KR101314358B1 - 다중 신호 대 잡음비 측정 소스를 이용한 비선형 신호 왜곡검출 - Google Patents

Abstract

수신기를 포함하는 텔레비젼 신호 처리 장치는 왜곡 추정기 및 자동 이득 제어 신호 생성기를 포함한다. 자동 이득 제어 신호 생성기는 RF 신호의 크기 또는 신호 대 잡음비 및 상기 RF 신호에 의해 전달된 정보로부터 생성된 비선형 왜곡 지수에 응답하여 다수의 자동 이득 제어 및 필터 응답 제어 신호를 생성한다. 왜곡 추정기는 다수의 통계적 방법을 이용하여 상기 RF 신호에 의해 전달된 정보의 신호 성상도로부터 비선형 왜곡 지수를 생성한다.

텔레비전 신호 처리, 비선형 왜곡 지수, 왜곡 검출, 자동 이득 제어 신호

Description

다중 신호 대 잡음비 측정 소스를 이용한 비선형 신호 왜곡 검출{NON-LINEAR SIGNAL DISTORTION DETECTION USING MULTIPLE SIGNAL TO NOISE RATIO MEASUREMENT SOURCES}

본 출원은 2005년 3월 24일 미국특허청에 출원되고 출원번호 제60/664,917호를 부여받은 가출원의 우선권과 모든 이익을 청구한다.

텔레비젼 신호의 처리 장치에 있어서, 수신한 무선 주파수(RF) 신호를 처리한 다음 이 신호를 아날로그-디지털 변환기(ADC)에 의해 디지털 표현으로 변환하는 것이 필요하다. 그러한 회로는 일반적으로 하나 이상의 증폭기와 하나 이상의 필터를 포함한다. 일반적으로, 제1 RF 이득 증폭기의 다음에는 대역 소거 필터(band rejection filter)의 제1 출력이 연결되고, 그 다음에는 신호를 중간 주파수(IF)로 변환하기 위한 믹서가 연결되고, 그 다음에는 표면 탄성파 필터(surface acoustic wave filter: SAW)와 같은 고정 주파수 필터가 연결되고, 그 다음에는 IF 이득 증폭기가 연결된다. 본 기술 분야에서 통상의 지식을 가진자는 결과로서 통상 상당한 삽입 손실, 또는 감쇄를 가져오는 SAW 필터의 전단에서 신호를 증폭하는 것이 필요하다는 것을 인식할 것이다. 피드백 이득 제어 루프를 이용하여 RF 또는 IF 이득 증폭기의 이득을 독립적으로 조절하는 것이 일반적이다.

디지털 텔레비젼 신호를 수신할 때 오늘날 주로 사용된 아날로그 텔레비젼 신호의 수신을 위해 개발된 동작에서, 아날로그 폐쇄 루프 AGC는 아날로그 전력 검출기를 이용하는 RF 이득 단과 연관된다. 이 검출기는 총 신호 전력에 따라 동작할 것이다. 원하지 않는 강한 신호가 존재하는 경우, 아날로그 검출기에서 바라본 총 전력은 더 높아질 것이며 검출기의 출력은 RF 이득을 낮추게 하여, 결국에는 희망하는 채널 전력을 더 낮게 하향시킨다. 이것은 AGC 생성기에 의해 감지될 것이며, 그 다음에 이 생성기는 RF부로부터 더 높은 이득을 요구할 것이다. IF 이득 증폭기 단이 사용된다면, IF 이득 증폭기는 SAW 필터에 의해 이미 필터된 신호에 영향을 미친다. 아날로그 텔레비젼 신호 처리 장치에 있어서, 약간의 비선형 왜곡은 허용가능했지만, 디지털 시스템에서 비선형 왜곡은 해독 불가능한 정도의 신호 손상을 가져올 수 있다. 현대의 디지털 텔레비젼 신호 수신기에 있어서, 디지털 신호 처리 중에 최상의 품질 또는 최대로 수신가능한 신호가 디지털 신호 처리 장치에 확실하게 전달되도록 예비적 신호 처리 회로를 최적화하는데 유용한 정보를 이용하는 것이 바람직할 것이다.

