KR102108044B1

KR102108044B1 - 다중 출력 수신기를 사용하는 고비트 레이트 무선 통신을 위한 방법

Info

Publication number: KR102108044B1
Application number: KR1020147035208A
Authority: KR
Inventors: 딘 튜이 판 후이
Original assignee: 오렌지
Priority date: 2012-05-16
Filing date: 2013-05-13
Publication date: 2020-05-07
Also published as: WO2013171417A1; EP2850797A1; CN104303479A; US9553651B2; CN104303479B; JP2015524192A; FR2990816A1; EP2850797B1; KR20150018817A; JP6154000B2; US20150171950A1

Abstract

본 발명은 M≥1 개의 전송 안테나(들)를 갖는 전송기와 총 N≥2 개의 수신 안테나들을 갖는 하나 이상의 수신기들 사이에서 데이터를 전송하기 위한 방법에 관한 것이다. 상기 방법에서, 데이터는 L≥1 개의 서브캐리어들을 포함하는 OFDM/OQAM 변조에 의해 전송된다. 전송된 데이터는 사전-인코딩 행렬에 의해 사전-인코딩되고, 사전-인코딩 행렬의 크기는 M·N이고, 사전-인코딩 행렬은 제로-포싱 행렬 및 공간 다중화 행렬에 의존한다.

Description

다중 출력 수신기를 사용하는 고비트 레이트 무선 통신을 위한 방법{METHOD FOR HIGH BIT RATE WIRELESS COMMUNICATION USING A MULTIPLE OUTPUT RECEIVER}

본 발명은 무선 통신들에 관한 것이며, 특히, IEEE 802.11, IEEE 802.16, 3GPP LTE 어드밴스드, 및 DVB 표준들에 따른 라디오 통신들에 관한 것이다.

더 상세하게는, 본 발명은 하나 이상의 전송 안테나(들)가 장착된 전송기 및 적어도 2 개의 수신 안테나들이 장착된 수신기를 포함하는 데이터 전송 시스템에 관한 것이다. 그러한 시스템은 그 시스템이 단일 전송 안테나만을 포함할 때 SIMO("단일 입력 다중 출력"을 나타내는 머리 글자들)로 칭해지고, 그 시스템이 몇몇의 전송 안테나들을 포함할 때 MIMO("다중 입력 다중 출력"을 나타내는 머리 글자들)로 칭해진다.

단일 전송 안테나 및 단일 수신 안테나를 포함하는 SISO 시스템들("단일 입력 단일 출력"을 나타내는 머리 글자들)에 관련하여, SIMO/MIMO 시스템들은 공간 다중화에 의해 이롭게도 데이터 전송 비트레이트를 증가시키는 것을 가능하게 한다. 이와 관련하여, "공간 다중화"의 기술이 전송될 데이터 스트림을 특정 수의 서브-스트림들로 절단하는 것(이로써, 이에 따라, 이롭게도, 요구된 통과 대역을 분할함), 및 이어서 동시에 다양한 서브-스트림들을 전송하는 것, 및 마지막으로 수신 안테나들 상에서 수신된 각각의 신호들을 적절히 재결합하는 것으로 이루어진다는 것이 상기된다. 따라서, MIMO 시스템에 의해 전송하는 가능한 실제로 독립적인 신호들의 수는 전달 행렬(H)(차원 N·M의 행렬, 여기서 N은 수신 안테나들의 수를 지정하고, M은 전송 안테나들의 수를 지정함)의 랭크와 동일하다. 따라서, 시스템의 스펙트럼 효율은 독립적인 신호들의 수에 의존하지만, 또한 각각의 서브-스트림과 연관된 BER("비트 에러 레이트"를 나타내는 머리 글자들)에 의존하고, 따라서 BER을 감소시키기 위해 다중-안테나 코딩(소위 "공간-시간 코딩")을 또한 예상하는 것이 이롭다.

또한, 소위 OFDM 변조("직교 주파수 분할 다중화"를 나타내는 머리 글자들)가 데이터 심볼들 간의 간섭을 효율적으로 감소시키는 것이 상기된다. 또한, OFDM은 구현하기에 비교적 상당히 복잡하지 않고, 특히, OFDM 신호 변조는 역고속 푸리에 변환(IFFT)에 의해 효율적인 방식으로 구현될 수 있고, OFDM 신호의 복조는 직접적인 고속 푸리에 변환(FFT)에 의해 효율적인 방식으로 구현될 수 있다. 그러나, OFDM 변조는 ("주기적 프리픽스"의 사용으로 인해) 오히려 스펙트럼적으로 비효율적인 단점을 드러낸다.

따라서, (OFDM과 같이) 상당히 복잡하지 않은 방식으로 심볼들 간의 간섭을 피하면서, 스펙트럼적으로 효율적인 이점을 나타내는(왜냐하면 이것은 OFDM과 대조적으로 어떠한 주기적 프리픽스도 요구하지 않기 때문임) "OFMD/OQAM"이라 불리는 다른 변조가 제안되었다(두문자어 OQAM은 단어들, "오프셋 직교 진폭 변조"의 머리 글자들로 형성됨).

그러나, 심볼 간의 간섭의 이러한 의사-부재(quasi-absence)는 SISO 시스템들의 경우에만 획득된다. 실제로,

M. Payaro A. Pascual-Iserte 및 M. Najar에 의한 "Performance Comparison between FBMC and OFDM in MIMO Systems under Channel Uncertainty(IEEE Wireless Conference 2010, Piscataway, NJ, USA, April 2010)"란 명칭의 논문에서 입증된 바와 같이, OFDM/OQAM 변조는, SIMO/MIMO 시스템들의 경우에, 심볼들 간의 간섭을 발생시키고, 그의 중요성이 모두 더 커질수록, (실제로 필연적으로) 채널의 추정에서 에러들이 더 커진다.

