WO2012045244A1 - 低复杂度高性能的信道估计方法及装置 - Google Patents

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WO2012045244A1
WO2012045244A1 PCT/CN2011/074948 CN2011074948W WO2012045244A1 WO 2012045244 A1 WO2012045244 A1 WO 2012045244A1 CN 2011074948 W CN2011074948 W CN 2011074948W WO 2012045244 A1 WO2012045244 A1 WO 2012045244A1
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channel estimation
estimation value
subcarrier
filter
reference signal
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Application number
PCT/CN2011/074948
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English (en)
French (fr)
Inventor
王鹏凯
龚明
Original Assignee
中兴通讯股份有限公司
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
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    • H04L25/0228—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals
    • H04L25/023—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals with extension to other symbols
    • H04L25/0232—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals with extension to other symbols by interpolation between sounding signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
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    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/022—Channel estimation of frequency response
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0048—Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver

Definitions

  • the present invention relates to the field of mobile communications, and in particular, to a low complexity and high performance channel estimation method and apparatus. Background technique
  • OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing
  • MIMO Multi-antenna input-output
  • WiMax Global! 3 ⁇ 4wave Interconnectability (WiMax, Worldwide Interoperability for Microwave Access), Long Term Evolution (LTE) project.
  • a classic OFDM-MIMO transmitter is shown in Figure 1, where two transmit antennas are taken as an example.
  • the formula is as follows:
  • precoding matrix Where is a 2x2 precoding matrix.
  • the role of precoding is to map two signals ⁇ 0 and ⁇ on two different physical antennas to obtain a certain spatial diversity gain.
  • the coding can make the radiation pattern of the transmitting antenna closer to the eigenmode of the ⁇ channel, thereby achieving the purpose of improving the link gain.
  • the transceiver can be pre-agreed or accompanied.
  • the signalling method obtains a precoding matrix W(i, k) on each subcarrier.
  • Pre-coded data. [ ⁇ ], ⁇ [ ⁇ ] are multiplexed with the reference signal to form an OFDM data frame.
  • the reference signal R0 for channel estimation is erroneously distributed among a plurality of OFDM different subcarriers.
  • the place marked "R0" indicates that the reference signal R0 is transmitted here, and the content of the signal is known to both the transmitting and receiving parties; the mark grid indicates that the 0th antenna does not transmit any signal. Other places correspond to the transmission of data.
  • the reference signal R1 is transmitted on the first signal, as shown in Fig. 3, and has a similar time-frequency distribution.
  • the cyclic prefix is inserted and sent to the "antenna transmission”.
  • multiple antennas receive signals.
  • the classic OFDM-MIMO receiver is shown in Figure 4.
  • the first antenna After receiving the signal, the first antenna completes the synchronization framing in the OFDM demodulation module, removes the cyclic prefix, and fast Fourier transform (FFT) to obtain the frequency domain signal of the multiplexed frame.
  • FFT fast Fourier transform
  • the frame parsing module separates the received data signal portion from the reference signal portion in accordance with a corresponding protocol.
  • the received signal model is:
  • the channel can be estimated, [ ] , combined with the distribution of the reference signals shown in FIG. 2 and FIG. 3, for the channel estimation of the first to the first receiving antenna, the general method is as shown in FIG. , have the following steps:
  • the reference signal Rn of the "antenna” is transmitted on the /th subcarrier in the first OFDM;
  • H m j + d + 3] ⁇ H v [j,l + 3] + ⁇ H v [j + 4,l + 3]
  • F() is a complex-factor low-pass filter whose passband, stopband design, and coefficients can be referenced to the channel impulse response length. In advanced receivers this coefficient is typically changed every unit of time.
  • the channel estimation H m Ji, W of the first transmitting antenna to the first receiving antenna is finally obtained.
  • the problem with the above channel estimation is that the amount of calculation is large.
  • the channel estimation value of each OFDM symbol is The calculation amount is 76,800 complex multiplications or 307,200 real multiplications; for the 4 x 2 OFDM-MIMO communication system, the calculation amount of the channel estimation value per OFDM symbol requires 15,630 complex multiplications or 614,400 real multiplications.
  • the main object of the present invention is to provide a low complexity and high performance channel estimation method and apparatus, which can ensure high performance of channel estimation under the condition of reducing computational complexity.
  • the invention provides a low complexity and high performance channel estimation method, and the channel estimation method package comprises:
  • the channel estimation values at part of the subcarriers are frequency domain interpolated to obtain a complete channel estimation value.
  • the channel estimation value at the obtained reference signal subcarrier is filtered to obtain a channel estimation value at a part of the subcarriers, which is:
  • the channel estimation value at the obtained reference signal subcarrier is filtered by a low-pass filter of a complex coefficient to obtain a channel estimation at a partial subcarrier; and channel estimation at a partial subcarrier is obtained.
  • the formula is as follows:
  • H m , n [j,l + N] XF(f)H mn [j, l + N + ;
  • N is the preset parameter.
  • the channel estimation value at a part of the subcarriers is frequency-domain interpolated to obtain a complete channel estimation value, which is:
  • the channel estimation value at the part of the subcarriers is frequency-domain interpolated by a filter of a fixed coefficient to obtain a complete channel estimation value; wherein the fixed coefficient is set corresponding to the N.
