CN104769875A

CN104769875A - 采用正交频分复用的高频谱效率传输

Info

Publication number: CN104769875A
Application number: CN201380041352.5A
Authority: CN
Inventors: A.伊莱亚兹; I.鲁文
Original assignee: Magna Kang Mu Co Ltd
Current assignee: Avago Technologies International Sales Pte Ltd
Priority date: 2012-06-20
Filing date: 2013-06-19
Publication date: 2015-07-08
Anticipated expiration: 2033-06-19
Also published as: US9800447B2; EP2865122A2; WO2014006515A2; CN104769875B; US20130343446A1; US20150256293A1; US20130343480A1; WO2014006515A3; EP2865149A4; US20130343496A1; US20140321525A1; US20150078491A1; US20140233683A1; WO2014016677A3; EP2865149A2; US8681889B2; US8948321B2; US8831124B2; US9124399B2; US20130343491A1

Abstract

发射机可以利用所选调制星座图将C’位序列中的每个映射到C’码元中的相应C’码元，其中C’是大于1的数。发射机可以处理C’码元，以产生C’载波间相关虚拟副载波值；发射机可以下抽取C虚拟副载波值到C物理副载波值，C是小于C’的数。发射机可以在C正交频分复用(OFDM)副载波上发射C物理副载波值。调制星座图可以是N-QAM星座图，其中N是整数。该处理可以包括利用C’滤波器抽头系数的阵列对C’码元滤波。滤波可以包括循环滤波。滤波可以包括乘以填充有C’滤波器抽头系数的轮换矩阵。

Description

采用正交频分复用的高频谱效率传输

优先权要求

本专利申请参考如下、要求如下的优先权并且要求如下的权益：

2012年6月20日提交的标题为“Apparatus and Method for EfficientUtilization of Bandwidth”的美国临时专利申请序列号No.61/662,085；

2012年11月14日提交的标题为“Modulation Scheme Based on PartialResponse”的美国临时专利申请序列号No.61/726,099；

2012年11月26日提交的标题为“Modulation Scheme Based on PartialResponse”的美国临时专利申请序列号No.61/729,774；

2012年12月28日提交的标题为“Modulation Scheme Based on PartialResponse”的美国临时专利申请序列号No.61/747,132；

2013年2月24日提交的标题为“High Spectral Efficiency over Non-Linear,AWGN Channels”的美国临时专利申请序列号No.61/768,532；以及

2013年4月3日提交的标题为“High Spectral Efficiency over Non-Linear,AWGN Channels”的美国临时专利申请序列号No.61/807,813。

本专利申请还是2013年1月31日提交的标题为“Dynamic FilterAdjustment for Highly-Spectrally-Efficient Communications”的美国专利申请序列号No.13/755,008的部分继续申请。

在此通过引用合并上述每个专利申请。

通过引用合并

该专利申请参考：

2013年1月31日提交的标题为“Low-Complexity,Highly-Spectrally-Efficient Communications”的美国专利申请序列号No.:13,754,964(代理人案号no.26150US02)；

2013年1月31日提交的标题为“Design and Optimization of PartialResponse Pulse Shape Filter”的美国专利申请序列号No.:13/754,998(代理人案号no.26151US02)；

2013年1月31日提交的标题为“Constellation Map Optimization for HighlySpectrally Efficient Communications”的美国专利申请序列号No.:13/755,001(代理人案号no.26152US02)；

2013年1月31日提交的标题为“Dynamic Filter Adjustment forHighly-Spectrally-Efficient Communications”的美国专利申请序列号No.:13/755,008(代理人案号no.26153US02)；

2013年1月31日提交的标题为“Timing Synchronization for Reception ofHighly-Spectrally-Efficient Communications”的美国专利申请序列号No.:13/755,011(代理人案号no.26156US02)；

2013年1月31日提交的标题为“Signal Reception UsingNon-Linearity-Compensated,Partial Response Feedback”的美国专利申请序列号No.:13/755,014(代理人案号no.26157US02)；

2013年1月31日提交的标题为“Feed Forward Equalization forHighly-Spectrally-Efficient Communications”的美国专利申请序列号No.:13/755,018(代理人案号no.26158US02)；

2013年1月31日提交的标题为“Decision Feedback Equalizer for HighlySpectrally Efficient Communications”的美国专利申请序列号No.:13/755,021(代理人案号no.26159US02)；

2013年1月31日提交的标题为“Decision Feedback Equalizer with MultipleCores for Highly-Spectrally-Efficient Communications”的美国专利申请序列号No.:13/755,025(代理人案号no.26160US02)；

2013年1月31日提交的标题为“Decision Feedback Equalizer UtilizingSymbol Error Rate Biased Adaptation Function for Highly Spectrally EfficientCommunications”的美国专利申请序列号No.:13/755,026(代理人案号no.26161US02)；

2013年1月31日提交的标题为“Coarse Phase Estimation ForHighly-Spectrally-Efficient Communications”的美国专利申请序列号No.:13/755,028(代理人案号no.26163US02)；

2013年1月31日提交的标题为“Fine Phase Estimation for HighlySpectrally Efficient Communications”的美国专利申请序列号No.:13/755,039(代理人案号no.26164US02)；

2013年1月31日提交的标题为“Multi-Mode Transmitter forHighly-Spectrally-Efficient Communications”的美国专利申请序列号No.:13/755,972(代理人案号no.26165US02)；

2013年1月31日提交的标题为“Joint Sequence Estimation of Symbol andPhase With High Tolerance Of Nonlinearity”的美国专利申请序列号No.:13/755,043(代理人案号no.26166US02)；

2013年1月31日提交的标题为“Adaptive Non-Linear Model forHighly-Spectrally-Efficient Communications”的美国专利申请序列号No.:13/755,050(代理人案号no.26168US02)；

2013年1月31日提交的标题为“Pilot Symbol-Aided Sequence Estimationfor Highly-Spectrally-Efficient Communications”的美国专利申请序列号No.:13/755,052(代理人案号no.26169US02)；

2013年1月31日提交的标题为“Method and System for Corrupt SymbolHandling for Providing High Reliability Sequences”的美国专利申请序列号No.:13/755,054(代理人案号no.26171US02)；

2013年1月31日提交的标题为“Method and System for Forward ErrorCorrection Decoding with Parity Check for Use in Low Complexity Highly-spectrally-efficient Communications”的美国专利申请序列号No.:13/755,060(代理人案号no.26172US02)；

