CN102447654A - 低复杂度高性能的信道估计方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种低复杂度高性能的信道估计方法，包括以下步骤：将获得的参考信号子载波处的信道估计值进行滤波，获得部分子载波处的信道估计值；将部分子载波处的信道估计值进行频域插值，获得完全的信道估计值。本发明将现有技术中采用L阶频域滤波器进行频域滤波分解为第一级频域滤波及第二级频域滤波。由于第一级的复杂滤波处理只对部分子载波进行信道估计，减少了第一级复杂滤波器的总运算量。第二级频域滤波处理由于采用了Farrow结构以及经过仔细选取参数可以构成没有乘法器的低阶固定系数滤波器，因此其计算量非常小。而且，本发明不但可以降低计算的复杂度，而且还保证了接收机的高效性能。

Description

低复杂度高性能的信道估计方法及装置

技术领域

本发明涉及移动通信领域，尤其涉及一种低复杂度高性能的信道估计方法及装置。

背景技术

随着移动通信技术的发展和用户的个性化需求增长，高数据率、高频谱效率正成为移动通信系统的主要要求之一，与之对应的高级技术，如正交频分复用技术(OFDM，Orthogonal Frequency Division Multiplexing)，多天线输入输出技术(MIMO，Multiple-Input Multiple-Out-put)，也成为了目前宽带移动通信系统的主流支撑技术，在多个实际系统中得到发展应用，如全球微波互联接入(WiMax，Worldwide Interoperability for Microwave Access)，长期演进项目(LTE，Long Term Evolution)等。

一种经典的OFDM-MIMO发射机如图1所示，这里以两个发射天线为例。在第i个符号中，两路信号的数据符号X0[i，k]，X1[i，k](k表示子载波序号)先经过预编码，获得数据V0[i，k]，V1[i，k]。预编码采用的公式如下：

$\left(\begin{array}{c}{V}_0[i,k]\\ V_1[i,k]\end{array}\right)=W(i,k)\left(\begin{array}{c}{X}_0[i,k]\\ X_1[i,k]\end{array}\right)$

其中，W(i，k)是一个2×2的预编码矩阵。在开环系统中，一般预编码的作用是将两路信号X0和X1映射在两个不同的物理天线上，可以得到一定的空间分集增益；在闭环系统中，通过选择，预编码可以让发射天线的辐射模式更加接近MIMO信道的本征模式，达到提高链路增益的目的。而且，无论是开环还是闭环，收发机都可以通过预先约定或者随路信令方式获得每个子载波上的预编码矩阵W(i，k)。

经过预编码后的数据V0[i，k]，V1[i，k]与参考信号复接，组成OFDM数据帧。对第0路信号，如图2所示，用于信道估计的参考信号R0间错的分布在多个OFDM不同子载波处。标记“R0”的地方表示这里传输参考信号R0，信号内容为收发双方已知；标记网格处，第0路天线不发射任何信号。其他地方则对应数据V0[i，k]的传输。参考信号R1在第1路信号上发射，如图3所示，也有类似的时频分布。在这里需要说明的是，在第0路上传R0的时频位置，在第1路不传任何信号，避免了MIMO信号对信道估计的影响。同理，对R1信号也有类似设计。

对于第n路信号的第i个OFDM帧，经过反向快速傅里叶变换(IFFT变换)，插入循环前缀，送往第n个天线发射。

在接收端，多个天线接收信号，这里仍然以2个天线为例，经典的OFDM-MIMO接收机如图4所示。

第m个天线接收到信号后在OFDM解调模块完成同步分帧、去除循环前缀、快速傅里叶变换(FFT变换)得到第m路多帧的频域信号。

帧解析模块按照相应的协议将接收到的数据信号部分和参考信号部分分离。接收到的信号模型为：

$\left(\begin{array}{c}{Y}_0[i,k]\\ Y_1[i,k]\end{array}\right)=H(i,k)W\left(k\right)\left(\begin{array}{c}{X}_0[i,k]\\ X_1[i,k]\end{array}\right)+U(i,k)$

