CN101325569B - 通信系统中的鲁棒信道估计 - Google Patents

Abstract

本发明提供了用于实现通信系统中的鲁棒信道估计的装置和方法。训练序列被构造使得其中的训练符号对同步误差不敏感。在本发明的一个实施例中，在时域中每个训练符号是前一训练符号的循环前缀形式。训练序列可以被插入到帧的前导字段或载荷字段中。在根据本发明一个实施例而生成的训练序列中，一个训练符号的循环前缀也是前一训练符号的循环后缀。序列可以用于SISO/MIMO OFDM通信系统中的鲁棒信道估计。当利用调制符号生成训练符号时，可以使用同一组训练序列执行解调性能测量和信道估计。

Description

通信系统中的鲁棒信道估计

技术领域

本发明一般地涉及无线通信，更具体地，涉及通信系统的信道估计中的训练序列的生成和使用。

背景技术

随着无线通信的快速发展，OFDM(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，正交频分复用)因为其频带的高效利用和简单的实现方式，已经成为一种用于实现高速数据速率的具有高频谱效率的流行的方案，尤其是在4G(第四代)无线通信系统中。在OFDM系统中，可用带宽被划分到若干离散的信道中，这些信道彼此重叠且正交。每个离散信道被定义为一个子载波，并且具有明确定义的频率。各个子载波承载调制符号，调制符号的幅度和/或相位代表经编码的信息。在接收机端，只有在每个OFDM符号的开始时刻被识别之后，接收到的OFDM符号才可以被解调。因此，需要时间同步来识别符号的定时。但是，存在由于信道衰落、干扰、噪声等引起的同步误差。

存在的同步误差有两种：早同步和迟同步。只要估计出的开始时刻位于符号的循环前缀的范围内，早同步对于随后的处理块的影响就可以被忽略。迟同步的危害比早同步的大，因为对于这种同步误差没有有效的防护措施。

实践中，估计出的符号定时通常在循环前缀内向后移动一定的量，以降低迟同步的概率。但是，对于利用多径衰落信道工作的OFDM系统，迟同步更易于发生，因为通过最强路径发射的信号的开始时刻，而不是通过具有最小传播延迟的较弱路径发射的信号的开始时刻，通常被时间同步过程认为是接收符号的开始时刻。因为最强路径可能具有比第一路径大得多的传播延迟，所以在这种情况中，对估计出的符号开始时刻进行移动的方法几乎不能提供帮助。

为了避免信道估计中的同步问题，现有技术考虑了一种在前导字段或者较长的循环前缀中使用特殊设计的训练序列的方案。但是，这种方案需要修改前导字段或数据字段的格式，并且该修改可能与标准中的规范相冲突，这是不利的。

另一种方案是联合的同步和信道估计。联合估计可以获得比单独估计更精确的结果，但是联合估计的计算复杂度比单独估计高得多。高复杂度导致高成本，而成本在类似WLAN之类的应用中是很关键的。对此，现有技术提出了另一种联合估计，其利用基于估计出的干扰功率被加权平均的多个训练序列，来改善信道估计。但是，在具有迟同步误差的系统中，所有接收的训练序列都包括较大的干扰，因此，加权平均的方法不会带来改善。

MIMO(Multiple Input Multiple Output，多入多出)OFDM系统对同步误差比SISO(Single Input Single Output，单入单出)OFDM系统更加敏感，因为一个接收中的同步误差不但可以对其自身引入干扰，而且还可以扰乱其它接收机。由于在多个发射机和单个接收机之间存在不同的定时偏移，因此对于来自一个发射机的信号的理想同步或早同步经常变为对于来自另一个发射机的信号的迟同步。因此，在MIMO OFDM系统中，同步误差是不可避免的，即使某个发射机和接收机的时钟完全同步。

发明内容

根据本发明的一个方面，提供了一种用于实现通信系统中的鲁棒信道估计的装置。该装置包括：被配置为生成训练序列的训练序列生成器；被配置为将训练序列插入到帧中的格式化器；和被配置为发射帧的发射模块，其中，训练序列生成器包括训练符号生成器和训练序列形成单元，训练符号生成器被配置为生成多个训练符号，所述多个训练符号满足预定的约束，使得训练符号对同步误差不敏感，训练序列形成单元被配置为从由训练符号生成器生成的训练符号形成训练序列。

根据本发明的另一个方面，提供了一种用于实现通信系统中的鲁棒信道估计的通信方法。该方法包括：生成多个训练符号，所述多个训练符号满足预定的约束，使得训练符号对同步误差不敏感；从多个训练符号形成训练序列；将训练序列插入到帧中；以及发射该帧。

根据本发明的另一个方面，提供了一种用于实现通信系统中的鲁棒信道估计的通信方法。该方法包括：接收帧；从接收的帧中提取训练序列；通过在训练序列中将一个训练符号的循环后缀作为下一个训练符号的循环前缀，从训练序列提取训练符号；以及基于训练符号执行信道估计。

