CN104756453A - 使用正交频分多路复用的高频谱有效性接收 - Google Patents

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Abstract

用在接收器中的电路可以包含：可操作以在第一数量物理子载波上接收正交频分多路复用(OFDM)符号的前端电路。该电路可以包含可操作以使用载波间干扰(ICI)模型解码OFDM符号的解码电路，该解码导致包含最有可能与接收OFDM符号相对应的第二数量符号的符号序列得到确定，其中第二数量大于第一数量。该符号序列可以包含N-QAM符号，N是整数。该ISCI模型可以至少部分基于在发送器发送、在信道上传播、和/或接收器接收期间OFDM符号经历的非线性。该ISCI模型可以至少部分基于在发送器发送、在信道上传播、和/或接收器接收期间带入OFDM符号中的相位噪声。

Description

使用正交频分多路复用的高频谱有效性接收
优先权要求
本专利申请引用如下专利文献，要求其优先权以及要求来自其中的利益：
2012年6月20日提交、和发明名称为“有效利用带宽的装置和方法(Apparatus and Method for Efficient Utilization of Bandwidth)”的美国临时专利申请第61/662,085号；
2012年11月14日提交、和发明名称为“基于部分响应的调制方案(Modulation Scheme Based on Partial Response)”的美国临时专利申请第61/726,099号；
2012年11月26日提交、和发明名称为“基于部分响应的调制方案(Modulation Scheme Based on Partial Response)”的美国临时专利申请第61/729,774号；
2012年12月28日提交、和发明名称为“基于部分响应的调制方案(Modulation Scheme Based on Partial Response)”的美国临时专利申请第61/747,132号；
2013年2月24日提交、和发明名称为“非线性AWGN信道上的高频谱效率(High Spectral Efficiency over Non-Linear,AWGN Channels)”的美国临时专利申请第61/768,532号；以及
2013年4月3日提交、和发明名称为“非线性AWGN信道上的高频谱效率(High Spectral Efficiency over Non-Linear,AWGN Channels)”的美国临时专利申请第61/807,813号。
特此通过引用将上述每个申请全文并入本文中。
通过引用并入
本专利申请引用：
2013年1月31日提交、和发明名称为“低复杂性、高频谱有效性通信(Low-Complexity,Highly-Spectrally-Efficient Communications)”的美国专利申请第13/754,964号(代理人案号26150US02)；
2013年1月31日提交、和发明名称为“部分响应脉冲成形滤波器的设计和优化(Design and Optimization of Partial Response Pulse Shape Filter)”的美国专利申请第13/754,998号(代理人案号26151US02)；
2013年1月31日提交、和发明名称为“高频谱有效性通信的星座图优化(Constellation Map Optimization For Highly-Spectrally-Efficient Communi-cations)”的美国专利申请第13/755,001号(代理人案号26152US02)；
2013年1月31日提交、和发明名称为“高频谱有效性通信的动态滤波调整(Dynamic Filter Adjustment For Highly-Spectrally-Efficient Communi-cations)”的美国专利申请第13/755,008号(代理人案号26153US02)；
2013年1月31日提交、和发明名称为“高频谱有效性通信的接收的定时同步(Timing Synchronization for Reception of Highly-Spectrally-EfficientCommunications)”的美国专利申请第13/755,011号(代理人案号26156US02)；
2013年1月31日提交、和发明名称为“使用非线性补偿、部分响应反馈的信号接收(Signal Reception Using Non-Linearity-Compensated,PartialResponse Feedback)”的美国专利申请第13/755,014号(代理人案号26157US02)；
2013年1月31日提交、和发明名称为“高频谱有效性通信的前馈均衡(Feed Forward Equalization for Highly-Spectrally-Efficient Communications)”的美国专利申请第13/755,018号(代理人案号26158US02)；
2013年1月31日提交、和发明名称为“高频谱有效性通信的判定反馈均衡器(Decision Feedback Equalizer for Highly-Spectrally-Efficient Communi-cations)”的美国专利申请第13/755,021号(代理人案号26159US02)；
2013年1月31日提交、和发明名称为“高频谱有效性通信的具有多个核心的判定反馈均衡器(Decision Feedback Equalizer with Multiple Cores forHighly-Spectrally-Efficient Communications)”的美国专利申请第13/755,025号(代理人案号26160US02)；
2013年1月31日提交、和发明名称为“高频谱有效性通信的利用符号出错率偏置自适应函数的判定反馈均衡器(Decision Feedback EqualizerUtilizing Symbol Error Rate Biased Adaptation Function for Highly-Spectrally-Efficient Communications)”的美国专利申请第13/755,026号(代理人案号26161US02)；
2013年1月31日提交、和发明名称为“高频谱有效性通信的粗略相位估计(Coarse Phase Estimation for Highly-Spectrally-Efficient Communications)”的美国专利申请第13/755,028号(代理人案号26163US02)；
2013年1月31日提交、和发明名称为“高频谱有效性通信的细致相位估计(Fine Phase Estimation for Highly-Spectrally-Efficient Communications)”的美国专利申请第13/755,039号(代理人案号26164US02)；
2013年1月31日提交、和发明名称为“高频谱有效性通信的多模发送器(Multi-Mode Transmitter for Highly-Spectrally-Efficient Communications)”的美国专利申请第13/755,972号(代理人案号26165US02)；
2013年1月31日提交、和发明名称为“高度容忍非线性地联合顺序估计符号和相位(Joint Sequence Estimation of Symbol and Phase With HighTolerance Of Nonlinearity)”的美国专利申请第13/755,043号(代理人案号26166US02)；
2013年1月31日提交、和发明名称为“高频谱有效性通信的自适应非线性模型(Adaptive Non-Linea Model for Highly-Spectrally-Efficient Communi-cations)”的美国专利申请第13/755,050号(代理人案号26168US02)；
2013年1月31日提交、和发明名称为“高频谱有效性通信的导频符号辅助顺序估计(Pilot Symbol-Aided Sequence Estimation for Highly-Spectrally-Efficient Communications)”的美国专利申请第13/755,052号(代理人案号26169US02)；
2013年1月31日提交、和发明名称为“为提供高可靠性序列而管理损坏符号的方法和系统(Method and System for Corrupt Symbol Handling forProviding High Reliability Sequences)”的美国专利申请第13/755,054号(代理人案号26171US02)；
2013年1月31日提交、和发明名称为“用在低复杂性高频谱有效性通信中的利用奇偶校验前向纠错解码的方法和系统(Method and System forForward Error Correction Decoding with Parity Check for Using in LowComplexity Highly-spectrally-efficient Communications)”的美国专利申请第13/755,060号(代理人案号26172US02)；
2013年1月31日提交、和发明名称为“在单信道通信系统中有服务质量(QoS)意识的方法和系统(Method and System for Quality of Service(QoS)Awareness in a Single Channel Communication System)”的美国专利申请第13/755,061号(代理人案号26174US02)；
2013年1月31日提交、和发明名称为“高频谱有效性通信的导频符号生成(Pilot Symbol Generation for Highly-Spectrally-Efficient Communications)”的美国专利申请第13/756,079号(代理人案号26467US02)；
2013年1月31日提交、和发明名称为“高频谱有效性通信的定时导频生成(Timing Pilot Generation for Highly-Spectrally-Efficient Communications)”的美国专利申请第13/755,065号(代理人案号26468US02)；
2013年1月31日提交、和发明名称为“高频谱有效性通信的多模接收器(Multi-Mode Receiver for Highly-Spectrally-Efficient Communications)”的美国专利申请第13/756,010号(代理人案号26469US02)；
2013年1月31日提交、和发明名称为“用在低复杂性高频谱有效性通信中的利用奇偶校验前向纠错编码(Forward Error Correction with ParityCheck Encoding for Using in Low Complexity Highly-spectrally-efficientCommuni-cations)”的美国专利申请第13/755,068号(代理人案号26470US02)；
2013年1月31日提交、和发明名称为“高频谱有效性接收器(Highly-spectrally-efficient Receiver)”的美国专利申请第13/756,469号(代理人案号26480US02)；
与本申请相同日期提交、和发明名称为“使用正交频分多路复用的高频谱有效性发送(Highly-Spectrally-Efficient Transmission Using OrthogonalFrequency Division Multiplexing)”的美国专利申请第________号(代理人案号26552US02)；
与本申请相同日期提交、和发明名称为“高频谱有效性通信的多模正交频分多路复用发送器(Multi-Mode Orthogonal Frequency Division MultiplexingTransmitter for Highly-Spectrally-Efficient Communications)”的美国专利申请第_________号(代理人案号26651US02)；以及
与本申请相同日期提交、和发明名称为“高频谱有效性通信的多模正交频分多路复用接收器(Multi-Mode Orthogonal Frequency Division MultiplexingReceiver for Highly-Spectrally-Efficient Communications)”的美国专利申请第_________号(代理人案号26652US02).
