CN102098262B - 无线通信中数据发射方法及系统、接收方法及系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种无线通信中数据发射方法及系统、接收方法及系统，所述无线通信中数据发射方法包括：对多个发射天线支路上的正交频分复用OFDM信号进行内插处理，形成采样点数据帧；对各支路上的采样点数据帧分别添加循环前缀和循环后缀，每一个支路上添加的循环前缀和循环后缀二者的总长度相同，所述总长度不小于最大多径信道时延，且各个天线分别添加的循环前缀的长度不同；对各支路上添加了循环前缀和循环后缀的数据帧进行脉冲成型处理，得到连续信号；将各支路上的连续信号通过该支路的天线发射。利用本发明，可以使发射信号产生时间延迟分集，增加接收分集度，并避免收发天线个数的限制。

Description

无线通信中数据发射方法及系统、接收方法及系统

技术领域

本发明涉及通信技术领域，具体涉及一种无线通信中数据发射、接收方法及系统。

背景技术

MIMO(多输入多输出)系统能够利用丰富的散射信道获得巨大的理论容量，信息论研究表明，MIMO系统的容量随发射天线的数目线性增长。OFDM(正交频分复用)具有很强的抗衰落能力和很高的频谱利用率，适合多径环境和衰落环境中的高速数据传输。充分利用这两种技术的优点，将二者结合起来的MIMO-OFDM技术将空间分集、时间分集和频率分集有机地结合起来，从而能够极大地提高无线通信系统的信道容量和传输速率，有效抵抗信道衰落和抑制干扰，成为新一代移动通信系统的核心技术。

传统的MIMO-OFDM通信方法中的OFDM调制，将有用信号添加循环前缀来对抗多径效应，并保证各个子载波的正交性。而且该方法在各个发射天线和接收天线上信号的处理是同步进行的，在此将其称为同步发射MIMO-OFDM通信方法。同步发射MIMO-OFDM通信方法常常采用空时编码结构，如分层空时编码。

基于分层空时编码的同步发射MIMO-OFDM通信方法由发射过程和接收过程两部分组成。如图1所示，发射过程包括：用户数据处理过程、分层空时编码过程、组帧过程、IFFT(逆快速傅立叶变换)处理过程、添加CP(循环前缀)过程、波形成型过程、射频发射过程。如图2所示，接收过程包括：射频接收过程、匹配滤波处理过程、移除CP过程、FFT(快速傅立叶变换)处理过程、MIMO-OFDM检测过程、分层空时解码过程、数据恢复过程。

在同步发射MIMO-OFDM检测算法中，通常采用线性检测，如ZF(迫零检测算法)检测和MMSE(最小均方误差检测算法)检测这些低复杂度检测算法。但是，线性检测算法存在以下缺点：需要保证接收天线数不能少于发射天线数，即

否则不能提供足够的自由度去区分M_T个发射天线的数据；此外，线性检测算法的检测性能较差，仅能实现M_R-M_T+1个分集度。

发明内容

本发明实施例提供一种无线通信中数据发射方法及系统、接收方法及系统，使发射信号产生时间延迟分集，增加接收分集度，并避免收发天线个数的限制。

为此，本发明实施例提供如下技术方案：

一种无线通信中数据发射方法，包括：

对多个发射天线支路上的正交频分复用OFDM信号进行内插处理，形成采样点数据帧；

对各支路上的采样点数据帧分别添加循环前缀和循环后缀，每一个支路上添加的循环前缀和循环后缀二者的总长度相同，所述总长度不小于最大多径信道时延，且各个天线分别添加的循环前缀的长度不同；

对各支路上添加了循环前缀和循环后缀的数据帧进行脉冲成型处理，得到连续信号；

将各支路上的连续信号通过所述支路的天线发射。

一种无线通信中数据接收方法，包括：

第一接收天线接收多入多出正交频分复用MIMO-OFDM信号；

对所述第一接收天线上接收的数据进行M_T次数据处理过程，每次数据处理过程均包括：匹配滤波处理、移除循环前缀和循环后缀处理、采样点合并处理、FFT处理，所述M_T为发射天线个数；

对所述第一接收天线上的采样点数据进行检测操作，得到估计的发射数据符号。

一种无线通信中数据发射系统，包括：

内插单元，用于对多个发射天线支路上的OFDM信号进行内插处理，形成采样点数据帧；

添加前后缀单元，用于对各支路上通过所述内插单元形成的采样点数据帧分别添加循环前缀和循环后缀，每一个支路上添加的循环前缀和循环后缀二者的总长度相同，所述总长度不小于最大多径信道时延，且各个天线分别添加的循环前缀的长度不同；

波形成型单元，用于对各支路上通过所述添加前后缀单元添加了循环前缀和循环后缀的数据帧进行脉冲成型处理，得到连续信号；

发射射频单元，用于将各支路上的通过所述波形成型单元形成的连续信号通过该支路的天线发射。

一种无线通信中数据接收系统，包括：

射频接收单元，用于利用第一接收天线接收MIMO-OFDM信号；

数据处理单元，用于对所述射频接收单元利用所述第一接收天线接收的数据进行M_T次数据处理过程，每次数据处理过程均包括：匹配滤波处理、移除循环前缀和循环后缀处理、采样点合并处理、FFT处理，所述M_T为发射天线个数；

检测单元，用于对所述数据处理单元形成的采样点数据进行检测操作，得到估计的发射数据符号。

本发明实施例无线通信中数据发射方法及系统，通过在各个子流中添加不同长度的循环前、后缀，并保证二者之和长度一定，使各个子流有用信号形成异步发射子流的形式，从而使发射端产生时间延迟分集带来的增益。相应地，本发明实施例无线通信中数据接收方法及系统，在接收端采用相应的MIMO-OFDM异步检测方法恢复发射信号，增加了接收分集度，从而采用线性检测算法也能实现最大的接收分集度，并不受收发天线个数的限制，即使只用一个接收天线也能正确恢复发射信号。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明中记载的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是现有技术同步发射MIMO-OFDM通信方法中的发射过程示意图；