  • the fixed coefficient filter comprises a FARROW structure filter.
  • the channel estimation method further includes:
  • the subcarrier receiving signal with the reference signal is subjected to LS channel estimation to obtain an LS channel estimation value; the LS channel estimation value is time-domain interpolated to obtain a channel estimation value at the reference signal subcarrier.
  • the present invention also provides a low complexity and high performance channel estimation apparatus, the channel estimation apparatus comprising:
  • a partial subcarrier frequency domain filtering module configured to filter the channel estimation value at the obtained reference signal subcarrier to obtain a channel estimation value at a part of the subcarriers
  • the frequency domain interpolation filtering module is configured to perform frequency domain interpolation on the channel estimation values at the partial subcarriers to obtain a complete channel estimation value.
  • the partial subcarrier frequency domain filtering module is specifically configured to:
  • the channel estimation value at the obtained reference signal subcarrier is filtered by a low-pass filter of a complex coefficient to obtain a channel estimation at a partial subcarrier; and channel estimation at a partial subcarrier is obtained.
  • the formula is as follows:
  • H m , n [j,l + N] XF(f)H mn [j, l + N + ;
  • the frequency domain interpolation filtering module is specifically configured to:
  • the channel estimation value at a part of the subcarriers is frequency-domain interpolated by a filter of a fixed coefficient to obtain a complete channel estimation value; wherein the fixed coefficient is set corresponding to the N.
  • the fixed coefficient filter comprises a FARROW structure filter.
  • the channel estimation apparatus further comprises:
  • An LS channel estimation module configured to perform LS channel estimation on the subcarrier receiving signal including the reference signal to obtain an LS channel estimation value
  • the time domain interpolation module is configured to perform time domain interpolation on the LS channel estimation value to obtain a channel estimation value at the reference signal subcarrier.
  • the invention decomposes the frequency domain filtering into the first frequency domain filtering and the second frequency domain filtering by using the L-order frequency domain filter in the prior art. Since the complex filtering process of the first stage only performs channel estimation on some subcarriers, the total computational complexity of the first stage complex filter is reduced, and instead, the simple filtering process in the second stage is utilized, and the simple implementation structure is used. Small implementation overhead and amount of computation The calculation of the full subcarrier channel estimate is completed. The second-stage frequency domain filtering process is used because
  • the FARROW structure and careful selection of parameters can form a low-order fixed-factor filter without a multiplier, so the amount of computation is very small, even negligible. Moreover, the simplification of the above operation does not cause a significant drop in performance. In summary, the present invention not only reduces computational complexity, but also ensures efficient performance of the receiver.
  • FIG. 1 is a schematic structural diagram of an OFDM-MIMO transmitter according to a related art of the present invention
  • FIG. 2 is a partial schematic diagram showing a time-frequency distribution of a reference signal for antenna 0 channel estimation according to the related art of the present invention
  • FIG. 3 is a partial schematic diagram showing a time-frequency distribution of a reference signal for antenna 1 channel estimation according to the related art of the present invention
  • FIG. 4 is a schematic structural diagram of an OFDM-MIMO receiver according to the related art of the present invention
  • FIG. 5 is a schematic flowchart of a low complexity and high performance channel estimation method according to the present invention
  • Figure 9 is a schematic diagram showing the simulation performance of the LTE Spec TS36.101 Test CASE 1.9 of the present invention.
  • Figure 10 is a comparison of simulation performance of the LTE Spec TS36.101 Test CASE 7.1 of the present invention. Intention
  • Figure 11 is a comparison of simulation performance of the LTE Spec TS36.101 Test CASE 6.1 of the present invention.
  • Figure 12 is a block diagram showing the construction of an embodiment of the low complexity and high performance channel estimating apparatus of the present invention. detailed description
  • the low complexity and high performance channel estimation method and apparatus of the present invention are suitable for channel estimation of a receiver in a communication system. Since the OFDM-MIMO receiver requires a plurality of functionally similar and identical channel estimation calculations, the present invention will be specifically described below by taking an OFDM-MIMO transceiver system as an example. It should be noted that: a low complexity and high performance channel estimation method of the present invention can be used in all OFDM receivers, for example: OFDM system with single antenna transmission, OFDM system with transmit diversity, and with space division multiplexing OFDM-MIMO system, etc.
  • the OFDM transmitter is identical to the transmitter of the prior art OFDM and will not be described here.
  • multiple antennas receive signals, such as the OFDM receiver shown in FIG. 4, where two antennas are taken as an example.
  • the principle of multi-antenna reception is consistent with the reception principle of two antennas, which can be emulated.
  • the present invention estimates the channel using the received reference signal, [ ] , and distributes the channel estimate of the nth transmit antenna to the mth receive antenna in combination with the distribution of the reference signals shown in FIGS. 2 and 3.
  • FIG. 5 is a schematic flow chart of an embodiment of a low complexity and high performance channel estimation method according to the present invention.
  • the low complexity and high performance channel estimation method of this embodiment includes the following steps:
  • the reference signal Rn of the “ant antenna” is transmitted on the/or subcarriers in the _/ ⁇ OFDM.
  • Step S11 Perform time domain interpolation on the LS channel estimation value to obtain a channel estimation value at the reference signal subcarrier.