附图说明

结合附图，从下面对本发明优选实施例的详细描述中，可以更好地理解本发明，附图中类似的参考标号指示类似的部分，其中：

图1是示意性地示出了根据本发明一个实施例的OFDM系统的配置的框图；

图2是示意性地示出了根据本发明一个实施例的训练序列生成器的示例配置的框图；

图3是示出了根据本发明一个实施例的生成的示例性的训练序列的示图；

图4是示出了根据本发明一个实施例的生成的示例性的训练序列的示图；

图5是示意性地示出了根据本发明一个实施例的训练符号生成器的示例性配置的框图；

图6是示出了根据本发明一个实施例的生成训练符号的示例性过程的流程图；

图7是示出了根据本发明一个实施例的其中训练序列被插入载荷字段的帧的示图；

图8是示意性地示出了OFDM系统中利用训练序列的信道估计的示图；

图9A是示出了理想同步的示图；

图9B是示出了早同步的示图；

图9C是示出了迟同步的示图；

图10是示意性地示出了MIMO OFDM系统中的发射机的示例性配置的框图；

图11是示出了用于MIMO OFDM系统的传统训练序列的示例的示图；

图12是示出了根据本发明一个实施例的用于MIMO OFDM系统的训练序列的示例的示图；

图13A是示出了被发射的符号的星座图的示图；

图13B是示出了使用传统训练序列获得的接收符号的示图；

图13C是示出了使用根据本发明生成的训练序列所获得的接收序号的示图；

图14是示出了使用传统训练序列和使用根据本发明生成的训练序列的信道估计结果的示图；以及

图15是示出了同步误差度信道估计的影响的示图。

具体实施方式

下面将参考附图描述本发明的示例性实施例。在下面的详细说明中，提出了许多特定的细节以帮助全面理解本发明。但是，对于本领域的技术人员来说很明显，不需要这些特定细节中的某些，也可以实现本发明。在其它情况中，没有详细地示出公知的结构和技术，以便避免不必要地使本发明模糊。

应当注意，在下面的说明中，在OFDM通信系统的情况中描述了本发明的示例性实施例。但是，在根据说明书完全理解了本发明的精神之后，本领域的技术人员能够认识到，本发明可以类似地应用到其它系统，并且可以作出修改，而不脱离本发明的实质。

图1是示意性地示出了根据本发明一个实施例的OFDM系统的配置的框图。如图1所示，OFDM系统100包括能够执行无线通信的发射机110和接收机120。虽然图1中只示出了一个发射机和一个接收机，但是OFDM系统100可以包括任意数目的发射机和接收机。

OFDM系统100中的发射机110主要包括基带调制器111、串并(S/P)变换器112、IFFT(快速反傅立叶变换)模块113、循环前缀插入器114、并串(P/S)变换器115、训练序列生成器116、格式化器117、数模(D/A)转换器118和天线(Tx)119。

要被传达给接收机的信息比特首先被输入到基带调制器111。基带调制器111对信息比特执行基带数字调制(例如，信源编码、交织、QPSK/QAM映射等)，并将输出的串行信息符号提供给S/P变换器112。

S/P变换器112根据子载波的数目，将输入的串行信息符号变换为多个并行符号，并将并行符号提供给IFFT模块113。IFFT模块113对输入的并行符号执行快速反傅立叶变换，以获得并行的OFDM符号，并将并行的OFDM符号提供给循环前缀插入器114。循环前缀插入器114向每个OFDM符号添加循环前缀，并将添加有循环前缀的OFDM符号输出到P/S变换器115。P/S变换器115将输入的并行OFDM符号变换为串行OFDM符号序列。上述在S/P变换器112到P/S变换器115中执行的过程是已知的OFDM调制。

应当注意，OFDM系统100采用训练序列来进行信道估计。因此，预定的训练序列被生成并被插入到帧中。如图1所示，OFDM系统100包括用于生成训练序列的训练序列生成器116，其中每个训练序列是由一组特殊设计的训练符号组成的。训练序列生成器116和P/S变换器115都被耦合到格式化器117。按照帧的规定的格式(即，根据系统100所使用的标准而定义的格式)，格式化器117组合从P/S变换器115提供的OFDM符号、从训练序列生成器116提供的训练序列、以及任何其它必要的数据，以形成发射帧。根据本发明的一个实施例，训练序列被插入到帧的前导部分中，并且从P/S变换器115提供的OFDM符号序列被插入到帧的载荷字段中。在本发明的另一实施例中，训练序列被插入到帧的载荷字段中。

在形成了包含训练序列的帧之后，格式化器117将发射帧提供到D/A转换器118。帧被D/A转换器118转换为模拟信号，然后经由天线Tx119被发射。D/A转换器118和天线Tx119可以设置在一起作为发射模块。