特此通过引用将上述每个申请全文并入本文中。
技术领域
本申请的各个方面涉及电子通信。
背景技术
现有通信方法和系统是过于耗电的和/或频谱效率低下的。通过将常规的和传统的做法与在本公开的其余部分中参考附图所述的本发明方法和系统的一些方面相比，这样做法的进一步局限性和缺点对于本领域的普通技术人员来说是显而易见的。
发明内容
本发明提供了基本上如至少一个图形所例示和/或结合至少一个图形所述，以及如权利要求书所更全面阐述，使用正交频分多路复用进行高频谱有效性通信的方法和系统。
附图说明
图1A是示范性OFMD发送器的图形；
图1B描绘了高频谱有效性OFDM发送器的示范性循环滤波器的模拟结果；
图1C描绘了描述高频谱有效性OFDM发送器的示范性实现的操作的流程图；
图2A是示范性OFMD接收器的图形；
图2B和2C描绘了描述高频谱有效性OFDM接收器的示范性实现的操作的流程图；
图2D描绘了描述高频谱有效性OFDM接收器的示范性解码电路的操作的流程图；
图3是描述减轻高频谱有效性OFDM通信系统中频率选择性衰落的影响的过程的流程图；以及
图4是描绘高频谱有效性OFDM通信的示范性迭代顺序估计的流程图。
具体实施方式
如本文所利用，术语“电路”和“电路”指的是物理电子组件(即，硬件)和可以配置硬件、被硬件执行、和/或要不然与硬件相联系的任何软件和/或固件(“代码”)。如本文所使用，举例来说，特定处理器和存储器当执行第一一行或多行代码时可以包含第一“电路”，当执行第二一行或多行代码时可以包含第二“电路”。如本文所利用，“和/或”意味着通过“和/或”联系的列表的任何一个或多个项目。举一个例子来说，“x和/或y”意味着三元素集{(x),(y),(x,y)}的任何元素。举另一个例子来说，“x，y和/或z”意味着七元素集{(x),(y),(z),(x,y),(x,z),(y,z),(x,y,z)}的任何元素。如本文所利用，术语“示例性”意味着用作非限定性的例子、示例或说明。如本文所利用，术语“例如”和“举例来说”引入一个或多个非限制性例子、实例、或示例的列表。如本文所利用，与是否通过一些用户可配置设置禁用或不启用功能的执行无关，每当电路包含执行功能所需的硬件和代码(如果有必要的话)时，该电路是“可操作”以执行该功能。
在像WiFi(IEEE Std 802.11n/ac)、3GPP-LTE、和G.hn那样的大容量无线和有线通信系统中，正交频分多路复用(OFDM)近年来受到人们追捧。OFDM的一个优点是可以降低频率选择信道上复杂均衡的需要。尤其强大的是与多种独立空间流和多个天线，即，多输入多输出(MIMO)系统结合。OFDM的一个优点是可以降低或消除频率选择信道上复杂均衡的需要。传统MIMO-OFDM解决方案基于次最佳迫零、SIC(逐次干扰消除)、和最小均方误差(MMSE)接收器。这些检测算法明显劣于最大似然(ML)和近ML接收器。近来，在新兴的标准中，星座尺寸继续增大(256-QAM、1024-QAM等。这样解决方案的相关ML状态空间是NSS，其中N和SS分别代表星座尺寸和MIMO空间流的总数。因此，本公开的各个方面涉及达到高性能的状态减少/复杂性降低ML解码器。
本公开的示范性实现可以使用相对较小星座以及大约占据“无ISI”或“全响应”传信的一半带宽的部分响应传信。因此，使ML状态空间显著缩小以及使复杂性降低ML检测的成本效益得到相应提高。另外，本公开的各个方面无需降低容量和频谱效率的导频符号地支持在存在相位噪声和非线性失真的情况下的检测。频谱压缩还提供了与传统二维QAM系统相比提高了AWGN环境下的性能的多维信号表示。依照本公开的实现，可以在频域中应用发送器成形滤波，以保持OFDM符号的独立性。
图1A是示范性OFMD发送器的图形。示范性发送器100包含符号映射器电路102、符号间关联(ISC)生成电路104、抽选电路108、串行到并行电路110、快速傅里叶逆变换(IFFT)电路112、并行到串行电路114、加循环前缀和开窗电路116、和发送器前端电路118。在所示的示范性实现中，发送器向信道120发送。
符号映射器电路102可操作以按照所选调制方案，将要发送的位流(“Tx_bitstream”)的位映射成符号。举例来说，对于具有N个的符号字母表的正交调幅(QAM)方案(N-QAM)，映射器可以将Tx_bitstream的每个Log2(N)位映射成表示成复数和/或表示成同相(I)和正交相(Q)分量的单个符号。尽管在本公开中将N-QAM用于例示，但本公开的各个方面可应用于任何调制方案(例如，脉冲调幅(PAM)、幅移键控(ASK)、相移键控(PSK)、频移键控(FSK)等)。另外，N-QAM星座的点可以规则隔开(“在网格上”)或不规则隔开(“不在网格上”)。更进一步，可以为与对数似然比(LLR)和优化平均互信息位(MMIB)(或实现目标MMIB)有关的最佳位出错率(BER)性能优化映射器102使用的符号星座(或调整成实现目标BER)。Tx_bitstream可以是，举例来说，数据位经过前向纠错(FEC)编码器和/或交织器的结果。另外，或可替代地，从映射器102出来的符号可以经过交织器。
ISC生成电路104可操作以滤波映射器102输出的符号，以生成在要在不同子载波上输出的符号之间具有显著、受控数量符号间联系的C′个虚子载波值(术语“虚子载波”将在下面加以说明)(即，可以将C′个虚子载波值的任何特定一个与映射器102输出的多组C′个符号相关联)。换句话说，ISC生成电路引入的符号间关联可以是要在不同子载波上输出的符号之间的关联。在一种示范性实现中，ISC生成电路104可以是循环滤波器。
ISC生成电路104的响应可以通过用p(下划线指示矢量)表示、可以存储在，例如，存储器124中的多个系数来确定。在一种示范性实现中，ISC生成电路104可以对来自映射器102的多组C′个符号进行循环(或等效地，“轮换”)卷积，以生成如信号105所传送的多组C′个虚拟子载波值。在这样的实现中，ISC生成电路104因此可以被描述成将C′个符号的输入矢量乘以C′×C′矩阵的轮换矩阵，其中矩阵的每行i+1可以是矩阵的i行的轮换移动形式，i是从1到C′的整数。举例来说，对于C′＝4(只是为了例示而选择的任意值)和p＝[p1 p2 p3 p4]，该矩阵可以是如下形式：
p 1 p 2 p 3 p 4 p 4 p 1 p 2 p 3 p 3 p 4 p 1 p 2 p 2 p 3 p 4 p 1