图2是现有技术同步发射MIMO-OFDM通信方法中的接收过程示意图；

图3是本发明实施例无线通信中数据发射方法的流程图；

图4是本发明实施例无线通信中数据接收方法的流程图；

图5是利用本发明实施例的方法在MIMO-OFDM系统中进行数据发射的详细过程示意图；

图6是本发明实施例中发射端各个天线上异步发射符号构成的符号子流示意图；

图7是利用本发明实施例的方法在MIMO-OFDM系统中进行数据接收的详细过程示意图；

图8是本发明实施例无线通信中数据发射方法与技术同步发射MIMO-OFDM通信方法相同条件下性能对比示意图；

图9是2发2收异步发射单载波V-BLAST与现有技术同步发射方案误码率曲线示意图；

图10是2发2收异步发射单载波V-BLAST与现有技术同步发射方案误块率曲线示意图；

图11是本发明实施例的方法在莱斯信道ZF检测下理论与仿真误码率曲线示意图；

图12是本发明实施例无线通信中数据发射系统的结构示意图；

图13是本发明实施例无线通信中数据接收系统的结构示意图。

具体实施方式

为了使本技术领域的人员更好地理解本发明实施例的方案，下面结合附图和实施方式对本发明实施例作进一步的详细说明。

如图3所示，是本发明实施例无线通信中数据发射方法的流程图，包括以下步骤：

步骤301，对多个发射天线支路上的OFDM信号进行内插处理，形成采样点数据帧。

具体地，可以对各支路上OFDM信号中的原始符号数据进行过采样，然后采用内插函数在原始符号数据之间插入采样点，形成采样点数据帧。

步骤302，对各支路上的采样点数据帧分别添加循环前缀和循环后缀，每一个支路上添加的循环前缀和循环后缀二者的总长度相同，每个支路上所添加的循环前缀和循环后缀二者的总长度不小于最大多径信道时延，且各个天线分别添加的循环前缀的长度不同。

具体地，可以按照以下方式对各支路上的采样点数据帧分别添加不同长度的循环前缀和循环后缀：

将第k个发射天线支路上的采样点数据帧中前T_k个采样点作为循环后缀，并将所述采样点数据帧中后LG-T_k个采样点作为循环前缀，所述k＝1，2，…，M_T，M_T为发射天线个数，L为循环前缀和循环后缀包含的OFDM子载波个数，G为内插周期，T_k表示第k个发射天线上循环后缀包含的采样点个数。

当然，本发明实施例并不仅限于这种方式，只需要保证各支路上的采样点数据帧添加的循环前缀和循环后缀的长度不同，并且各支路上添加的循环前缀和循环后缀二者的总长度相同，且不小于最大多径信道时延即可。

所述多径信道时延是由电波传播信道中的多径传输现象所引起的干涉延时效应。最大多径信道时延与信号实际的传输环境有关，具体可以按照现有技术中的一些测量方法来确定。

步骤303，将各支路上添加了循环前缀和循环后缀的数据帧经过脉冲成型处理，得到连续信号。

由于在上述步骤302中对各发射天线支路上的OFDM信号进行了内插处理，因此相对于现有技术同步发射MIMO-OFDM方案来说，在本发明实施例中，采用的脉冲成型函数的周期是同步发射MIMO-OFDM方案的1/G，其中，G为内插周期。而且，脉冲成型函数p(t)需要满足

其中，T_s为子载波长度，以保证没有成型脉冲带来的能量增益。

在实际的通信系统中，这种频域成型脉冲滤波器可以按照现有技术中的实现方式，通过数字滤波器加窗函数来实现。加窗后的时域信号为时限信号，在区间0，T_s/G)外为零。

步骤304，将各支路上的连续信号通过该支路的天线发射。

本发明实施例无线通信中数据发射方法，在对MIMO-OFDM的数据发射时，在IFFT处理过程与波形成型过程之间，按先后处理顺序加入内插、添加循环前缀和循环后缀等处理过程。通过在各个子流添加不同长度的循环前缀和循环后缀，并保证二者总长度相等，使各个子流的对应符号之间产生相对的移位，形成异步发射MIMO-OFDM结构，从而在发射端产生时间延迟分集或频率延迟分集带来的增益。

如图4所示，是本发明实施例无线通信中数据接收方法的流程图，包括以下步骤：

步骤401，利用接收天线接收MIMO-OFDM信号。

步骤402，对天线上接收的数据进行M_T次数据处理过程，每次数据处理过程均包括：匹配滤波处理、移除循环前缀和循环后缀处理、采样点合并处理、FFT处理，所述M_T为发射天线个数。

其中，所述匹配滤波处理过程与现有的同步发射MIMO-OFDM方案不同的是，在本发明实施例中，匹配滤波处理是以一帧数据为单位，进行M_T次匹配滤波处理。每次匹配滤波处理包括积分运算和数据采样处理，并且M_T次匹配滤波处理中采用的积分函数和积分区间不同。所述数据采样处理是指将相关积分处理后的数据进行采样，得到多个离散值。

其中，所述移除循环前缀和循环后缀的处理是指在对天线上的数据的第m次数据处理过程中，将匹配滤波处理后的数据，按照第m个发射天线上添加的循环前缀和循环后缀的位置，移除其对应位置的数据，m为大于0小于等于M_T的整数，每个发射天线上添加的循环前缀和循环后缀的位置是预先设定的，收发双方已知。

其中，在对接收天线上的数据进行采样合并的过程中，需要对移除循环前缀和循环后缀的NG个采样点数据，每G个进行合并，得到N个符号，N为大于0的整数，且为2的整数次幂，G为信号发射时采用的内插周期。

步骤403，对接收天线上的采样点数据进行检测操作，得到估计的发射数据符号。

所述检测操作包括：信道估计操行、数据合并操作和信号检测操作。

其中，所述数据合并操作包括：波形相关矩阵计算、数据排列和线性合并；所述线性合并包括：最大比合并、或等增益合并、或选择合并。

所述信号检测操作包括：ZL检测、或ZF检测、或MMSE检测、或SIC检测。

需要说明的是，所述接收天线可以是单个，也可以是多个，在有多个接收天线的情况下，对各天线上的数据的处理过程与上述类似，只是在步骤403，对接收天线上的采样点数据进行检测操作时，需要对所有接收天线上的采样点数据进行联合检测操作。

假设有两个接收天线，分别为：第一接收天线和第二接收天线，则本发明实施例无线通信中数据接收方法的过程如下：

第一接收天线和所述第二接收天线接收所述MIMO-OFDM信号；

对所述第一接收天线和所述第二接收天线上接收的数据分别进行M_T次数据处理过程，每次数据处理过程均包括：匹配滤波处理、移除循环前缀和循环后缀处理、采样点合并处理、FFT处理，所述M_T为发射天线个数；