  • H [j + d,l + 3] ⁇ -H r , / + 3] + -H [ + 4,/ + 3]
  • Step S12 Filter the channel estimation value at the obtained reference signal subcarrier to obtain a channel estimation value at a part of the molecular carrier;
  • Step S12 is specifically:: according to different preset parameters, the channel estimation value at the obtained reference signal subcarrier is filtered by a low-pass filter of a complex coefficient to obtain a channel estimation at a partial subcarrier; and obtaining a partial subcarrier
  • the formula for channel estimation is as follows:
  • H m , n [j + N] ⁇ F(f)H mn [j, l + N + ;
  • N is the preset parameter.
  • N can be a natural number such as 2, 3, or 4.
  • the channel estimation value at the reference signal subcarrier is filtered by the low-pass filter of the complex coefficient, that is, when the filtering process is performed in this embodiment, only the channel estimation value at the subcarriers separated by N is used. Filter calculations are performed, which can greatly reduce the computational complexity.
  • Step S13 Perform frequency domain interpolation on the channel estimation values at the partial subcarriers to obtain a complete channel estimation value.
  • Step S13 is specifically as follows: the channel estimation value at a part of the subcarriers is frequency-domain interpolated by a filter of a fixed coefficient to obtain a complete channel estimation value; wherein, the fixed coefficient is set corresponding to N.
  • the fixed coefficient filter is preferably a FARROW structure filter, as shown in FIG.
  • the channel estimation of the first transmit antenna to the first receive antenna is finally obtained.
  • the receiver designed by the method of the present invention has a significantly lower calculation amount in the channel estimation section than the prior art.
  • the calculation of channel estimation values in each OFDM symbol is performed. The amount requires 76,800 complex multiplications or 307,200 real multiplications.
  • the calculation of the channel estimate for each OFDM symbol on each receive antenna requires 153,600 complex multiplications or 614,400 real multiplications.
  • the complexity calculated in this embodiment is only 25% of that of the conventional method.
  • the low complexity and high performance channel estimation method of the above embodiment not only reduces the computational complexity, but also ensures the efficient performance of the receiver.
  • the performance curve of the rate is shown in Fig. 9.
  • the performance curve of receiver throughput is shown in Figure 10, Figure 10
  • the performance curve of the throughput rate is shown in Fig. 11.
  • the performance of the channel estimation using the low-complexity and high-performance channel estimation method of the present invention has almost no change in the performance of the channel estimation using the channel estimation method in the prior art. Did not cause a significant drop.
  • the present invention also ensures high performance of the receiver while reducing computational complexity.
  • Figure 12 is a block diagram showing the construction of an embodiment of the low complexity and high performance channel estimating apparatus of the present invention.
  • the LS channel estimation module 10 is configured to perform LS channel estimation on the subcarrier receiving signal including the reference signal to obtain an LS channel estimation value;
  • the time domain interpolation module 11 is configured to perform time domain interpolation on the LS channel estimation value to obtain a channel estimation value at the reference signal subcarrier.
  • the partial subcarrier frequency domain filtering module 12 is configured to filter the channel estimation value at the obtained reference signal subcarrier to obtain a channel estimation value at a part of the subcarriers;
  • the frequency domain interpolation filtering module 13 is configured to perform frequency domain interpolation on the channel estimation values at the partial subcarriers to obtain a complete channel estimation value.
  • the partial subcarrier frequency domain filtering module 12 is specifically configured to:
  • the channel estimation value at the obtained reference signal subcarrier is obtained.
  • the low-pass filter of the complex coefficient is filtered to obtain the channel estimation at the partial subcarrier; the formula for obtaining the channel estimation at the partial subcarrier is as follows:
  • H m , n [j,l + N] XF(f)H mn [j, l + N + ;
  • N is the preset parameter.
  • N can be a natural number such as 2, 3, or 4.
  • the channel estimation value at the sub-carrier of the reference signal is filtered by the low-pass filter of the complex coefficient according to different Ns, that is, the channel estimation value at the subcarriers separated by N is performed in the filtering process in this embodiment. Filter calculations, which can greatly reduce the computational complexity.
  • the frequency domain interpolation filtering module 13 is specifically configured to:
  • the channel estimation value at a part of the subcarriers is frequency-domain interpolated by a filter of a fixed coefficient to obtain a complete channel estimation value; wherein the fixed coefficient is set corresponding to N.
  • the filter of the fixed coefficient is preferably a FARROW structure filter, as shown in Fig. 6.
  • the required channel estimate can be complemented by an interpolation operation.
  • the channel estimate H m i,k of the first transmitting antenna to the first receiving antenna is finally obtained.