下面参考图1描述接收机120的配置和其执行的过程。

如图1所示，接收机120主要包括天线Rx121、模数(A/D)转换器122、同步器123、提取器124、串并(S/P)变换器125、循环前缀去除器126、FFT(快速傅立叶变换)模块127、信道估计器128、均衡器129、并串(P/S)变换器130和基带解调器131。

发射自发射机110的无线电信号被接收机120中的天线Rx121接收。接收到的信号然后被A/D转换器122转换为数字脉冲串(burst)，然后被提供到同步器123。同步器123对脉冲串执行时间同步和帧同步，以恢复出发射的帧，并将找到的帧提供给提取器124。提取器124从输入的帧中提取训练序列，并将提取出的训练序列提供给信道估计器128。由于原始的训练序列的样式是预定的，并且是接收机所知道的，所以信道估计器128可以利用接收到的训练序列执行信道估计。信道估计的结果可以用于多种目的。在图1所示的示例中，信道估计的结果被从信道估计器128提供到均衡器129，以用于信道均衡。

提取器124还从输入的帧中提取携带原始信息的OFDM符号序列，并将该OFDM符号序列提供给S/P变换器125。OFDM符号序列被S/P变换器125变换为并行符号，并且并行符号被输入到循环前缀去除器126。循环前缀去除器126从每个OFDM符号去除循环前缀，并将处理后的并行OFDM符号提供到FFT模块127。FFT模块127对输入的并行OFDM符号执行快速傅立叶变换，以恢复并行的信息符号，并将处理后的符号提供给均衡器129。

均衡器129通过利用从信道估计器128提供的结果，对输入的信息符号执行信道均衡，并将均衡后的信息符号提供给P/S变换器130。P/S变换器130将并行的信息符号变换为串行的符号序列，并将符号序列提供给基带解调器131。基带解调器131对输入的符号序列执行基带解调(例如，解映射、解交织、解码等)，以恢复原始的信息比特。

如上所述，OFDM系统100中的信道估计是通过利用训练序列而执行的。训练序列的特性对于信道估计来说是关键的。

根据本发明，训练序列被生成为使得它们对同步误差不敏感。根据本发明生成的训练序列与传统的训练序列不同，并且可以为信道估计带来若干优点。

下面将参考附图描述根据本发明一个实施例的训练序列生成器的示例性配置及其方法。

图2示出了根据本发明一个实施例的训练序列生成器116的示例性配置。训练序列生成器116主要包括训练符号生成器1161和耦合到训练符号生成器1161的训练序列形成单元1162。训练符号生成器1161生成满足根据本发明而设计的约束的连读训练符号，并将连读的训练符号提供给训练序列形成单元1162。训练序列形成单元1162对训练符号执行必要的处理，并组合训练符号以形成训练序列。例如，训练序列形成单元1162向每个训练符号添加循环前缀，并将添加了循环前缀的训练符号串接起来，以形成训练序列。

根据本实施例，训练符号生成器1161以如下方式生成训练符号：连续的训练符号被生成为使得在时域中，每个符号都是前一符号的循环左移形式。假设训练符号的循环前缀中的样本/段的数目是N_CP，则移位的量是训练符号的N_CP个段。可以看出，根据本实施例的时域约束可以被表示为t_i+1(n)＝t_i((n+N_CP)modN)，其中t_i(n)是第i个训练符号的第n个段，N是一个训练符号中所包含的段的数量，(.)modN代表模N。

例如，假设训练符号的循环前缀只包括一个段，即N_CP＝1，并且每个训练符号具有四个连续的段。如果时域中的第一训练符号被表示为{t₁(1)，t₁(2)，t₁(3)，t₁(4)}，则根据本发明的该实施例的训练符号生成器1161将生成{t₁(2)，t₁(3)，t₁(4)，t₁(1)}作为第二训练符号，{t₁(3)，t₁(4)，t₁(1)，t₁(2)}作为第三训练符号，以此类推。训练序列形成单元1162将向第一训练符号添加t₁(4)作为循环前缀，向第二训练符号添加t₁(1)，向第三训练符号添加t₁(2)，以此类推，以形成训练序列。所形成的时域训练序列如图3所示。

如从图3可见，第二训练符号的循环前缀t₁(1)也是第一训练符号的循环后缀，第三训练符号的循环前缀也是第二训练符号的循环后缀，以此类推。根据本发明该实施例生成的所有相继的训练符号的循环前缀都具有这样的双重功能。结果，序列的所有训练符号都既有循环前缀，也有循环后缀。如下面将描述的，这在执行鲁棒信道估计中是有利的。

图3所示的序列仅仅是一个示例。对于其它的N_CP的值和训练符号的段的数目，可以类似地通过对当前训练符号执行循环左移以生成下一训练符号，来生成训练序列。例如，图4示出了在训练符号包括两个段，并且每个训练符号具有四个连续的段的情况中，根据本发明而生成的训练序列。