对所述第一接收天线和所述第二接收天线上的采样点数据进行联合检测操作，得到估计的发射数据符号。

具体的对单天线上的采样点数据进行操作、以及对多个天线上的采样点数据进行联合检测操作可采样现有技术中的处理方式，在此不再赘述。

本发明实施例无线通信中数据接收方法，针对发送端采用异步发射MIMO-OFDM的方式，在接收端利用接收天线接收MIMO-OFDM信号；对天线上接收的数据进行M_T次数据处理过程，每次数据处理过程均包括：匹配滤波处理、移除循环前缀和循环后缀处理、采样点合并处理、FFT处理，所述M_T为发射天线个数；对接收天线上的采样点数据进行检测操作，恢复发射信号，从而增加了接收分集度，使得采用线性检测算法也能实现最大的接收分集度，并不受收发天线个数的限制，接收天线可以是单个天线，也可以是多个天线。

下面举例进一步说明按照本发明实施例的方法在MIMO-OFDM系统中进行数据发射和接收的详细过程。

为了便于与现有的同步发射MIMO-OFDM通信方法相区分，在后面的描述中将本明实施例的发射方法和接收方法称为异步发射MIMO-OFDM通信方法。

如图5所示，本发明实施例的方法中数据发射过程包括以下步骤：

步骤501，用户数据处理。

对用户数据进行信源编码、信道编码和数字基带调制等处理，具体可以采用与现有的编码及调制处理方式。

步骤502，分层空时编码处理。

采用分层空时编码技术，对调制后的数据进行分层空时编码。其中分层空时编码可以是V-BLAST编码，也可以是H-BLAST编码或D-BLAST编码，具体的，可以采用现有的分层空时编码方法实现。

假设发射天线个数为M_T，则将M_T个串行符号块D₁、D₂、...、

转换为M_T路并行数据符号流并复用到M_T个发射天线支路上。

为了描述方便，将每个支路称为一个分层后的子流。各子流的数据可以是相互独立的，也可以是不独立的。所述相互独立，提指发送到各子流的数据之间没有关系，不相关，互不影响。

定义第k个天线上第u个频域数据符号为D_k(u)，其中k＝1，2，…，M_T。

步骤503，组帧处理，即将各子流的数据按照一定长度组成一帧。

将M_T路数据符号流经过成帧处理，分别组成长度为N(N为大于0的整数，且为2的整数次幂)的数据块输出，具体可以采用现有的组帧处理方式实现。

第k个发射天线的子流数据帧为D_k(0)，D_k(1)，…，D_k(N-1)。

步骤504，IFFT处理。

在每个子流上，将一帧符号数据通过IFFT处理实现OFDM调制，即将频域信号变成时域信号，其中IFFT长度为N，具体可以采用现有的OFDM调制方式实现。

第k个发射天线的子流经过IFFT处理过程后的时域信号可以表示为：

步骤505，内插处理。

通过内插法实现内插处理，所述内插法是用一组已知的未知函数的自变量的值和与它对应的函数值来求一种求未知函数其它值的近似计算方法。

在本发明实施例中，可以采用等值内插函数，也可以采用其他线性或非线性内插函数。具体处理过程如下：

(1)对各个子流上的符号数据进行过采样，即使用远大于奈奎斯特采样频率的频率对输入信号进行采样；

(2)在各个子流上原始的符号数据之间插入采样点，假设内插周期为G，则经过内插后的数据帧采样点个数为GN。

d_k经过内插过程后得到GN个采样点数据向量x_k，即

x_k(i)＝d_k(s)，

其中，G为内插周期，经过内插后的数据帧采样点个数为GN。

需要说明的是，在本发明实施例中，各子流的内插函数可以相同，也可以不同。

步骤506，添加循环前缀和循环后缀。

为了对抗多径效应，并保证OFDM调制各个子载波之间的正交性，需要添加保护间隔。

与现有技术添加固定长度的循环前缀不同的是，在本发明实施例中，对各个子流上的采样点数据分别添加循环前缀和循环后缀，并保证添加了循环前缀和循环后缀的采样点数据的总长度为LG，且不小于最大多径信道时延，L为循环前缀和循环后缀包含的OFDM子载波个数。

具体操作为：将第k个发射天线的子流的采样点数据帧中前T_k个采样点作为循环后缀添加至数据帧尾部，并将原始采样点数据帧的后LG-T_k个采样点作为循环前缀添加至数据帧头部，则此时的数据帧采样点个数为G (N+L)。其中各个子流上的循环后缀长度T_k互不相同，如图6所示。其中，

表示第k个发射天线上循环后缀包含的采样点个数，d_k(u)(u＝0，…，N-1，k＝1，…，M_T)为第k个发射天线第u个子载波上的发射符号。

x_k经过添加循环前缀和循环后缀过程后得到G(N+L)个采样点数据向量

可以表示为：

其中，T_k为第k个发射天线的子流循环后缀采样点个数，

循环前缀采样点个数为LG-T_k。

假设符号周期为T_s，则采样点周期为T_s/G，T_k为循环后缀包含的采样点个数。

步骤507，波形成型处理。

将每个天线上添加了循环前缀和循环后缀的数据帧分别经过脉冲成型处理，得到连续信号。与现有同步发射MIMO-OFDM不同的是，在本发明实施中，在波形成型过程中，成型函数p(t)需要满足

以保证没有成型脉冲带来的能量增益。

在实际的通信系统中，这种频域成型脉冲滤波器可以通过数字滤波器加窗函数来实现。加窗后的时域信号为时限信号，在区间0，T_s/G)外为零。

经过脉冲成型过程后，第k个发射天线上的低通等效复基带信号可以表示为：

$\begin{array}{cc}{s}_k\left(t\right)=\sqrt{\frac{E_s}{M_T}}\underset{q=0}{\overset{(N+L)G-1}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{x}}_k\left(q\right)p(t-q{T}_s/G),& k=1,\·\·\·,M_T\end{array}---\left(4\right)$

其中，(N+L)G为每个发射天线一帧内的采样点符号数，包括有用数据、循环前缀和循环后缀；

是第k个发射天线第q个时隙的采样点数据(q＝0，1，，(N+L)G-1)；p(t)为采样点周期内的基带成形脉冲。

需要说明的是，各个发射子流上的波形成型函数可以相同，也可以不同。

步骤508，射频发射。

经过OFDM调制后的数据经过射频处理，该处理主要包括变频、放大等处理，将数字基带信号调制成射频信号，使信号满足发射要求，然后，将调制后的射频信号在相应的天线上同时发射出去。