在另一个例子中，p的长度可以小于C′，以及可以使用零填充将行和/或列填充成长度C′并/或填补行和/或列。举例来说，C′可以等于6，以及可以填补上面的矩阵(p具有四个元素)以建立六元素矢量p Z＝[p1 p2 p3 p4 0 0]，然后可以使用p Z以使用p生成4×4矩阵相同的方式生成6×6矩阵。举另一个例子来说，可以只填补行，以便结果是C′×LP矩阵，其中LP是p的长度(例如，在上面的例子中4×6矩阵)。举另一个例子来说，可以只填补列，以便结果是LP×C′矩阵，其中LP是p的长度(例如，在上面的例子中6×4矩阵)。
抽选电路108可操作以将多群组C′个虚子载波值向下抽选成C个发送物理子载波值(术语“物理子载波”将在下面加以说明)。于是，抽选电路108可操作以执行下采样和/或上采样。抽选因子可以是整数或分数。抽选器108的输出因此每个OFDM符号包含C个物理子载波值。在ISC生成电路104未将频谱限制在抽选的奈奎斯特(Nyquist)频率以下的情况下，该抽选可能带来显著混叠。但是，在本公开的示范性实现中，这样的混叠是允许的，实际上使性能提高，因为它提供了额外的自由度。C个物理子载波值可以使用信道120的C+Δ个总子载波的C个子载波来传送。Δ可以对应于信道120上未用于发送数据的OFDM子载波的数量。举例来说，可以不在中心子载波上发送数据，以便减轻DC偏移问题。举另一个例子来说，可以将一个或多个子载波用作导频，以支持接收器上的相位和频率纠错。另外，可以使用零子载波填补来提高分开采样副本的取样速率以及使低复杂性模拟电路可以得到使用。信道120的C+Δ个子载波可以近似(例如，在电路容忍度内)BW/(C+Δ)(按照奈奎斯特准则)地和具有小于或等于(C+Δ)/BW的有效OFDM符号持续时间(按照奈奎斯特准则)地隔开。但是，本发明的各个方面可以使接收器能够从接收OFDM符号中恢复原始C′个符号(因此，这是将C′称为“虚子载波”的数量的原因)。这种使用带宽BW/(C+Δ)的C个有效载波、和小于或等于(C+Δ)/BW的OFDM符号定时输送C′个符号因此对应于在传统OFDM系统上C′/C的(C′+Δ)/(C+Δ)的带宽减小(或等效于符号速率提高)(假设在传统系统中未用子载波的数量Δ相同)。
为了降低复杂性，在一种示范性实现中，通过取出矩阵与ISC生成、C′×C′矩阵的抽选虚子载波有关的行，从C′当中只计算C个物理子载波子集的子集(CS)，可以合并104和108的功能。举例来说，通过消除描述在段落[0022]中的C′×C′矩阵的偶数列矢量，可以实现因子为2的抽选(为了这个例子的目的，假设信息符号矢量(C′的长度)是左乘矩阵的行矢量)。
一般说来，在电路104是循环滤波器的示范性实现中，设计ISC生成电路104的方法和系统可以类似于描述在以下专利文献中的方法和系统：上面通过引用并入的发明名称为“部分响应脉冲成形滤波器的设计和优化”的美国专利申请第13/754,998号。与描述在美国专利申请第13/754,998号中的单载波情况下的滤波器的设计类似，电路104的循环滤波器实现的设计可以基于将符号出错率(SER)联合界用作成本函数，以及可以旨在使与一种或多种所识别出错模式相联系的欧几里德距离最小。当使用通过系数p表征的成形滤波器时，可以将错误模式引起的距离表达成：
δ 2 ( ∈ ‾ , p ‾ ) = Σ n | Σ k p [ n - k ] ∈ [ k ] | 2 = Σ k Σ l ∈ [ k ] ∈ [ l ] * Σ n p [ n - k ] p [ n - l ] * - - - Eq . 1 A
为了例示的目的，假设频谱压缩因子为2，然后，在按2抽选之后，Eq.1A变成：
δ 2 2 ( ∈ ‾ , p ‾ ) = Σ n | Σ k p [ 2 n - k ] ∈ [ k ] | 2 = Σ n | Σ k ∈ [ 2 n - 2 k ] p [ 2 k ] + Σ k ∈ [ 2 n - 2 k + 1 ] p [ 2 k - 1 ] | 2 - - - Eq . 1 B
其中右侧求和涉及奇数索引符号，左侧求和涉及偶数索引符号。然后可以将Eq.1B写成：
δ 2 2 ( ∈ ‾ , p ‾ ) = Σ n [ Σ k Σ m ∈ [ 2 k ] ∈ [ 2 m ] * p [ 2 n - 2 k ] p [ 2 n - 2 m ] * + Σ k Σ m ∈ [ 2 k - 1 ] ∈ [ 2 m - 1 ] * p [ 2 n - 2 k + 1 ] p [ 2 n - 2 m + 1 ] * + 2 · Real { Σ k Σ m ∈ [ 2 k ] ∈ [ 2 m - 1 ] * p [ 2 n - 2 k ] p [ 2 n - 2 m + 1 ] * } ] - - - EQ . 1 C
在Eq.1C中，第一和第二求和项分别与偶数索引和奇数索引虚子载波的距离相联系。于是，设计ISC生成电路104的循环滤波器实现的一个目的可以是使Eq.1C的第一和第二项最大。第三项取决于错误模式，呈现正和负值两者。一般说来，这一项将缩小与最可能错误模式有关的最小距离。于是，设计ISC生成电路104的循环滤波器实现的一个目的可以是使Eq.1C的第三项最小(即，使奇偶虚子载波之间的交叉关联最小)。另外或可替代地，可以这样设计ISC生成电路104的循环滤波器实现，使第一和第二项应该具有相似水平，这可能对应于偶数索引和奇数索引符号序列具有相当距离(即，谋求偶数索引和奇数索引虚子载波之间的能量平衡)。
在存在频率选择性衰落信道的情况下，由104(举例来说，通过滤波或通过矩阵相乘)选成的子载波间关联可以用于克服频率选择性衰落和提高接收器上的检测性能。子载波间关联的处理可以被视作使C′个信息符号的每一个扩展在多个频率子载波上的频域上的“模拟交织”。作为这种“模拟交织”的结果，子载波之一中的波谷将对检测产生相对较小的影响，假设携带那个信息符号的其余载波被足够高SNR地接收到。
在频率选择性衰落信道的情况下，来自接收设备的反馈可以用于动态地适应传输性质。这样动态适应的示范性过程显示在图3中。
在方块302中，频率选择性衰落引起严重影响一个或多个子载波的明显波谷。举例来说，该波谷可能将子载波的接收SNR降低到某个水平(例如，预定和/或在运行时期间用算法控制的水平)以下。
在方块304中，可以将这样受影响子载波的识别从接收设备发送到发送设备(例如，在控制信道上)。
在方块306中，响应接收到在方块304中发送的指示，发送设备禁止在受影响子载波上发送数据。发送设备可以通过，举例来说，重新配置映射器102(例如，改变C′的数值和/或将映射器102配置成在数据符号之间插入导频符号)、改变p、重新配置抽选电路108(例如，改变C的数值)，和/或重新配置串行到并行电路110进行的映射禁止在受影响子载波上发送数据。
