいて定義され、

ここで、Ｒ{…}は、実部の抽出を表し、I{…}は、虚部の抽出を表し、
● 位相シフトφ_l,jは、

に等しく、
●「プロトタイプ関数」p(t)は、実数かつ対称である。

[0026]「Coded Orthogonal Frequency Division Multiplex」と題されるB. Le Floch、M. Alard、及びC. Berrouによる文献(Proc. IEEE, 第83巻、982から996頁, 1995年6月)では、特にOFDM/OQAMを有する変調カテゴリが記載され、フーリエ変換が周波数幅2F₀の外側で0であるようにプロトタイプ関数p(t)が選択される。

[0027]「Analysis and Design of OFDM/OQAM Systems Based on Filterbank Theory」と題されるP. Siohan, C. Siclet, and N. Lacailleによる文献(IEEE Transactions on Signal Processing, 第50巻 No.5, 1170から1183頁, 2002年5月)では、プロトタイプ関数p(t)は、時間間隔

の外側で0になるように選択され、ここで、λは、任意の厳密な正の整数であり、時間tが整数kによって列挙される長さ

(QAMシンボル毎のサンプリングの平均期間)の間隔に離散化される場合、離散化されたプロトタイプ関数p[k]のサポート(support)は、ゆえに長さλに属する。

[0028] Siohan, Siclet 及び Lacailleは、シンボル間又はサブキャリア間の干渉のないOFDM/OQAM転送を得るために、プロトタイプ関数p(t)は、「直交関係(orthogonality relation)」と呼ばれる、以下の関係

を満たさなければならず、ここで、アスタリスクは複素共役を表し、z変換

は、プロトタイプ関数p[k]の「オーダQの多相成分」と呼ばれる。

[0029] Siohan, Siclet、及びLacailleはまた、OFDM/OQAM変調がIFFTを用いて効果的に実施され得、OFDM/OQAM復調がFFTを用いて効果的に実施され得ることを説明している。

[0030]従って、離散化された信号

は、「統合フィルタのバンク(bank of synthesis filters)」fl[k]に属するQ個のフィルタの集合

によってそれぞれフィルタされたQ個の入力信号

の通常の合計としてこの信号を表すために、形式

[0031]少しの計算をすると、OFDM/OQAM変調/復調は、本質的に、各シンボル時間番号jの間に、到来ベクトル[a_0,j…a_l,j…a_Q-1,j]^T(ここで、指数「T」は、転置を表す)に以下の演算：
- 各成分a_l,jに、

に等しいいわゆる「プリモジュレーション(premodulation)」ファクタを掛け、それにより、ベクトル[a’_0,j … a’_l,j … a’_Q-1,j]^T(図1a)を生じる
- このベクトル[a’_0,j … a’_l,j … a’_Q-1,j]^Tは、次元Q・QのIFFTを受け、それにより、ベクトル[a”_0,j … a”_l,j … a”_Q-1,j]^T(図1b)を生じる
- このベクトル[a”_0,j … a”_l,j … a”_Q-1,j]^Tの各成分a”_l,jは、フィルタリングG_l(z²)を受け、その後ファクタQ/2の展開を受け、最後に(l=0を除き)成分a”_l-1,jに関してファクタz^-1の遅延を受け、そして、結果の信号は合計され(並列→直列変換、P/Sと記載する)、信号s[k]を与える(図1c)
を適用することにあることは明らかである。

[0032]図2は、上記に簡潔に記載したOFDM/OQAM多重化の変調/送信のステップのまとめである。

[0033]受信された信号v[k]に同様の処理を適用することができる。番号jのシンボル時間での番号lのサブキャリア上に存在する復調される信号yl[j]は、受信された信号v[k]が「分析フィルタのバンク(bank of analysis filters)」hl[k]に属するQ個のフィルタの集合

によってフィルタリングされることを明らかにするために、形式

[0034]少しの計算をすると、OFDM/OQAMの受信/復調は、本質的に、各シンボル時間番号jの間に受信された信号v[k]に、以下の演算：
- ファクタz^-βの遅延を適用すること、ここで、βは、