2013年1月31日提交的标题为“Method and System for Quality of Service(QoS)Awareness in a Single Channel Communication System”的美国专利申请序列号No.:13/755,061(代理人案号no.26174US02)；

2013年1月31日提交的标题为“Pilot Symbol Generation forHighly-Spectrally-Efficient Communications”的美国专利申请序列号No.:13/756,079(代理人案号no.26467US02)；

2013年1月31日提交的标题为“Timing Pilot Generation forHighly-Spectrally-Efficient Communications”的美国专利申请序列号No.:13/755,065(代理人案号no.26468US02)；

2013年1月31日提交的标题为“Multi-Mode Receiver forHighly-Spectrally-Efficient Communications”的美国专利申请序列号No.:13/756,010(代理人案号no.26469US02)；

2013年1月31日提交的标题为“Forward Error Correction with ParityCheck Encoding for use in Low Complexity Highly-spectrally-efficientCommunications”的美国专利申请序列号No.:13/755,068(代理人案号no.26470US02)；

2013年1月31日提交的标题为“Highly-Spectrally-Efficient Receiver”的美国专利申请序列号No.:13/756,469(代理人案号no.26480US02)；

与本专利申请同一日提交的标题为“Highly-Spectrally-Efficient ReceptionUsing Orthogonal Frequency Division Multiplexing”的美国专利申请序列号No.:._______(代理人案号no.26650US02)；

与本专利申请同一日提交的标题为“Multi-Mode Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing Transmitter for Highly-Spectrally-EfficientCommunications”的美国专利申请序列号No.:__________(代理人案号no.26651US02)；

与本专利申请同一日提交的标题为“Multi-Mode Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing Receiver for Highly-Spectrally-Efficient Communications”的美国专利申请序列号No.:_________(代理人案号no.26652US02)；

在此，通过引用合并上述每个专利申请的全部内容。

技术领域

本申请的方面涉及电子通信。

背景技术

现有通信方法和系统非常能量渴望并且/或者频谱效率非常低。通过将这种方法与在本公开的其余部分参考附图描述的本方法和系统的一些方面进行比较，常规传统方法的其他限制和缺陷对于本技术领域内的技术人员显而易见。

发明内容

提供用于采用正交频分复用的高频谱效率通信的方法和系统，基本上由附图中的至少一个示出并且/或者结合附图中的至少一个描述，权利要求书中做了更全面说明。

附图说明

图1A是典型OFDM发射机的框图。

图1B示出用于高频谱效率OFDM发射机的典型循环滤波器的模拟结果。

图1C示出描述高频谱效率OFDM发射机的典型实现的操作的流程图。

图2A是典型OFDM接收机的示意图。

图2B和图2C示出描述高频谱效率OFDM接收机的典型实现的操作的流程图。

图2D示出描述高频谱效率OFDM接收机的典型解码电路的操作的流程图。

图3是描述用于减缓高频谱效率OFDM通信系统中的频率选择性衰减效应的处理的流程图。

具体实施方式

在此使用的术语“电路”和“电路系统”指物理电子部件(即，硬件)和可以配置硬件、被硬件执行并且以其它方式与硬件有关的软件和/或者固件(“代码”)。例如，在此使用的特定处理器和存储器当执行第一行或者头多行代码时可以包括第一“电路”，而当执行第二行或者第二多行代码时可以包括第二电路。在此使用的“和/或者”指的是由“和/或者”连接的列表中的条目中的任何一个或者多个。作为例子，“x和/或者y”指三元素集{(x),(y),(x,y)}中的任何元素。作为另一例子，“x、y和/或者z”指七元素集{(x),(y),(z),(x,y),(x,z),(y,z),(x,y,z)}中的任何元素。在此使用的术语“示例”指作为非限制性的例子、范例或者例示。在此使用的术语“比如”和“例如”列出一个或者多个非限制性例子、范例或者例示的列表。每当电路系统包括执行该功能的所需硬件和代码(如果需要)时，在此使用的电路系统“可操作以”执行功能，而与功能的性能是否被某种用户可配置的设定启动或者关闭无关。

最近几年，正交频分复用(OFDM)已经在诸如WiFi(IEEE Std 802.11n/ac),3GPP-LTE和G.hn的大容量无线和有线通信系统中获得发展。OFDM的一个优点是，其能够减少对频率选择性信道上的复杂均衡的需要。特别是，与多个独立空间流和多个天线、多输入多输出(MIMO)系统组合，功能强大。OFDM的一个优点是，可以减少或者消除对频率选择性信道上的复杂均衡的需要。常规MIMO-OFDM解决方案基于次优迫零、SIC(连续干扰消除)和最小均方误差(MMSE)接收机。这些检测算法均显著劣于最大似然性(ML)和近ML接收机。最近，在出现的标准中，星座图尺寸不断增大(256-QAM、1024-QAM等)。这种解决方案的关联的ML状态空间是N^SS，其中N和SS分别表示星座图尺寸和MIMO空间流的总数。因此，本公开的方面适合实现高性能的减少状态/复杂性ML解码器。

本公开的典型实现可以对约占据“ISI-free”或者“全响应”信令的一半带宽的部分响应信令采用较小的星座图。因此，ML状态空间被显著减小，并且相应地提高了降低复杂性的ML检测的成本效益。此外，本公开的方面支持存在相位噪声和非线性失真的情况下进行检测，而无需降低容量和频谱效率的导频码元。频谱压缩还提供多维信号表示，与常规二维QAM系统相比，这样改善AWGN环境下的性能。根据本公开的实现，发射机整形滤波器可以应用于频域中，以保护OFDM码元的独立性。

图1A是典型OFDM发射机的示意图。典型发射机100包括：码元映射器电路102、码元间相关(ISC)生成电路104、抽取电路108、串行到并行电路108、快速傅里叶逆变换(IFFT)电路112、并行到串行电路114、循环前缀与开窗电路116以及发射前端电路118。在所示的典型实现中，发射机在信道120内发射。