在方块308中，接收设备可以确定应该重新开始禁用子载波上的数据发送。
在方块310中，可以发送(例如，经由控制信道)重新开始禁用子载波上的数据发送的指令。在一种示范性实现中，这样的确定可以通过监视发送设备在禁用子载波上发送的导频信号来确定。举例来说，接收设备可以监视导频信号的特性(例如，SNR)，并根据该特性的显著和/或持续变化(例如，根据导频信号的SNR在确定的时间量内增加到确定的阈值之上)确定重新开始使用子载波。在一种示范性实现中，重新开始禁用子载波上的数据发送的确定可以基于与禁用子载波相邻的子载波的一种或多种特性。举例来说，虽然子载波N被禁用了，但接收设备可以监视相邻子载波N-1和/或N+1的SNR，并且可以响应子载波N-1和/或N+1的SNR的显著和/或持续增大决定启用子载波N。上面有关基于导频的禁用子载波的SNR估计的第一例子可能比基于使用相邻子载波的SNR估计的第二例子更准确。但是，第二例子未将功率“浪费”在导频子载波发送上，因此，假设发送功率是固定的，则可以为信息(调制)子载波提供更高功率。调制子载波的相对较高功率可以提高解码性能(例如，SER、BER、分组出错率)。
类似地，来自接收设备的反馈(例如，以子载波SNR测量值的形式)可以用于适应ISC生成电路104和/或抽选电路108。这样的适应可以，举例来说，给予相对较高SNR子载波以相对较高系数和给予相对较低SNR子载波以相对较低系数。系数的这样适应可以用于优化发送设备与接收设备之间的通信容量(或实现目标通信容量)。可以将控制信道等待时间和适应速率控制成快到足以接纳信道相干时间。
返回到图1B，另外，或可替代地，电路104的设计目的可能源于降低接收器的顺序估计的复杂性的愿望。举一个例子来说，一个设计目的如美国专利申请第13/754,998号所述，可以是使电路104的循环滤波器实现的“较早”(或低索引)抽头的系数的幅度最大。举另一个例子来说，一个设计目的如美国专利申请第13/754,998号所述，可以是使电路104的循环滤波器实现的“较晚”(或高索引)抽头的累积功率最小。
如图1B中的示范性模拟结果(为了例示的目的使用的压缩因子＝2)所示，复值成形滤波器可以利用整个频谱，并且通过使用频谱的不相交部分，使偶数索引(“ph 1”)和奇数索引(“ph 2”)响应基本上正交。图1B示出了依照本公开设计的电路104的循环滤波器实现的偶数索引和奇数索引系数的频率响应的例子。此外，在图1B的下部示出了如可以看出，基本上平坦的总/组合偶数和奇数响应。
返回到图1A，串行到并行电路110可操作以将作为信号109串行传送的C个物理子载波值转换成作为信号111并行传送的C个物理子载波值输入。
在一种示范性实现中，抽选电路108输出的子载波值在输入到电路112之前可以得到交织，以及/或电路110可以进行输入子载波值的交织。这个交织器可操作以提高对多路径引起的、可能强加跨越几个子载波的宽波谷的频率选择性衰落的容忍度。在这种情况下，该交织器可以用于使该波谷“扩展”在非相继(交织)子载波上，因此降低该波谷对解码性能的影响。
信号103、105、109和111的每一个可以是频域信号。快速傅里叶逆变换(IFFT)电路112可操作以将信号111的频域样本转换成信号113的时域样本。
并行到串行电路114可操作以将并行信号113转换成串行信号115。
电路116可操作以处理信号115以生成信号117。该处理可以包括，举例来说，插入循环前缀。另外，或可替代地，该处理可以包括应用开窗功能来补偿当发送信号的接收器使用FFT恢复在发送信号中携带的信息时可能产生的假像。应用在发送器100中的开窗可以取代应用在接收器中的开窗，或与应用在接收器中的开窗一起。
发送器前端118可操作以将信号117转换成模拟表示，升频转换所得模拟信号，以及放大升频转换信号以生成发送到信道120的信号119。因此，发送器前端电路118可以包含，举例来说，数字到模拟转换器(DAC)、混合器、和/或功率放大器。前端118可能将非线性失真和/或相位噪声(和/或其它不理想的状态)带入信号117中。电路118的非线性可以表示成可能是，举例来说，多项式、或指数(例如，拉普(Rapp)模型)的NLTx。该非线性可结合记忆(例如，沃尔泰拉(Volterra)级数)。在一种示范性实现中，发送器100可操作以发送它与前端118对发送信号造成的非线性失真有关的设置。这样的发送信息可能使接收器能够选择适当非线性失真模型和相关参数来应用(如下所述)。
信道120可以包含有线、无线、和/或光通信介质。信号119可以通过信道120传播，到达像下面参照图2A所述的接收器那样的接收器。
在各种示范性实施例中，也可以使用子载波相关位装载和时变位装载。
图1C描绘了描述高频谱有效性OFDM发送器的示范性实现的操作的流程图。该过程从方块152开始，其中生成(例如，通过运行在智能电话、平板电脑、膝上型电脑、或其它计算设备上的应用程序)基带位流。
在方块154中，按照符号星座映射基带位流。在描绘的示范性实现中，将基带位流的log2(N)个位的C′(整数)个集合映射成C′个N-QAM符号。
在方块156中，使用如上面参考图1A所述设计的滤波器循环卷积C′个符号，以生成在要在不同子载波上输出的符号之间具有显著、受控数量的符号间关联的C′个虚子载波值。
在方块158中，可以将ISC生成电路104输出的C′个虚子载波值向下抽选成C个物理子载波值，其每一个要在信道120的C+Δ个OFDM子载波的相应一个上发送。在一种示范性实现中，该抽选可以按近似1.25到3之间的因子进行。
在方块160中，将C个物理子载波值输入IFFT中，并输出相应C+Δ个时域值以便在信道120的C+Δ个子载波上发送。
在方块162中，可以将循环前缀附在从方块160得出的C个时域样本上。还可以将开窗功能应用于附加循环前缀之后的样本。
在方块164中，可以在近似(例如，在电路容忍度内)等于(C+Δ)/BW的OFDM符号时段期间将从方块162得出的样本转换成模拟的，升频转换成RF，加以放大，并发送给信道120。
图2A是示范性OFMD接收器的图形。该示范性接收器200包含前端202、循环前缀和开窗电路204、串行到并行转换电路208、频率校正电路206、快速傅里叶变换(FFT)电路210、每个音调均衡器(per-tone equalizer)212、相位校正电路214、并行到串行转换电路216、解码电路218、受控组合符号间关联(ISC)和/或子载波间干扰(ICI)模型(受控ISCI模型)电路220、载波恢复环路222、FEC解码器电路232、和性能指示符测量电路234。