其中，H(i，k)为第i个OFDM符号内第k个子载波上2×2的信道传输矩阵。U(i，k)为该处2×1的噪声矢量矩阵，设每维的噪声功率为N0。

利用接收到的参考信号可以估计信道H_m，n[i，k]，结合图2、图3所示参考信号所示分布，对第n个发射天线到第m个接收天线的信道估计，一般方法如图4所示，有如下步骤：

0)令所有 ${\tilde{H}}_{m,n}[i,k]=0;$

1)对所有含参考信号Rn的子载波进行LS信道估计：

${\tilde{H}}_{m,n}[j,l]=R_n^{*}[j,l]Y_m[j,l]$

第j个OFDM内的第1个子载波上发送的是第n个天线的参考信号Rn；

2)基于上述j和l，对第j+d个(d＝1，2，3)OFDM内第1+3个子载波进行时域插值：

${\tilde{H}}_{m,n}[j+d,l+3]=\frac{4-d}{4}{\tilde{H}}_{m,n}[j,l+3]+\frac{d}{4}{\tilde{H}}_{m,n}[j+4,l+3]$

3)基于上述j，对于第j个OFDM的每一个子载波进行频域滤波：

${\hat{H}}_{m,n}[j,k]=\underset{f=-L/2}{\overset{L/2}{\mathrm{\Σ}}}F\left(f\right){\tilde{H}}_{m,n}[j,k+f]$

L是滤波器长度，F(f)是一个复数系数低通滤波器，其通带、止带设计以及系数可以参考信道冲击响应长度等。在高级的接收机中这个系数一般是每经过单位时间就会变化一次的。

经过以上步骤，最终得到第n个发射天线到第m个接收天线的信道估计H_m，n[i，k]。

以上信道估计存在的问题是计算量较大。在上述信道估计方法中，假设频域插值滤波器为48阶(L＝48)，每个OFDM符号有1200个子载波，对于2×2的OFDM-MIMO通信系统，每个OFDM符号内信道估计值的计算量为76800次复乘或者307200次实数乘法；对于4×2的OFDM-MIMO通信系统，每个OFDM符号内信道估计值的计算量，需要153600次复乘或者614400次实数乘法。

综上所述，对于现代宽带高速数据系统，要保证较高的吞吐率和较好的实时性，以上复杂的算法需要大量计算，可能导致接收机信道估计模块功耗较大以及成本较高。

发明内容

本发明的主要目的是提供一种低复杂度高性能的信道估计方法及装置，旨在降低计算的复杂度而保证信道估计的高性能。

本发明提供了一种低复杂度高性能的信道估计方法，包括以下步骤：

将获得的参考信号子载波处的信道估计值进行滤波，获得部分子载波处的信道估计值；

将部分子载波处的信道估计值进行频域插值，获得完全的信道估计值。

优选地，上述将获得的参考信号子载波处的信道估计值进行滤波，获得部分子载波处的信道估计值的步骤具体为：

根据不同的预置参数，将获得的参考信号子载波处的信道估计值通过复系数的低通滤波器进行滤波，获得部分子载波处的信道估计；其采用的公式如下：

${\hat{H}}_{m,n}[j,l+N]=\underset{f=-L/2}{\overset{L/2}{\mathrm{\Σ}}}F\left(f\right){\tilde{H}}_{m,n}[j,l+N+f];$

其中，F(f)是低通滤波器，L为低通滤波器的长度，N为预置参数。

优选地，上述将部分子载波处的信道估计值进行频域插值，获得完全的信道估计值的步骤具体为：

将部分子载波处的信道估计值通过固定系数的滤波器进行频域插值，获得完全的信道估计值；其中固定系数与预置参数对应设置。

优选地，上述固定系数的滤波器包括FARROW结构滤波器。

优选地，上述将获得的参考信号子载波处的信道估计值进行滤波，获得部分子载波处的信道估计值的步骤之前还包括：

将含参考信号的子载波接收信号进行LS信道估计，获得LS信道估计值；

将LS信道估计值进行时域插值，获得参考信号子载波处的信道估计值。

本发明还提供了一种低复杂度高性能的信道估计装置，包括：

部分子载波频域滤波模块，用于将获得的参考信号子载波处的信道估计值进行滤波，获得部分子载波处的信道估计值；

频域插值滤波模块，用于将所述部分子载波处的信道估计值进行频域插值，获得完全的信道估计值。

优选地，上述部分子载波频域滤波模块具体用于：

根据不同的预置参数，将获得的参考信号子载波处的信道估计值通过复系数的低通滤波器进行滤波，获得部分子载波处的信道估计；其采用的公式如下：

${\hat{H}}_{m,n}[j,l+N]=\underset{f=-L/2}{\overset{L/2}{\mathrm{\Σ}}}F\left(f\right){\tilde{H}}_{m,n}[j,l+N+f];$