码元映射器电路102可操作以根据所选调制方案将要发射的位流的位(“Tx_bitstream”)映射到码元。例如，对于具有码元字母N的正交振幅调制(QAM)方案(N-QAM)，映射器可以将Tx_bitstream的每个Log2(N)位映射到被表示为复数和/或者同相(I)分量和正交相位(Q)分量的单个码元。尽管在本公开中为了说明采用N-QAM，但是本公开的方面可用于任何调制方案(例如，脉冲振幅调制(PAM)、幅移键控(ASK)、相移键控(PSK)、频移键控(FSK)等)。此外，N-QAM星座图(constellation)的点可以均匀分隔(“在网格上”)或者不均匀分隔(“不在网格上”)。此外，为了实现最佳误码率(BER)性能(或者被调节以实现目标BER)可以优化映射器102使用的码元星座图，该最佳误码率性能与对数似然比(LLR)有关并且与最优平均互信息位(MMIB)有关(或者实现目标MMIB)。例如，Tx_bitstream可以是数据位通过前向纠错(FEC)编码器和/或者交织器的结果。此外，或者作为选择地，映射器102的码元输出可以通过交织器。

ISC生成电路104可操作以对映射器102输出的码元滤波，以产生C’虚拟副载波值(下面解释技术术语“虚拟副载波”)，该C’虚拟副载波值在要在不同副载波上输出的码元之间具有显著的受控量的码元间相关性(即，C’虚拟副载波值的任何特定C’虚拟副载波值可以与映射器102输出的多个C’码元相关)。换句话说，ISC生成电路引入的码元间相关性可以是要在不同副载波上输出的码元之间的相关性。在典型实现中，ISC生成电路104可以是循环滤波器。

ISC生成电路104的响应可以由可以例如存储在存储器124内被表示为p(其中下划线表示矢量)的多个系数确定。在典型实现中，ISC生成电路104可以对来自映射器102的C’码元集执行循环(或者等同地“周期”)卷积，以产生作为信号105传递的C’虚拟副载波值集。因此，在这种实现中，ISC生成电路104可以被描述为轮换矩阵，该轮换矩阵使C’码元的输入矢量乘以C’×C’矩阵，其中该矩阵的每行i+1可以是该矩阵的行i的循环移位版，i是1到C’的整数。例如，对于C’＝4(仅为了说明选择的任意值)，并且p＝[p1p2p3p4]，该矩阵可以如下：

[\begin{matrix} p 1 & p 2 & p 3 & p 4 \\ p 4 & p 1 & p 2 & p 3 \\ p 3 & p 4 & p 1 & p 2 \\ p 2 & p 3 & p 4 & p 1 \end{matrix}]

在另一例子中，p的长度可以小于C’，并且零填充字符可以用于将行和/或者列填充到长度C’和/或者对行和/或者列填充字符。例如，C’可以等于6，并且上述矩阵(p具有四个元素)可以被填充字符，以产生6个元素的矢量p _z＝[p1p2p3p400]，并且然后，以利用p_z产生4×4矩阵相同的方式，可以利用p _z产生6×6矩阵。作为另一例子，可以仅对行填充字符，使得结果是C’×LP矩阵，其中LP是p的长度(例如，上述例子中的4×6矩阵)。作为另一例子，仅对列填充字符，使得结果是LP×C’矩阵，其中LP是p的长度(例如，上述例子中的6×4矩阵)。

抽取电路108可操作以下抽取C’虚拟副载波值的组到C发射物理副载波值(下面解释术语“物理副载波”)。因此，抽取电路108可操作以执行下抽样和/或者上抽样。抽取因数可以是整数或者小数。因此，抽取器108的输出包括每个OFDM码元的C物理副载波值。在ISC生成电路104不将频谱限制到低于抽取的奈奎斯特频率的情况下，抽取可以引入显著混叠(aliasing)。然而，在本公开的典型实现中，允许这种混叠，并且实际改善性能，因为其提供附加自由度。可以利用信道120的C+Δ总副载波的C传送C物理副载波值。Δ可以对应于不用于发射数据的信道120上的OFDM副载波的数目。例如，可以以中心副载波发射数据，以减少DC偏移问题。作为另一例子，一个或者多个副载波可以用作导频，以在接收机支持相位误差校正和频率误差校正。此外，可以利用零副载波填充字符提高抽样率，这样使抽样复制品分离，并且允许使用复杂性低的模拟电路系统。信道120的C+Δ副载波接近(例如，在电路容差内)以BW/(C+Δ)分隔(根据奈奎斯特判据)并且具有小于或者等于(C+Δ)/BW的有效OFDM码元时长(根据奈奎斯特判据)。然而，本发明的方面使接收机由收到的OFDM码元恢复原始C’码元(因此，是将C’称为“虚拟副载波”的数目的原因)。利用带宽BW/(C+Δ)的C有效副载波和小于或者等于(C+Δ)/BW的OFDM码元定时的C’码元的传递由此对应于(C’+Δ)/(C+Δ)的带宽减少，或者等同于常规OFDM系统上的C’/C的码元速率升高(假定常规系统中具有相同数目Δ的未使用副载波)。

为了降低复杂性，在典型实现中，仅通过取出矩阵中与ISC生成C’×C’矩阵的抽取虚拟副载波有关的行由C’计算C物理副载波子集的子集(C_S)，可以将功能块104和108合并。例如，通过去除在以上段落描述的C’×C’矩阵的偶数列矢量，可以实现2因数的抽取(对于该例子，假定信息码元矢量(C’的长度)是左侧乘以该矩阵的行矢量)。

一般地说，在电路104是循环滤波器的典型实现中，设计ISC生成电路104的方法和系统可以与标题为“Design and Optimization of Partial ResponsePulse Shape Filter”的美国专利申请序列号No.13/754,998中描述的方法和系统类似，通过引用合并该美国专利申请。与美国专利申请序列号No.13/754,998中描述的单载波情况中的(各)滤波器的设计类似，电路104的循环滤波器实现的设计可以基于将码元差错率(SER)联合界线用作成本函数，并且目的是将与一个或者多个识别的差错模式有关的欧几里得距离最大化。采用以系数p为特征的整形滤波器，由差错模式∈得到的距离可以表示为：

δ^{2} (\underset{&OverBar;}{&Element;}, \underset{&OverBar;}{p}) = Σ_{n} {| Σ_{k} p_{[n - k]} {&Element;}_{[k]} |}^{2} = Σ_{k} Σ_{l} {&Element;}_{[k]} {&Element;}_{[l]}^{*} Σ_{n} p_{[n - k]} p_{[n - l]}^{*}