である整数であり、その後、取得された信号をQ個の成分の総数に分解すること(直列→並列変換、S/Pと記載する)、これらの成分の各々(l=0を除く)は、以前の成分に関して、因数z^-1の遅延を最初に受け、その後、ファクタQ/2によってデシメートされ、最後に、フィルタリングG_l(z²)を受け、ベクトル[d”_0,j … d”_l,j … d”_Q-1,j]^Tの成分d”_l,jを生じる(図3a)
- このベクトル[d”_0,j … d”_l,j … d”_Q-1,j]^Tは、次元Q・QのFFTを受け、それによりベクトル[d’_0,j … d’_l,j … d’_Q-1,j]^Tを生じる(図3b)
- このベクトル[d’_0,j … d’_l,j … d’_Q-1,j]^Tの各成分d’_l,jを、

に等しい、いわゆる「ポストデモジュレーション」ファクタを掛け、それにより、最終的にベクトル[d_0,j … d_l,j … d_Q-1,j]^T(図3c)の実成分d_l,jを生じる
を適用することにある。

[0035]図4は、上記に簡潔に記載したOFDM/OQAMの受信/復調のステップのまとめである。

[0036]最後に、上述の数式(2)に基づくと、偶数のサブキャリア番号lに対応するQAMシンボルに対してゼロ値が体系的に選択される場合、偶数番のサブキャリアを考慮する必要がなくなり、奇数のサブキャリア番号lに対応するQAMシンボルに対してゼロ値が体系的に選択される場合、奇数番のサブキャリアを考慮する必要がなくなることに留意すべきである。故に、これらの両方のケースでは、サブキャリアの有効数は、Q/2であり、偶数又は奇数でよい。従って、OFDM/OQAM変調を実装するために使用されるサブキャリアの数(本発明の枠組み内のLによって示される)は、奇数又は偶数のいずれかでよい。

[0037]これから、符号化されたデータがOFDM/OQAM多重化のL個のサブキャリアの各々で送信される、本発明の実施形態によるデータを送信するための方法を記載する。変形として、これらのサブキャリアの、ただ一つ又はサブセットが考慮され得る。

[0038]本実施形態では、送信機は、各整数l(0≦l≦L-1)に対して、このサブキャリアに関連するMIMOチャネルの転送行列の推定

を知っている。この推定は、任意の既知の手段によって取得できる。例えば、FDD(「周波数分割多重化(Frequency Division Multiplexing)」)モードでは、推定は受信機によって実行され得、その後受信機が送信機にその推定を転送する；TDD(「時分割多重化(Time Division Multiplexing)」)モードでは、送信機は、受信機によって送信されるパイロット信号に基づいてこの推定を直接実行できる。

[0039]エルミート行列

が、可逆である(実際に一般的なケースである)と仮定する。ここで、指数「H」は、複素共役転置を示す。

[0040]送信機は、図5に説明される以下のステップを実施する。

[0041]ステップE1の間に、送信機は、N個の実成分をもつデータベクトルX^(l)に送信されるべきデータを配置する。

[0042]ステップE2の間に、送信機は、M個の成分をもつ符号化されたデータベクトル

を計算する。ここで、W^(l)は、以下のように選択される次元M・Nのプリコーディング行列である。

ここで、
○ P^(l)は、空間多重化に関する次元M・Nの行列であり、
○

は、「ゼロフォーシングプリコーディング行列(Zero-Forcing precoding matrix)」という名称で当業者に知られる行列である。

[0043]この空間多重化は、これらのスキームの各々のそれぞれの既知の利点と欠点をもつ任意の既知のスキームによって実行され得る。空間多重化についての２つの可能な変形を例を用いて以下に記載する。

[0044]最後に、ステップE3の間、送信機は、ベクトルS^(l)のm(m=1,2,…,M)番目の成分をm番目の送信アンテナから送信することによって、全ての送信アンテナ上で同時にサブキャリアl上の符号化されたデータベクトルS^(l)を送信する。

[0045]これから、少なくとも１つの受信機がL個のサブキャリアの各々に関連する復号されたデータを取得する、本発明の実施形態による通信方法を記載する。変形として、これらのサブキャリアの、ただ一つ又はサブセットが考慮され得る。

[0046]例を用いて、考慮する通信システムは、単一の受信機のみを有し(別の方法では、R=1と記載される)、記載を単純にするために、r=1に対応するインデックス(1)は、図6と同様に以下では省略する。この実施形態は、複数の受信機を有する通信システムのケースに容易に一般化することができ、各受信機r(r=1,…,R)は、N_r(