이러한 동일한 논문에서, 저자들은 그러한 간섭을 감소시려고 의도된 공간 다중화/공간 역다중화 방법을 제안하였다. 더 상세하게, M 개의 전송 안테나들이 제공된 전송기 및 N 개의 수신 안테나들이 제공된 수신기가 주어지면, 수신기는 정해진 서브-캐리어에 대해 전송기와 수신기 사이의 MIMO 채널의 전달 행렬의 추정치를 획득하고, 이후에, 이러한 서브-캐리어에 대해, 이러한 추정치의 가장 큰 고유값(eigenvalue)과 연관된 이러한 추정치의 고유벡터에 비례하는 다중화 벡터(M 개의 복소 컴포넌트들을 가짐)가 결정되고, 마지막으로 수신기는 전송기에 의해 디스패칭된 파일럿 심볼들을 수신함으로써 그리고 역다중화 후에 수신된 심볼들에 걸쳐 평균 제곱 에러를 최소화함으로써 이러한 서브-캐리어에 대한 역다중화 벡터(N 개의 복소 컴포넌트들을 가짐)를 결정한다.

Payaro 등에 의한 논문에 따른 이러한 방법은 특히 수신기 레벨에서 매우 복잡한 계산들을 요구하는 단점을 갖는다.

따라서, 본 발명은 R≥1 개의 무선 수신기(들)로 의도된 데이터의 무선 전송기에 의한 무선 전송 방법에 관한 것이며, 무선 전송기에는 M≥1 개의 전송 안테나(들)가 제공되고, 각각의 무선 수신기 번호 r(여기서 r = 1,...,R)에는 N_r 개의 수신 안테나들(여기서

및 N≥2)이 제공되고, 상기 데이터는 L≥1 개의 서브-캐리어들을 포함하는 OFDM/OQAM 변조에 의해 전송되고, 상기 방법은, 정수(

)(여기서

)의 적어도 하나의 값에 대해, 상기 전송 안테나들과 상기 수신 안테나들 사이의 MIMO 채널의 차원 N·M의 전달 행렬의 추정치(

)를 획득하는 사전 단계를 포함한다. 상기 무선 전송 방법은,

의 상기 값에 대해, 상기 방법이 다음의 단계들:

- N 개의 실수 컴포넌트들을 갖는 데이터 벡터(

)로 전송될 데이터의 배치 단계,

- M 개의 컴포넌트들을 갖는 코딩된 데이터 벡터(

)의 계산 단계, 및

- m-번째 전송 안테나로부터의 벡터(

)의 m-번째 컴포넌트(여기서 m = 1,2,...,M)를 전송함으로써 서브-캐리어(

) 상에서의 상기 코딩된 데이터 벡터(

)의 전송 단계를 더 포함한다는 점에서 주목할 만하고,

이고, 여기서

○

는 공간 다중화와 연관된 차원 M·N의 행렬이고, 그리고

○

이다.

본 발명은 또한 무선 통신 방법에 관한 것이다. 상기 방법은, 상기 방법이 위에 간결하게 설명된 바와 같은 전송 방법의 단계들을 포함하고,

의 상기 값에 대해, 적어도 하나의 무선 수신기 번호 r(여기서 r=1,...,R)은 다음의 단계들,

- 상기 코딩된 데이터의 수신 단계,

- 수신된 벡터(

)의 결정 단계, 및

- 상기 수신된 벡터(

)에 기초한 디코딩된 데이터 벡터(

)의 획득 단계를 구현한다는 점에서 주목할 만하고,

여기서 수신된 벡터(

)는 N_r 개의 실수 컴포넌트들을 갖는 벡터이고, N_r 개의 실수 컴포넌트들의 n-번째 컴포넌트(여기서 n = 1,2,...,N_r)는, 실수 부분의 OFDM/OQAM 복조 및 추출 후에 n-번째 수신 안테나 상에서 수신된 서브-캐리어(

)와 연관된 심볼과 동일하다.

따라서, 위에 간결히 설명된 전송 방법은 공간 다중화를 포함하는 특정 프리코딩과 OFDM/OQAM 변조를 결합한다. SIMO/MIMO 시스템에 적용되는 본 발명에 따른 이러한 결합은 공간 다중화에 의해 제공된 스펙트럼 효율 및 OFDM/OQAM 변조에 의해 제공된 것으로부터 동시에 이득을 얻는 것을 가능하게 한다.

또한, 매우 이롭게도, 본 발명에 따른 결합은, 실수 부분의 OFDM/OQAM 복조 및 간단한 추출 후에, 심볼들 간 및 서브-캐리어들 간의 임의의 간섭을 회피하고 전송 또는 수신 안테나들의 수와 상관없이 그렇게 행하는 것을 가능하게 한다. 실제로, 아래에 입증되는 바와 같이, 상기 수신된 벡터(

)는, 채널, 데이터 및 잡음이 실수라는 것을 제외하고 종래의 OFDM 신호와 동일한 형태, 즉, 간섭이 없는 형태를 갖는다. 따라서, 수신기 번호 r은, 수신된 벡터(

)에 기초하여 상기 디코딩된 데이터 벡터(

)를 획득하기 위해, OFDM에서 사용되는 종래의 기술들(시간-주파수 프레임 내의 파일럿들의 도입, 파일럿들의 도움을 받는 채널 추정, 역다중화, 채널 등화 등)을 적용할 수 있고, 부가적으로 간략히 하면, 본 발명에 의해 요구된 계산들은 (그렇게 원한다면) 실수 도메인(실수 파일럿들, 실수 데이터, 실수 등가 채널)에서 전체적으로 수행될 수 있고, 반면에 종래 기술에 따른 기술들에 의해 요구된 계산들은 반드시 복소수 도메인에서 수행되어야 한다.