等式1A

为了说明，假定频谱压缩因数是2，则以2抽取之后，等式1A变成：

δ_{2}^{2} (\underset{&OverBar;}{&Element;}, \underset{&OverBar;}{p}) = Σ_{n} {| Σ_{k} p_{[2 n - k]} {&Element;}_{[k]} |}^{2} = Σ_{n} {| Σ_{k} {&Element;}_{[2 n - 2 k]} p_{[2 k]} + Σ_{k} {&Element;}_{[2 n - 2 k + 1} p_{[2 k - 1]} |}^{2}

等式1B

其中右侧的和与奇数索引的码元有关，并且左侧的和与偶数索引的码元有关。然后，可以将等式1B重写为：

\begin{matrix} δ_{2}^{2} (\underset{&OverBar;}{&Element;}, \underset{&OverBar;}{p}) = \underset{n}{Σ} [\underset{k}{Σ} \underset{m}{Σ} {&Element;}_{[2 k]} {&Element;}_{[2 m]}^{*} p_{[2 n - 2 k]} p_{[2 n - 2 m]}^{*} \\ + \underset{k}{Σ} \underset{m}{Σ} {&Element;}_{[2 k - 1]} {&Element;}_{[2 m - 1]}^{*} p_{[2 n - 2 k + 1]} p_{[2 n - 2 m + 1]}^{*} + 2 \\ \cdot Real {\underset{k}{Σ} \underset{m}{Σ} {&Element;}_{[2 k]} {&Element;}_{[2 m - 1]}^{*} p_{[2 n - 2 k]} p_{[2 n - 2 m + 1]}^{*}}] \end{matrix}

等式1C

在等式1C中，第一和项和第二和项分别与偶数索引的虚拟副载波和奇数索引的虚拟副载波的距离相关联。因此，设计ISC生成电路104的循环滤波器实现的一个目标可以是使等式1C的第一项和第二项最大化。第三项根据差错模式取正值和负值。一般地，该项将减小与最可能差错模式有关的最小距离。因此，设计ISC生成电路104的循环滤波器实现的一个目标可以是使等式1C的第三项最小(即，使偶数虚拟副载波与奇数虚拟副载波之间的互相关最小)。此外或者作为选择地，可以设计ISC生成电路104的循环滤波器实现，使得第一和第二项应当基于相同的水平，这可能对应于偶数索引，并且奇数索引码元序列具有可比距离(即，在偶数索引虚拟副载波与奇数索引虚拟副载波寻求能量平衡)。

在存在频率选择性衰减信道的情况下，104产生的副载波间相关性(例如，通过滤波或者通过矩阵乘法)可以用于克服频率选择性衰减，并且可以用于改善接收机的检测性能。副载波间相关性的处理可以被理解为在多个频率副载波上对每个C’信息码元扩频的频域上的“模拟交织”。作为这样“模拟交织”的结果，假定以足够高的SNR接收承载该信息码元的剩余副载波，则副载波中的一个中的下陷对检测的影响较低。

在频率选择性衰减信道的情况下，可以利用来自接收装置的反馈动态地适配传输特性。这种动态适配的典型处理示于图3中。

在框302中，频率选择性衰减正在导致严重影响一个或者多个副载波的显著下陷。例如，该下陷可以将收到的(各)副载波的SNR降低到低于特定水平(例如，预定的水平和/或者在运行时间利用算法控制的水平)。

在框304，可以将这样影响的(各)副载波的标识符从接收装置发送到发射装置(例如，通过控制信道)。

在框306，响应在框304发送的指示，发射装置禁止通过(各)影响的副载波传输数据。通过例如重新配置映射器102(例如，改变C’的值和/或者配置映射器102，以将导频码元插在数据码元之间)、改变p、重新配置抽取电路108(例如，改变C的值)、以及/或者重新配置串行到并行电路110执行的映射，发射装置可以禁止通过(各)影响的副载波的数据传输。

在框308，接收装置可以确定禁止的副载波上的数据传输应当重新开始。

在框310，可以发送通过禁止的(各)副载波重新开始数据传输的指令(例如，通过控制信道)。在典型实现中，通过监视发射装置通过禁止的(各)副载波发射的(各)导频信号，可以进行确定。例如，接收装置可以监视(各)导频信号的特性(例如，SNR)，并且在特性发生显著变化和/或者持续变化时，(例如，在(各)导频信号的SNR在预定时间量升高到高于预定阈值时)，确定重新开始使用(各)副载波。在典型实现中，可以根据与(各)禁止的副载波相邻的副载波的一个或者多个特性确定通过(各)禁止的副载波重新开始数据传输。例如，在禁止副载波N时，接收装置可以监视相邻副载波N-1和/或者N+1的SNR，并且可以响应(各)副载波N-1和/或者N+1的SNR的显著升高和/或者重新升高，判定启动副载波N。上面关于基于导频的(各)禁止的副载波的SNR估计的第一例子比基于利用相邻副载波的SNR估计的第二例子的精度高。然而，第二例子不将功率“浪费”在(各)导频副载波传输上，因此，如果发射功率是固定的，则可以对信息(调制)副载波提供更高的功率。相对升高调制副载波的功率可以改善解码性能(例如，SER、BER、分组差错率)。

同样，可以利用接收装置的反馈(例如，副载波SNR测量的方式)使ISC生成电路104和/或者抽取电路108适配。这种适配可以例如对较高SNR副载波给予较高系数而对较低SNR副载波给予较低系数。可以利用系数的这种适配优化发射装置与接收装置之间的通信容量(或者实现目标通信容量)。可以将控制信道等待时间和适配率控制得足够快，以适应信道相干时间。

回到图1B，此外或者作为选择地，电路104的设计目标可以是由降低接收机内的序列估计的复杂性的要求产生的。作为例子，如美国专利申请序列号No.13/754,998所述，一个设计目标可以是使电路104的循环滤波器实现的“早”(或者低索引)抽头的系数的振幅最大。作为另一例子，如美国专利申请序列号No.13/754,998所述，一个设计目标可以是将电路104的循环滤波器实现的“后”(或者高索引)抽头的累积功率降低到最小。

如图1B中的典型模拟结果所示(压缩因数＝2，用于说明的目的)，复数值整形滤波器能够采用全频谱，并且利用频谱的断点，使偶数索引(“ph 1”)和奇数索引响应(“ph 2”)基本上正交。图1B示出根据该公开设计的电路104的循环滤波器实现的偶数索引系数和奇数索引系数的频率响应的例子。此外，图1B的下部所示的是总/合成偶数和奇数响应，可以看出，该响应基本上是平坦的。