  • the low complexity and high performance channel estimation apparatus of the embodiment can not only reduce the computational complexity, but also ensure the high performance of the receiver.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)

Abstract

本发明涉及一种低复杂度高性能的信道估计方法，包括以下步骤：将获得的参考信号子载波处的信道估计值进行滤波，获得部分子载波处的信道估计值；将部分子载波处的信道估计值进行频域插值，获得完全的信道估计值。本发明将现有技术中采用L阶频域滤波器进行频域滤波分解为第一级频域滤波及第二级频域滤波。由于第一级的复杂滤波处理只对部分子载波进行信道估计，减少了第一级复杂滤波器的总运算量。第二级频域滤波处理由于采用了FARROW结构以及经过仔细选取参数可以构成没有乘法器的低阶固定系数滤波器，因此其计算量非常小。而且，本发明不但可以降低计算的复杂度，而且还保证了接收机的高效性能。

Description

低复杂度高性能的信道估计方法及装置 技术领域
本发明涉及移动通信领域， 尤其涉及一种低复杂度高性能的信道估计 方法及装置。 背景技术
随着移动通信技术的发展和用户的个性化需求增长， 高数据率、 高频 谱效率正成为移动通信系统的主要要求之一， 与之对应的高级技术， 如正 交频分复用技术 ( OFDM, Orthogonal Frequency Division Multiplexing )、 多 天线输入输出技术（MIMO , Multiple-Input Multiple-Out-put ), 也成为了目 前宽带移动通信系统的主流支撑技术， 在多个实际系统中得到发展应用， 比^口：全球! ¾波互联接入 ( WiMax, Worldwide Interoperability for Microwave Access )、 长期演进 ( LTE, Long Term Evolution )项目等。
一种经典的 OFDM-MIMO发射机如图 1所示， 这里， 以两个发射天线为 例。 在第个符号中， 两路信号的数据符号 ^ο[ Λ]、 先经过预编码， 分 别获得数据 ί¾ Λ]、 Vx \i,k , 其中， A表示子载波序号， 预编码釆用的公式如 下：
(ΧΔίΜλ
Figure imgf000003_0001
其中， 为一个 2x2的预编码矩阵。 在开环系统中， 一般， 预编码 的作用是：将两路信号^ 0和^^映射在两个不同的物理天线上，可以得到一定 的空间分集增益； 在闭环系统中， 通过选择， 预编码可以让发射天线的辐 射模式更加接近 ΜΙΜΟ信道的本征模式，从而达到提高链路增益的目的。 而 且， 无论是在开环系统还是闭环系统， 收发机都可以通过预先约定或随路 信令方式获得每个子载波上的预编码矩阵 W(i,k)。
经过预编码后的数据 。[ Λ]、 ^[ Λ]与参考信号复接， 组成 OFDM数据 帧。 对第 0路信号， 如图 2所示， 用于信道估计的参考信号 R0间错地分布在 多个 OFDM不同子载波处。 标记 "R0" 的地方表示这里传输参考信号 R0, 信号内容为收发双方已知； 标记网格处表示第 0路天线不发射任何信号。 其 它地方则对应数据 的传输。 参考信号 R1在第 1路信号上发射， 如图 3 所示， 也有类似的时频分布。 在这里需要说明的是， 在第 0路上传 R0的时频 位置， 在第 1路不传任何信号， 避免了 ΜΙΜΟ信号对信道估计的影响。 同理， 对 R1信号也有类似设计。
对于第《路信号的第个 OFDM帧， 经过反向快速傅里叶变换（IFFT ), 插入循环前缀， 送往第《个天线发射。
在接收端， 多个天线接收信号， 这里仍然以 2个天线为例， 经典的 OFDM-MIMO接收机如图 4所示。
第 个天线接收到信号后在 OFDM解调模块完成同步分帧、去除循环前 缀、 快速傅里叶变换（FFT )得到第 路多帧的频域信号。
帧解析模块按照相应的协议将接收到的数据信号部分和参考信号部分 分离。 接收到的信号模型为：
Figure imgf000004_0001
其中， 为第个 OFDM符号内第 个子载波上 2x2的信道传输矩阵。 为该处 2x1的噪声矢量矩阵， 设每维的噪声功率为 Ν0。
利用接收到的参考信号可以估计信道 ，《[ ] , 结合图 2、 图 3所示的参 考信号的分布， 对第《个发射天线到第 个接收天线的信道估计， 一般方法 如图 4所示， 有如下步骤：
0 )令所有 1 )对所有含参考信号 Rn的子载波进行最小二乘（LS , Least Square ) 信道估计：
Figure imgf000005_0001
第个 OFDM内的第 /个子载波上发送的是第《个天线的参考信号 Rn;
2 )基于上述和 /, 对第 _/·+ί个 =l , 2 , 3 ) OFDM内第 /+3个子载波进 行时域插值：
Hm j + d + 3] = ^Hv[j,l + 3] + ^Hv[j + 4,l + 3]