其中，F(f)是低通滤波器，L为低通滤波器的长度，N为预置参数。

优选地，上述频域插值滤波模块具体用于：

将部分子载波处的信道估计值通过固定系数的滤波器进行频域插值，获得完全的信道估计值；其中固定系数与预置参数对应设置。

优选地，上述固定系数的滤波器包括FARROW结构滤波器。

优选地，上述信道估计装置还包括：

LS信道估计模块，用于将含参考信号的子载波接收信号进行LS信道估计，获得LS信道估计值；

时域插值模块，用于将LS信道估计值进行时域插值，获得参考信号子载波处的信道估计值。

本发明将现有技术中采用L阶频域滤波器进行频域滤波分解为第一级频域滤波及第二级频域滤波。由于第一级的复杂滤波处理只对部分子载波进行信道估计，减少了第一级复杂滤波器的总运算量，取而代之的，在第二级简单的滤波处理，利用其简单的实现结构以极小的实现开销和运算量完成了完全的子载波信道估计值的计算。第二级频域滤波处理由于采用了Farrow结构以及经过仔细选取参数可以构成没有乘法器的低阶固定系数滤波器，因此其计算量非常小，甚至可以忽略不计。而且，以上运算的简化并没有引起性能的明显下降。综上所述，本发明不但可以降低计算的复杂度，而且还保证了接收机的高效性能。

附图说明

图1是本发明相关技术的OFDM-MIMO发射机的结构示意图；

图2是本发明相关技术的用于天线0信道估计的参考信号的时频分布局部示意图；

图3是本发明相关技术的用于天线1信道估计的参考信号的时频分布局部示意图；

图4是本发明相关技术的OFDM-MIMO接收机的结构示意图；

图5是本发明低复杂度高性能的信道估计方法的流程示意图；

图6是本发明相关技术的FARROW结构滤波器a＝0.5的结构示意图；

图7是本发明相关技术的N＝2时FARROW结构滤波器的结构示意图；

图8是本发明相关技术的N＝4时FARROW结构滤波器的结构示意图；

图9是本发明的LTE Spec TS36.101Test CASE 1.9的仿真性能比较示意图；

图10是本发明的LTE Spec TS36.101Test CASE 7.1的仿真性能比较示意图；

图11是本发明的LTE Spec TS36.101Test CASE 6.1的仿真性能比较示意图；

图12是本发明低复杂度高性能的信道估计装置一实施例的结构示意图。

本发明目的的实现、功能特点及优点将结合实施例，参照附图做进一步说明。

具体实施方式

以下结合说明书附图及具体实施例进一步说明本发明的技术方案。

应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

本发明低复杂度高性能的信道估计方法及装置适用于通信系统中接收机的信道估计。由于OFDM-MIMO接收机需要多处功能相似结构相同的信道估计计算，因此以下将以OFDM-MIMO收发机系统为例具体说明本发明。需要说明的是，本发明的一种低复杂度高性能的信道估计方法能够用于所有OFDM接收机中，例如单天线发射的OFDM系统，具有发射分集的OFDM系统，具有空分复用的OFDM-MIMO系统等。

OFDM发射机与现有技术中OFDM的发射机一致，在此不再赘述。在接收端，多个天线接收信号，如图4所示的OFDM接收机，这里以2个天线为例。多天线接收的原理与2个天线的接收原理一致，可以效仿。其中，本发明利用接收到的参考信号估计信道H_m，n[i，k]，结合图2、图3所示参考信号所示分布，对第n个发射天线到第m个接收天线的信道估计。