回到图1A，串行到并行电路110可操作以将作为信号109串行传递的C物理副载波值转换为作为信号111并行传递的C物理副载波值输入。

在典型实现中，抽取电路108输出的副载波值可以在被输入到电路112和/或者电路之前被交织，电路112和/或者电路110可以执行输入副载波值的交织。该交织器可操作以改善对产生跨几个副载波的宽下陷的多路径导致的频率选择性衰减的容差。在这种情况下，该交织器可用于通过非连续(交织的)副载波“扩频”该下陷，并且因此，降低该下陷对解码性能的影响。

信号103、105、109和111中的每个都可以是频域信号。快速傅立叶逆变换(IFFT)电路112可操作以将信号111的频域抽样转换为信号113的时域抽样。

并行到串行电路114可操作以将并行信号113转换为串行信号115。

电路116可操作以处理信号115，以产生信号117。该处理可以包括例如插入循环前缀。此外，或者作为选择地，该处理可以包括应用开窗功能来补偿当发射信号的接收机利用FFT恢复该发射信号中承载的信息时可能导致的赝象。发射机100中应用的开窗可以代替或者附加接收机中应用的开窗。

发射机前端118可操作以将信号117转换为模拟表示、上变换获得的模拟信号、以及放大上变换的信号，以产生被发射到信道120中的信号119。因此，发射机前端118可以包括例如数模转换器(DAC)、混合器和/或者功率放大器。前端118可以对信号117引入非线性失真和/或者相位噪声(和/或者其他不理想特性)。电路118的非线性可以被表示为NL_Tx，其可以是例如多项式或者指数的(例如，Rapp模型)。该非线性可以并入存储器(例如，Voltera系列)。在典型实现中，发射机100可用于发射其与前端118使发射信号遭受的非线性失真有关的设定。这种发射的信息可以启动接收机，以选择要应用的适当非线性失真模型和相关联的参数(如下所述)。

信道120可以包括有线、无线和/或者光通信介质。信号119可以通过信道120传播并且到达接收机，诸如下面参考图2A描述的接收机。

在各种典型实施例中，还可以采用取决于副载波的位装载和时变位装载。

图1C示出描述高频谱效率OFDM发射机的典型实现的操作的流程图。该处理以框152开始，在框152，产生基带位流(例如，利用运行于智能电话、平板电脑、膝上型计算机或者其他计算装置上的应用程序)。

在框154，根据码元星座图，映射基带位流。在所示的典型实现中，基带位流的C’(整数)集的log2(N)位被映射到C’N-QAM码元。

在框156，利用上面参考图1A的描述设计的滤波器，循环卷积C’码元，以产生C’虚拟副载波值，在要在不同副载波上输出的码元中，其具有显著的受控量的码元间相关性。

在框158，ISC生成电路104输出的C’虚拟副载波值可以被下抽取为C物理副载波值，通过信道120的C+ΔOFDM副载波中的相应C+ΔOFDM副载波发射每个C物理副载波值。在典型实现中，可以以接近1.25与3之间的因数进行抽取。

在框160，C物理副载波值被输入到IFFT，并且输出相应C+Δ时域值，以通过信道120的C+Δ副载波传输。

在框162，可以将循环前缀附加到由框160获得的C时域抽样。在附加了循环前缀后，还可以对该抽样应用开窗功能。

在框164，在接近(C+Δ)/BW(例如，在电路容差内)的OFDM码元周期内，由框162获得的抽样可以被转换为模拟量、上变换为RF、放大以及发送到信道120中。

图2A是典型OFDM接收机的示意图。典型接收机200包括：前端202、循环前缀与开窗电路204、串行到并行转换电路208、频率校正电路206、快速傅立叶变换(FFT)电路210、每音调均衡器212、相位校正电路214、并行到串行转换电路216、解码电路218、受控合成码元间相关(ISC)和/或者副载波间干扰(ICI)模型(受控ISCI模型)电路220、载波恢复环形电路222、FEC解码器电路232、以及性能指标测量电路234。

接收机前端202可操作以放大、下变换和/或者数字化信号121，以产生信号203。因此，接收机前端202可以包括例如低噪声放大器、混合器和/或者模数转换器。前端202可以例如在每个OFDM码元周期对接收信号121抽样至少C+Δ次。因为非线性，接收机前端202可能将非线性失真和/或者相位噪声引入信号203中。前端202的非线性可以被表示为NL_Rx，其可以是例如多项式或者指数的(例如，Rapp模型)。该非线性可以并入存储器(例如，Voltera系列)。

电路204可操作以处理信号203，以产生信号205。该处理可以包括例如去除循环前缀。此外，或者作为选择地，该处理可以包括应用开窗功能，以对由于对在FFT窗口上是非周期性的信号应用FFT产生的赝象进行补偿。发射机100中应用的开窗可以代替或者附加在接收机内应用的开窗。电路204的输出可以包括对应于通过C+Δ副载波收到的特定OFDM码元的接收信号的C抽样。

频率校正电路206可操作以调节信号205的频率，从而对可能由上变换和下变换使用的有限精度的频率源产生的频率误差进行补偿。频率校正可以基于来自载波恢复电路222的反馈信号223。

串行到并行转换电路208可操作以将作为信号207串行输出的C时域抽样转换为作为信号209并行输出的C时域抽样。

在典型实现中，如果在发射机中执行副载波值的交织，则可以在被输入到电路218之前，对在链路215输出的相位/频率校正的均衡副载波值去交织并且/或者电路216可以执行副载波值的去交织。在这种情况下，受控ISCI模型220(包括调制器使用的合成ISC模型和/或者反映信道非线性的ICI模型)应当考虑交织操作。

信号203、205、207和209中的每个都可以是时域信号。快速傅立叶变换(FFT)电路210可操作以将作为信号209传送的时域抽样转换为作为信号211传送的C物理副载波值。

每音调均衡器212可操作以对C物理副载波值中的每个执行频域均衡，从而对C OFDM副载波中的相应C OFDM副载波经历的非线性(例如，多路径加性白高斯噪声(AWGN)等)进行补偿。在典型实现中，该均衡可以包括将每个信号211的抽样乘以由均衡电路212确定的C复数系数中的相应C复数系数。可以使这种系数适配每个OFDM码元。系数的这种适配可以基于解码电路218的判定。在典型实现中，适配可以基于误差信号221，该误差信号被定义为电路230输出的信号217与解码电路218输出的相应重构信号227b的相位校正的均衡抽样之间的差。产生重构信号227b可以与上面合并的美国专利申请序列号No.13/754,964中(但是对OFDM情况做了修改，与在此描述的单载波情况不同)描述和/或者下面参考图2D描述的产生重构信号203相同。