수신기 레벨에서의 프로세싱의 간략화가 복수의 수신기들을 포함하는 시스템들(소위 "다중-사용자 MIMO" 시스템들)에 본 발명을 적용하는 것을 가능하게 한다는 것이 유의될 것이고, 여기서, 위에 표시된 바와 같이, 수신기는 고려되는 N 개의 수신 안테나들 중 하나 이상에 접속될 수 있다(각각의 수신 안테나는 물론 단일 수신기에 접속됨). 이와 대조적으로, 위에 간결하게 설명된 Payaro 등에 의한 논문에 따른 방법은, 단일 수신기에 의한 필연적으로 공통적인 프로세싱, 수신 안테나들의 세트 상에서 수신되는 데이터로 인해 단일 수신기를 포함하는 시스템들(소위 "단일-사용자 MIMO" 시스템들)에만 적용될 수 있다.

이와 관련하여, 본 발명에 따른 통신 방법에서, 실수 부분을 추출하는 단계가 등화 단계 전에 구현되고, 반면에 Payaro 등에 의한 논문에서 이러한 2 개의 단계들이 역순서로 구현된다는 것이 유의될 것이다.

상관적으로, 본 발명은 M≥1 개의 전송 안테나(들)가 제공된 무선 전송기에 관한 것이며, 무선 전송기는 L≥1 개의 서브-캐리어들을 포함하는 OFDM/OQAM 변조에 의해 R≥1 개의 무선 수신기(들)로 의도된 데이터를 전송하기 위한 수단 ― 각각의 무선 수신기 번호 r(여기서 r = 1,...,R)에는 N_r 개의 수신 안테나들(여기서

및 N≥2)이 제공됨 ―, 및 정수(

)(여기서

)를 획득하기 위한 수단을 포함한다. 상기 무선 전송기는,

의 상기 값에 대해, 무선 전송기가:

- N 개의 실수 컴포넌트들을 갖는 데이터 벡터(

)로 전송될 데이터를 배치하기 위한 수단,

- M 개의 컴포넌트들을 갖는 코딩된 데이터 벡터(

)를 계산하기 위한 수단, 및

- m-번째 전송 안테나로부터의 벡터(

) 상에서 상기 코딩된 데이터 벡터(

)를 전송하기 위한 수단을 더 포함한다는 점에서 주목할 만하고,

이고, 여기서

○

는 공간 다중화와 연관된 차원 M·N의 행렬이고, 그리고

○

이다.

본 발명은 또한 무선 통신 시스템에 관한 것이다. 상기 시스템은, 상기 시스템이 위에 간결하게 설명된 바와 같은 무선 전송기뿐만 아니라 상기 R 개의 무선 수신기(들)를 포함하고,

의 상기 값에 대해, 적어도 하나의 무선 수신기 번호 r(여기서 r=1,...,R)은,

- 상기 코딩된 데이터를 수신하기 위한 수단,

- 수신된 벡터(

)를 결정하기 위한 수단, 및

- 상기 수신된 벡터(

)에 기초하여 디코딩된 데이터 벡터(

)를 획득하기 위한 수단을 포함하는 점에서 주목할 만하고,

수신된 벡터(

)와 연관된 심볼과 동일하다.

이러한 무선 전송기 및 이러한 무선 통신 시스템에 의해 제공된 이점들은 근본적으로 위에 간결하게 제시된 상관적인 방법들에 의해 제공된 이점들과 동일하다.

이러한 무선 전송기 및 이러한 무선 수신기들을 소프트웨어 명령들의 상황에서 및/또는 전자 회로들의 상황에서 구현하는 것이 가능하다는 것이 유의될 것이다.

본 발명은 또한 통신 네트워크로부터 다운로딩 가능하거나 및/또는 컴퓨터에 의해 판독 가능한 매체 상에 저장되거나 및/또는 마이크로프로세서에 의해 실행 가능한 컴퓨터 프로그램에 관한 것이다. 이러한 컴퓨터 프로그램은, 컴퓨터 프로그램이 컴퓨터 상에서 실행될 때, 컴퓨터 프로그램이 위에 간결하게 제시된 무선 전송 방법 또는 무선 통신 방법의 단계들의 실행을 위한 명령들을 포함한다는 점에서 주목할 만하다.

이러한 컴퓨터 프로그램에 의해 제공된 이점들은 근본적으로 대응하는 방법들에 의해 제공된 이점들과 동일하다.

본 발명의 다른 양상들 및 이점들은 비제한적인 예들로서 제공된 특정 실시예들의 이하의 상세한 설명을 이해할 때 명백해질 것이다. 설명은 설명을 동반하는 도면들과 관련된다.

도 1a는 최신 기술에 따른 데이터를 전송하기 위한 방법의 제 1 단계를 예시한다.
도 1b는 최신 기술에 따른 데이터를 전송하기 위한 방법의 제 2 단계를 예시한다.
도 1c는 최신 기술에 따른 데이터를 전송하기 위한 방법의 제 3 단계를 예시한다.
도 2는 도 1a, 도 1b 및 도 1c에 예시된 단계들을 요약한다.
도 3a는 최신 기술에 따른 데이터를 수신하기 위한 방법의 제 1 단계를 예시한다.
도 3b는 최신 기술에 따른 데이터를 수신하기 위한 방법의 제 2 단계를 예시한다.
도 3c는 최신 기술에 따른 데이터를 수신하기 위한 방법의 제 3 단계를 예시한다.
도 4는 도 3a, 도 3b 및 도 3c에 예시된 단계들을 요약한다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른, 각각의 코딩된 데이터 벡터들을 획득하기 위해 OFDM/OQAM 다중화의 각각의 서브-캐리어와 각각 연관된 데이터 벡터들의 코딩뿐만 아니라 전송 안테나 번호 m 상에서 이러한 코딩된 데이터 벡터들의 m 번째 컴포넌트의 전송을 개략적으로 나타낸다.
도 6은 본 발명의 실시예에 따른, 수신기의 각각의 수신 안테나 상에서 심볼들을 수신하고, OFDM/OQAM 다중화의 각각의 서브-캐리어에 대한 N 개의 컴포넌트들을 갖는 수신된 벡터를 결정하는 것을 개략적으로 나타낸다.