发射数据经过射频发射过程后，在多径衰落信道传播。

本发明实施例无线通信中数据发射方法，在对MIMO-OFDM的数据发射时，在IFFT处理过程与波形成型过程之间，按先后处理顺序加入内插、添加循环前缀和循环后缀等处理过程。通过在各个子流添加不同长度的循环前缀和循环后缀，并保证二者总长度相等，使各个子流的对应符号之间产生相对的移位，形成异步发射MIMO-OFDM结构，从而在发射端产生时间延迟分集或频率延迟分集带来的增益。

如图7所示，本发明实施例的方法中数据接收过程包括以下步骤：

步骤701，射频接收。

M_R个接收天线分别接收来自M_T个发射天线的信号，将射频信号转换成基带信号。其中，接收天线的个数M_R与发射天线的个数M_T可以相同，也可以不同，也就是说，不限定接收天线的个数，可以是大于或者等于发射天线的个数，也可以是小于发射天线的个数，而且，接收天线可以是一个，也可以是多个。

接收机第j个接收天线经过接收射频处理后，时域低通等效复基带信号可以表示为：

$y_j\left(t\right)=\sqrt{\frac{E_s}{M_T}}\underset{k=1}{\overset{M_T}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{\stackrel{\‾}{L}-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{q=0}{\overset{(N+L)G-1}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{x}}_k(q-\mathrm{lG})h_{j,k}\left(l\right)p(t-q{T}_s/G)+n_j\left(t\right)---\left(5\right)$

然后，对每个天线上接收的数据进行M_T次数据处理过程，每次数据处理过程均包括：匹配滤波处理、移除循环前缀和循环后缀、采样点合并、FFT处理等，然后将所有处理的数据汇集在一起进行异步MIMO-OFDM检测过程。其中，各次数据处理过程中的匹配滤波处理、移除循环前缀和循环后缀的过程互不相同。具体处理过程如下：

步骤702，匹配滤波处理。

本发明实施例中，匹配滤波处理是以一帧数据为单位，进行M_T次匹配滤波处理，每次匹配滤波处理过程均包含相关积分运算和数据采样两个步骤。其中，因为发射端每个天线的频延不同，因此每次匹配滤波处理中的相关积分运算的积分函数以及积分区间也是不相同的，积分函数和积分区间根据所匹配的发射天线的移位长度决定，而每个发射天线的移位长度是收发双方已知的。

步骤703，移除循环前缀和循环后缀。

在对各个接收天线上的数据的第m次数据处理过程中，将匹配滤波处理后的数据，按照第m个发射天线上添加的循环前缀和循环后缀的位置，移除其对应位置的数据，m为大于0小于等于M_T的整数。

在第j个接收天线的第m次处理过程中，经过匹配滤波处理过程和移除循环前缀和循环后缀过程后，采样点数据可以表示为：

${\tilde{y}}_{\mathrm{jm}}\left(n\right)={\∫}_{{\mathrm{LT}}_s+T_s(n-T_m)/G}^{{\mathrm{LT}}_s+T_s(n+1-T_m)/G}{y}_j\left(t\right)p^{*}(t-T_s/G(n+\mathrm{LG}-T_m))\mathrm{dt}---\left(6\right)$

定义波形相关函数

和相关噪声函数

则

${\tilde{R}}_{m,k}(n,i)={\∫}_{{\mathrm{LT}}_s+T_s(n-T_m)/G}^{{\mathrm{LT}}_s+T_s(n+1-T_m)/G}p(t-T_s/G(i+\mathrm{LG}-T_k))p^{*}(t-T_s/G(n+\mathrm{LG}-T_m))\mathrm{dt}---\left(7\right)$

${\tilde{n}}_{\mathrm{jm}}\left(n\right)={\∫}_{{\mathrm{LT}}_s+T_s(n-T_m)/G}^{{\mathrm{LT}}_s+T_s(n+1-T_m)/G}{n}_j\left(t\right)p^{*}(t-T_s/G(n+\mathrm{LG}-T_m))\mathrm{dt}---\left(8\right)$

令

其中，n＝0，1，…，NG-1，i＝0，1，…，NG-1。则上式(6)可表示为：

${\tilde{y}}_{\mathrm{jm}}\left(n\right)=\sqrt{\frac{E_s}{M_T}}\underset{k=1}{\overset{M_T}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{\stackrel{\‾}{L}-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=0}{\overset{\mathrm{NG}-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_k\left({\⟨i-\mathrm{lG}\⟩}_{\mathrm{NG}}\right)h_{j,k}\left(l\right){\stackrel{\‾}{R}}_{m,k}(n,i)+{\tilde{n}}_{\mathrm{jm}}\left(n\right)---\left(10\right)$

步骤704，采样点合并。

在对各个接收天线上的数据的处理过程中，对移除循环前、后缀的NG个采样点数据，每G个数据进行合并，得到N个符号。

经过采样点合并过程后，得到：

$y_{\mathrm{jm}}\left(r\right)=\underset{n=\mathrm{rG}}{\overset{(r+1)G-1}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{y}}_{\mathrm{jm}}\left(n\right)$

$=\frac{1}{\sqrt{N}}\sqrt{\frac{E_s}{M_T}}\underset{k=1}{\overset{M_T}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{\stackrel{\‾}{L}-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{s=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{u=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{D}_k\left(u\right)h_{j,k}\left(l\right)R_{m,k}(r,s)e^{j2p(s-l)u/N}+n_{\mathrm{jm}}\left(r\right)---\left(11\right)$

其中， $R_{m,k}(r,s)=\underset{n=\mathrm{rG}}{\overset{(r+1)G-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=\mathrm{sG}}{\overset{(s+1)G-1}{\mathrm{\Σ}}}{\stackrel{\‾}{R}}_{m,k}(n,i),$ $n_{\mathrm{jm}}\left(r\right)=\underset{n=\mathrm{rG}}{\overset{(r+1)G-1}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{n}}_{\mathrm{jm}}\left(n\right);$ r＝0，1，…，N-1。

步骤705，FFT处理。

各个支路上的数据经过FFT处理之后，频域数据符号可以表示为：

$Y_{\mathrm{jm}}\left(v\right)=\sqrt{\frac{E_s}{M_T}}\underset{k=1}{\overset{M_T}{\mathrm{\Σ}}}\underset{u=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{D}_k\left(u\right)H_{j,k}\left(u\right)R_{m,k}^{\mathrm{FFT}}(v,u)+N_{\mathrm{jm}}\left(v\right)---\left(12\right)$