)個の受信アンテナを備える。

[0047]本実施形態では、受信機は、送信機によって実施される上述のステップと同じ方法で、以下のステップを実施する。

[0048]ステップR1の間、図6に説明されるように、受信機は、N個の成分をもつ受信されるベクトルY^(l)を決定し、n(n=1,2,…,N)番目の成分は、OFDM/OQAM復調及び実部の抽出の後、n番目の受信アンテナ上で受信されるサブキャリアlに関連するシンボルに等しい。

[0049]ここで、OFDM/OQAM復調の後に受信された信号V^(l)は、

(もちろん、W^(l)に含まれる推定H^(l)は信頼できると仮定する)。従って、行列G^(l)は実数である。結局、

であり、ここで、U^(l)は現実のノイズである。数式(15)の観点で、行列G^(l)は、W^(l)によるプリコーディングに関する「等化チャネル行列(equivalent-channel matrix)」と呼ばれる。

[0050]ステップR2の間、受信機は、適切な処理、例えばOFDMで使用される従来の技術による空間逆多重化及び等化を受信されるベクトルY^(l)に適用することによって、復号されたデータベクトルT^(l)を取得し、有利には、これを実行するために、受信機は、OFDM/OQAMに指定されるシンボルの間の干渉を処理する必要がない。

[0051]最後に、上述したE2で実施される空間多重化についての２つの可能な変形を記載する。

[0052]第1の変形では、MMSEプリコーダが

を実行するために使用される。ここで、Iは、単位行列、及び送信機に知られていると仮定される、受信機の信号対ノイズ比の推定であるSNR、すなわち、受信アンテナにわたって平均された受信機によって受信される電力(プリコーディングせずに)と受信機のノイズの間の比である、を表す。

[0053]論理的には、システムの制約が受信アンテナ毎にストリームを送信することであるシステムのための最適なプリコーダは、MMSEプリコーダ(「Minimum Mean-Square Error」の頭文字)であることが考えられる。

[0054]この第1の変形の利点は、他の変形よりも、アンテナにわたってより良い合計ビットレートを、高いSNRで取得することができることである。一方で、MMSEプリコーダの効率は、SNRの正確な推定と正確な予測に依存する。しかし、この推定は実行が難しく、その結果、実際には、SNRの不十分な推定(本明細書では、「SNRミスマッチ」と称する)により、期待される性能を得ることができない。

[0055]第2の変形によれば、時間反転プリコーダ：

が使用される。

[0056]これについて、送信アンテナによって送信される無線信号は、この送信アンテナと受信アンテナの間の伝播条件の関数として歪みを受けることに思い当たる。この歪みを制限するために、信号は、これらの２つのアンテナの間の伝播チャネルの特性の関数として、いわゆる「プリコーディング」係数を適用することによって前もって変形される。従って、それを実行するために、関連する周波数帯中のこの伝播チャネルの特性を決定する必要がある。

[0057]既存のプリコーディングスキームのうち、複雑度が減少したため、受信アンテナ上の無線波に焦点を当てるためのその性能及びその固有の能力について技術用語「時間反転(Time Reversal)」を実行するスキームが区別される。時間及び空間にわたって送信される信号のエネルギーに焦点を当てることによって、時間反転は、伝播チャネルによって引き起こされるばらつきを明らかに減少させることができる。

[0058]時間反転は、波動方程式の時間反転不変性に依存する技術(もともとは音波の分野で使用される)である。故に、一時的な反転波は、時間を巻き戻したかのような直接波として伝播する。発生点によって送信された短いパルスが伝播媒体において伝播し、かつ受信点によって受信されたこの波の一部が伝播媒体で返される前に一時的に反転するとき、波は発生点に向かい、そこで短いパルスを再形成する。発生点に集まる信号は、ほとんど発生点によって送信された発生点の信号に、形においてほぼ同一である。

[0059]時間反転技術は、受信しているアンテナによって、特に、この受信しているアンテナが位置づけられる焦点でエネルギーの集中によるチャネルの拡散を減らすことによって、及び受信される信号の一時的な拡散(「遅延拡散」として知られる)を減らすことによって、受信した信号についての伝搬チャネルの効果を打ち消すために、かつチャネルを介して通過した後に受信したシンボルの処理を簡素化するために、無線通信ネットワークに適用される。従って、送信しているアンテナによって送信された信号は、この信号が通過しなければならない伝播チャネルのインパルス応答の時間反転に基づいて取得される係数を適用することによってプレイコライズ(pre-equalized)される。