본 발명은 M≥1 개의 전송 안테나(들)가 제공된 전송기, 및 총 N≥2 개의 수신 안테나들이 제공된 하나 이상의 수신기(들)를 포함하는 무선 통신 시스템에 적용된다. 데이터의 전송은 임의의 수(L≥1)의 서브-캐리어들을 포함하는 OFDM/OQAM 변조를 사용한다.

우리는 OFDM/OQAM 변조의 원리를 우선 상기해야 하고, 가령, OFDM/OQAM 변조는 SISO 시스템들(따라서 이것은 공간 다중화의 이점들로부터 이득을 얻는 가능성을 제안하지 않음)에 적용되었다.

짝수(Q)의 서브-캐리어들을 포함하는 OFDM 변조를 고려해보자. 이어서, 서브-캐리어 당 및 심볼 시간(T₀=1/F₀) 당 복소 QAM("직교 진폭 변조"를 나타내는 머리 글자들) 데이터 심볼을 전송하는 전송된 신호(s(t))는 각각의 쌍의 연속적인 서브-캐리어들에 대해, 신호가 다음을 포함하는 그러한 방식으로 배열된다.

- 이러한 서브-캐리어들 중 하나의 서브-캐리어 상에서, 정해진 QAM 심볼의 허수 부분에 대한 T₀/2와 동일한 시간 오프셋("시간적인 시프트"), 및

- 다른 서브-캐리어 상에서, 동일한 QAM 심볼의 실수 부분에 대한 1 및 T₀/2의 동일한 시간 오프셋.

전송된 이러한 신호는 다음의 형태로 쓰여질 수 있다.

여기서,

● 정수(

)는 서브-캐리어들을 열거하고, 정수(j)는 심볼 시간들을 열거하고,

● 실수 계수들(

)은 다음과 같이 QAM 심볼들의 실수 및 허수 부분들에 기초하여 정의된다.

여기서,

는 실수 부분의 추출을 나타내고,

는 허수 부분의 추출을 나타내고,

● 위상 시프트들(

)은 다음과 같고,

● "원형 함수(p(t))"는 실수이고 대칭적이다.

다른 것들 중에서도, OFDM/OQAM을 포함하는 한 카테고리의 변조를 기술하는 B. Le Floch, M. Alard 및 C. Berrou에 의한 "Coded Orthogonal Frequency Division Multiplex" (Proc. IEEE, vol. 83, pages 982 to 996, June 1995)란 명칭의 논문에서, 원형 함수(p(t))는, 그의 푸리에 변환이 폭(2F₀)의 주파수 대역 외부에서 제로인 그러한 방식으로 선택된다.

P. Siohan, C. Siclet, 및 N. Lacaille에 의한 "Analysis and Design of OFDM/OQAM Systems Based on Filterbank Theory" (IEEE Transactions on Signal Processing, vol. 50 No. 5, pages 1170 to 1183, May 2002)란 명칭의 논문에서, 원형 함수(p(t))는, 그가 시간 간격

외부에서 제로인 그러한 방식으로 선택되고, 여기서 λ는 엄격히 임의의 양의 정수이고, 정수(k)에 의해 열거된 길이

의 간격들(QAM 심볼 당 샘플링의 평균 듀레이션)로 분할되면, 따라서, 분할된 원형 함수(p[k])의 지지선은 길이(λ)이다.

Siohan, Siclet, 및 Lacaille는, 심볼들 간 또는 서브-캐리어들 간의 간섭 섭이 OFDM/OQAM 전송을 획득하기 위해, 원형 함수(p(t))가 다음의 관계, 즉, 소위 "직교 관계"를 만족해야 한다는 것을 입증한다.

여기서, 별표는 복소 공액(complex conjugate)을 지정하고, z-변환들,

Siohan, Siclet, 및 Lacaille는 또한, OFDM/OQAM 변조가 이롭게도 IFFT에 의해 구현될 수 있고, OFDM/OQAM 복조가 이롭게도 FFT에 의해 구현될 수 있다는 것을 입증한다.

따라서, 분할된 신호, 즉,

은, 수신된 신호(v[k])가 "합성 필터들의 뱅크(f_l[k])"에 속하는 Q 개의 필터들의 세트(

)에 의해 각각 필터링되는 Q 개의 인입하는 신호들(

)의 종래의 합산으로서 이러한 신호를 나타내기 위해 다음의 형태로 다시 쓰여진다.

여기서,

몇몇의 계산들 후에, OFDM/OQAM 변조/전송이 근본적으로 각각의 심볼 시간 번호(j) 동안에 다음의 동작들을 인입하는 벡터

(여기서, 지수 "T"는 트랜스포지션(transposition)을 지정함)에 적용하는 것으로 이루어진다는 것이 명백하고,

- 각각의 컴포넌트(

)는

와 동일한 소위 "사전 변조" 인수에 의해 곱셈되고, 이로써 벡터

(도 1a)를 제공하고,

- 이러한 벡터

에는 차원 Q·Q의 IFFT가 실시되고, 이로써 벡터

(도 1b)를 제공하고,

- 이러한 벡터

의 각각의 컴포넌트(

)에는 필터링

이 실시되고, 이어서 팽창 인수(Q/2)가 실시되고, 마지막으로 종료하기 위해 컴포넌트(

)에 관련하여 지연 인수(z^-1)가 실시되고, 결과적인 신호들은 신호(s[k])를 제공하기 위해 합산(병렬→직렬 변환, P/S로 표기됨)된다(도 1c).

도 2는 위에서 간결하게 설명된 OFDM/OQAM 다중화의 변조/전송의 단계들을 요약한다.