其中，

为频域噪声；

为信道冲击响应{h_j，k(l)}在第u个子载波的频率响应；

为波形相关函数的频域形式。

对式(12)进行整理可以得到：

$Y_j\left(u\right)=\sqrt{\frac{E_s}{M_T}}R(u,u)H_j\left(u\right)D\left(u\right)+N_j\left(u\right)---\left(13\right)$

其中：

$H_j\left(u\right)=\mathrm{diag}(H_{j,1}\left(u\right),\·\·\·,H_{j,M_T}\left(u\right)),C^{M_T-M_T}---\left(15\right)$

$N_j\left(v\right)={(N_{j,1}\left(v\right),\·\·\·,N_{j,M_T}\left(v\right))}^T,C^{M_T\·1}---\left(16\right)$

其中，

当

时，R (v，u)＝0。

步骤706，异步MIMO-OFDM检测。

对所有的接收天线上的采样点数据进行联合检测操作，得到估计的发射数据符号。所述的联合检测操作包括信道估计、数据合并和信号检测三个步骤。其中：

所述信道估计是通过信道估计算法对信道复衰落因子进行估计，其估计算法可以是现有MIMO-OFDM系统信道估计技术的任意一种方法。

所述的数据合并包括波形相关矩阵计算、数据排列和线性合并三个步骤。其中，所述线性合并包括但不限于最大比合并、等增益合并、选择合并等。

所述信号检测包括但不限于ML(最大似然)检测、ZF检测、MMSE检测、SIC(或串行干扰相消)检测等。

步骤707，分层空时译码。

是分层空时编码的逆过程，即将MIMO-OFDM检测后的数据符号译码为串行的数据序列，具体实现过程与现有技术相同，在此不再赘述。

步骤708，数据恢复。

对译码后的数据符号进行数字基带信号解调、信道译码等操作，得到恢复的数据符号，具体实现过程与现有技术相同，在此不再赘述。

可见，本发明实施例无线通信中数据接收方法，在接收端采用相应的MIMO-OFDM异步检测方法恢复发射信号，增加了接收分集度，从而采用线性检测算法也能实现最大的接收分集度，并不受收发天线个数的限制。

下面通过举例进一步详细说明利用本发明实施例的方法进行数据发送和接收的过程。

假设发射天线数M_T＝2，接收天线数M_R＝2，数据帧长为N＝128，内插函数为矩形窗函数，等值内插，内插周期G＝2。

不失一般性，令

FFT长度N＝128，CP长度为32。

发射天线1添加的循环前缀为64(＝GL-T₁个采样点，循环后缀为0(＝T₁)个采样点；发射天线2添加的循环前缀为63(＝GL-T₂)个采样点，循环后缀为1(＝T₂)个采样点。其中，L为内插前保护间隔包含的OFDM采样点数，L需要满足：长度L*Ts要大于最大多径时延的长度，其中Ts为OFDM符号采样间隔。

成型脉冲采用矩形函数。

信道带宽为1.25MHz，子载波间隔为15kHz。

各发射天线的发射总功率E_s＝1，2个发射天线发射功率平均分配，即每个发射天线功率均为1/2；信道为准静态瑞利多径信道，采用3GPP LTE EPA(第三代合作伙伴计划长期演进等功率分配)信道模型。

本发明实施例中，异步MIMO-OFDM检测采用联合MMSE检测，通过先最大比合并，再MMSE检测来实现。

在上述参数的情况下，本发明实施例提供的信号异步MIMO-OFDM通信方法的具体实现过程如下：

将数据序列经过信源编码、信道编码、BPSK(Binary Phase Shift Keying，双相移相键控)调制和V-BLAST(Vertical-Bell Laboratories LayeredSpace-Time，垂直-贝尔实验室分层空时结构)编码后，经过串并转换为2路并行的数据流，在2个发射天线子流上输出。

然后，经过成帧处理，2个发射天线子流的数据分别为D₁(0)，D₁(1)，…，D₁(127)和D₂(0)，D₂(1)，…，D₂(127)。

经过IFFT处理后，2个天线上的信号分别为：

通过等值函数进行内插，此时数据帧中采样点数据为256个。第1个子流的循环前缀为采样点数据帧的后64个采样点，第2个子流的循环前缀为采样点数据的后63个数据，循环后缀为采样点数据的第1个数据。添加循环前缀和循环后缀后，采样点数据帧的采样点个数为320个。

经过波形成型后，2个发射天线上低通等效复基带信号可以分别表示为：

$s_1\left(t\right)=\sqrt{\frac{1}{2}}\underset{q=0}{\overset{255}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{x}}_1\left(q\right)p(t-q{T}_s/2)---\left(19\right)$

$s_2\left(t\right)=\sqrt{\frac{1}{2}}\underset{q=0}{\overset{255}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{x}}_2\left(q\right)p(t-q{T}_s/2)---\left(20\right)$

经过射频发射后，信号在频率选择性衰落信道中传输。

在接收端，经过接收天线进行接收，并进行接收射频处理转换为基带信号。此时，2个天线上接收的基带信号可以分别表示为：

$y_1\left(t\right)=\underset{k=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{s}_k\left(t\right)*h_{1,k}(t;t)+n_1\left(t\right)$

$=\sqrt{\frac{1}{2}}\underset{k=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{\stackrel{\‾}{L}-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{q=0}{\overset{319}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{x}}_k(q-2l)h_{1,k}\left(l\right)p(t-q{T}_s/2)+n_1\left(t\right)---\left(21\right)$

$y_2\left(t\right)=\underset{k=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{s}_k\left(t\right)*h_{2,k}(t;t)+n_2\left(t\right)$

$=\sqrt{\frac{1}{2}}\underset{k=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{\stackrel{\‾}{L}-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{q=0}{\overset{319}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{x}}_k(q-2l)h_{2,k}\left(l\right)p(t-q{T}_s/2)+n_2\left(t\right)---\left(22\right)$

经过匹配滤波和移除循环前/后缀后，采样点数据可以表示为：

${\tilde{y}}_{1m}\left(n\right)=\sqrt{\frac{1}{2}}\underset{k=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{\stackrel{\‾}{L}-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=0}{\overset{255}{\mathrm{\Σ}}}{x}_k\left({\⟨i-2l\⟩}_{256}\right)h_{1,k}\left(l\right){\stackrel{\‾}{R}}_{m,k}(n,i)+{\tilde{n}}_{1m}\left(n\right)---\left(23\right)$