3 )基于上述·, 对于第 _/·个 OFDM的每一个子载波进行频域滤波： Hm,n[JM= ∑F(f)Hv[j,k + f]
f=-L/2
为滤波器长度， F( )为一个复数系数低通滤波器， 其通带、 止带设计 以及系数可以参考信道冲击响应长度等。 在高级的接收机中这个系数一般 是每经过单位时间就会变化一次的。
经过以上步骤， 最终得到第《个发射天线到第 个接收天线的信道估计 HmJi,W。 以上信道估计存在的问题是计算量较大。 在上述信道估计方法中， 假 设频域插值滤波器为 48阶（ =48 ), 每个 OFDM符号有 1200个子载波， 对于 2 X 2的 OFDM-MIMO通信系统， 每个 OFDM符号内信道估计值的计算量为 76800次复乘或 307200次实数乘法； 对于 4 x 2的 OFDM-MIMO通信系统， 每 个 OFDM符号内信道估计值的计算量，需要 153600次复乘或 614400次实数乘 法。
综上所述， 对于现代宽带高速数据系统， 要保证较高的吞吐率和较好 的实时性， 以上复杂的算法需要大量计算， 如此， 会导致接收机信道估计 模块的功耗较大以及成本较高。 发明内容
本发明的主要目的是提供一种低复杂度高性能的信道估计方法及装 置， 能在降低计算的复杂度的条件下保证信道估计的高性能。
本发明提供了一种低复杂度高性能的信道估计方法， 该信道估计方法 包：
将获得的参考信号子载波处的信道估计值进行滤波， 获得部分子载波 处的信道估计值；
将部分子载波处的信道估计值进行频域插值， 获得完全的信道估计值。 优选地， 所述将获得的参考信号子载波处的信道估计值进行滤波， 获 得部分子载波处的信道估计值， 为：
根据不同的预置参数， 将获得的参考信号子载波处的信道估计值通过 复系数的低通滤波器进行滤波， 获得部分子载波处的信道估计； 获得部分 子载波处的信道估计釆用的公式如下：
Hm,n [j,l + N] = X F(f)Hm n [j, l + N + ;
f=-L/2
其中， 为低通滤波器， 为低通滤波器的长度， N为预置参数。
优选地， 所述将部分子载波处的信道估计值进行频域插值， 获得完全 的信道估计值， 为：
将所述部分子载波处的信道估计值通过固定系数的滤波器进行频域插 值， 获得完全的信道估计值； 其中， 所述固定系数与所述 N对应设置。
优选地， 所述固定系数的滤波器包括 FARROW结构滤波器。
优选地， 在将获得的参考信号子载波处的信道估计值进行滤波， 获得 部分子载波处的信道估计值之前， 该信道估计方法进一步包括：
将含参考信号的子载波接收信号进行 LS信道估计，获得 LS信道估计值； 将 LS信道估计值进行时域插值，获得参考信号子载波处的信道估计值。 本发明还提供了一种低复杂度高性能的信道估计装置， 该信道估计装 置包括：
部分子载波频域滤波模块， 用于将获得的参考信号子载波处的信道估 计值进行滤波， 获得部分子载波处的信道估计值；
频域插值滤波模块， 用于将所述部分子载波处的信道估计值进行频域 插值， 获得完全的信道估计值。
优选地， 所述部分子载波频域滤波模块， 具体用于：
根据不同的预置参数， 将获得的参考信号子载波处的信道估计值， 通 过复系数的低通滤波器进行滤波， 获得部分子载波处的信道估计； 获得部 分子载波处的信道估计釆用的公式如下：
Hm,n [j,l + N] = X F(f)Hm n [j, l + N + ;
f=-L/2
其中， 为低通滤波器， 为低通滤波器的长度， N为预置参数。 优选地， 所述频域插值滤波模块， 具体用于：
将部分子载波处的信道估计值通过固定系数的滤波器进行频域插值， 获得完全的信道估计值； 其中， 所述固定系数与所述 N对应设置。
优选地， 所述固定系数的滤波器包括 FARROW结构滤波器。
优选地， 该信道估计装置进一步包括：
LS信道估计模块， 用于将含参考信号的子载波接收信号进行 LS信道估 计， 获得 LS信道估计值；
时域插值模块， 用于将 LS信道估计值进行时域插值， 获得参考信号子 载波处的信道估计值。
本发明将现有技术中釆用 L阶频域滤波器进行频域滤波分解为第一级 频域滤波及第二级频域滤波。 由于第一级的复杂滤波处理只对部分子载波 进行信道估计， 减少了第一级复杂滤波器的总运算量， 取而代之的， 在第 二级简单的滤波处理， 利用其简单的实现结构以极小的实现开销和运算量 完成了完全的子载波信道估计值的计算。 第二级频域滤波处理由于釆用了
FARROW结构以及经过仔细选取参数可以构成没有乘法器的低阶固定系数 滤波器， 因此， 其计算量非常小， 甚至可以忽略不计。 而且， 以上运算的 简化并没有引起性能的明显下降。 综上所述， 本发明不但可以降低计算的 复杂度， 而且还保证了接收机的高效性能。 附图说明
图 1是本发明相关技术的 OFDM-MIMO发射机的结构示意图； 图 2是本发明相关技术的用于天线 0信道估计的参考信号的时频分布 局部示意图；
图 3是本发明相关技术的用于天线 1信道估计的参考信号的时频分布 局部示意图；
图 4是本发明相关技术的 OFDM-MIMO接收机的结构示意图； 图 5是本发明低复杂度高性能的信道估计方法的流程示意图； 图 6是本发明相关技术的 FARROW结构滤波器 a=0.5的结构示意图； 图 7是本发明相关技术的 N=l时 FARROW结构滤波器的结构示意图； 图 8 ( a )是本发明相关技术的 N=4且 ^=1/4时 FARROW结构滤波器 的结构示意图；