由于根据本发明该实施例生成的训练序列中的每个训练符号都是前一训练符号的循环左移形式，所以上述的训练符号生成器1161可以利用循环左移器来实现。

图5是示出了根据本发明一个实施例的训练符号生成器1161的示例性配置的示图。如图5所示，训练符号生成器可以包括循环左移器501和输出缓冲器502。输出缓冲器502耦合到训练序列形成单元1162，以便将训练符号输出到训练序列形成单元1162用于循环前缀插入和串接。输出缓冲器502还耦合到循环左移器501的输入，以将当前的输出训练符号反馈给循环左移器501，用于生成下一训练符号。应当注意，输出缓冲器502利用训练序列的第一训练符号初始化。第一训练符号可以是预定的并被存储在某个存储单元(未示出)中，或者由控制器(未示出)之类的设备生成。从而，当被初始化时，训练符号生成器1161的输出缓冲器502可以被耦合到控制器，以接收第一训练符号，并被第一训练符号填充。虽然未示出，但是可以存在用于控制训练符号生成器1161的操作的控制器，例如控制循环左移器501的移位量。

图6是示出了根据本发明一个实施例的训练符号生成器1161生成训练符号的过程的流程图。开始时，循环左移器501的初始输出被设置为第一训练符号，即，输出缓冲器502被第一训练符号填充(步骤S601)。然后在步骤S602，输出缓冲器502中的符号被输出作为第一训练符号。如果在步骤S603判断出还需要更多的连续训练符号，则过程进行到步骤S604以生成下一训练符号。在步骤S604，缓冲器502的输出被反馈到循环左移器501的输入，作为循环左移器501的输入符号。然后在步骤S605，循环左移器501对输入符号执行循环左移，并在步骤S602将移位后的符号输出为下一训练符号。如上所述，移位的量是根据每个符号的循环前缀中的段的数目来确定的。如果仍需要更多的训练符号(步骤S603中的“否”)，则重复从步骤S604到S605再到S602的过程。以这种方式，逐个生成了连续的训练符号。当所生成的连续训练符号的数目达到了形成训练序列所需的数目时(步骤S603中的“是”)，过程结束。

如上所述，所生成的训练符号被输出到训练序列形成单元1162。训练序列形成单元1162向每个训练符号添加循环前缀，并将添加有循环前缀的训练符号串接起来以形成训练序列。所生成的训练序列例如被提供给图1中所示的格式化器117，以便被插入到发射帧中。

根据该实施例形成的训练序列可以被插入到帧中，并在通信系统中被发射到接收机。如下面将说明的，以这种方式形成的训练序列对同步误差不敏感。因此，接收机可以利用这种训练序列执行鲁棒的信道估计。

如上所述，训练序列可以被插入到帧的前导字段中，并且相应地，接收机120中的提取器124从帧的前导字段中提取训练序列。但是，前导字段的长度是有限的，并且按照现有的标准，是相对较短的。在本发明的另一个实施例中，训练序列被插入到帧的比前导字段长得多的载荷字段中，如图7所示。因此，可以增加训练序列的长度。利用长的训练序列，可以提高信道估计的准确度，因为有更多相同的符号可用来抑制噪声。

注意，上述配置和过程仅仅作为示例。本发明并不限于上述任何特定的实施例。例如，发射机和接收机并不限于图1所示的配置。图1所示的仅仅是其中可以应用本发明的一种OFDM系统的特定配置。然而，如本领域的技术人员所知道的，可以有其它多种不同配置的OFDM系统。例如，根据一种配置，循环前缀插入器114可以设置在P/S变换器115之后。另外，发射机和接收机可以包括已知的或者将来开发的用于执行其它任何必要的处理或操作的任何模块或部分。本领域的技术人员可以认识到，本发明可以利用任何修改的配置来实现，而不脱离本发明的精神。

另外，训练序列生成器116也可以包括已知的或者将来开发的用于执行其它任何必要的处理或操作的任何模块或部分。例如，训练序列生成器116还可以包括用于临时存储操作数据或设置数据的缓冲器或存储器、控制训练序列生成器的每个部分的操作并设置生成训练序列的过程中所使用的参数(例如，循环前缀中的段的数目、从其生成多个连续符号的第一符号、每个训练序列中的符号的数目等)的控制器，等等。由于这些模块或部分并不直接与本发明相关，并且本领域的技术人员可以在不脱离本发明的精神的情况下，任意选择并将其添加到本发明的训练序列生成器中，因此这里并未示出和描述这些单元或部分。