接收器前端202可操作以放大、降频转换、和/或数字化信号121以生成信号203。因此，接收器前端202可以包含，举例来说，低噪放大器、混合器、和/或模拟到数字转换器。前端202可以，举例来说，每个OFDM符号时段至少C+Δ次地采样接收信号121。由于不理想的状态，接收器前端202可能将非线性失真和/或相位噪声带入信号203中。前端202的非线性可以表示成可能是，举例来说，多项式、或指数(例如，拉普模型)的NLRx。该非线性可结合记忆(例如，沃尔泰拉级数)。
电路204可操作以处理信号203以生成信号205。该处理可以包括，举例来说，除去循环前缀。另外，或可替代地，该处理可以包括应用开窗功能来补偿将FFT用在在FFT窗口上非周期性的信号上可能引起的假像。应用在发送器100中的开窗可以取代应用在接收器中的开窗，或与应用在接收器中的开窗一起。电路204的输出可以包含与跨过C+Δ个子载波接收的特定OFDM符号相对应的接收信号的C个样本。
频率校正电路206可操作以调整信号205的频率以便补偿可能由，举例来说，用于升频和降频转换的频率源的有限精度引起的频率误差。该频率校正可以基于来自载波恢复电路222的反馈信号223。
串行到并行转换电路208可操作以将作为信号207串行输出的C个时域样本转换成作为信号209并行输出的C个时域样本。
在一种示范性实现中，抽选电路108输出的子载波值可以在输入到电路112之前得到交织，以及/或电路110可以进行输入子载波值的交织。这个交织器可操作以提高对多路径引起的、可能强加跨越几个子载波的宽波谷的频率选择性衰落的容忍度。在这种情况下，该交织器可以用于使该波谷“扩展”在非相继(交织)子载波上，因此降低该波谷对解码性能的影响。
信号203、205、207和209的每一个可以是时域信号。快速傅里叶变换(FFT)电路210可操作以将作为信号209传送的时域样本转换成作为信号211传送的C个物理子载波值。
每个音调均衡器212可操作以对C个物理子载波值的每一个进行频域均衡，以补偿C个OFDM子载波的相应一个经历的不理想的状态(例如，多路径、加性高斯白噪声(AWGN)等)。在一种示范性实现中，该均衡可以包含将每个信号211的样本乘以通过均衡电路212确定的C个复系数的相应一个。这样的系数可以随着OFDM符号得到适应。这样系数的适应可以基于解码电路218的判定。在一种示范性实现中，该适应可以基于定义成电路230输出、信号217和解码电路218输出的相应重构信号227b的均衡和相位校正样本之间的差值的误差信号221。重构信号227b的生成可以类似于上面并入的美国专利申请第13/754,964号(但是，与本文所述的单载波情况相比，对于OFDM情况作了修改)中和/或如下面参考图2D所述的重构信号203的生成。
相位校正电路214可操作以调整接收物理子载波值的相位。该校正可以基于来自载波恢复电路222的反馈信号225，可以补偿，举例来说，发送器的前端和/或接收器的前端202中的频率源带入的相位误差。
并行到串行转换电路216可以将电路214并行输出的C个物理子载波值转换成串行表示。然后可以串行地将物理子载波值的位传送给解码电路218。可替代地，可以绕过(或不存在)216，可以迭代地在并行(矢量)信号215上完成218上的解码。
受控ISCI模型电路220可操作以存储抽头系数p和/非线性模型存储值可以，举例来说，由发送器100在一个或多个控制消息中发送给接收器200。受控ISCI模型电路220可操作以将非线性模型的时域表示转换成频域表示。电路220可以，举例来说，存储多组滤波器系数和/或非线性模型(例如，到查找表中)的作用，以及可操作以动态选择(例如，在基于最近测量值的操作期间)最适合特定环境的几个。
解码电路218可操作以处理信号217以便恢复其中携带的符号。在一种示范性实现中，解码电路218可以是使用能够估计各个符号而不是符号的序列的符号限幅或其它技术的迭代最大似然或最大先验解码器。在另一种示范性实现中，解码电路218可以是顺序估计电路，其可操作以进行顺序估计以确定与接收OFDM符号相对应的在发送器中生成的C′个符号。这样的顺序估计可以基于包括其复杂性降低(例如，存储减少信道状态信息)形式的最大似然(ML)和/或最大先验(MAP)顺序估计算法。解码电路218可能能够作为受控符号间校正和/或发送器带入的混叠的结果(例如，作为ISC生成电路104的处理和/或抽选电路108带入的混叠的结果)从C个物理子载波中恢复C′个符号(其中C′>C)。解码电路218可以从电路220接收频域受控ISCI模型，其可以基于到达解码电路218的C个物理子载波值的一个或多个经历的非线性、相位噪声、和/或其他不理想的状态。
解码电路218可以迭代地操作以通过使用像来自纠错(FEC)解码器、有关解码电路218在信号219上输出的矢量内错误的地点(例如，解码电路218输出错误值的虚子载波的索引)的侧面信息、和像对数似然比(LLR)(“涡式解码”)那样的符号可靠性指示提高解码性能(例如，如通过SER、BER、分组出错率、和/或另一个度量所测量的)。在解码电路218中，使用电路220输出的受控ISCI模型可能引入彼此相对远离的子载波之间的关联(例如，指定索引2的较低频率子载波和指定索引45的较高频率子载波之间的关联)。前向顺序估计可以从低索引子载波操作到高索引子载波(例如，从子载波1开始，移动到2，然后到3等，可能直到C)。
在一种示范性实现中，当前向顺序估计在子载波c(1≤c≤C，其中C是OFDM符号中携带数据子载波的数量)上操作时，可能考虑低于c的所有ISCI模型元素，以及高于它的K个元素(即，元素1到c+K)，其中K是整数。在这样的示范性实现中，K通常可能小于10。
在一种示范性实现中，当顺序估计在第一次顺序估计尝试中未使用远离ISCI模型元素时，可能使用另外的迭代以便通过使远离ISCI元素得到利用来提高解码性能。举例来说，第一次迭代可以利用接近ISCI元素(例如，元素c的K个元素内的元素)，而远离ISCI元素(相对于元素c超过K个元素)会引入干扰。第二次迭代可以使用第一次迭代的解码序列作为与远离ISCI模型元素一起使用的前提。可以使用另外的迭代(例如，第三次迭代、第四次迭代等)以便更好地利用远离ISCI模型元素和提高解码性能。
也可以进行沿着相反方向操作的反向顺序估计。该反向顺序估计可以从OFDM符号的另一侧开始(例如，从具有索引C的子载波向下到具有索引1的子载波，假设前向顺序估计从具有索引1的子载波开始，前进到具有索引C的子载波)。前向和反向顺序估计可以同时或串行操作，每种顺序估计可以将其它方向的估计符号用作它自己估计的候选者。另外，前向和反向估计通过使用彼此的估计符号可以彼此提供远离ISCI模型元素的贡献。当迭代的总次数超过预定值时或一旦像SER、BER、分组出错率、MSE等那样的动态解码性能指示超过确定阈值就可以停止迭代。