본 발명의 일 양태에 따르면, RF 신호를 튜닝하기 위한 장치가 개시된다. 본 발명의 예시적인 실시예에 따르면, 상기 장치는 튜닝 및 RF 및 IF 신호 조정 동작을 최적화하는 디지털 신호 처리 동작 중에 생성된 정보를 이용한다. 보다 상세히 말해서, 상기 장치는 상기 RF 신호의 비선형 왜곡 지수(non-linear distortion figure)에 응답하여 제1 자동 이득 제어 신호를 생성하는 제1 프로세서를 포함한다.

본 발명의 다른 양태에 따르면, RF 신호를 튜닝하는 방법이 개시된다. 예시적인 실시예에 따르면, 상기 방법은 튜닝 및 RF 및 IF 신호 조정 동작을 최적화하는 디지털 신호 처리 동작 중에 생성된 정보를 이용한다. 보다 상세히 말해서, 상기 방법은 RF 신호를 수신하는 단계와, 상기 RF 신호를 제1 자동 이득 제어 신호에 응답하여 증폭하는 단계와, 상기 RF 신호를 복조하는 단계와, 상기 RF 신호의 비선형 왜곡 지수를 추정하는 단계와, 상기 비선형 왜곡 지수에 응답하여 상기 제1 자동 이득 제어 신호를 조절하는 단계를 포함한다.

도 1은 본 발명을 구현하기 위한 텔레비젼 신호 튜닝 장치의 예시적인 실시예의 블록도이다.

도 2는 본 발명을 구현하기 위한 디지털 복조 장치의 예시적인 실시예의 블록도이다.

도 3은 본 발명을 구현하기 위한 예비(preliminary) 신호 처리 회로의 예시적인 실시예의 블록도이다.

도 4는 본 발명의 예시적인 실시예에 따라서 나타난 부가 백색 가우스 잡음(Additive Gaussian White Noise)의 신호 성상도(signal constellation)를 도시하는 도면이다.

도 5는 본 발명의 예시적인 실시예에 따라서 나타난 부가 백색 가우스 잡음 및 비선형 왜곡의 신호 성상도를 도시하는 도면이다.

도 6은 본 발명의 실시예에 따라서 신호를 튜닝 및 복조하는 방법의 예시적인 실시예를 예시하는 플로우차트이다.

본 명세서에서 설명된 사례는 본 발명의 바람직한 실시예를 예시하는 것이고, 그러한 사례는 어떤 방식으로도 본 발명의 범주를 제한하는 것으로 의미하지 않는다. 본 발명의 개념 이외에, 도면들에 도시된 구성요소는 공지된 것이고 상세히 설명되지 않을 것이다. 또한, 텔레비젼 방송 및 수신기에 대하여 정통한 것으로 가정하고 본 명세서에서 더 상세히 설명하지 않는다. 본 발명의 개념 이외에, 예를 들면, NTSC(National Television Systems Committee), PAL(Phase Alternation Lines), SECAM(SEquential Couleur Avec Memoire) 및 ATSC(Advanced Television Systems Committee)와 같은 TV 표준으로 현재 제안된 권고안에 정통한 것으로 가정한다. 마찬가지로, 본 발명의 개념 이외에, 8-레벨 잔류 측파대(eight-level vestigial sideband: 8-VSB), 직교 진폭 변조(Quadrature Amplitude Modulation: QAM)와 같은 전송 개념과, 무선 주파수(RF) 프론트엔드, 또는 저잡음 블록, 튜너, 복조기, 상관기, 누설 적분기(leak integrators) 및 구형파 생성기(squarers)와 같은 수신기부와 같은 수신기 구성요소가 가정된다. 마찬가지로, 트랜스포트 비트 스트림을 생성하기 위한 (Moving Picture Expert Group (MPEG)-2 시스템 표준 (ISO/IEC 13818-1)과 같은) 포맷팅 및 인코딩 방법이 공지되어 있으며 본 명세서에서 기술되지 않는다. 또한, 본 발명의 개념은 본 명세서에서 기술되지 않을 통상의 프로그래밍 기법을 이용하여 구현될 수 있음을 알아야 한다. 마지막으로, 동일 한 참조부호는 유사한 구성요소를 지칭한다.

부가 백색 가우스 잡음(AWGN) 전송 채널을 가정하면, 디지털 통신에서 복조되어 수신된 신호는 다음의 수학식 1과 같이 표현될 수 있다.