图5是本发明低复杂度高性能的信道估计方法一实施例的流程示意图。

本实施例低复杂度高性能的信道估计方法包括以下步骤：

步骤S10、将含参考信号的子载波接收信号进行LS信道估计，获得LS信道估计值；

步骤S10之前先令

然后再对所有包含参考信号Rn的子载波进行LS信道估计：

获得LS信道估计值

其中表示第j个OFDM内的第1个子载波上发送的是第n个天线的参考信号Rn。

步骤S11、将LS信道估计值进行时域插值，获得参考信号子载波处的信道估计值；

基于步骤S10中的j和l，对的j+d(d＝1，2，3)OFDM内第1+3个子载波进行时域插值：

步骤S12、将获得的参考信号子载波处的信道估计值进行滤波，获得部分子载波处的信道估计值；

步骤S12具体为：根据不同的预置参数，将获得的参考信号子载波处的信道估计值通过复系数的低通滤波器进行滤波，获得部分子载波处的信道估计；其采用的公式如下：

${\hat{H}}_{m,n}[j,l+N]=\underset{f=-L/2}{\overset{L/2}{\mathrm{\Σ}}}F\left(f\right){\tilde{H}}_{m,n}[j,l+N+f];$

其中，F(f)是低通滤波器，L为低通滤波器的长度，N为预置参数。

例如，N可以为2、3、4等自然数。根据不同的预置参数，通过复系数的低通滤波器对参考信号子载波处的信道估计值进行滤波，即本实施例的滤波处理时仅对以预置参数N为间隔的子载波处的信道估计值进行滤波计算，从而可以大大降低计算的复杂度。

步骤S13、将部分子载波处的信道估计值进行频域插值，获得完全的信道估计值。

步骤S13具体为：将部分子载波处的信道估计值通过固定系数的滤波器进行频域插值，获得完全的信道估计值；其中固定系数与预置参数对应。该固定系数的滤波器优选为FARROW结构滤波器，如图6所示。该FARROW结构滤波器中a＝0.5，而且针对不同的预置参数有不同的μ_k值，即

N＝2时，μ_k＝1/2，简化FARROW结构滤波器如图7所示；

N＝3时，μ_k＝1/3，2/3；

N＝4时，μ_k＝1/4，1/2，3/4，简化FARROW结构滤波器如图8所示；

以N＝2为例，如图7所示，可以看出插值滤波器仅仅由3个寄存器和若干简单加法和移位运算组成，因为其中的简单乘法(乘固定系数5)可以用移位和加法运算代替，从而大大简化了运算复杂度。以N＝2为例，FARROW结构滤波器插值运算表示为：

${\hat{H}}_{m,n}[j,l]=-\frac{1}{8}{\hat{H}}_{m,n}[j,l-N-1]+\frac{5}{8}{\hat{H}}_{m,n}[j,l-1]+\frac{5}{8}{\hat{H}}_{m,n}[j,l+1]-\frac{1}{8}{\hat{H}}_{m,n}[j,l+N+1];$

可以通过插值运算补全所需要的信道估计值。

经过以上步骤，最终得到第n个发射天线到第m个接收天线的信道估计H_m，n[i，k]。

与现有方法比较，利用本发明方法设计的接收机在信道估计部分的计算量显著较低。假设频域插值滤波器为48阶(L＝48)，对于现有方法，每个OFDM符号有1200个子载波，对于2×2的OFDM-MIMO通信系统，每个OFDM符号内信道估计值的计算量，需要76800次复乘或者307200次实数乘法。对于4×2的OFDM-MIMO通信系统，求解每个接收天线上每个OFDM符号内信道估计值的计算量，需要153600次复乘或者614400次实数乘法。