图 8 ( b )是本发明相关技术的 N=4且 ^=1/2时 FARROW结构滤波器 的结构示意图；
图 8 ( c )是本发明相关技术的 N=4且 ^=3/4时 FARROW结构滤波器 的结构示意图；
图 9是本发明的 LTE Spec TS36.101 Test CASE 1.9的仿真性能比较示意 图；
图 10是本发明的 LTE Spec TS36.101 Test CASE 7.1的仿真性能比较示 意图；
图 11是本发明的 LTE Spec TS36.101 Test CASE 6.1的仿真性能比较示 意图；
图 12 是本发明低复杂度高性能的信道估计装置一实施例的结构示意 图。 具体实施方式
下面结合说明书附图及具体实施例进一步说明本发明的技术方案。 应当理解， 此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明， 并不用于 限定本发明。
本发明低复杂度高性能的信道估计方法及装置适用于通信系统中接收 机的信道估计。 由于 OFDM-MIMO接收机需要多处功能相似、 结构相同的 信道估计计算， 因此， 以下将以 OFDM-MIMO收发机系统为例具体说明本 发明。 需要说明的是： 本发明的一种低复杂度高性能的信道估计方法能够 用于所有 OFDM接收机中， 例如： 单天线发射的 OFDM系统、 具有发射分 集的 OFDM系统、 以及具有空分复用的 OFDM-MIMO系统等。
OFDM发射机与现有技术中 OFDM的发射机一致， 在此不再赞述。 在 接收端， 多个天线接收信号， 如图 4所示的 OFDM接收机， 这里以 2个天 线为例。 多天线接收的原理与 2个天线的接收原理一致， 可以效仿。 其中， 本发明利用接收到的参考信号估计信道 ，《[ ] , 结合图 2、 图 3所示参考 信号所示分布， 对第 η个发射天线到第 m个接收天线的信道估计。
图 5是本发明低复杂度高性能的信道估计方法一实施例的流程示意图。 本实施例低复杂度高性能的信道估计方法包括以下步骤：
步骤 S 10: 将含参考信号的子载波接收信号进行 LS信道估计， 获得 LS 信道估计值； 在步骤 S10之前， 先令 U ] = G , 之后再对所有包含参考信号 Rn的子 载波进行 LS信道估计： ， /] = L/，/]ymL/，/] , 获得 LS信道估计值 ， ]。 其中， 第 _/·个 OFDM内的第 /个子载波上发送的是第《个天线的参考信号 Rn。
步骤 S11 : 将 LS信道估计值进行时域插值， 获得参考信号子载波处的 信道估计值；
具体地， 基于步骤 S10中的 j和 I, 对的 _/+i (i =l,2,3)OFDM内第 /+3个
H [j + d,l + 3] = ^-H r , / + 3] + -H [ + 4,/ + 3] 子载波进行时域插值： 4 J， 4 J 」。
步骤 S12: 将获得的参考信号子载波处的信道估计值进行滤波，获得部 分子载波处的信道估计值；
步骤 S12具体为： 根据不同的预置参数， 将获得的参考信号子载波处的 信道估计值， 通过复系数的低通滤波器进行滤波， 获得部分子载波处的信 道估计； 获得部分子载波处的信道估计釆用的公式如下：
Hm,n [j + N] = ∑ F(f)Hm n [j, l + N + ;
f=-L/2
其中， 为低通滤波器， 为低通滤波器的长度， N为预置参数。 这里， N可以为 2、 3、 4等自然数。 根据不同的 N, 通过复系数的低通滤 波器对参考信号子载波处的信道估计值进行滤波， 即： 本实施例进行滤波 处理时， 仅对以 N为间隔的子载波处的信道估计值进行滤波计算， 从而可以 大大降低计算的复杂度。
步骤 S13 : 将部分子载波处的信道估计值进行频域插值， 获得完全的信 道估计值。
步骤 S13具体为： 将部分子载波处的信道估计值通过固定系数的滤波器 进行频域插值， 获得完全的信道估计值； 其中， 固定系数与 N对应设置。 该 固定系数的滤波器优选为 FARROW结构滤波器， 如图 6所示。 该 FARROW 结构滤波器中 a=0.5 , 而且针对不同的 N有不同的//值， 即： N=2时， =1/2, 简化 FARROW结构滤波器如图 7所示； N=3时， =1/3, 2/3;
Λ=4时， =1/4, 1/2, 3/4, 简化 FARROW结构滤波器如图 8所示； 以 N=2为例， 如图 7所示， 可以看出插值滤波器仅仅由 3个寄存器和若干 简单加法和移位运算组成， 因为插值滤波器中的简单乘法， 即： 乘固定系 数 5 , 可以用移位和加法运算代替， 从而大大简化了运算复杂度。 以 N=2为 例， FARROW结构滤波器插值运算表示为： , /] = -^ , /- N- 1]+ , /- ι]+ 4,„ί ,/+ι]- , 可以通过插值运算补全所需要的信道估计值。
经过以上步骤， 最终得到第《个发射天线到第 个接收天线的信道估计