유사한 프로세싱을 수신된 신호(v[k])에 적용하는 것이 가능하다. 심볼 시간 번호(j)에서 서브-캐리어 번호(

) 상에 존재하는 복조된 신호(y_l[j])는, 수신된 신호(v[k])가 "분석 필터들의 뱅크(h_l[k])"에 속하는 Q 개의 필터들의 세트(

)에 의해 각각 필터링되는 것을 명확히 하기 위해 다음의 형태로 다시 쓰여진다.

여기서

몇몇의 계산들 후에, OFDM/OQAM 수신/복조가 근본적으로 각각의 심볼 시간 번호(j) 동안에 수신된 신호(v[k]])에 다음의 동작들을 적용하는 것으로 이루어진다는 것이 명백하다.

- 지연 인수(

)의 적용, 여기서

이고

정수인 경우에, β는,

이고, 이어서 따라서 획득된 신호의 Q 개의 컴포넌트들의 합산으로의 분해(직렬 → 병렬 변환, S/P로 표기됨), 이러한 컴포넌트들(

=0인 경우 제외) 각각은 우선 이전 컴포넌트에 관련하여 지연 인수(z^-1)가 실시되고, 이어서 인수(Q/2)에 의해 데시메이팅되고, 벡터

(도 3a)의 컴포넌트(

)를 제공하기 위해 필터링(

)이 마지막으로 실시되고,

- 이러한 벡터

에는 차원 Q·Q의 FFT가 실시되고, 이로써 벡터

(도 3b)를 제공하고,

- 이러한 벡터

의 각각의 컴포넌트(

)는 다음과 동일한 소위 "사후 복조" 인수에 의해 곱셈되고,

이로써, 궁극적으로 벡터

(도 3c)의 실수 컴포넌트(

) 를 제공한다.

도 4는 위에서 충분히 설명된 OFDM/OQAM 다중화의 수신/복조의 단계들을 요약한다.

종료하기 위해, 위의 수학식 2에 기초하여, 제로 값들이 짝수의 서브-캐리어 번호(

)에 대응하는 QAM 심볼들에 대해 시스템적으로 선택되면, 짝수의 서브-캐리어들을 고려할 필요가 없고, 제로 값들이 홀수의 서브-캐리어 번호(

)에 대응하는 QAM 심볼들에 대해 시스템적으로 선택되면, 홀수의 서브-캐리어들을 고려할 필요가 없다는 것이 유의될 것이다. 따라서, 이러한 경우들 둘 모두에서, 서브-캐리어들의 유효수는 Q/2이고, 이것은 짝수 또는 홀수일 수 있다. 따라서, OFDM/OQAM 변조를 구현하는데 사용되는 서브-캐리어들의 수(본 발명의 프레임워크 내에서 L로 지정됨)가 짝수 또는 홀수 중 어느 하나일 수 있다는 것이 이해된다.

우리는 이제 본 발명의 실시예에 따라 데이터를 전송하기 위한 방법을 설명해야 하고, 여기서 코딩된 데이터는 OFDM/OQAM 다중화의 각각의 L 개의 서브-캐리어들 상에서 전송된다. 변형예로서, 이러한 서브-캐리어들 중 단지 하나 또는 서브세트를 고려하는 것이 가능할 것이다.

이러한 실시예에서, 전송기는, 각각의 정수(

)(여기서 0≤

≤L-1)에 대해, 이러한 서브-캐리어와 연관된 MIMO 채널의 전달 행렬의 추정치(

)를 인지한다. 이러한 추정치는 임의의 알려진 수단에 의해 획득될 수 있다. 예를 들면, FDD("주파수 분할 다중화") 모드에서, 수신기에 의해 추정이 수행될 수 있고, 이후에, 수신기는 TDD("시간 분할 다중화") 모드에서 추정치를 전송기로 전송하고, 전송기는 수신기에 의해 전송된 파일럿 신호들에 직접적으로 기초하여 이러한 추정을 수행할 수 있다.

에르미트 행렬(Hermitian matrix)

(여기서 지수 "H"는 복소 공액 트랜스포즈를 지정함)은 가역적이다(이것은 일반적으로 실제로 그러하다).

전송기는 도 5에 예시된 다음의 단계들을 구현한다.

단계(E1) 동안에, 전송기는 N 개의 실수 컴포넌트들을 갖는 데이터 벡터

로 전송될 데이터를 배치한다.

단계(E2) 동안에, 전송기는 M 개의 컴포넌트들을 갖는 코딩된 데이터 벡터

를 계산하고, 여기서

는 다음과 같이 선택된 차원 M·N의 프리코딩 행렬이고,

여기서,

○

는 공간 다중화와 연관된 차원 M·N의 행렬이고, 그리고

○

는 "제로-포싱(Forcing) 프리코딩 행렬"로 명명된 당업자에 의해 알려진 행렬이다.

이러한 공간 다중화는 임의의 알려진 방식들 각각의 마찬가지로 알려진 각각의 이점들 및 단점들을 갖는 이러한 방식에 따라 수행될 수 있다. 공간 다중화에 대한 2 개의 가능한 변형들이 예로서 아래에서 발견될 것이다.

마지막으로, 단계(E3) 동안에, 전송기는, m-번째 컴포넌트를 전송함으로써 모든 전송 안테나들 상에서 동시에 서브-캐리어(

) 상에서 코딩된 데이터 벡터(

)를 전송하고, 여기서 m-번째 전송 안테나로부터의 벡터(

)의 m = 1,2,...,M이다.

우리는 이제 본 발명의 실시예에 따른 통신 방법을 설명해야 하고, 여기서 적어도 하나의 수신기는 L 개의 서브-캐리어들 각각과 연관된 디코딩된 데이터를 획득한다. 변형예로서, 이러한 서브-캐리어들 중 단지 하나 또는 서브세트를 고려하는 것이 가능할 것이다.