解码电路218可以类似于上面并入的美国专利申请第13/754,964号(但是，与本文所述的单载波情况相比，对于OFDM情况作了修改)中和/或如下面参考图2C所述使用模型计算度量的方式地使用受控ISCI模型计算度量。如本文所述，解码电路218也可以使用电路220提供的受控ISCI模型生成信号227a和227b。在一种示范性实现中，解码电路218可操作以在其输入端上接受C个均衡和相位校正物理子载波值，并生成与原来装载在WAM-OFDM发送器的虚子载波上的C′个星座符号的位相联系的LLR值。LLR可以通过根据接收的样本检验C′个星座符号的多种假设生成。最佳假设可以用于生成符号和硬位检测。在使用软纠错代码的情况下，可以使用反映位(模拟信号)而不是硬位(即，“0”、“1”)的可靠性的LLR接口。其余一种或多种假设(次最佳、第三佳等)可以用于生成LLR值。举例来说，假设特定位按照最佳假设被检测成“1”，则可以根据最佳假设到将这个特定位估计成“0”的次最佳假设的距离提供这个位的LLR。不同虚子载波的LLR值可以按照它们的各个SNR加权。在频率选择性衰落信道的情况下，每个子载波可能具有与每个子载波的不同SNR相对应的不同增益。因为LLR值反映位可靠性，所以在一种示范性实现中，可以按照适当子载波增益加权LLR以达到最大似然性能。在一种示范性实现中，在接收器中(例如，在电路218中)确定的对数似然比(LLR)可能具有随子载波而变的噪声方差分量。这可能是因为每个子载波信道增益(由于，举例来说，模拟信道选择滤波电路和信道)可能随频率而变，但接收器上的RF前端增益可能是固定的。
对于每个接收OFDM符号，电路220可以生成接收OFDM符号的信道的频域受控ISCI模型。220的受控ISCI模型可以考虑到接收OFDM符号经历的非线性失真、接收OFDM符号经历的相位噪声、和/或其它不理想的状态。举例来说，可以在频域中将三阶时域失真模拟成：
其中：
x(t)，X(ω)-分别是时域和频域中的输入信号；
y(t)，Y(ω)-分别是时域和频域中的失真输出信号；
-是复失真系数；
()*-表示复共轭运算符；以及
-代表卷积运算符。
载波恢复环路222可操作以恢复信道120的C个OFDM子载波的一个或多个的相位和频率。载波恢复环路222可以生成频率误差信号223和相位误差信号225。相位和/或频率误差可以将信号217的物理子载波值与重构信号227a相比较来确定。于是，可以随OFDM符号更新频率误差和/或相位误差。重构信号227b可以类似于生成上面并入的美国专利申请第13/754,964号(但是，与本文所述的单载波情况相比，对于OFDM情况作了修改)和/或如下面参考图2D所述的重构信号207的方式生成。
性能指示符测量电路234可操作以测量、估计、和/或要不然确定接收信号的特性，并将这样的性能测量指示传送给与接收器200搭配的发送器以便向远方发送反馈。电路234可以确定和/或传送给搭配发送器以便发送反馈信号的示范性性能指示符包括：每个子载波的信噪比(SNR)(例如，根据FFT210的输出端上的频域值和解码电路218和/或FEC解码器232的输出端上的相应判定确定)、符号出错率(SER)(例如，由解码电路218测量并传送给电路234)、和/或位出错率(BER)(例如，由FEC解码器测量并传送给电路234)。
图2B和2C描绘了描述高频谱有效性OFDM接收器的示范性实现的操作的流程图。该过程从方块242开始，在方块242中OFDM符号作为信号121到达前端202，并被放大、降频转换、和数字化，以生成OFDM符号的C+Δ+P个时域样本，其中P是循环前缀的大小。
在方块244中，可以除去循环前缀，并可以应用开窗功能。
在方块246中，可以根据载波恢复电路222确定的误差信号223将频率校正应用于时域样本。
在方块248中，由FFT电路210将频率校正时域样本转换成频率校正频域物理子载波值。
在方块250中，由每个子载波均衡器电路212在频域中均衡FFT输出的频率校正物理子载波值。
在方块252中，根据载波恢复电路222生成的相位校正信号225相位校正一个或多个频率校正和均衡物理子载波值。
在方块254中，将C个频率校正、均衡、和相位校正接收物理子载波值的矢量输入解码电路218中，使用顺序估计来确定导致C个频率校正、均衡、和相位校正接收物理子载波值的矢量的C′个符号的矢量的最佳估计值。在顺序估计期间进行的度量生成的示范性细节将在下面参考图2C加以描述。
在方块256中，由解码电路218确定C′个符号的矢量的最佳估计，并将其作为信号219输出到在信号233上输出校正值的FEC解码器232。选择最佳候选者矢量的示范性细节将在下面参考图2C加以描述。
参照图2C，在方块262中，解码电路218生成多个候选者矢量(每个候选者矢量对应于发送器生成的C′个符号的矢量的可能值)，并通过将受控ISCI模型应用于候选者生成相应多个重构物理子载波矢量。
在方块264中，将重构物理子载波矢量与频率校正、均衡、和/或相位校正接收物理子载波值的矢量相比较以计算度量。
在方块266中，选择与最佳度量相对应的候选者矢量作为最佳候选者，并将最佳候选者的C′个符号作为信号219输出到，举例来说，FEC解码器232和/或交织器(未示出)。
图2D描绘了描述高频谱有效性OFDM接收器的示范性解码电路的操作的流程图。该流程图从方块272开始，其中C个接收物理子载波值的矢量到达解码电路218。
在方块274中，将最佳候选者矢量确定成具有第一置信水平。举例来说，在方块274中，可以根据顺序估计算法的迭代的第一次数确定最佳候选者矢量。
在方块276中，可以将受控ISCI模型应用于在方块274中确定的最佳候选者矢量以生成重构信号227a。
在方块278中，将最佳候选者矢量确定成具有第二置信水平。举例来说，在方块278中确定的最佳候选者可以基于顺序估计算法的迭代的第二次数，其中迭代的第二次数大于迭代的第一次数。
在方块280中，可以将受控ISCI模型应用于在方块278中确定的最佳候选者以生成重构信号227b。
在方块282中，根据在方块280中确定的重构信号227b更新/适应均衡器212使用的系数。
在方块284中，根据在方块282中计算的系数均衡随后接收物理子载波值。
方块286和288可以与方块278-284并行出现。
在方块286中，载波恢复环路222可以根据在方块276中计算的信号227a确定频率和/或相位误差。