여기서,

는 샘플 시간이고,

는 전송된 심볼이고,

는 채널의 부가 백색 가우스 잡음이다. 본 기술 분야에서 공지된 바와 같이, 가우스 분포는 다음의 수학식 2과 같이 규정된다.

여기서,

은 변수이고,

는 평균이다. 상기 수학식들은 I 및 Q가 통계적으로 독립적이라면 I(동위상) 및 Q(직교 위상) 데이터 둘 다에 적용된다.

이제 도면, 특히 도 1을 참조하면, 텔레비젼 신호 튜닝 장치의 예시적인 실시예의 블록도가 도시된다. 이 장치는 입력(110), 입력 필터(120), 자동 이득 제어(AGC) 무선 주파수(RF) 증폭기(140), 가변 필터(tunable filter)(160), 혼합기(180), 국부 발진기(130), 고정 주파수 필터(125), AGC 중간 주파수(IF) 증폭기(150), 아날로그-디지털 변환기(155), 복조기(165) 및 AGC 생성기(105)를 포함한다. AGC 생성기(105)는 AGC IF 증폭기(150)로부터의 출력 및 복조기(165)로부터의 제어 신호를 처리하여 RF AGC 제어 신호(170) 및 IF AGC 제어 신호(190)를 생성한다.

도 1은 RF, IF 및 AGC 회로 장치를 도시하는데, 이 장치에서 신호 공급원은 입력(110)에 연결되어 있으며 입력 필터(120)에 의해 필터된다. 입력 필터(120)로부터의 신호는 증폭기(140)에 연결되고, 이 증폭기의 이득은 AGC 제어가능하다. 증폭기(140)로부터 증폭된 신호는 가변 필터(160)에 연결되고, 이 필터에서 인접 채널 신호 및 잡음이 저감된다. 그 다음에 이 신호는 혼합기(180)에 연결되고, 이 혼합기에서 신호는 IF 신호를 희망하는 IF 주파수로 생성하기 위한 국부 발진기(130)에 의해 생성된 기준 주파수 신호와 혼합된다. 정확한 IF 주파수는 지리적 위치와 관련된 것으로서 채널 대역폭에 따른다. 예를 들면, 미국과 일본에서 사용하는 NTSC 신호는 IF가 대략 44 MHz인 6 MHz 채널이다. 유럽에서, PAL/SECAM 신호는 IF가 대략 36 MHz인 8 MHz 채널이다. IF 신호는 고정 주파수 필터(125)에 의해 처리되고 AGC IF 증폭기(150)에 의해 증폭된다. 그 다음, IF 증폭기의 출력은 AGC 생성기(105)에 연결되어 그에 응답하는 AGC 제어 신호를 제공한다. 또한, IF 증폭기 출력으로부터 출력된 비디오 신호는 아날로그-디지털(A/D) 변환기(155)에 의해 디지털화되고 디지털 복조기(165)에 공급된다. A/D 변환기는 소정의 디지털 복조기 집적회로(IC) 내에 집적될 수 있다.

본 발명의 예시적인 실시예에 따르면, IF AGC 제어 신호는 리드(190)에서 AGC IF 증폭기(150)에 연결되어 IF부의 이득을 조절함으로써, 리드(115)에서의 신호가 RF 입력 단자(110)에서 소스 신호 레벨의 변동에 대비하여 적절히 일정한 레 벨로 유지하도록 한다. RF AGC 제어 신호는 리드(170)를 통해 RF AGC 이득 제어가능 증폭기(140)에 연결된다. 이러한 AGC 제어 신호는 본 발명에 따라서 리드(115)에서의 크기 또는 신호대 잡음비 및 복조기(165)로부터의 비선형 왜곡 추정치와 같은 신호 파라미터에 응답하여 구해진다. 이득 제어 신호는 신호 레벨을 A/D 변환기(155)의 입력에서 비교적 일정한 레벨로 유지하고 A/D 변환기(155)의 동작 입력 범위 내에서 유지하면서 신호 품질을 향상시키는 방식으로 구성된다.