请注意，上面是在时域中对训练符号和序列进行描述的。但是，训练符号也可以在频域中设计，只要得到的训练序列在时域中满足上述木发明的约束。当在频域中设计时，训练序列生成器还可以包括有关的调制模块，例如，用于对频域训练符号执行IFFT以将符号变换到时域的IFFT模块。在该情况中，信道估计器可以包括相应的解调模块，例如，对提取的时域训练符号执行FFT以将符号变换到频域。由于这些模块并不直接与木发明相关，并且是本领域技术人员所知道的，因此这里省略对其的详细描述。在本发明的另一实施例中，用于从原始信息符号生成OFDM符号的调制模块(例如，图1中的IFFT模块113)也可以被训练序列生成器用来对在频域中设计的训练符号执行相应的操作。在另一个实施例中，循环前缀插入器114也可以被训练序列生成器用来向训练符号添加循环前缀，这样，上述的训练序列形成单元1162也可从训练序列生成器中省略。

下面将参考附图描述本发明的效果。

如上所述，训练序列可以在频域中设计，并在发射机中通过IFFT变换到时域，并且在接收机中，提取出的时域训练序列通过FFT被变换到频域，并被用于信道估计。在下面的描述中，首先在训练序列是在频域中设计的情况下进行分析。

图8是示出了OFDM系统中利用频域训练序列的信道估计的简化示图，其中T(k)表示频域训练序列，(n)表示通过IFFT获得的时域训练序列，r(n)表示相应时域接收序列，R(k)表示通过FFT获得的相应的频域接收序列，H(k)表示频率信道响应的实际值，

表示频率信道响应的估计结果，w(n)代表噪声。通过FFT，在频域中恢复了相应的接收序列。接收序列包括两个分量：发射序列和频域信道响应的积、以及噪声。利用LSE(Least Square Error，最小平方误差)方法得到的典型的信道估计结果是接收序列除以发射序列的商。

在接收机中的理想同步的情况下，信道估计误差仅由噪声引起。因此，通过提高SNR(信噪比)，可以任意改善信道估计的准确度。但是，当存在同步误差时，因为在一个FFT操作中涉及了属于不同OFDM符号的分量，所以出现ISI(符号间干扰)，从而由同步误差引起的影响不能通过提高SNR来减小。

图9A～图9C示出了三种不同的同步。在图9A～图9B中，“前一符号”、“当前符号”和“下一符号”是训练序列中的三个连续的OFDM符号。每个符号具有自己的循环前缀CP，用于提供某种程度的ISI保护。“FFT窗”指示通过同步过程确定的“当前符号”的时间范围。

图9A示出了没有任何误差的理想同步，其中FFT窗正好与当前符号吻合。可以容易地证明，当达到理想同步时的估计误差与SNR成反比。在这种情况中，估计误差可以通过提高SNR而被任意减小。

但是，经常存在同步误差。图9B示出了早同步的情况，其中FFT窗早于当前符号而开始。在早同步的情况中，当根据FFT窗与当前符号之间的偏移而确定的具有单位幅度和相位的因子被忽略时，同步误差也与SNR成反比。

图9C示出了迟同步的情况，其中FFT窗迟于当前符号而开始。在迟同步的情况中，FFT输出包括由迟同步造成的ISI所引起的项，这使得信道估计性能大幅恶化。相应地，估计误差包括这样的项，其独立于SNR并且因此不能通过提高SNR而被减小。很清楚，如果不利用特殊设计的训练序列，利用传统训练序列的信道响应的估计结果涉及由于同步误差而造成的不可避免的误差，尤其是存在迟同步时。

推导发现，由ISI引起的项在频域中与T_i(m)有关，其中i是频域中的训练符号的序号，m是子载波的序号，N是一个训练符号中的段的数目，N_CP是训练符号的循环前缀中的段的数目。

可以看出，如果对于所有的i和m， $T_i\left(m\right)-e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}m{N}_{\mathrm{CP}}}{T}_{i+1}\left(m\right)=0,$ 则ISI将被消除，不论是否存在迟同步。从而，可以通过提高SNR来任意改善信道估计的准确度。

在IFFT之后，频域中的上述约束被变换为时域中的等价约束t_i+1(n)＝t_i((n+N_CP)modN)，其中t_i(n)是第i个训练符号的第n个段，N是一个训练符号中所包含的段的数量，(.)modN代表模N。可以发现，根据上述实施例生成的训练符号正好满足该约束。也就是说，通过利用根据上述实施例生成的训练序列，即使在迟同步的情况下，也可以消除ISI，因此可以通过提高SNR来任意改善信道估计的准确度。这样，即使存在迟同步误差，也可以实现鲁棒的信道估计。

另外，如上所述，根据本发明生成的训练序列中的每个训练符号既具有循环前缀也具有循环后缀。从而，通过利用这种训练序列，不仅在迟同步的情况中，而且在早同步的情况中，都可以消除ISI。因此，通过使用根据本发明的训练序列，可以在存在任何种类的同步误差的情况中执行鲁棒的信道估计。

本发明的另一个优点在于所生成的训练序列不仅可以用于信道估计，而且也可以用于解调性能测量。

如公知的，由于传统训练序列中的符号与调制数据符号有很大的不同，因此传统的训练序列不能用于解调性能的测量。因为训练符号和数据符号是利用不同的调制方案被调制的，所以训练序列不能被接收机中的数据解调器处理。