相位校正电路214可操作以调节收到的物理副载波值的相位。该校正可以基于来自载波恢复电路222的反馈信号225，并且可以对例如发射机的前端内的和接收机的前端202内的频域源引入的相位误差进行补偿。

并行到串行转换电路216可以将电路214并行输出的C物理副载波值转换为串行表示。然后，物理副载波值位被串行地传送到解码电路218。作为选择地，216可以被旁路(或者不存在)，并且在218，可以对并行(矢量)信号215迭代地进行解码。

受控ISCI模型电路220可操作以存储抽头系数p和/或者非线性模型该存储值可以例如被发射机100以一个或者多个控制消息的形式发送到接收机200。受控ISCI模型电路220可操作以将非线性模型的时域表示转换为频域表示。模型220可以例如存储(在查用表内)多个滤波器系数集和/或者非线性模型，并且可操作以动态选择(例如，在根据最近测量操作时)对特定情况最适当的(各)滤波器系数集和/或者非线性模型。

解码电路218可操作以处理信号217，以恢复其内承载的码元。在典型实现中，解码电路218可以是叠合最大似然性或者最先验解码器，其采用启动估计各码元而非码元序列的码元成片技术或者其他技术。在另一典型实现中，解码电路218可以是序列估计电路，可操作以执行序列估计，从而确定发射机产生的对应于收到的OFDM码元的C’码元。这种序列估计可以基于最大似然性(ML)算法和/或者最先验(MAP)序列估计算法，包括降低复杂性(例如，存储减少信道状态信息)的最大似然性(ML)算法和/或者最先验(MAP)序列估计算法的变型。因为发射机引入的受控码元间相关和/或者混叠(例如，因为ISC生成电路104的处理和/或者抽取电路108引入的混叠)，解码电路218能够由C物理副载波恢复C’码元(其中C’>C)。解码电路218可以从电路220接收频域受控ISCI模型，其基于到达解码电路218的一个或者多个C物理副载波值经历的非线性、相位噪声和/或者其他不理想特性。

解码电路218可以利用受控ISCI模型以与上面合并的美国专利申请序列号No.13/754,964中描述的利用模型计算度量值相同的方式(但是，对OFDM情况进行修改，与在此描述的单载波情况不同)和/或者下面参考图2C描述的方式计算度量值。解码电路218还可以利用电路220提供的受控ISCI模型产生信号227a和227b，如在此所述。在典型实现中，解码电路218可操作以在其输入获取C均衡并且相位校正的物理副载波值，并且产生与最初通过WAM-OFDM发射机的虚拟副载波装载的C’星座图码元的位相关联的LLR值。通过根据收到的码元，检验C’星座图码元的多种假设(hypothesis)，可以产生LLR。可以利用最佳假设产生码元和硬位检测。在采用软纠错码的情况下，可以采用反映位的可靠性(模拟信号)而非硬位(即，“0”、“1”)的LLR接口。可以利用剩余的一个或者多个假设(第二最佳、第三最佳等)产生LLR值。例如，假定根据最佳假设特定位被检测为1，则该位的LLR可以由从最佳假设与到估计该特定位为“0”的第二最佳假设的距离提供。可以根据其相应SNR，对不同虚拟副载波的LLR值加权。对于频率选择性衰减信道，每个副载波可以具有对应于每个副载波不同SNR的不同增益。因为LLR值反映位可靠性，所以在典型实现中，可以根据适当副载波增益，对LLR加权，以实现最大似然性性能。在典型实现中，接收机内(例如，在电路218内)确定的对数似然性比(LLR)可以具有随着副载波变化的噪声方差分量。这可能是因为每副载波信道增益(由于例如模拟信道选择滤波器电路和信道)可以随着频率变化，但是可以固定接收机的RF前端的增益。

对于收到的每个OFDM码元，电路220可以产生通过其接收OFDM码元的信道的频域受控ISCI模型。220的受控ISCI模型可以考虑到收到的OFDM码元经历的非线性失真、收到的OFDM码元经历的相位噪声和/或者其他不理想特性。例如，可以在频域内如下对第三阶时域失真建模为：

其中：

x(t)，X(ω)－分别是时域和频域内的输入信号；

y(t)，Y(ω)－分别是时域和频域内的失真输出信号；

－是复数失真系数；

()*－表示复数共轭算子；以及

－代表卷积算子。

载波恢复环形电路222可操作以恢复信道120的一个或者多个C OFDM副载波的相位和频率。载波恢复环形电路222可以产生频率误差信号223和相位误差信号225。通过将信号217和重构信号227a的物理副载波值进行比较，可以确定相位误差和/或者频率误差。因此，对于每个OFDM码元，频率误差和/或者相位误差都更新。可以以上面合并的美国专利申请序列号No.13/754,964中的重构信号207相同的方式(但是对OFDM情况进行修改，与在此描述的单载波情况不同)并且/或者如下参考图2D所述产生重构信号227b。

性能指示测量电路234可操作以测量、估计和/或者以其它方式确定接收信号的特性，并且将该性能测量指示送到与接收机200并置的发射机，用于将反馈发送到远程端。电路234可以确定并且/或者将其传送到用于传输反馈信号的并置发射机的典型性能指示包括：每副载波的信噪比(SNR)(例如，根据FFT 210的输出端的频域和解码电路218和/或者FEC解码器232的输出端的相应判定确定的)、码元差错率(SER)(例如，解码电路218测量的并且被传送到电路234的)、和/或者位差错率(BER)(例如，FEC解码器测量的并且被传送到电路234)。

图2B和图2C示出描述高频谱效率OFDM接收机的典型实现的操作的流程图。处理以框242开始，在框242，OFDM码元作为信号121到达前端202，并且被放大、被下变换并且被数字化，以产生OFDM码元的C+Δ+P时域抽样，其中P是循环前缀的大小。