与现有方法比较， 利用本发明方法设计的接收机在信道估计部分的计 算量显著较低。 假设频域插值滤波器为 48阶， 即： =48 , 对于现有方法， 每个 OFDM符号有 1200个子载波， 对于 2 X 2的 OFDM-MIMO通信系统， 每 个 OFDM符号内信道估计值的计算量， 需要 76800次复乘或 307200次实数乘 法。 对于 4 X 2的 OFDM-MIMO通信系统， 求解每个接收天线上每个 OFDM 符号内信道估计值的计算量， 需要 153600次复乘或 614400次实数乘法。
釆用本实施例低复杂度高性能的信道估计方法，每个 OFDM符号内信道 估计值的计算量，
当 N=2时，
对于 2 2的系统， 需要 38400次复乘或 153600次实数乘法；
对于 4 2的系统， 需要 76800次复乘或 307200次实数乘法；
由于步骤 S13中釆用的滤波器的运算量与传统方法相比较而言， 可以忽 略， 所以本实施例计算的复杂度仅为传统方法的 50%。 当 N=3时，
对于 2 2的系统， 需要 25600次复乘或 102400次实数乘法；
对于 4 2的系统， 需要 51200次复乘或 204800次实数乘法；
同理， 因为步骤 S 13中釆用的滤波器的运算量与传统方法相比较而言， 可以忽略， 所以本实施例计算的复杂度仅为传统方法的 33%。
当 N=4时，
对于 2 2的系统， 需要 19200次复乘或 76800次实数乘法；
对于 4 2的系统， 需要 38400次复乘或 153600次实数乘法；
同理， 因为步骤 S 13中釆用的滤波器的运算量与传统方法相比较而言， 可以忽略， 所以本实施例计算的复杂度仅为传统方法的 25%。
上述实施例低复杂度高性能的信道估计方法不但可以降低计算的复杂 度， 而且还保证了接收机的高效性能。
下面通过仿真 LTE典型的测试用例来说明本实施例低复杂度高性能的 信道估计方法对接收机的性能没有弓 )起显著下降：
LTE Spec TS36.101 Test CASE 1.9 : 带宽 10MHz , 64正交幅度调制
( QAM , Quadrature Amplitude Modulation ) , 多入多 出 （ MIMO , Multiple-Input Multiple-Out-put )方式 1 x 2传输分集 ( Transmit Diversity ), 信道类型 ETU70 , N=2 , 3 , 4时接收机吞吐率的性能曲线如图 9所示， 图 9 中含♦的标记线为 CASE 1.9传统方法的性能曲线， 含 A的标记线为使用本 发明在 N=2 FARROW滤波器下的性能曲线， 含 X的标记线为使用本发明在 N=3 FARROW滤波器下的性能曲线， 含國的标记线为使用本发明在 N=4 FARROW滤波器下的性能曲线。
LTE Spec TS36.101 Test CASE 7.1 : 带宽 10MHz, 16QAM, MIMO方 式 2 x 2 Transmit Diversity, 信道类型 EVA5 , N=2, 3 , 4时接收机吞吐率的 性能曲线如图 10所示， 图 10中含♦的标记线为 CASE 7.1传统方法的性能曲 线， 含 的标记线为使用本发明在 N=2 FARROW滤波器下的性能曲线， 含 x的标记线为使用本发明在 N=3 FARROW滤波器下的性能曲线， 含國的标 记线为使用本发明在 N=4 FARROW滤波器下的性能曲线。
LTE Spec TS36.101 Test CASE 6.1 : 带宽 10MHz, 16QAM, MIMO方式 2 χ 2空间多址（ Spatial Multiplexing )球形译码 ( SD, Sphere Decoding ), 信道类型 EVA70, N=2, 3 , 4时接收机吞吐率的性能曲线如图 11所示， 图 11 中含♦的标记线为 CASE 6.1传统方法性能曲线， 含 的标记线为使用本发 明在 N=2 FARROW滤波器下的性能曲线， 含 X的标记线为使用本发明在 N=3 FARROW滤波器下的性能曲线， 含國的标记线为使用本发明在 N=4 FARROW滤波器下的性能曲线。
由图 9、图 10及图 11可知，釆用本发明低复杂度高性能的信道估计方法， 进行信道估计的性能与釆用现有技术中的信道估计方法进行信道估计的性 能几乎没有变化， 没有引起显著下降。 综上所述， 本发明在降低计算复杂 度的同时还保证了接收机的高性能。
图 12是本发明低复杂度高性能的信道估计装置一实施例的结构示意 图。
本实施例低复杂度高性能的信道估计装置， 包括：
LS信道估计模块 10, 用于将含参考信号的子载波接收信号进行 LS信道 估计， 获得 LS信道估计值；
时域插值模块 11 , 用于将 LS信道估计值进行时域插值， 获得参考信号 子载波处的信道估计值。
部分子载波频域滤波模块 12 , 用于将获得的参考信号子载波处的信道 估计值进行滤波， 获得部分子载波处的信道估计值；
频域插值滤波模块 13 , 用于将部分子载波处的信道估计值进行频域插 值， 获得完全的信道估计值。
所述部分子载波频域滤波模块 12, 具体用于：
根据不同的预置参数， 将获得的参考信号子载波处的信道估计值， 通 过复系数的低通滤波器进行滤波， 获得部分子载波处的信道估计； 获得部 分子载波处的信道估计釆用的公式如下：
Hm,n [j,l + N] = X F(f)Hm n [j, l + N + ;
f=-L/2