已经发现，如果序列中的符号T_i(m)是调制数据符号，则对于具有N_CP＝N/4或N_CP＝N/2的大多数应用来说，在相同调制方案的符号集合中保持了 $T_{i+1}\left(m\right)=e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}{N}_{{\mathrm{CP}}^m}}{T}_i\left(m\right)$ 的关系。即，即使符号是相同调制方案的调制数据符号，也能保持根据本发明的生成训练序列过程中的约束。因此，根据本发明的一个实施例，通过使用调制数据符号作为第一训练符号来生成训练序列。由于根据本发明设计的约束，所有生成的相继的训练符号都将是与第一训练符号相同调制方案的调制数据符号。这样，训练序列不仅保持了对同步误差的不敏感性，而且保持了每个符号的调制方案的一致性。因此，利用根据该实施例生成的训练序列，不仅可以准确地估计信道响应，而且可以测量解调性能。相应地，根据本发明一个实施例的接收机还可以包括解调性能测量单元(未在图中示出)，该解调性能测量单元被配置为基于根据本发明设计的调制训练符号，执行解调性能测量。

上述本发明的实施例是在SISO OFDM系统的环境中描述的。但是，本发明也可以应用于MIMO OFDM系统。

图10是示意性地示出了MIMO OFDM系统中的发射机的示例性配置的框图。与SISO OFDM系统中的单个发射天线不同，MIMO OFDM系统的发射机具有多个天线Tx1，...，Txn，如图10所示。要传送的信息首先经历时空编码，以生成与各个天线相对应的多组信号。每组信号在针对相应的天线的分别的处理路径中被处理，然后从相应的天线被发送。如本领域所公知的，每个路径中的处理(基带调制、OFDM调制等)与SISOOFDM中的相同，这里省略对其的详细描述。

在MIMO OFDM系统中，应当生成针对每个天线的训练序列，并且训练序列应当被设计使得针对不同天线的序列彼此正交。图11示出了具有四个发射机天线的MIMO OFDM系统的传统训练序列的示例。

在图11中，t_i(j)表示训练序列的第i个训练符号的第j个段，并且Tx1、Tx2、Tx3和Tx4分别表示四个发射机天线。针对不同天线而设计的训练序列彼此正交。但是，在传统的训练序列中，连续符号之间的循环左移的约束并不满足。这样的序列对同步误差是敏感的，由于是对于迟同步，因此不能用于提供准确的信道估计。

根据本发明的一个实施例，传统训练序列中的每个训练符号被满足根据本发明设计的约束的一对训练符号代替。图12示出了根据本发明该实施例生成的训练序列的示例。

如图12所示，图11中所示的传统训练序列中的每个训练符号被一对训练符号代替，这对训练符号中的第二个训练符号是第一个训练符号的循环左移形式。即，训练序列中的每对训练符号满足了上述的约束。因此，训练序列对同步误差不敏感。另一方面，图12中所示的每对符号中的第一个符号与图11中所示的传统训练序列中的相应的一个符号相同。因此，根据该实施例生成的针对不同天线的训练序列也彼此正交。由于保留了不同序列之间的正交性，这样的序列可以被用于区分不同发射机天线和单个接收机之间的信道。

还应注意，在图12所示的训练序列中，每对训练符号中的第二个训练符号的循环前缀正好是第一个训练符号的循环后缀。例如，通过第一天线Tx1发射的第二对训练符号是(t₂(4)，t₂(1)，t₂(2)，t₂(3)，t₂(4)，t₂(1)，t₂(2)，t₂(3)，t₂(4)，t₂(1))。可以看出，第一个训练符号(t₂(1)，t₂(2)，t₂(3)，t₂(4))具有循环前缀t₂(4)，并且第二个训练符号(t₂(2)，t₂(3)，t₂(4)，t₂(1))具有循环前缀t₂(1)，它也是第一个训练符号的循环后缀。因此，也可以在早同步的情况中很好地降低ISI。

因此，根据本发明该实施例生成的训练序列可以被用在MIMO OFDM系统，用于在存在任何种类的同步误差时的鲁棒的信道估计。由于根据本发明的训练序列中的每对训练符号中的第一个训练符号可以与传统训练序列中的相应的符号相同，所以利用每对训练符号中的接收的第一个训练符号，可以在接收机中应用能够利用传统训练序列而工作的所有估计方法。另外，训练序列可以被插入帧的前导字段或者载荷字段中，并且如果训练序列是利用调制数据符号生成的，则可以实现解调性能测量。

在上述实施例中，针对各个天线的每个训练序列是由多对训练符号组成的。但是，本发明并不限于该特定的实施例。例如，针对各个天线的每个训练序列可以包括多组训练符号，每组训练符号可以包括满足根据本发明设计的约束的多于两个的训练符号，只要每个序列作为一个整体与针对其它天线的序列正交。