在框244，循环前缀可以被去除，并且可以应用开窗功能。

在框246，可以根据载波恢复电路222确定的误差信号223，对时域抽样应用频率校正。

在框248，FFT电路210将频率校正的时域抽样转换为频率校正的频域物理副载波值。

在框250，每副载波均衡器电路212在频域内使FFT输出的频率校正物理副载波值均衡。

在框252，根据载波恢复电路222产生的相位校正信号225，对一个或者多个经过频率校正并且被均衡的物理副载波值进行相位校正。

在框254，将被C频率校正的、被均衡的并且被相位校正的接收物理副载波值的矢量输入到解码电路218，并且利用序列估计确定产生被C频率校正的、被均衡的并且被相位校正的接收物理副载波值的矢量的C’码元的矢量的最佳估计值。下面将参考图2C描述序列估计时执行的度量值生成的典型细节。

在框256，C’码元的矢量的最佳估计值由解码电路218确定，并且作为信号219输出到FEC解码器232，该FEC解码器232通过信号233输出校正值。下面参考图2C描述选择最佳候选矢量的实例细节。

参考图2C，在框262，解码电路218产生多个候选矢量(每个候选矢量分别对应于发射机产生的C’码元的矢量的可能值)，并且通过对候选对象应用受控ISCI模型，产生相应的多个重构物理副载波矢量。

在框264，将重构的物理副载波矢量与被频率校正的、被均衡的和/或者被相位校正的接收物理副载波值的矢量进行比较，以计算度量值。

在框266，选择对应于最佳度量值的候选矢量，作为最佳候选对象，并且将最佳候选对象的C’码元作为信号219输出到例如FEC解码器232和/或者交织器(未示出)。

图2D示出描述高频谱效率OFDM接收机的典型解码电路的操作的流程图。该流程图以框272开始，在框272，接收物理副载波值的矢量到达解码电路218。

在框274，对第一置信度确定最佳候选矢量。例如，在框274，可以根据序列估计算法的第一数量的迭代确定最佳候选矢量。

在框276，受控ISCI模型可以应用于在框274确定的最佳候选矢量，以产生重构信号227a。

在框278，对第二置信度确定最佳候选矢量。例如，根据序列估计算法的第二数量的迭代可以确定在框278确定的最佳候选对象，其中迭代的第二数量大于迭代的第一数量。

在框280，可以对在框278确定的最佳候选对象应用受控ISCI模型，以产生重构信号227b。

在框282，根据在框280确定的重构信号227b，更新/适配均衡器212使用的系数。

在框284，根据在框282计算的系数，使后续接收的物理副载波值均衡。

框286和框288可以与框278至284并行发生。

在框286，载波恢复环形电路222可以根据在框276计算的信号227a确定频率和/或者相位误差。

在框288，可以根据在框286确定的误差，对后续OFDM码元周期收到的码元进行频率校正，并且/或者根据在框286确定的误差，对后续收到的物理副载波值进行相位校正。

在典型实现中，第一电子装置(例如，100)可以利用所选调制星座图将每个C’位序列映射到C’码元中的相应C’码元，其中C’是大于1的数。该电子装置可以处理C’码元，以产生C’载波间相关虚拟副载波值。该电子装置可以下抽取C’虚拟副载波值，以获得C物理副载波值，C是小于C’的数。该电子装置可以在C正交频分复用(OFDM)副载波上发射C物理副载波值。该传输可以通过具有非常显著量的非线性的信道。非常显著量的非线性可以是这样的，即相对于良好线性信道，其将所述接收机内的性能度量值降低不到1dB，然而，在全响应通信系统中，相对于良好线性信道，其将性能度量值降低1dB或者更大。该处理引入非常显著的混叠，使得抽取之前的C’虚拟副载波值的信号功率与抽取之后的C物理副载波值的信号功率的比值等于或者小于将OFDM副载波发射到的接收机的阈值信噪比(例如，对于2的因数的抽取，P2是C’虚拟副载波值的上半部中的功率)。调制星座图可以是N-QAM星座图，N是整数。可以根据前向纠错算法编码位序列。该处理可以包括使C’码元乘以C’×C’矩阵。矩阵的行长度或者列长度可以是小于C’的整数，使得该乘法获得抽取C’码元。该处理试图在存在加性白高斯噪声和动态频率选择性衰减信道的情况下实现目标码元差错率、目标位差错率和/或者目标分组差错率。该处理可以包括利用滤波器抽头系数阵列对C’码元滤波。滤波可以包括循环卷积。该滤波可以包括填入了滤波器抽头系数的轮换矩阵的相乘。可以选择滤波器抽头系数，以在存在如下中的一个或者多个的情况下：加性白高斯噪声、动态频率选择衰减信道以及非线性失真，实现如下中的一个或者多个：目标码元差错率、目标位差错率和/或者目标分组差错率。可以根据从第一电子装置接收通信的第二电子装置反馈的信噪比(SNR)测量值，选择滤波器抽头系数。

电子装置可以从第二电子装置接收第一消息。响应该第一消息，第一电子装置可以停止在物理副载波中的一个特定物理副载波上的数据传输。电子装置可以从第二电子装置接收第二消息。响应该第二消息，第一电子装置可以重新开始在物理副载波中的一个特定物理副载波上的数据传输。收到第一消息后，而在收到第二消息之前，在物理副载波中的一个特定物理副载波上传输导频信号。停止在物理副载波中的一个特定物理副载波上的数据传输可以包括如下中的一个或者多个：改变数C的值；以及改变数C’的值。用于发射的OFDM码元周期可以近似于(C+Δ)/BW。C OFDM副载波中的每个都具有近似BW/(C+Δ)的带宽，其中BW是发射使用的带宽，并且Δ是带宽BW内不承载数据的副载波的数量。在发射之前，利用快速傅立叶逆变换，将C物理副载波值变换为C+Δ+P时域抽样。

其他实现可以提供非临时计算机可读介质和/或者存储介质和/或者非临时机器可读介质和/或者存储介质，其上存储有机器和/或者计算机可执行从而使机器和/或者计算机执行在此描述的处理的机器代码和/或者具有至少一个代码段的计算机程序。

在此描述的方法和系统可以以硬件、软件或者硬件和软件的组合的方式实现。在此描述的方法和系统可以以集中方式在至少一个计算系统内实现，也可以以不同元件分布在几个互联的计算系统内的分布式方式实现。适合执行在此描述的方法的任何类型的计算系统或者其他设备都适用。硬件和软件的典型组合可以是具有程序或者其他代码的通用计算系统，该程序或者代码当被装载并且被执行时控制计算系统，使得其执行在此描述的方法。另一种典型实现可以包括具有程序或者其他代码的专用集成电路(ASIC)或者芯片，该程序或者其他代码当被装载和执行时控制ASIC，使得其执行在此描述的方法。