${\tilde{y}}_{2m}\left(n\right)=\sqrt{\frac{1}{2}}\underset{k=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{\stackrel{\‾}{L}-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=0}{\overset{255}{\mathrm{\Σ}}}{x}_k\left({\⟨i-2l\⟩}_{256}\right)h_{2,k}\left(l\right){\stackrel{\‾}{R}}_{m,k}(n,i)+{\tilde{n}}_{2m}\left(n\right)---\left(24\right)$

对输出的256个采样点数据，每2个进行合并，每个支路均可得到128个符号，即：

$y_{1m}\left(r\right)=\frac{1}{\sqrt{128}}\sqrt{\frac{1}{2}}\underset{k=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{\stackrel{\‾}{L}-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{s=0}{\overset{127}{\mathrm{\Σ}}}\underset{u=1}{\overset{127}{\mathrm{\Σ}}}{D}_k\left(u\right)h_{1,k}\left(l\right)R_{m,k}(r,s)e^{j2p(s-l)u/128}+n_{1m}\left(r\right)---\left(25\right)$

$y_{2m}\left(r\right)=\frac{1}{\sqrt{128}}\sqrt{\frac{1}{2}}\underset{k=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{\stackrel{\‾}{L}-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{s=0}{\overset{127}{\mathrm{\Σ}}}\underset{u=1}{\overset{127}{\mathrm{\Σ}}}{D}_k\left(u\right)h_{2,k}\left(l\right)R_{m,k}(r,s)e^{j2p(s-l)u/128}+n_{2m}\left(r\right)---\left(26\right)$

再经过FFT处理之后，频域数据符号可以表示为：

$Y_{1m}\left(v\right)=\sqrt{\frac{1}{2}}\underset{k=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{u=0}{\overset{127}{\mathrm{\Σ}}}{D}_k\left(u\right)H_{1,k}\left(u\right)R_{m,k}^{\mathrm{FFT}}(v,u)+N_{1m}\left(v\right)---\left(27\right)$

$Y_{2m}\left(v\right)=\sqrt{\frac{1}{2}}\underset{k=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{u=0}{\overset{127}{\mathrm{\Σ}}}{D}_k\left(u\right)H_{2,k}\left(u\right)R_{m,k}^{\mathrm{FFT}}(v,u)+N_{2m}\left(v\right)---\left(28\right)$

经过整理可得2个接收天线上的信号向量分别为：

$Y_1=\sqrt{\frac{1}{2}}H_1^{\′}D+N_1---\left(29\right)$

$Y_2=\sqrt{\frac{1}{2}}H_2^{\′}D+N_2---\left(30\right)$

其中：

$R(v,u)=\left(\begin{array}{cc}{R}_{\mathrm{1,1}}^{\mathrm{FFT}}(v,u)& R_{\mathrm{1,2}}^{\mathrm{FFT}}(v,u)\\ R_{\mathrm{2,1}}^{\mathrm{FFT}}(v,u)& R_{\mathrm{2,2}}^{\mathrm{FFT}}(v,u)\end{array}\right)---\left(32\right)$

进行异步MIMO-OFDM检测，则联合MMSE检测后估计的数据符号可以表示为：

$\hat{D}=\sqrt{\frac{1}{2}}{(\frac{1}{2}{H}_1^{H}H_1^{\′}+\frac{1}{2}{H}_2^{H}H_2^{\′}+s^{2}I)}^{-1}(H_1^H{Y}_1+H_2^H{Y}_2)---\left(34\right)$

信号的估计值通过数字基带信号解调、信道译码、信源译码和分层空时译码操作，得到恢复的数据符号。

将本发明实施例异步发射MIMO-OFDM通信方法与技术同步发射MIMO-OFDM通信方法在相同条件比如在误码率为0.003时，进行性能对比得到的结果如图8所示。

从图8中可以看出，在误码率为0.003时，利用本发明实施例的方法，与现有技术的方法相比，SNR(Signal to Noise Ratio，信噪比)增益可以达到5dB。

为了进一步证明本发明实施例带来的有益效果，还提供了单载波V-BLAST链路仿真实验，仿真条件如下：

仿真是对Ricean(莱斯)衰落信道下未经turbo编解码的异步发射与同步发射2T_2R_V-BLAST，以及经过turbo编码的异步发射与同步发射2T_2R_V-BLAST的误码率如图9所示及误块率如图10所示的性能比较。其中：

图9和图10的系统仿真都是在单径Ricean衰落信道条件下，其中RiceanK因子K＝5；

都采用MMSE检测算法；

都采用BPSK调制方式；

对于turbo编解码的仿真，采用串行级联卷积码(SCCC)及APP(后验概率)解码；外卷积码的多项式是：poly2trellis(3，[75]，7)，内卷积码的多项式是poly2trellis([33]，[705；076]，[77])；

对于异步发射的2t_2r_V-BLAST仿真，两个发射天线的时延分别为t₁＝0，t₂＝0.6T_S(T_s为数据符号的周期)；

对于经过turbo编码的异步发射链路，每一帧符号数S＝2；

对于统计误块率的链路，每一块的长度都为1024。

从图9和图10中可以看出：

1.对于未编码情况，异步发射方式比同步发射方式误码率性能有了一个数量级的提高，而其误块率性能差不多，都趋近于1；

2.对于SCCC(串行级联卷积码)编码的情况，在误码率为0.01时，异步发射方案比同步发射方案的信噪比E_b/N₀有2dB的优势，并且随着信噪比E_b/N₀的增大，优势越来越明显；对于误块率的性能，异步发射方案比同步发射方案优势明显，从而也验证了本发明实施例的异步发射方案能够很好地应用于Ricean衰落信道。

图11给出了联合ZF检测下本发明实施例异步多载波发射方案误比特率理论分析与仿真的对比曲线。

仿真条件是：在单径Ricean衰落信道条件下，其中Ricean K因子K＝5；BPSK调制。

从图11的仿真结果可以看出：异步多载波分层空时码能够利用一个接收天线检测出M_T个发射天线上的信号，突破了传统同步多载波V-BLAST对于接收天线数目

的限制；在固定发射天线数目的情况下，随着接收天线数的增加，误比特率曲线斜率随之增大(变陡)，从仿真角度进一步验证了异步发射结构线性检测算法的理论分集度分析。

本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例方法中的全部或部分步骤是可以通过程序来指令相关的硬件来完成，所述的程序可以存储于一计算机可读取存储介质中，所述的存储介质，如：ROM/RAM、磁碟、光盘等。