采用本实施例低复杂度高性能的信道估计方法，每个OFDM符号内信道估计值的计算量，

当N＝2时，

对于2×2的系统，需要38400次复乘或者153600次实数乘法；

对于4×2的系统，需要76800次复乘或者307200次实数乘法；

因为步骤S13中采用的滤波器的运算量相比较而言，可以忽略，所以本实施例计算的复杂度仅为传统方法的50％。

当N＝3时，

对于2×2的系统，需要25600次复乘或者102400次实数乘法；

对于4×2的系统，需要51200次复乘或者204800次实数乘法；

同理，因为步骤S13中采用的滤波器的运算量相比较而言，可以忽略，所以本实施例计算的复杂度仅为传统方法的33％。

当N＝4时，

对于2×2的系统，需要19200次复乘或者76800次实数乘法；

对于4×2的系统，需要38400次复乘或者153600次实数乘法；

同理，因为步骤S13中采用的滤波器的运算量相比较而言，可以忽略，所以本实施例计算的复杂度仅为传统方法的25％。

上述实施例低复杂度高性能的信道估计方法不但可以降低计算的复杂度，而且还保证了接收机的高效性能。

下面通过仿真LTE典型的测试用例来说明本实施例低复杂度高性能的信道估计方法对接收机的性能没有引起显著下降：

LTE Spec TS36.101Test CASE 1.9：带宽10MHz，64QAM，MIMO方式1×2Transmit Diversity(传输分集)，信道类型ETU70，N＝2，3，4时接收机吞吐率的性能曲线如图9所示。

LTE Spec TS36.101Test CASE 7.1：带宽10MHz，16QAM，MIMO方式2×2Transmit Diversity(传输分集)，信道类型EVA5，N＝2，3，4时接收机吞吐率的性能曲线如图10所示。

LTE Spec TS36.101Test CASE 6.1：带宽10MHz，16QAM，MIMO方式2×2Spatial Multiplexing(空间多址)SD，信道类型EVA70，N＝2，3，4时接收机吞吐率的性能曲线如图11所示。

由图9、图10及图11可知，采用本发明低复杂度高性能的信道估计方法进行信道估计的性能与现有技术中的信道估计方法进行信道估计的性能几乎没有变化，没有引起显著下降。综上所述，本发明在降低计算复杂度的同时还保证了接收机的高性能。

图12是本发明低复杂度高性能的信道估计装置一实施例的结构示意图。

本实施例低复杂度高性能的信道估计装置，包括：

LS信道估计模块10，用于将含参考信号的子载波接收信号进行LS信道估计，获得LS信道估计值；

时域插值模块11，用于将LS信道估计值进行时域插值，获得参考信号子载波处的信道估计值。

部分子载波频域滤波模块12，用于将获得的参考信号子载波处的信道估计值进行滤波，获得部分子载波处的信道估计值；

频域插值滤波模块13，用于将部分子载波处的信道估计值进行频域插值，获得完全的信道估计值。

部分子载波频域滤波模块12具体用于：

根据不同的预置参数，将获得的参考信号子载波处的信道估计值通过复系数的低通滤波器进行滤波，获得部分子载波处的信道估计；其采用的公式如下：

${\hat{H}}_{m,n}[j,l+N]=\underset{f=-L/2}{\overset{L/2}{\mathrm{\Σ}}}F\left(f\right){\tilde{H}}_{m,n}[j,l+N+f];$

其中，F(f)是低通滤波器，L为低通滤波器的长度，N为预置参数。

例如，N可以为2、3、4等自然数。根据不同的预置参数，通过复系数的低通滤波器对参考信号子载波处的信道估计值进行滤波，即本实施例的滤波处理时仅对以预置参数N为间隔的子载波处的信道估计值进行滤波计算，从而可以大大降低计算的复杂度。

频域插值滤波模块13具体用于：

将部分子载波处的信道估计值通过固定系数的滤波器进行频域插值，获得完全的信道估计值；其中固定系数与预置参数对应设置。

该固定系数的滤波器优选为FARROW结构滤波器，如图6所示。该FARROW结构滤波器中a＝0.5，而且针对不同的预置参数有不同的μ_k值，即

N＝2时，μ_k＝1/2，简化FARROW结构滤波器如图7所示；

N＝3时，μ_k＝1/3，2/3；

N＝4时，μ_k＝1/4，1/2，3/4，简化FARROW结构滤波器如图8所示；

以N＝2为例，如图7所示，可以看出插值滤波器仅仅由3个寄存器和若干简单加法和移位运算组成，因为其中的简单乘法(乘固定系数5)可以用移位和加法运算代替，从而大大简化了运算复杂度。以N＝2为例，FARROW结构滤波器插值运算表示为：