从上述说明可以看出，利用本发明，在SISO OFDM通信系统和MIMO OFDM通信系统中都可以执行对同步误差不敏感的鲁棒的信道估计。与传统方案相比，本发明还有许多优点。例如，不需要修改帧，这意味着本发明可以被应用与基于SISO/MIMO OFDM传输标准的任何通信系统。当训练符号是利用调制符号生成的时候，可以通过利用同一套训练序列来执行解调性能测量和信道估计两者，以提高效率。并且，对信道估计的算法没有限制，这意味着可以利用本领域中已知的一般算法。

在MIMO OFDM系统中进行了实验。图13A示出了发射符号的星座图，图13B示出了利用传统训练序列执行信道估计且存在迟同步的情况下的接收符号，图13C示出了利用如图12所示的训练序列执行信道估计且存在迟同步的情况下的接收符号。从图中可以看出，由于解调中没有ISI，本发明极大地改善了解调性能。

图14示出了在存在迟同步的情况下，在具有两个发射机天线和两个接收机天线的MIMO OFDM系统中，一个发射机天线和一个接收机天线之间的实际信道响应和相应的估计结果。横轴表示子载波的序号，纵轴表示频率信道相应的幅度。很清楚，利用根据本发明的包含成对符号的训练序列获得的估计结果与实际信道值很接近，而利用包含单训练符号的传统训练序列获得结果具有由于ISI引起的较大误差。

在图15中，同步误差对信道估计的影响被描绘为同步误差的函数。横轴表示按照符号的估计出的开始时刻和实际的开始时刻之间的时域样本数目的同步误差。纵轴示出了信道估计的均方误差。在横轴中，“0”意味着理想同步，负值意味着早同步，正值意味着迟同步。当使用包含单符号的传统训练序列时，由于迟同步的出现，信道估计误差中存在陡升，而利用根据本发明的包含成对符号的训练序列的估计结果的误差在整个横轴中没有变化。该事实说明根据本发明生成的训练序列可以在存在所有种类的同步误差的情况中提供准确的信道估计结果。

请注意，在各个配置框图中所述的块未必是分立的设备。这些块是通过其功能进行划分的，并且可以实现在单个设备或多个设备中。即，每个单元的功能可以由若干不同的设备执行，或者若干单元的功能可以由单个设备执行。此外，功能可以以任何分布式的方式执行。例如，如果训练符号生成器在频域中生成训练符号，则IFFT过程可以由训练序列生成器中的单独的IFFT单元执行，或者由发射机中原有的IFFT单元执行。另外，训练符号可以在被添加循环前缀之前与帧中的数据符号相组合，然后与帧的其它部分一起经历循环前缀插入过程。本领域的技术人员可以构造发射机的任何具体的布局，只要所生成的训练序列最终满足根据本发明设计的约束。

上面在SISO OFDM系统或MIMO OFDM系统的环境中描述了本发明的具体实施例。但是，如本领域的技术人员将会认识到的，本发明也可以应用于使用训练序列的任何其它通信系统。

还应当注意，本发明上述实施例中所描述的约束的根据从FFT窗的输出消除ISI的思想而设计的。但是，也可以设计和生成其它的序列，使得这些序列满足对同步误差不敏感的要求。在阅读了说明书之后，本领域的技术人员能够修改上述约束而不脱离本发明的精神。

本发明的元素可以实现为硬件、软件、固件或它们的组合，并且可以用在系统、子系统、部件或其子部件中。当实现为软件时，本发明的元素可以是程序或者被用于执行必要任务的代码段。程序或代码段可以被存储在机器可读介质中，或者通过载波中携带的数据信号在传输介质或通信链路上传输。“机器可读介质”可以包括任何能够存储或传递信息的介质。机器可读介质的示例包括电子电路、半导体存储器设备、ROM、闪存、可擦除ROM(EROM)、软盘、CR-ROM、光盘、硬盘、光纤介质、射频(RF)链路等。代码段可以通过诸如因特网、内联网之类的计算机网络被下载。

上面已经参考附图描述了根据本发明的具体实施例。但是，本发明并不受图中所示的具体配置和过程的限制。本发明可以以其它的具体形式实现，而不脱离其精神和本质特征。例如，特定实施例中所描述的训练序列可以被修改，只要其满足根据本发明设计的约束。因此，当前的实施例在所有方面都被看作是示例性的而非限定性的，本发明的范围由所附权利要求而非上述描述定义，并且，落入权利要求的含义和等同物的范围内的全部改变从而都被包括在本发明的范围之中。

Claims (20)