이제 도 2를 참조하면, 본 발명을 구현하기 위한 디지털 복조 장치의 예시적인 실시예의 블록도가 도시된다. 이 예시적인 디지털 복조기는 베이스밴드 신시사이저(baseband synthesizer)(220), 타이밍 복구 회로(240), 및 등화기(260), 순방향 에러 정정(forward error correction: FEC) 회로(280) 및 왜곡 추정기 회로(290)를 포함한다.

디지털 복조기의 예시적인 실시예는 도 2에 도시된다. 이 예시적인 실시예의 디지털 복조기는, 본 발명이 모든 디지털 복조 방식에 동일하게 적용될 수 있을지라도, QAM 신호를 디코딩하는 복조기의 동작에 대해 개괄적으로 언급될 것이다. 복조기는 A/D 변환기(도 1의 155)로부터 디지털 IF 신호를 수신한다. 베이스밴드 신시사이저(220)는 IF 신호를 I(동위상) 및 Q(직교 위상) 신호 성분을 갖는 베이스밴드 신호에 근접하게 변환한다. 베이스밴드에 근접한 신호는 타이밍 복구 회로(240)에 공급되고, 이 타이밍 복구 회로(240)에서 이 신호는 복조 회로의 타이밍을 입력 신호의 심볼에 동기화시키는데 사용된다. 타이밍 회로는 입력 신호를 샘플링하여 베이스밴드 신호를 생성하는 연속 가변 보간 필터(continuously variable interpolation filter)를 사용할 수 있다. 그리고 나서, 베이스밴드 신호는 등화기(260)로 제공된다. 등화기(260)는 네트워크에서 겪는 바람직하지 않은 진폭-주파수 응답 또는 위상 주파수 응답과 같은 상이한 손상(impairments)을 보상함으로써 소프트 넘버 신호(soft number signal)를 생성한다. 소프트 넘버 신호는 FEC 회로(280)에 공급되고, 이 회로는 희망하는 데이터 및 비트 에러 레이트 신호(bit error rate signal)를 생성한다. 등화기(260)는 또한 본 발명에 따른 AGC 생성기(도 1의 105)에 전달된 제어 신호를 생성할 때 왜곡 추정기(290)에 의해 사용된 데이터를 생성한다.

이제 도 3을 참조하면, 본 발명을 구현하기 위한 예비 신호 처리 회로의 예시적인 실시예의 블록도가 도시된다. 도 3의 환경(300)은 RF 입력(305)에서 RF 신호의 제1 예시적인 표현(375)이 나타나는 RF 입력(305), 입력 필터(310), 입력 필터의 감쇄 프로파일(360) 및 입력 필터(310) 다음에 나타나는 RF 신호의 제2 예시적인 표현(380)의 예시적인 실시예, RF 신호의 제3 예시적인 표현(385)이 출력에서 나타나는 자동 이득 제어 RF 증폭기(320), 가변 필터 감쇄 프로파일(370) 및 RF 신호의 제4 예시적인 표현(390)이 그의 출력에 나타나는 예시적인 실시예의 가변 필터(330), 혼합기(340), 고정 주파수 필터 감쇄 프로파일(365) 및 RF 신호의 제5 예시적인 표현(392)이 출력에서 나타나는 SAW 필터와 같은 예시적인 실시예의 고정 주파수 필터(345), RF 신호의 제6 예시적인 표현(395)이 출력에서 나타나는 자동 이득 제어 IF 증폭기(350)를 포함한다. 본 명세서에서 기술된 예시적인 실시예에 따르면, 비록 본 발명에 따라서 다른 형태의 전송 매체가 사용될 수 있을지라도, 전술한 환경(300)의 요소들은 인쇄 회로 기판상의 트레이스와 같은 전송 매체를 통해 서로 동작적으로 연결되어 있다.

RF 입력(305)은 하나 이상의 텔레비젼 채널을 포함하는 RF 신호를 공급하도록 동작하며, 상기 텔레비젼 채널은 각기 하나 이상의 텔레비젼 프로그램을 포함한다. 이들 프로그램들 중 일부는 NTSC 표준 포맷의 아날로그 텔레비젼 신호일 수 있고, 일부 프로그램들은 제한하는 것은 아니지만, 8VSB, 16VSB 또는 256QAM 변조 방식과 같은 디지털 변조 방식을 채용하는 ATSC 표준 포맷의 디지털 텔레비젼 신호일 수 있다. 예시적인 RF 신호의 RF 신호 스펙트럼은 각기 고유의 RF 캐리어 주파수를 이용하고 RF 입력에서 진폭이 다른 다수의 텔레비젼 신호를 나타내는 표현(375)으로 도시된다. 이와 같은 달라지는 진폭은 전파 거리에 따른 신호 손실 또는 각 RF 캐리어 주파수에서 달라지는 안테나 이득의 결과일 수 있다. RF 신호는 RF 입력(305)에서 입력 필터(310)로 제공되고, 이 입력 필터는 먼저 원하지 않는 인접 채널 신호를 줄여준다.