尽管在此参考特定实现描述了方法和系统，但是本技术领域内的技术人员明白，可以进行各种变更，并且等同可以被替换，而不脱离本方法和/或者系统的范围。此外，可以进行许多修改，以使特定情况或者物质适应本公开的教导，而不脱离其范围。因此，本方法和/或者系统不意在局限于所公开的特定实现，但是本方法和/或者系统包括落入所附权利要求书的范围内的所有实现。

Claims

1.一种在第一电子装置内执行的方法，所述方法包括：

利用所选调制星座图将C’位序列中的每个映射到C’码元中的相应C’码元，其中C’是大于1的数；

处理所述C’码元，以产生C’载波间相关虚拟副载波值；

下抽取所述C’虚拟副载波值到C物理副载波值，C是小于C’的数；以及

在C正交频分复用(OFDM)副载波上发射所述C物理副载波值。

2.根据权利要求1所述的方法，其中：

所述发射通过具有显著量的非线性的信道；

相对于良好线性信道，所述显著量的非线性将所述接收机内的性能度量值降低不到1dB；并且

在全响应通信系统中，相对于良好线性信道，所述显著量的非线性将所述性能度量值降低1dB或者更大。

3.根据权利要求1所述的方法，其中，所述调制星座图是N-QAM星座图，N是整数。

4.根据权利要求1所述的方法，其中，根据前向纠错算法编码所述位序列。

5.根据权利要求1所述的方法，其中，所述处理包括将C’码元乘以C’×C’矩阵。

6.根据权利要求5所述的方法，其中，所述矩阵的行或者列长度是小于C’的整数，以使得所述乘法导致所述C’码元的抽取。

7.根据权利要求1所述的方法，其中，所述处理寻求在存在加性白高斯噪声和动态频率选择性衰减信道的情况下实现目标码元差错率、目标位差错率和/或者目标分组差错率。

8.根据权利要求1所述的方法，其中，所述处理包括利用滤波器抽头系数的阵列对所述C’码元滤波。

9.根据权利要求8所述的方法，其中，所述滤波包括循环卷积。

10.根据权利要求9所述的方法，其中，所述滤波包括乘以填充有所述滤波器抽头系数的轮换矩阵。

11.根据权利要求8所述的方法，其中，选择所述滤波器抽头系数，以在存在如下中的一个或者多个的情况下：加性白高斯噪声、动态频率选择性衰减信道和非线性失真，实现如下中的一个或者多个：目标码元差错率、目标位差错率和/或者目标分组差错率。

12.根据权利要求8所述的方法，其中，根据从所述第一电子装置接收通信的第二电子装置反馈的信噪比(SNR)测量值，选择所述滤波器抽头系数。

13.根据权利要求1所述的方法，包括：

从第二电子装置接收第一消息；

响应于所述第一消息，停止在所述物理副载波中的一个特定物理副载波上的数据传输；

从所述第二电子装置接收第二消息；

响应于所述第二消息，重新开始在所述物理副载波中的所述一个特定物理副载波上的数据传输。

14.根据权利要求13所述的方法，包括：

在所述接收所述第一消息之后和在接收所述第二消息之前，在所述物理副载波中的所述一个特定物理副载波上发射导频信号。

15.根据权利要求13所述的方法，其中，所述停止在所述物理副载波中的所述一个特定物理副载波上的数据传输包括如下中的一个或者多个：

改变所述数C的值；以及

改变所述数C’的值。

16.根据权利要求1所述的方法，其中：

所述发射的OFDM码元周期接近(C+Δ)/BW；并且

所述C OFDM副载波中的每个都具有接近BW/(C+Δ)的带宽，其中BW是用于所述发射的带宽；并且

Δ是所述带宽BW内的不承载数据副载波的数目。

17.根据权利要求1所述的方法，包括在所述发射之前，利用快速傅立叶逆变换将所述C物理副载波值变换为C+Δ+P时域抽样。

18.一种电子装置，包括：

滤波器电路，可操作以处理码元的量C’，以产生C’虚拟副载波值，其中在所述C’虚拟副载波值中存在载波间相关性，并且C’是数；

抽取电路，可操作以下抽取所述C’虚拟副载波值到C物理副载波值，其中C是小于C’的数；

变换电路，可操作以将所述C物理副载波值变换为C+Δ+P时域抽样；以及

前端电路，可操作以将所述时域抽样发射到信道中。

19.根据权利要求18所述的电子装置，其中，所述滤波器电路被配置以执行所述C’码元的循环卷积。

20.根据权利要求19所述的电子装置，其中，所述卷积包括乘以填充有滤波器抽头系数和零的轮换矩阵。

21.根据权利要求20所述的电子装置，其中，由具有小于C’的维度的所述轮换矩阵实现所述抽取。

22.根据权利要求20所述的电子装置，其中，选择所述滤波器抽头系数，以调节如下中的一个或者多个：码元差错率、位差错率和/或者分组差错率，从而在存在加性白高斯和动态频率选择性衰减信道的情况下，实现一个或者多个目标性能度量值。

23.根据权利要求18所述的电子装置，其中所述电子装置可操作以：

响应于来自第二电子装置的第一消息，停止在所述物理副载波中的一个特定物理副载波上的数据传输；以及

响应于来自所述第二电子装置的第二消息，重新开始在所述物理副载波中的所述一个特定物理副载波上的数据传输。

24.根据权利要求23所述的电子装置，其中，所述电子装置可操作以在所述停止在所述物理副载波中的所述一个特定物理副载波上的数据传输之后而在重新开始在所述物理副载波中的所述一个特定物理副载波上的数据传输之前，在所述物理副载波中的所述一个特定物理副载波上发射导频信号。

25.根据权利要求18所述的电子装置，其中，所述C’码元中的每个都是N-QAM码元，N是整数。

26.根据权利要求18所述的电子装置，其中，所述电子装置可操作以将所述滤波器电路的抽头系数发送到接收机。

27.根据权利要求18所述的电子装置，其中，所述电子装置可操作以发射所述滤波器的系数，以使得接收机可以接收该系数并且更新其受控ISCI模型。

28.根据权利要求18所述的电子装置，其中，所述电子装置可操作以发射使接收机能够确定非线性失真模型的所述前端电路的设定。