其中， 为低通滤波器， 为低通滤波器的长度， N为预置参数。 这里， N可以为 2、 3、 4等自然数。 根据不同的 N, 通过复系数的低通滤 波器对参考信号子载波处的信道估计值进行滤波， 即： 本实施例进行滤波 处理时仅对以 N为间隔的子载波处的信道估计值进行滤波计算，从而可以大 大降低计算的复杂度。
所述频域插值滤波模块 13 , 具体用于：
将部分子载波处的信道估计值通过固定系数的滤波器进行频域插值， 获得完全的信道估计值； 其中， 固定系数与 N对应设置。
该固定系数的滤波器优选为 FARROW结构滤波器， 如图 6所示。 该 FARROW结构滤波器中 a=0.5 , 而且针对不同的 N有不同的 值， 即：
N=2时， =1/2, 简化 FARROW结构滤波器如图 7所示；
N=3时， =1/3,2/3;
Λ=4时， =1/4, 1/2,3/4, 简化 FARROW结构滤波器如图 8所示； 以 N=2为例， 如图 7所示， 可以看出插值滤波器仅仅由 3个寄存器和若干 简单加法和移位运算组成， 因为插值滤波器中的简单乘法， 即： 乘固定系 数 5 , 可以用移位和加法运算代替， 从而大大简化了运算复杂度。 以 N=2为 例， FARROW结构滤波器插值运算表示为： , /] = -^ , /- N- 1]+ , /- ι]+ 4,„ί ,/+ι]- ,
可以通过插值运算补全所需要的信道估计值。
经过以上步骤， 最终得到第《个发射天线到第 个接收天线的信道估计 Hm i,k] 本实施例低复杂度高性能的信道估计装置不但可以降低计算的复杂 度， 而且还保证了接收机的高效性能。
以上所述仅为本发明的优选实施例， 并非因此限制其专利范围， 凡是 利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换， 直接或间 接运用在其他相关的技术领域， 均同理包括在本发明的专利保护范围内。

Claims

权利要求书
1、 一种低复杂度高性能的信道估计方法， 其特征在于， 该信道估计方 法包括：
将获得的参考信号子载波处的信道估计值进行滤波， 获得部分子载波 处的信道估计值；
将所述部分子载波处的信道估计值进行频域插值， 获得完全的信道估 计值。
2、 根据权利要求 1所述的信道估计方法， 其特征在于， 所述将获得的 参考信号子载波处的信道估计值进行滤波， 获得部分子载波处的信道估计 值， 为：
根据不同的预置参数， 将获得的参考信号子载波处的信道估计值， 通 过复系数的低通滤波器进行滤波， 获得部分子载波处的信道估计； 获得部 分子载波处的信道估计釆用的公式如下：
Hm,n [j,l + N] = X F(f)Hm n [j, l + N + ;
f=-L/2
其中， 为低通滤波器， 为低通滤波器的长度， N为预置参数。
3、 根据权利要求 1所述的信道估计方法， 其特征在于， 所述将部分子 载波处的信道估计值进行频域插值， 获得完全的信道估计值， 为：
将所述部分子载波处的信道估计值通过固定系数的滤波器进行频域插 值， 获得完全的信道估计值； 其中， 所述固定系数与所述 N对应设置。
4、 根据权利要求 3中所述的信道估计方法， 其特征在于， 所述固定系 数的滤波器包括 FARROW结构滤波器。
5、 根据权利要求 1至 4中任一项所述的信道估计方法， 其特征在于， 在 将获得的参考信号子载波处的信道估计值进行滤波， 获得部分子载波处的 信道估计值之前， 该信道估计方法进一步包括：
将含参考信号的子载波接收信号进行最小二乘（LS )信道估计， 获得 LS信道估计值；
将 LS信道估计值进行时域插值，获得参考信号子载波处的信道估计值。
6、 一种低复杂度高性能的信道估计装置， 其特征在于， 该信道估计装 置包括：
部分子载波频域滤波模块， 用于将获得的参考信号子载波处的信道估 计值进行滤波， 获得部分子载波处的信道估计值；
频域插值滤波模块， 用于将所述部分子载波处的信道估计值进行频域 插值， 获得完全的信道估计值。
7、 根据权利要求 6所述的信道估计装置， 其特征在于， 所述部分子载 波频域滤波模块， 具体用于：
根据不同的预置参数， 将获得的参考信号子载波处的信道估计值， 通 过复系数的低通滤波器进行滤波， 获得部分子载波处的信道估计； 获得部 分子载波处的信道估计釆用的公式如下：
Hm,n [j,l + N] = X F(f)Hm n [j, l + N + ;
f=-L/2
其中， 为低通滤波器， 为低通滤波器的长度， N为预置参数。
8、 根据权利要求 7所述的信道估计装置， 其特征在于， 所述频域插值 滤波模块， 具体用于：
将部分子载波处的信道估计值通过固定系数的滤波器进行频域插值， 获得完全的信道估计值； 其中， 所述固定系数与所述 N对应设置。
9、 根据权利要求 8所述的信道估计装置， 其特征在于， 所述固定系数 的滤波器包括 FARROW结构滤波器。
10、 根据权利要求 6至 9中任一项所述的信道估计装置， 其特征在于， 该信道估计装置进一步包括：
LS信道估计模块， 用于将含参考信号的子载波接收信号进行 LS信道估 计， 获得 LS信道估计值； 时域插值模块， 用于将 LS信道估计值进行时域插值， 获得参考信号子 载波处的信道估计值。
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