在方块288中，可以根据在方块286中确定的误差来频率校正在随后OFDM符号时段期间接收的样本和/或根据在方块286中确定的误差相位校正随后接收物理子载波值。
图4是描绘高频谱有效性OFDM通信的示范性迭代顺序估计过程的流程图。该顺序估计过程从方块402开始。
在方块404中，将前向顺序估计的索引i和反向顺序估计的索引j分别初始化成0和C。
在方块406中，分别将索引i和j加1和减1。
在方块408中，如果i小于或等于C和j大于或等于0，则在方块410中由解码电路218生成前向候选者和反向候选者。
在方块412中，合并来自最近执行方块410的前向候选者、来自最近执行方块410的反向候选者、和在最近执行方块420期间的候选者。该合并可以在沿着相反方向操作的前向和反向顺序估计彼此经过(例如，i＝j)的点上。在那个点之后(例如，i≥j)，顺序估计彼此重叠，可以交换符号候选者(例如，生存者)以便力图满足顺序估计成本函数(例如，ML、MAP等)。另外，可以将来自最近执行方块410的前向候选者与反向估计的前符号候选者(例如，生存者)合并，以及可以将来自最近执行方块410的反向候选者与前向估计的前符号候选者(例如，生存者)合并。
在一种示范性实现中，不使用候选者的合并，可以只将比元素i高K个元素内的受控ISCI模型元素(例如，具有从1到i+K的索引的ISCI模型元素)应用于前向候选者，而可以只将远离元素j的小于K个元素的受控ISCI模型元素(例如，具有从j-K到C的索引的ISCI模型元素)应用于反向候选者。
在一种示范性实现中，当使用合并候选者时，可以使用远离i、j超过K个索引的ISCI模型元素(例如，具有比i+k高的索引的元素和具有比j-k低的索引的元素)来改善ISCI模型的利用和提高解码性能。假设在前向和反向最近执行之间实现了合并，则从前向和反向执行(沿着相反方向操作)彼此相遇(例如，i＝j)的点开始以后都可以应用完整ISCI模型(使用所有ISCI模型元素)。
在方块414中，在一种示范性实现中，将受控ISCI模型应用于合并候选者以生成重构物理子载波矢量。来自前向和反向顺序估计两者的前迭代的候选者或生存者路径可以应用完整ISCI模型。
在方块416中，为在方块414中生成的每个重构候选者计算度量。
在方块418中，根据在方块418中生成的度量选择一个或多个最佳候选者。
返回到方块408，如果i不小于或等于C或j不大于或等于0，则在方块422中确定是否对当前OFDM符号进行了最大次数的迭代。如果是，则在方块424中结束该过程，并输出在最近执行方块418期间的最佳候选者。如果不是，则在方块420中保存在最近执行方块418期间的最佳候选者，并使该过程返回到方块404以便作另一次迭代。
在一种示范性实现中，接收器可以包含：可操作以在第一数量(例如，C个)的物理子载波上接收正交频分多路复用(OFDM)符号的前端电路(例如，202)；以及可操作使用符号间关联和/或子载波间干扰(ISCI)模型(例如，由220提供)进行OFDM符号的解码的解码电路(例如，218)，该解码导致最有可能与OFDM符号相对应的第二数量(例如，C′个)符号的序列得到确定，其中第二数量大于第一数量。该电路可以经由具有显著非线性数量的信道接收OFDM符号。该显著非线性数量可以是这样的，相对于完全线性信道，使所述接收器中的性能度量下降小于1dB，而在全响应通信系统中，相对于完全线性信道，使性能度量下降1dB或更大。该符号序列可以包含N-QAM符号，N是整数。该解码电路可以基于最大似然(ML)或最大先验(MAP)顺序估计。该解码可以使用状态减少顺序估计。该解码电路可以基于迭代解码。该迭代解码可以使用来自FEC解码器(例如，232)的反馈，该反馈可以包含如下的一种或两种：错误地点信息和对数似然比。该迭代解码可以包含从第一物理子载波前进到第二物理子载波的前向顺序估计，和可以包含从第二物理子载波前进到第一物理子载波的反向顺序估计。该迭代解码可以包含在第一符号候选者或生存者与第二符号候选者或生存者之间交换元素。该ISCI模型至少部分基于在发送器发送、在信道上传播、和/或接收器接收期间OFDM符号经历的非线性。该ISCI模型可以至少部分基于在发送器发送、在信道上传播、和/或接收器接收期间引入OFDM符号中的相位噪声。
该ISCI模型可以是频域模型。该接收器可以包含可操作以进行物理子载波的每个子载波均衡的均衡器电路，其中根据使用ISCI模型生成的重构信号适应用于每个子载波均衡的系数。该解码电路可操作以通过将ISCI模型应用于与前OFDM符号相对应的符号序列生成重构信号，与前OFDM符号相对应的符号序列的符号数量等于第二数量。该解码电路可操作以：生成要用于物理子载波的相位和/或频率校正的第一反馈信号(例如，227a)。该解码电路可操作以生成要用于适应均衡器的系数的第二反馈信号(例如，227b)。
该解码电路可以包含顺序估计电路。该顺序估计电路可操作以使用ISCI模型和从顺序估计算法的第一次数迭代中确定的最佳候选者矢量生成第一反馈信号。该顺序估计电路可操作以使用ISCI模型和从顺序估计算法的第二次数迭代中确定的最佳候选者矢量生成第二反馈信号。第一次数迭代可以小于或等于第二次数迭代。进行OFDM符号的解码可以包含生成多个候选者矢量，每个候选者矢量都是与第二数量符号的序列相对应的可能矢量。进行OFDM符号的解码可以包含将ISCI模型应用于候选者矢量以生成多个重构子载波矢量。进行OFDM符号的解码可以包含将重构子载波矢量与从OFDM符号中生成的均衡接收子载波值的矢量相比较。该电路可操作以为OFDM符号测量一个或多个性能指示符(例如，信噪比、位出错率、符号出错率、分组出错率等)，以便可以将一个或多个性能指示符作为反馈发送给发送OFDM符号的设备。该解码可能试图在存在加性高斯白噪声和动态频率选择性衰落信道的情况下实现目标符号出错率、目标位出错率、和/或目标分组出错率。
其它实现可以提供上面存储着机器和/或计算机可执行的机器代码和/或含有至少一个代码段的计算机程序，从而使机器和/或计算机可以执行如本文所述的过程的非短暂计算机可读介质和/或存储介质、和/或非短暂机器可读介质和/或存储介质。
本文公开的方法和系统可以用硬件、软件、或硬件和组合的组合体实现。本文公开的方法和系统可以在至少一个计算系统中以集中方式、或以不同元件分散在几个互连计算系统上的分布方式实现。适用于执行本文所述的方法的任何类型计算系统或其它装置都是合适的。硬件和软件的典型组合体可以是通用计算系统，该通用计算系统带有当被装载和执行时，控制该计算系统，以便其执行本文所述的方法的程序或其它代码。另一种典型实现可以包含专用集成电路(ASIC)或芯片，该ASIC或芯片带有当被装载和执行时、控制该ASIC或芯片、以便其执行本文所述的方法的程序或其它代码。