예로서, 고려되는 통신 시스템이 단일 수신기(달리 언급되지 않는다면 R = 1)만을 포함하고, 표기를 간략히 하기 위해 r = 1에 대응하는 인덱스(1)는 도 6에서와 같이 이후에 생략될 것이라는 것이 가정될 것이다. 이러한 실시예는 복수의 수신기들을 포함하는 통신 시스템들의 경우로 용이하게 일반화될 수 있고, 여기서 각각의 수신기 번호 r(여기서 r = 1,...,R)에는 N_r 개의 수신 안테나들이 제공되고, 여기서

이다.

본 실시예에서, 수신기는, 전송기에 의해 구현된 위에서 설명된 단계들과 동기화된 방식으로, 다음의 단계들을 구현한다.

도 6에 예시된 단계(R1) 동안에, 수신기는 N 개의 실수 컴포넌트들을 갖는 수신된 벡터(

)를 결정하고, 실수 컴포넌트들의 n-번째 컴포넌트(여기서 n = 1, 2,...,N임)는, 실수 부분의 OFDM/OQAM 복조 및 추출 후에 n-번째 수신 안테나 상에서 수신된 서브-캐리어(

)와 연관된 심볼과 동일하다.

이제, OFDM/OQAM 복조 후에 수신된 신호(

)는 다음과 같다.

여기서,

이다.

다음과 같다는 것이 용이하게 증명될 수 있다.

(

에 포함된

의 추정치가 신뢰할 수 있다고 자연스럽게 가정함).

따라서, 행렬(

)은 실수이다. 결과적으로,

여기서

는 실수 잡음이다. 수학식 15를 고려하면, 행렬(

)은

에 의한 프리코딩과 연관된 "등가-채널 행렬"이라 불린다.

단계(R2) 동안에, 수신기는 적절한 프로세싱, 예를 들면, OFDM에서 사용되는 종래의 기술들에 따른 공간 역다중화 및 등화(equalization)를 상기 수신된 벡터(

)에 적용함으로써 디코딩된 데이터 벡터(

)를 획득하고, 이롭게도, 이를 행하기 위해, 수신기는 OFDM/OQAM에 특정된 심볼들 간의 간섭을 프로세싱할 필요가 없다.

종료하기 위해, 우리는 위의 단계(E2)에서 구현되는 공간 다중화에 대한 2 개의 가능한 변형예들을 설명해야 한다.

제 1 변형예에 따라, MMSE 프리코더는 다음을 행하는데 사용되고,

여기서, I는 항등 행렬(identity matrix)을 지정하고, SNR은 수신기의 신호대 잡음 비, 즉, 수신 안테나들에 걸쳐 평균화된, 수신기에 의해 (프리코딩 없이) 수신된 전력과 수신기의 잡음 사이의 비의 추정치(전송기에 의해 알려진 것으로 가정됨)를 지정한다.

이론상으로, 수신 안테나 당 하나의 스트림을 전송하도록 제약되는 시스템에 대한 최적의 프리코더가 MMSE("최소 평균-제공 에러"를 나타내는 머리 글자들) 프리코더라는 것이 상기된다.

이러한 제 1 변형예의 이점은, 높은 SNR에서 안테나들에 걸쳐 다른 변형예들보다 더 양호한 합산 비트레이트를 획득하는 것이 가능하다는 것이다. 반면에, MMSE 프리코더의 효율은 SNR의 정확한 추정 및 정확한 예측에 의존하지만, 이러한 추정은 수행하기 어려워서, 실제로 SNR의 열악한 추정치(문헌에서 소위 "SNR 미스매치")는 예상된 성능이 획득되는 것을 방지한다.

제 2 변형예에 따라, 시간-반전(time-reversal) 프리코더가 사용된다.

이와 관련하여, 전송 안테나에 의해 전송되는 라디오 신호가 이러한 전송 안테나와 수신 안테나 사이의 전파 조건들의 함수로서 변형들을 겪는다는 것이 상기된다. 이러한 변형들을 제한하기 위해, 신호는 이러한 2 개의 안테나들 사이의 전파 채널의 특성들의 함수로서 소위 "프리코딩" 계수들을 적용함으로써 이전에 왜곡된다. 따라서, 그렇게 하기 위해, 관련된 주파수 대역에서 이러한 전파 채널의 특성들을 결정할 필요가 있다.

기존의 프리코딩 방식들 중에서, 우리는 그의 감소된 복잡성, 수신 안테나 상에서 라디오 파를 포커싱하기 위한 그의 성능 및 그의 본질적인 능력으로 인해 "시간 반전"이라 칭해지는 기술을 구현하는 방식들을 구별한다. 시간에 걸쳐 그리고 공간에서 전송되는 신호의 에너지를 포커싱함으로써, 시간 반전은 전파 채널에 의해 발생되는 확산을 상당히 감소시키는 것을 가능하게 한다.

시간 반전은, 파동 방정식의 시간-반전-불변성에 의존하는 기술(원래 음파들의 분야에서 사용됨)이다. 따라서, 시간적으로 반전된 파는 시간을 되감을 직접파로서 전파된다. 원점에 의해 전송되는 브리프 펄스(brief pulse)가 전파 매체로 전파되고, 그리고 수신점에 의해 수신되는 이러한 파의 일부가 전파 매체로 복귀되기 전에 시간적으로 반전될 때, 파는 원점으로 수렴하여, 거기서 브리프 펄스를 재형성한다. 원점에서 수집된 신호는 원점에 의해 전송된 원 신호와 그의 형상 면에서 거의 동일하다.