相应地，本发明实施例还提供一种无线通信中数据发射系统，如图12所示，是该系统的一种结构示意图。

在该实施例中，所述系统包括：

内插单元1101，用于对多个发射天线支路上的OFDM信号进行内插处理，形成采样点数据帧；

添加前后缀单元1102，用于对各支路上通过所述内插单元1101形成的采样点数据帧分别添加循环前缀和循环后缀，并使各支路上添加的循环前缀和循环后缀二者的总长度相同，所述总长度不小于最大多径信道时延，且各个天线分别添加的循环前缀的长度不同；

波形成型单元1103，用于对各支路上通过所述添加前后缀单元1102添加了循环前缀和循环后缀的数据帧进行脉冲成型处理，得到连续信号；

发射射频单元1104，用于将各支路上的通过所述波形成型单元1103形成的连续信号通过该支路的天线发射。

在本发明另一实施例中，所述内插单元可以进一步包括：

采样子单元，用于对各支路上OFDM信号中的原始符号数据进行过采样；

内插子单元，用于利用内插函数在原始符号数据之间插入采样点，形成采样点数据帧。

此外，添加前后缀单元，具体可用于将第k个发射天线支路上的采样点数据帧中前T_k个采样点作为循环后缀，并将所述采样点数据帧中后LG-T_k个采样点作为循环前缀，所述k＝1，2，…，M_T，M_T为发射天线个数，L为循环前缀和循环后缀包含的OFDM符号个数，G为内插周期，T_k表示第k个发射天线上循环后缀包含的采样点个数。

进一步的，波形成型单元，具体可用于采用脉冲成型函数p(t)对各支路上添加了循环前缀和循环后缀的数据帧进行脉冲成型处理，该脉冲成型函数p(t)满足

其中，G为内插周期，T_s为符号周期。

需要说明的是，在实际应用中，对于一个完整的数据发射过程，还需要涉及到一些其他的处理，比如用户数据处理、分层空时编码、IFFT处理等。这些处理过程可以采用现有的设备及方法来实现即可。

本发明实施例无线通信中数据发射系统，在对MIMO-OFDM的数据发射时，在IFFT处理过程与波形成型过程之间，按先后处理顺序加入内插、添加循环前缀和循环后缀等处理过程。通过在各个子流添加不同长度的循环前缀和循环后缀，并保证二者总长度相等，使各个子流的对应符号之间产生相对的移位，形成异步发射MIMO-OFDM结构，从而在发射端产生时间延迟分集或频率延迟分集带来的增益。

相应地，本发明实施例还提供一种无线通信中数据接收系统，如图13所示，是该系统的一种结构示意图。

在该实施例中，所述系统包括：

射频接收单元1201，用于利用第一接收天线接收MIMO-OFDM信号；

数据处理单元1202，用于对射频接收单元1201利用第一接收天线接收的数据进行M_T次数据处理过程，每次数据处理过程均包括：匹配滤波处理、移除循环前缀和循环后缀处理、采样点合并处理、FFT处理，所述M_T为发射天线个数；

检测单元1203，用于对数据处理单元1202针对第一接收天线上接收的数据处理形成的采样点数据进行检测操作，得到估计的发射数据符号。

其中，所述数据处理单元1202包括：

匹配滤波处理单元，用于以一帧数据为单位进行积分运算和数据采样，并且M_T次匹配滤波处理中采用的积分函数和积分区间不同；

移除循环前后缀单元，用于在对各接收天线上的数据的第m次数据处理过程中，将匹配滤波处理后的数据，按照第m个发射天线上添加的循环前缀和循环后缀的位置，移除其对应位置的数据，m为大于0小于等于M_T的整数；

采样点合并单元，用于在对各接收天线上的数据的处理过程中，对移除循环前缀和循环后缀的NG个采样点数据，每G个进行合并，得到N个符号，N为大于0的整数，且为2的整数次幂，G为信号发射时采用的内插周期；

FFT单元，用于对所述采样点合并单元输出的符号数据进行快速傅立叶变换，将时域信号变换为频域信号，完成OFDM解调。

需要说明的是，在本发明实施例中，射频接收单元1201，也可以利用多个接收天线接收MIMO-OFDM信号，在有多个接收天线的情况下，相应地，所述数据处理单元1202需要对各接收天线上接收的数据分别进行M_T次数据处理过程，每次数据处理过程均包括：匹配滤波处理、移除循环前缀和循环后缀处理、采样点合并处理、FFT处理，所述M_T为发射天线个数。检测单元1203需要用于对各接收天线上的采样点数据进行联合检测操作，得到估计的发射数据符号。

本发明实施例无线通信中数据接收系统，采用相应的MIMO-OFDM异步检测方法恢复发射信号，增加了接收分集度，从而采用线性检测算法也能实现最大的接收分集度，并不受收发天线个数的限制。

需要说明的是，利用本发明实施例的发送和接收系统，通过频域多载波的异步发射，形成接收端的满秩成型滤波相关矩阵，使得一个接收天线就可以获得信号检测需要的全部自由度，检测出所有Mt个发射天线发射的信号，因此接收天线的数目可以少于发射天线数目，甚至接收天线数为1时，由于在发射端具有时域延迟分集带来的增益，因此同样能够达到最大接收分集度。

另外，需要说明的是，对于上述系统实施例而言，由于其基本相似于方法实施例，所以描述得比较简单，相关之处参见方法实施例的部分说明即可。而且，以上所描述的系统实施例仅仅是示意性的，其中所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个实体上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。本领域普通技术人员在不付出创造性劳动的情况下，即可以理解并实施。

以上对本发明实施例进行了详细介绍，本文中应用了具体实施方式对本发明进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及设备；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (13)

1.一种无线通信中数据发射方法，其特征在于，包括：

对多个发射天线支路上的正交频分复用OFDM信号进行内插处理，形成采样点数据帧；

对各支路上的采样点数据帧分别添加循环前缀和循环后缀，每一个支路上添加的循环前缀和循环后缀二者之和的总长度相同，所述总长度不小于最大多径信道时延，且各个天线分别添加的循环前缀的长度不同；