${\hat{H}}_{m,n}[j,l]=-\frac{1}{8}{\hat{H}}_{m,n}[j,l-N-1]+\frac{5}{8}{\hat{H}}_{m,n}[j,l-1]+\frac{5}{8}{\hat{H}}_{m,n}[j,l+1]-\frac{1}{8}{\hat{H}}_{m,n}[j,l+N+1]$

可以通过插值运算补全所需要的信道估计值。

经过以上步骤，最终得到第n个发射天线到第m个接收天线的信道估计H_m，n[i，k]。

本实施例低复杂度高性能的信道估计装置不但可以降低计算的复杂度，而且还保证了接收机的高效性能。

以上所述仅为本发明的优选实施例，并非因此限制其专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。

Claims (10)

1.一种低复杂度高性能的信道估计方法，其特征在于，包括以下步骤：

将获得的参考信号子载波处的信道估计值进行滤波，获得部分子载波处的信道估计值；

将所述部分子载波处的信道估计值进行频域插值，获得完全的信道估计值。

2.根据权利要求1所述的低复杂度高性能的信道估计方法，其特征在于，所述将获得的参考信号子载波处的信道估计值进行滤波，获得部分子载波处的信道估计值的步骤具体为：

根据不同的预置参数，将获得的参考信号子载波处的信道估计值通过复系数的低通滤波器进行滤波，获得部分子载波处的信道估计；其采用的公式如下：

${\hat{H}}_{m,n}[j,l+N]=\underset{f=-L/2}{\overset{L/2}{\mathrm{\Σ}}}F\left(f\right){\tilde{H}}_{m,n}[j,l+N+f];$

其中，F(f)是低通滤波器，L为低通滤波器的长度，N为预置参数。

3.根据权利要求1所述的低复杂度高性能的信道估计方法，其特征在于，所述将部分子载波处的信道估计值进行频域插值，获得完全的信道估计值的步骤具体为：

将部分子载波处的信道估计值通过固定系数的滤波器进行频域插值，获得完全的信道估计值；其中固定系数与预置参数对应设置。

4.根据权利要求3中所述的低复杂度高性能的信道估计方法，其特征在于，所述固定系数的滤波器包括FARROW结构滤波器。

5.根据权利要求1至4中任一项所述的低复杂度高性能的信道估计方法，其特征在于，所述将获得的参考信号子载波处的信道估计值进行滤波，获得部分子载波处的信道估计值的步骤之前还包括：

将含参考信号的子载波接收信号进行LS信道估计，获得LS信道估计值；

将LS信道估计值进行时域插值，获得参考信号子载波处的信道估计值。

6.一种低复杂度高性能的信道估计装置，其特征在于，包括：

部分子载波频域滤波模块，用于将获得的参考信号子载波处的信道估计值进行滤波，获得部分子载波处的信道估计值；

频域插值滤波模块，用于将所述部分子载波处的信道估计值进行频域插值，获得完全的信道估计值。

7.根据权利要求6所述的低复杂度高性能的信道估计装置，其特征在于，所述部分子载波频域滤波模块具体用于：

根据不同的预置参数，将获得的参考信号子载波处的信道估计值通过复系数的低通滤波器进行滤波，获得部分子载波处的信道估计；其采用的公式如下：

${\hat{H}}_{m,n}[j,l+N]=\underset{f=-L/2}{\overset{L/2}{\mathrm{\Σ}}}F\left(f\right){\tilde{H}}_{m,n}[j,l+N+f];$

其中，F(f)是低通滤波器，L为低通滤波器的长度，N为预置参数。

8.根据权利要求7所述的低复杂度高性能的信道估计装置，其特征在于，所述频域插值滤波模块具体用于：

将部分子载波处的信道估计值通过固定系数的滤波器进行频域插值，获得完全的信道估计值；其中固定系数与预置参数对应设置。

9.根据权利要求8所述的低复杂度高性能的信道估计装置，其特征在于，所述固定系数的滤波器包括FARROW结构滤波器。

10.根据权利要求6至9中任一项所述的低复杂度高性能的信道估计装置，其特征在于，还包括：

LS信道估计模块，用于将含参考信号的子载波接收信号进行LS信道估计，获得LS信道估计值；

时域插值模块，用于将LS信道估计值进行时域插值，获得参考信号子载波处的信道估计值。

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