시간 반전 기술은, 특히 이러한 수신 안테나가 위치된 포커스 점에서의 에너지 집중에 의해 채널의 확산을 감소시킴으로써 그리고 수신된 신호의 시간적인 확산("지연 확산"으로 알려짐)을 감소시킴으로써 수신 안테나에 의해 수신된 신호에 대한 전파 채널의 효과를 제거할 뿐만 아니라, 채널을 통과한 후 수신된 심볼들의 프로세싱을 간략화하기 위해 라디오 통신 네트워크들에 적용되었다. 따라서, 전송 안테나에 의해 전송된 신호는, 이러한 신호가 통과해야 하는 전파 채널의 임펄스 응답의 시간-반전에 기초하여 획득된 계수들을 적용함으로써 사전-등화된다.

위의 수학식 14로 인해, 등가 채널의 행렬은, 이러한 제 2 변형예의 경우에, 다음과 동일하다.

이제,

는 에르미트 행렬이고, 따라서,

● 그의 대각 계수들은 이미 실수이고, 그리고

● 그의 비-대각 계수들은 선험적으로 복소수이다.

여기서 다음의 이점들:

○ 행렬(

)은 행렬(

)과 동일한 계수들을 대각 계수들로서 갖고, 따라서 위의 수학식 18에 따라 실수 부분을 추출하는 동작이 유용한 전력 모두를 보존한다는 것을 암시하고,

○

는

의 비-대각 계수들의 실수 부분을 비-대각 계수들로서 갖고, 따라서, (비-대각 항들의 실수 부분만을 취함으로써) 실수 부분을 추출하는 동작이 공간 다중화로부터 기인한 스트림 간 간섭을 감소시킨다는 것을 암시하고, 그리고

○ 모든 프리코딩들 중에서, 시간-반전이 대각 항들(이것은 전송에 적합한 필터임), 및 따라서 등가 채널의 유용한 부분을 최대화하는 것이라는 것이 인지된다.

위에 언급된 바와 같이, 본 발명은 또한 위에 설명된 무선 전송 방법 또는 무선 통신 방법을 구현하는 컴퓨터화된 시스템에 관한 것이다. 이러한 컴퓨터화된 시스템은 신호들에 의해 메모리를 제어하는 중앙 프로세싱 유닛뿐만 아니라 입력 유닛 및 출력 유닛을 종래의 방식으로 포함한다. 또한, 이러한 컴퓨터화된 시스템은 본 발명에 따른 방법들 중 어느 하나의 구현을 위한 명령들을 포함하는 컴퓨터 프로그램을 실행하는데 사용될 수 있다.

실제로, 본 발명은 또한, 컴퓨터 프로그램이 컴퓨터 상에서 실행될 때, 본 발명에 따른 방법의 단계들의 실행을 위한 명령들을 포함하는, 통신 네트워크로부터 다운로딩 가능한 컴퓨터 프로그램에 관한 것이다. 이러한 컴퓨터 프로그램은 컴퓨터에 의해 판독 가능한 매체 상에 저장될 수 있고, 마이크로프로세서에 의해 실행 가능할 수 있다.

이러한 프로그램은 임의의 프로그래밍 언어를 사용하고, 가령, 부분적으로 컴파일링된 형태 또는 임의의 다른 원하는 형태의 소스 코드, 오브젝트 코드 또는 소스 코드와 오브젝트 코드 사이의 중간 코드의 형태를 취할 수 있다.

본 발명은 또한 컴퓨터에 의해 판독 가능하고 위에 언급된 바와 같은 컴퓨터 프로그램의 명령들을 포함하는 제거 불가능, 또는 부분적으로 또는 완전히 제거 가능한 정보 매체에 관한 것이다.

정보 매체는 프로그램을 저장할 수 있는 임의의 엔티티 또는 디바이스일 수 있다. 예를 들면, 매체는 ROM, 예를 들면, CD ROM 또는 마이크로전자 회로 ROM과 같은 저장 수단, 또는 하드 디스크와 같은 자기 기록 수단, 그렇지 않다면 USB 키("USB 플래시 드라이브"로 알려짐)를 포함할 수 있다.

또한, 정보 매체는 전기 또는 광학 케이블을 통해, 라디오에 의해 또는 다른 수단에 의해 전달될 수 있는 전기 또는 광학 신호와 같은 전송 가능 매체일 수 있다. 본 발명에 따른 컴퓨터 프로그램은 특히 인터넷 타입의 네트워크로 다운로딩될 수 있다.

변형예로서, 정보 매체는 프로그램이 통합된 집적 회로일 수 있고, 집적 회로는 본 발명에 따른 방법들 중 어느 하나의 실행에서 실행되거나 사용되도록 맞춤화된다.

Claims

R≥1 개의 무선 수신기(들)로 의도된 데이터의 무선 전송기에 의한 무선 전송 방법으로서,
상기 무선 전송기에는 M≥1 개의 전송 안테나(들)가 제공되고, 각각의 무선 수신기 번호 r(여기서 r = 1,...,R)에는 N_r 개의 수신 안테나들(여기서
및 N≥2)이 제공되고, 상기 데이터는 L≥1 개의 서브-캐리어들을 포함하는 OFDM/OQAM 변조에 의해 전송되고, 상기 방법은, 적어도 하나의
번째 서브-캐리어에 대해 ― 여기서
은
인 정수 ―, 상기 전송 안테나들과 상기 수신 안테나들 사이의 MIMO 채널의 차원 N·M의, 상기
번째 서브-캐리어와 연관된 전달 행렬의 추정치(
)를 획득하는 사전 단계를 포함하고,
상기
번째 서브-캐리어에 대해, 상기 방법은 다음의 단계들:
- N 개의 실수 컴포넌트들을 갖는 데이터 벡터(
)로 전송될 데이터의 배치 단계,
- M 개의 컴포넌트들을 갖는 코딩된 데이터 벡터(
)의 계산 단계, 및
- m-번째 전송 안테나로부터의 벡터(
)의 m-번째 컴포넌트(여기서 m = 1,2,...,M)를 전송함으로써 상기
번째 서브-캐리어 상에서의 상기 코딩된 데이터 벡터(
)의 전송 단계를 더 포함하고,