虽然本文参考某些实现描述了一些方法和系统，但本领域的普通技术人员要明白的是，可以不偏离本发明方法和/或系统的范围地作出各种改变和替代等效物。另外，可以不偏离其范围地作出各种修改以便使特定状况或材料适合本发明方法和/或系统的教导。因此，意图是使本发明方法和/或系统不局限于公开的特定实现，而是使本发明方法和/或系统包括在所附权利要求书的范围之内的所有实现。

Claims (27)

1.一种用在接收器中的电路，所述电路包含：
前端电路，可操作以在第一数量物理子载波上接收正交频分多路复用(OFDM)符号；以及
解码电路，可操作以使用符号间关联和/或子载波间干扰(ISCI)模型进行所述OFDM符号的解码，
所述解码导致最有可能与所述OFDM符号相对应的第二数量符号的序列得到确定，其中所述第二数量大于所述第一数量。
2.如权利要求1所述的电路，其中：
所述电路经由具有显著非线性数量的信道接收OFDM符号；
所述显著非线性数量使所述接收器中的性能度量相对于完全线性信道下降小于1dB；以及
在全响应通信系统中，所述显著非线性数量使所述性能度量相对于完全线性信道下降1dB或更大。
3.如权利要求1所述的电路，其中所述符号序列包含N-QAM符号，N是整数。
4.如权利要求1所述的电路，其中所述解码电路基于最大似然(ML)或最大先验(MAP)顺序估计。
5.如权利要求1所述的电路，其中所述解码使用状态减少顺序估计。
6.如权利要求1所述的电路，其中所述解码电路基于迭代解码。
7.如权利要求6所述的电路，其中所述迭代解码使用来自FEC解码器的反馈，所述反馈包含如下的一种或两种：错误地点信息和对数似然比。
8.如权利要求6所述的电路，其中所述迭代解码包含在第一符号候选者或生存者与第二符号候选者或生存者之间交换元素。
9.如权利要求1所述的电路，其中所述ISCI模型至少部分基于在发送器发送、在信道上传播、和/或所述接收器接收期间所述OFDM符号经历的非线性。
10.如权利要求1所述的电路，其中所述ISCI模型至少部分基于在发送器发送、在信道上传播、和/或所述接收器接收期间引入所述OFDM符号中的相位噪声。
11.如权利要求1所述的电路，其中所述ISCI模型是频域模型。
12.如权利要求1所述的电路，包含可操作以进行所述物理子载波的每个子载波均衡的均衡器电路，其中根据使用所述ISCI模型生成的重构信号适应用于所述每个子载波均衡的系数。
13.如权利要求12所述的电路，其中所述解码电路可操作以通过将所述ISCI模型应用于与前OFDM符号相对应的符号序列生成所述重构信号，与所述前OFDM符号相对应的所述符号序列的符号数量等于所述第二数量。
14.如权利要求1所述的电路，其中所述解码电路可操作以：
生成要用于所述物理子载波的相位和/或频率校正的第一反馈信号；以及
生成要用于适应均衡器的系数的第二反馈信号。
15.如权利要求14所述的电路，其中所述解码电路包含顺序估计电路，其可操作以：
使用所述ISCI模型和从顺序估计算法的第一次数迭代中确定的最佳候选者矢量生成所述第一反馈信号；
使用所述ISCI模型和从所述顺序估计算法的第二次数迭代中确定的最佳候选者矢量生成所述第二反馈信号；以及
所述第一迭代次数小于或等于所述第二迭代次数。
16.如权利要求1所述的电路，其中所述进行所述OFDM符号的所述解码包含：
生成多个候选者矢量，每个所述候选者矢量都是与所述第二数量符号的所述序列相对应的可能矢量；
将所述ISCI模型应用于所述候选者矢量以生成多个重构子载波矢量；以及
将所述重构子载波矢量与从所述OFDM符号中生成的均衡接收子载波值的矢量相比较。
17.如权利要求1所述的电路，其中所述电路可操作以为所述OFDM符号测量一个或多个性能指示符，以便可以将所述一个或多个性能指示符作为反馈发送给发送所述OFDM符号的设备。
18.如权利要求1所述的电路，其中所述解码试图在存在加性高斯白噪声和动态频率选择性衰落信道的情况下实现目标符号出错率、目标位出错率、和/或目标分组出错率。
19.一种在电子接收器中执行的方法，所述方法包含：
在第一数量的信道的物理子载波上接收第一正交频分多路复用(OFDM)符号；
生成考虑到所述第一OFDM符号经历的非线性失真和所述第一OFDM符号经历的相位噪声的载波间干扰(ICI)模型；
在接收到所述第一OFDM符号之后，在所述信道的所述物理子载波上接收第二OFDM符号；以及
将所述ISCI模型的至少一部分用在进行所述第二OFDM符号的解码中，以确定最有可能与所述第二OFDM符号相对应的第二数量符号的序列，其中所述第二数量大于所述第一数量。
20.如权利要求19所述的方法，其中所述进行所述第二OFDM符号的所述解码包含：
生成多个候选者矢量，每个所述候选者矢量都是与所述符号序列相对应的可能矢量；
将所述ISCI模型的至少一部分应用于所述候选者矢量以生成多个对应重构虚子载波矢量；以及
通过将所述重构子载波矢量与从所述第二OFDM符号中生成的均衡接收子载波值的矢量相比较确定最佳重构子载波矢量。
21.如权利要求19所述的方法，包含根据所述最佳重构子载波矢量适应所述电子接收器的均衡器的系数。
22.如权利要求19所述的方法，包含根据所述最佳重构子载波矢量相位校正和频率校正所述物理子载波。
23.如权利要求19所述的方法，其中所述符号序列包含N-QAM符号，N是整数。
24.如权利要求19所述的方法，包含：
为所述第一OFDM符号测量一个或多个性能指示符；以及
处理所述一个或多个性能指示符，以便可以将所述一个或多个性能指示符作为反馈发送给发送所述第一OFDM符号的设备。
25.如权利要求19所述的方法，其中所述解码试图在存在加性高斯白噪声和动态频率选择性衰落信道的情况下实现目标符号出错率、目标位出错率、和/或目标分组出错率。
26.一种接收器，包含：
前端电路，可操作以在第一数量物理子载波上接收正交频分多路复用(OFDM)符号；
顺序估计电路，可操作以使用载波间干扰(ICI)模型的至少一部分对所述OFDM符号执行顺序估计过程，所述顺序估计过程导致最有可能与所述接收OFDM符号相对应的正交调幅(QAM)符号的序列得到确定，所述序列包含第二数量的符号以及所述第二数量大于所述第一数量。
27.如权利要求26所述的接收器，其中所述ISCI模型至少部分基于在发送器发送、在信道上传播、和/或接收器接收期间所述OFDM符号经历的非线性。
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