전형적으로 입력 필터(310)는 필터 응답을 희망하는 RF 주파수에 맞추어서 희망하는 채널의 감쇄를 최소화하고 인접 채널들의 감쇄를 최대화하는 가변 아키텍처를 이용한다. 감쇄 프로파일(360)의 예시적인 실시예는 필터 대역폭의 양쪽에 적용된 감쇄를 보여주는 것으로, 희망하는 주파수는 d로 표시된다. 입력 필터(310)는 d 에서 최소 감쇄를 나타내며 희망 주파수 주변에서 감쇄는 이상적으로 대칭으로 증가하고 있다. 입력 필터(310)의 다음에 나타나는 RF 신호의 예시적인 표현(380)은 희망 주파수 d 까지 최소 감쇄를 보이며 입력 필터(310)의 주파수 응 답에 대응하는 인접 채널들까지 감쇄가 증가하는 것을 보여준다. 그 다음에 RF 신호는 입력 필터(310)의 출력에서 RF 증폭기(320)의 입력으로 제공된다.

RF 증폭기(320)의 이득은 도 1의 AGC 생성기(105)로부터의 제어 신호에 대한 응답으로 이루어진다. RF 증폭기(320)는 일반적으로는 희망 주파수에 응답하여 조절되지 않으며, 그래서 이 증폭기는 모든 신호들을 희망 주파수, 인접 채널들 뿐만아니라 희망 주파수 이상의 채널들을 포함하는 그의 동작 대역폭 내에서 증폭한다. 증폭된 채널들은 원하지 않는 전력 비(D/U)에 바람직하게 서로 동일하게 유지된다. RF 신호의 예시적인 표현(385)은 RF 증폭기(320)에 의해 처리된 이후에 나타난다. 이러한 예시적인 실시예에서, 강한 인접 채널이 희망 채널과 함께 증폭된다. 본 발명의 예시적인 실시예에 따르면, RF 증폭기(320)의 이득은 AGC 생성기(도 1의 105)에서 생성된 제어 신호를 통해 신호 품질에 응답하여 조절될 수 있다. 그 다음에 RF 신호는 RF 증폭기(320)의 출력으로부터 가변 필터(330)의 입력으로 전달된다.

가변 필터(330)는 대역폭이 제어가능할 수 있고, 옵셋될 수 있는 중심 주파수를 가질 수 있고, 또는 AGC 생성기(도 1의 105)에 응답하여 조절 가능 감쇄 프로파일을 가질 수 있으므로, 신호 품질에 응답하여 가변 필터(330)의 응답을 조절함으로써 신호 품질을 향상시키는 부가 수단을 추가할 수 있다. 가변 필터(330)의 감쇄 프로파일(370)의 예시적인 실시예는 필터 대역폭 양끝에 적용된 감쇄를 보여주고 있으며, 희망 주파수는 d로 표시된다. 가변 필터(330)는 d에서 최소 감쇄를 보이며 희망 주파수 주변에서 감쇄가 이상적으로 대칭으로 증가함을 보여주고 있 다. 가변 필터(330)의 다음에 나타나는 RF 신호의 예시적인 표현(390)은 희망 주파수 d 까지 최소 감쇄를 보이고 가변 필터(330)의 주파수 응답에 대응하는 인접 채널들까지 감쇄가 증가함을 보여주고 있다. 입력 필터(310) 및 가변 필터(330)의 예시적인 감쇄 프로파일(360, 370)을 비교할 때, 가변 감쇄 프로파일(370)은 더 협소한 통과 대역과 더 강한 대역 감쇄 프로파일의 출력을 갖는다. 그 다음에, RF 신호는 가변 필터(330)의 출력에서부터 RF 혼합기(340)의 입력으로 전달된다. RF 신호는 국부 발진기 신호와 혼합되어 캐리어 주파수가 희망 IF 주파수와 같은 RF 신호를 생성한다. 그 다음에 RF 신호는 혼합기(340)의 출력으로부터 SAW 필터와 같은 고정 주파수 필터(345)의 입력으로 전달된다. 고정 주파수 필터(345)는 일반적으로 대역 소거 특성의 강한 출력을 갖는다. 고정 주파수 필터(345)의 출력은 AGC IF 증폭기(350)로 전달된다. 텔레비젼 튜너는 일반적으로 44 MHz 중심 주파수 다운스트림 IF를 갖는다.