对各支路上添加了循环前缀和循环后缀的数据帧进行脉冲成型处理，得到连续信号，包括：采用脉冲成型函数p(t)对各支路上添加了循环前缀和循环后缀的数据帧进行脉冲成型处理，所述脉冲成型函数p(t)满足

其中，G为内插周期，T_s为子载波长度；

将各支路上的连续信号通过所述支路的天线发射。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述对多个发射天线支路上的OFDM信号进行内插处理，形成采样点数据帧包括：

对各支路上OFDM信号中的原始符号数据进行过采样；

利用内插函数在原始符号数据之间插入采样点，形成采样点数据帧。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述内插函数包括：

等值内插函数，或，线性内插函数，或，非线性内插函数。

4.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述对各支路上的采样点数据帧分别添加循环前缀和循环后缀包括：

将第k个发射天线支路上的采样点数据帧中前T_k个采样点作为循环后缀，并将所述采样点数据帧中后LG-T_k个采样点作为循环前缀，所述k=1,2,...,M_T，M_T为发射天线个数，L为循环前缀和循环后缀包含的OFDM符号个数，G为内插周期，T_k表示第k个发射天线上循环后缀包含的采样点个数。

5.一种无线通信中数据接收方法，其特征在于，包括：

第一接收天线接收多入多出正交频分复用MIMO-OFDM信号；

对所述第一接收天线上接收的数据进行M_T次数据处理过程，每次数据处理过程均包括：匹配滤波处理、移除循环前缀和循环后缀处理、采样点合并处理和FFT处理，所述M_T为发射天线个数；

所述匹配滤波处理包括：以一帧数据为单位进行积分运算和数据采样，并且M_T次匹配滤波处理中采用的积分函数和积分区间不同；所述移除循环前缀和循环后缀处理包括：在对各接收天线上的数据的第m次数据处理过程中，将匹配滤波处理后的数据，按照第m个发射天线上添加的循环前缀和循环后缀的位置，移除其对应位置的数据，m为大于0小于等于M_T的整数；所述采样点合并处理包括：在对各接收天线上的数据的处理过程中，对移除循环前缀和循环后缀的NG个采样点数据，每G个进行合并，得到N个符号，N为大于0的整数，且为2的整数次幂，G为信号发射时采用的内插周期；

对所述第一接收天线上的采样点数据进行检测操作，得到估计的发射数据符号。

6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，还包括第二接收天线，所述方法包括：

所述第一接收天线和所述第二接收天线接收所述MIMO-OFDM信号；

对所述第一接收天线和所述第二接收天线上接收的数据分别进行M_T次数据处理过程，每次数据处理过程均包括：匹配滤波处理、移除循环前缀和循环后缀处理、采样点合并处理和FFT处理，所述M_T为发射天线个数；

对所述第一接收天线和所述第二接收天线上的采样点数据进行联合检测操作，得到估计的发射数据符号。

7.根据权利要求5或6所述的方法，其特征在于，所述检测操作包括：

信道估计操作、数据合并操作和信号检测操作。

8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，所述数据合并操作包括：

波形相关矩阵计算、数据排列和线性合并；

所述线性合并包括：最大比合并、或等增益合并、或选择合并。

9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，所述信号检测操作包括：

最大似然ZL检测、或迫零ZF检测、或最小均方误差MMSE检测、或串行干扰相消SIC检测。

10.一种无线通信中数据发射系统，其特征在于，包括：

内插单元，用于对多个发射天线支路上的OFDM信号进行内插处理，形成采样点数据帧；

添加前后缀单元，用于对各支路上通过所述内插单元形成的采样点数据帧分别添加循环前缀和循环后缀，每一个支路上添加的循环前缀和循环后缀二者之和的总长度相同，所述总长度不小于最大多径信道时延，且各个天线分别添加的循环前缀的长度不同；

波形成型单元，用于对各支路上通过所述添加前后缀单元添加了循环前缀和循环后缀的数据帧进行脉冲成型处理，得到连续信号，

所述波形成型单元，具体用于采用脉冲成型函数p(t)对各支路上添加了循环前缀和循环后缀的数据帧进行脉冲成型处理，所述脉冲成型函数p(t)满足

其中，G为内插周期，T_s为符号周期；

发射射频单元，用于将各支路上的通过所述波形成型单元形成的连续信号通过该支路的天线发射。

11.根据权利要求10所述的系统，其特征在于，所述内插单元包括：

采样子单元，用于对各支路上OFDM信号中的原始符号数据进行过采样；

内插子单元，用于利用内插函数在原始符号数据之间插入采样点，形成采样点数据帧。

12.根据权利要求11所述的系统，其特征在于，

所述添加前后缀单元，具体用于将第k个发射天线支路上的采样点数据帧中前T_k个采样点作为循环后缀，并将所述采样点数据帧中后LG-T_k个采样点作为循环前缀，所述k=1,2,...,M_T，M_T为发射天线个数，L为循环前缀和循环后缀包含的OFDM符号个数，G为内插周期，T_k表示第k个发射天线上循环后缀包含的采样点个数。

13.一种无线通信中数据接收系统，其特征在于，包括：

射频接收单元，用于利用第一接收天线接收MIMO-OFDM信号；

数据处理单元，用于对所述射频接收单元利用所述第一接收天线接收的数据进行M_T次数据处理过程，每次数据处理过程均包括：匹配滤波处理、移除循环前缀和循环后缀处理、采样点合并处理和FFT处理，所述M_T为发射天线个数；

所述数据处理单元包括：

匹配滤波处理单元，用于以一帧数据为单位进行积分运算和数据采样，并且M_T次匹配滤波处理中采用的积分函数和积分区间不同；

移除循环前后缀单元，用于在对天线上的数据的第m次数据处理过程中，将匹配滤波处理后的数据，按照第m个发射天线上添加的循环前缀和循环后缀的位置，移除其对应位置的数据，m为大于0小于等于M_T的整数；

采样点合并单元，用于在对天线上的数据的处理过程中，对移除循环前缀和循环后缀的NG个采样点数据，每G个进行合并，得到N个符号，N为大于0的整数，且为2的整数次幂，G为信号发射时采用的内插周期；

FFT单元，用于对所述采样点合并单元输出的符号数据进行快速傅立叶变换，将时域信号变换为频域信号，完成OFDM解调；

检测单元，用于对所述数据处理单元形成的采样点数据进行检测操作，得到估计的发射数据符号。

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