[0060]上述の数式(14)の効力によって、等化チャネルの行列は、この第2の変形のケースでは、

エルミート行列であり、従って、
● その対角の係数は、すでに実数であり、
● 対角でない係数は、アプリオリに、複素数である
そこから、以下の利点が生じる。
○行列G^(l)は、対角の係数として、行列

と同じ係数をもち、故に、上述した数式(18)に従って実部を抽出する演算によって有用な電力を全く失わないことを意味し、
○G^(l)は、対角でない係数として、

の対角でない係数の実部をもち、故に、実部を抽出する演算(非対角の項の実部のみをとることによって)が、空間多重化がもたらしたストリーム間の干渉を減らすことを意味し、
○全てのプリコーディングについて、時間反転は、対角の項(これは送信のための適切なフィルタである)を最大にするものでありかつ、等化チャネルの有用な部分であることがわかる。

[0061]上述のように、本発明は、ワイヤレス転送の方法、又は上述のワイヤレス通信の方法を実施するコンピュータ化したシステムに関連する。このコンピュータ化したシステムは、従来の方法において、入力ユニット及び出力ユニットと、信号によって制御される中央処理ユニット、及びメモリを備える。その上、このコンピュータ化されたシステムは、本発明による方法の任意の１つの実装のための命令を含むコンピュータプログラムを実行するために使用され得る。

[0062]実際、本発明は、コンピュータ上で実行されるときに、本発明による方法のステップを実行するための命令を有するコンピュータネットワークからダウンロード可能なコンピュータプログラムも目的としている。このコンピュータプログラムは、コンピュータによって読み取り可能な媒体上に格納され得るとともに、マイクロプロセッサによって実行可能であり得る。

[0063]このプログラムは、任意のプログラミング言語を使用でき、ソースコード、オブジェクトコード、又はソースコードとオブジェクトコードの中間のコードの形式、特に、コンパイルされた形式又は任意の他の望ましい形式をとることができる。

[0064]本発明はまた、上述したようなコンピュータプログラムの命令を有する、取り外し不可能な、又は部分的又は完全に取り外し可能なコンピュータによって読み取り可能な情報媒体も目的としている。

[0065]情報媒体は、プログラムを格納することのできる任意のエンティティ又はデバイスであり得る。例えば、媒体は、例えばCD ROM又は超小型電子回路ROMのROMなどのストレージ手段、又は、ハードディスクなどの磁気記憶手段、又は他のUSBキー(「USBフラッシュドライブ」として知られる)を具備することができる。

[0066]その上、情報媒体は、電気的又は光学的なケーブルを介して、無線又は他の手段によって伝達され得る、電気的又は光学的な信号などの伝導可能な媒体であり得る。本発明によるコンピュータプログラムは、特にインターネット型のネットワークからダウンロード可能である。

[0067]変形として、情報媒体は、プログラムが組み込まれた統合された回路であり得、回路は、実行するために適合され、本発明に従って方法の任意の１つの実行において使用される。

X^(l) データベクトル
W^(l) プリコーディング行列
l サブキャリア

Claims

M(M≧1)個の送信アンテナを具備するワイヤレス送信機によって、R(R≧1)個のワイヤレス受信機に向けたデータのワイヤレス送信の方法であって、
ワイヤレス受信機r(r=1,…,R)の各々は、N_r(

かつN≧2)個の受信アンテナを具備し、前記データは、L(L≧1)個のサブキャリアを有するOFDM/OQAM変調を用いて送信され、
前記方法は、整数l(0≦l≦L-1)の少なくとも１つの値に対して、前記送信アンテナと前記受信アンテナの間にMIMOチャネルの次元N・Mの転送行列の推定

を取得する従前のステップを有し、
前記方法は、
lの前記値に対して、次のステップ：
- N個の実成分をもつデータベクトルX^(l)に送信されるべきデータを配置するステップと、
- M個の成分をもつ符号化されたデータベクトル