은,
● 상기
번째 서브-캐리어와 연관된 전달 행렬의 추정치(
)로부터 도출된, 제로-포싱(Forcing) 행렬(Q), 및
● 상기
번째 서브-캐리어와 연관된 전달 행렬의 추정치(
)와 공간 다중화를 나타내는 프리코딩 행렬
의 곱을 나타내는 행렬의 실수 부분에 의존하는 차원 M·N의 프리코딩 행렬인,
무선 전송 방법.
제 1 항에 있어서,

은
형태를 갖고, 여기서
은 상기 실수 부분을 나타내고,
이고,
은 상기
번째 서브-캐리어와 연관된 전달 행렬의 추정치이고,
은 프리코딩 행렬인,
무선 전송 방법.
제 1 항에 있어서,
상기 공간 다중화는 다음의 MMSE 프리코딩 행렬,

에 의해 수행되는,
무선 전송 방법.
제 1 항에 있어서,
상기 공간 다중화는 다음의 시간-반전(time-reversal) 프리코딩 행렬,

에 의해 수행되는,
무선 전송 방법.
무선 통신 방법으로서,
제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 청구된 무선 전송 방법의 단계들을 포함하고, 상기
번째 서브-캐리어에 대해, 적어도 하나의 r번째 무선 수신기(여기서 r은 r=1,...,R인 정수)는 다음의 단계들,
- 상기 코딩된 데이터의 수신 단계,
- 수신된 벡터(
)의 결정 단계, 및
- 상기 수신된 벡터(
)에 기초한 디코딩된 데이터 벡터(
)의 획득 단계를 구현하고,
상기 수신된 벡터(
)는 N_r 개의 실수 컴포넌트들을 갖는 벡터이고, 상기 N_r 개의 실수 컴포넌트들의 n-번째 컴포넌트(여기서 n = 1,2,...,N_r)는, 상기 실수 부분의 OFDM/OQAM 복조 및 추출 후에 n-번째 수신 안테나 상에서 수신된 상기
번째 서브-캐리어와 연관된 심볼과 동일한,
무선 통신 방법.
M≥1 개의 전송 안테나(들)가 제공된 무선 전송기로서,
L≥1 개의 서브-캐리어들을 포함하는 OFDM/OQAM 변조에 의해 R≥1 개의 무선 수신기(들)로 의도된 데이터를 전송하기 위한 수단 ― 각각의 무선 수신기 번호 r(여기서 r = 1,...,R)에는 N_r 개의 수신 안테나들(여기서
및 N≥2)이 제공됨 ―, 및
적어도 하나의
번째 서브-캐리어에 대해 ― 여기서
은
인 정수 ―, 상기 전송 안테나들과 상기 수신 안테나들 사이의 MIMO 채널의 차원 N·M의, 상기
번째 서브-캐리어와 연관된 전달 행렬의 추정치(
)를 획득하기 위한 수단을 포함하고,
상기
번째 서브-캐리어에 대해, 상기 무선 전송기는:
- N 개의 실수 컴포넌트들을 갖는 데이터 벡터(
)로 전송될 데이터를 배치하기 위한 수단,
- M 개의 컴포넌트들을 갖는 코딩된 데이터 벡터(
)를 계산하기 위한 수단, 및
- m-번째 전송 안테나로부터의 벡터(
)의 m-번째 컴포넌트(여기서 m = 1,2,...,M)를 전송함으로써 상기
번째 서브-캐리어 상에서 상기 코딩된 데이터 벡터(
)를 전송하기 위한 수단을 더 포함하고,

은,
● 상기
번째 서브-캐리어와 연관된 전달 행렬의 추정치(
)로부터 도출된, 제로-포싱(Forcing) 행렬(Q), 및
● 상기
번째 서브-캐리어와 연관된 전달 행렬의 추정치(
)와 공간 다중화를 나타내는 프리코딩 행렬
의 곱을 나타내는 행렬의 실수 부분에 의존하는 차원 M·N의 프리코딩 행렬인,
무선 전송기.
제 6 항에 있어서,

은
형태를 갖고, 여기서
은 상기 실수 부분을 나타내고,
이고,
은 상기
번째 서브-캐리어와 연관된 전달 행렬의 추정치이고,
은 프리코딩 행렬인,
무선 전송기.
제 6 항에 있어서,
상기 공간 다중화는 다음의 MMSE 프리코딩 행렬,

에 의해 수행되는,
무선 전송기.
제 6 항에 있어서,
상기 공간 다중화는 다음의 시간-반전 프리코딩 행렬,

에 의해 수행되는,
무선 전송기.
무선 통신 시스템으로서,
제 6 항 내지 제 9 항 중 어느 한 항에 청구된 무선 전송기뿐만 아니라 상기 R 개의 무선 수신기(들)를 포함하고, 상기
번째 서브-캐리어에 대해, 적어도 하나의 r번째 무선 수신기(여기서 r은 r=1,...,R인 정수)은,
- 상기 코딩된 데이터를 수신하기 위한 수단,
- 수신된 벡터(
)를 결정하기 위한 수단, 및
- 상기 수신된 벡터(
)에 기초하여 디코딩된 데이터 벡터(
)를 획득하기 위한 수단을 포함하고,
상기 수신된 벡터(
)는 N_r 개의 실수 컴포넌트들을 갖는 벡터이고, 상기 N_r 개의 실수 컴포넌트들의 n-번째 컴포넌트(여기서 n = 1,2,...,N_r)는, 상기 실수 부분의 OFDM/OQAM 복조 및 추출 후에 n-번째 수신 안테나 상에서 수신된 상기
번째 서브-캐리어와 연관된 심볼과 동일한,
무선 통신 시스템.
데이터를 저장하기 위한 수단으로서,
제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 청구된 무선 전송 방법의 단계들의 실행을 위한 컴퓨터 프로그램 코드 명령들을 포함하는,
데이터를 저장하기 위한 수단.