1.一种用于实现通信系统中的鲁棒信道估计的装置，包括：

训练序列生成器，被配置为生成训练序列；

格式化器，被配置为将所述训练序列插入到帧中；和

发射模块，被配置为发射所述帧，

其中，所述训练序列生成器包括

训练符号生成器，被配置为生成多个训练符号，所述多个训练符号满足预定的约束，使得所述训练符号对同步误差不敏感；和

训练序列形成单元，被配置为从由所述训练符号生成器生成的训练符号形成所述训练序列，在所述训练序列中一个训练符号的循环后缀是下一个训练符号的循环前缀，

其中，所述训练序列满足由t_i+1(n)＝t_i((n+N_CP)mod N)表示的约束，其中，t_i(n)表示第i个训练符号的第n个段，N是一个训练符号中所包含的段的数量，mod N代表模N，N_CP代表训练符号的循环前缀中的段的数目，i和n为序数。

2.根据权利要求1所述的装置，其中，所述训练序列形成单元被配置为向每个训练符号添加循环前缀，并串接被添加了循环前缀的多个训练符号。

3.根据权利要求1所述的装置，其中，所述训练符号生成器包括循环左移器，所述循环左移器在时域中对当前训练符号执行循环左移，以生成下一训练符号。

4.根据权利要求3所述的装置，其中，所述循环左移的移位的量是根据要被添加到每个训练符号上的循环前缀中的段的数目而确定的。

5.根据权利要求1所述的装置，其中，由所述训练符号生成器生成的所述训练符号是调制符号。

6.根据权利要求1所述的装置，其中，所述格式化器被配置为将所述训练序列插入到所述帧的前导字段中。

7.根据权利要求1所述的装置，其中，所述格式化器被配置为将所述训练序列插入到所述帧的载荷字段中。

8.根据权利要求1所述的装置，其中，所述通信系统是多入多出正交频分复用系统，并且所述发射模块包括多个天线；并且其中

所述训练符号生成器还被配置为针对每个天线生成多组所述多个训练符号；

所述训练序列形成单元还被配置为形成多个彼此正交的训练序列，每个训练序列对应于相应的天线并且包括针对所述相应的天线的所述多组多个训练符号；

所述格式化器还被配置为将每个训练序列插入到要从相应的天线发射的帧中；并且

所述发射模块还被配置为从相应的天线发射每个帧。

9.一种用于实现通信系统中的鲁棒信道估计的通信方法，包括：

生成多个训练符号，所述多个训练符号满足预定的约束，使得所述训练符号对同步误差不敏感；

从所述多个训练符号形成训练序列，在所述训练序列中一个训练符号的循环后缀是下一个训练符号的循环前缀；

将所述训练序列插入到帧中；以及

发射所述帧，

其中，所述训练序列满足由t_i+1(n)＝t_i((n+N_CP)mod N)表示的约束，其中，t_i(n)表示第i个训练符号的第n个段，N是一个训练符号中所包含的段的数量，mod N代表模N，N_CP代表训练符号的循环前缀中的段的数目，i和n为序数。

10.根据权利要求9所述的方法，其中，形成训练序列包括向每个训练符号添加循环前缀，并串接被添加了循环前缀的多个训练符号。

11.根据权利要求9所述的方法，其中，生成多个训练符号包括在时域中对当前训练符号执行循环左移，以生成下一训练符号。

12.根据权利要求11所述的方法，其中，所述循环左移的移位的量是根据要被添加到每个训练符号上的循环前缀中的段的数目而确定的。

13.根据权利要求9所述的方法，其中，所述训练符号是调制符号。

14.根据权利要求9所述的方法，其中，所述训练序列被插入到所述帧的前导字段中。

15.根据权利要求9所述的方法，其中，所述训练序列被插入到所述帧的载荷字段中。

16.根据权利要求9所述的方法，其中，所述通信系统是具有多个发射机天线的多入多出正交频分复用系统，所述方法还包括：

针对每个天线生成多组所述多个训练符号；

形成多个彼此正交的训练序列，每个训练序列对应于相应的天线并且包括针对所述相应的天线的所述多组多个训练符号；

将每个训练序列插入到要从相应的天线发射的帧中；并且

从相应的天线发射每个帧。

17.一种用于实现通信系统中的鲁棒信道估计的通信方法，包括：

接收帧；

从所述接收的帧中提取训练序列；

通过在所述训练序列中将一个训练符号的循环后缀作为下一个训练符号的循环前缀，从所述训练序列提取训练符号；以及

基于所述训练符号执行信道估计，

其中，所述训练序列满足由t_i+1(n)＝t_i((n+N_CP)mod N)表示的约束，其中，t_i(n)表示第i个训练符号的第n个段，N是一个训练符号中所包含的段的数量，mod N代表模N，N_CP代表训练符号的循环前缀中的段的数目，i和n为序数。

18.根据权利要求17所述的方法，其中，所述训练序列是从所述帧的前导字段中提取的。

19.根据权利要求17所述的方法，其中，所述训练序列是从所述帧的载荷字段中提取的。

20.根据权利要求17所述的方法，还包括基于所述训练符号执行解调性能测量。

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