を計算するステップであって、
W^(l)は、
・ゼロフォーシング行列Qと
・チャネル転送

が続く空間多重化を表す行列P^(l)の実部と
に応じた次元M・Nのプリコーディング行列である、ステップと、
- ベクトルS^(l)のm(m=1,2,…,M)番目の成分をm番目の送信アンテナから送信することによって、サブキャリアl上の符号化されたデータベクトルS^(l)を送信するステップと
をさらに有することを特徴とするワイヤレス送信の方法。
W^(l)は、

の形式であり、ここで、

であることを特徴とする請求項１に記載のワイヤレス送信の方法。
前記空間多重化は、MMSEプリコーダ

によって実行されることを特徴とする請求項１または２に記載のワイヤレス送信の方法。
前記空間多重化は、時間反転プリコーダ

によって実行されることを特徴とする請求項１または２に記載のワイヤレス送信の方法。
ワイヤレス送信の方法であって、
前記方法は、請求項１から４のいずれか一項に記載の送信の方法のステップを有し、
lの前記値に対して、少なくとも１つのワイヤレス受信機r(r=1,…,R)は、
- 前記符号化されたデータを受信するステップと
- 受信されたベクトル

を決定するステップと
- 前記受信されたベクトル

に基づいて復号されたデータベクトル

を取得するステップと
を実行し、ここで、受信されたベクトル

は、N_r個の実成分を有するベクトルであり、前記受信されたベクトルのn(n=1,2,…,N_r)番目の成分は、OFDM/OQAM復調及び実部の抽出の後に、n番目の受信アンテナ上で受信されたサブキャリアlに関係するシンボルに等しい
ことを特徴とする方法。
L(L≧1)個のサブキャリアを有するOFDM/OQAM変調の手段と、整数l(0≦l≦L-1)のうちの少なくとも１つの値に対して、送信アンテナと受信アンテナの間のMIMOチャネルの次元N・Mの転送行列の推定

を取得するための手段によって、各ワイヤレス受信機r(r=1,…,R)の各々は、Nr(

及びN≧2)個の受信アンテナを具備するR(R≧1)個のワイヤレス受信機に向けてデータを送信する手段を有するM(M≧1)個の送信アンテナを具備するワイヤレス送信機であって、
前記ワイヤレス送信機は、lの前記値に対して、
- N個の実成分をもつデータベクトルX^(l)に送信されるべきデータを配置する手段と、
- M個の成分をもつ符号化されたデータベクトル

を計算する手段であって、
W^(l)は、
・ゼロフォーシング行列Qと
・チャネル転送

が続く空間多重化を表す行列P^(l)の実部と
に応じた次元M・Nのプリコーディング行列である、手段と、
- ベクトルS^(l)のm(m=1,2,…,M)番目の成分をm番目の送信アンテナから送信することによって、サブキャリアl上の前記符号化されたデータベクトルS^(l)を送信する手段と
を具備することを特徴とするワイヤレス送信機。
W^(l)は、

の形式であり、ここで、

であることを特徴とする請求項６に記載のワイヤレス送信機。
前記空間多重化は、MMSEプリコーダ

によって実行されることを特徴とする請求項６または７に記載のワイヤレス送信機。
前記空間多重化は、時間反転プリコーダ

によって実行されることを特徴とする請求項６または７に記載のワイヤレス送信機。
ワイヤレス通信システムであって、
請求項６から９のいずれか一項に記載のワイヤレス送信機及びR個のワイヤレス受信機を具備し、
lの前記値に対して、少なくとも１つのワイヤレス受信機r(r=1,…,R)は、
- 前記符号化されたデータを受信する手段と、
- 受信されたベクトル

を決定する手段と、
- 前記受信されたベクトル

に基づいて、復号されたデータベクトル

を取得する手段と、
を具備し、前記受信されたベクトル

は、N_r個の実成分を有するベクトルであり、前記受信されたベクトルのn(n=1,2,…,N_r)番目の成分は、OFDM/OQAM復調及び実部の抽出の後に、n番目の受信アンテナ上で受信されるサブキャリアlに関連するシンボルに等しい、ことを特徴とするワイヤレス通信システム。
請求項１から４のいずれか一項に記載のワイヤレス送信の方法のステップ、または請求項５に記載のワイヤレス通信の方法のステップを実行するためのコンピュータプログラムコード命令を具備するデータを格納する記録媒体。