IF 증폭기(350)의 이득은 도 1의 AGC 생성기(105)로부터의 제어 신호에 응답하여 제어된다. RF 증폭기(320)와 마찬가지로 IF 증폭기(350)는 모든 신호를 희망 주파수와, 인접 채널 뿐만 아니라 희망 주파수 이상의 채널을 포함하는 동작 대역폭 내에서 증폭한다. IF 증폭기(350)에 의해 처리된 이후에 나타나는 RF 신호의 예시적인 표현(395)이 도시된다. 본 발명의 예시적인 실시예에 따르면, IF 증폭기(350)의 이득은 AGC 생성기(도 1의 105)에 의해 생성된 제어 신호를 통해 신호 품질에 응답하여 조절될 수 있다. 그 다음에 RF 신호는 IF 증폭기(350)의 출력으로부터 A/D 변환기(도 1의 155)의 입력 및 AGC 생성기(도 1의 105)의 입력들 중의 한 입력으로 전달된다.

이제 도 4를 참조하면, 본 발명의 예시적인 실시예에 따라서 나타나는 부가 백색 가우스 잡음의 신호 성상도를 도시하는 도면(400)이 도시된다. 이 신호 성상도는 도 1의 등화기(260)에 의해 출력된 소프트 넘버 I 및 Q 값의 2차원 표현을 나타낸다. 부가 가우스 백색 잡음이 존재하는 신호 성상도에 있어서, 각각의 성상점의 클러스터는 가우스 분포를 가지며 모든 클러스터는 거의 동일한 분포를 갖는다.

이제 도 5를 참조하면, 본 발명의 예시적인 실시예에 따라서 부가 백색 가우스 잡음 및 비선형 왜곡이 존재하는 예시적인 신호 성상도를 도시하는 도면이다. 신호 성상도는 도 1의 등화기(260)에 의해 출력된 소프트 넘버 I 및 Q 값의 2차원 표현을 나타낸다. 부가 가우스 백색 잡음이 존재하는 신호 성상도 및 비선형 왜곡 성분에 있어서, 성상점 클러스터는 뚜렷하게 비-가우스 분포를 가지며, 각각의 분포는 상이하다. 도 2의 등화기(260)와 일체화 될 수 있는 도 2의 왜곡 추정기(290)는 신호 성상점 클러스터의 비-가우스 분포를 이용하여 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 비선형 분포의 존재를 검출할 수 있다.

디지털 수신기에서는 공통적으로 신호대 잡음비(SNR)를 추정할 필요가 있다. SNR을 추정하는 한가지 방법은 디지털 등화기에 의해 사용된 에러 신호 전력의 평균화에 근거한 직접 잡음 전력 추정(direct noise power estimation)을 이용하는 것이다. 등화기 출력에서 평균 신호 전력은 알고 있는 실체라고 가정되며 추정될 필요가 없다. 또 다른 방법은 각 성상점 클러스터의 분포가 가우스인 것으로 가정하고 소정의 시간 동안에 성상 클러스터의 중앙의 소정 반경 내에 속하는 또는 사 전 결정된 I 값 및 Q 값을 벗어난 성상점들의 개수를 찾는 것에 기반한다. 동일한 시간 동안에 수신된 성상점들의 총 수의 퍼센티지로서의 제한치에 속하는 성상점들의 개수는 가우스 에러 함수(Gaussian Error Function)를 이용하여 평균 에러 전력을 추정하는데 사용될 수 있다. 성상이 AWGN에 의해서만 손상되었다면, 가우스 잡음 분포는 양호한 근사치이고, 둘 다 잡음 전력이며, 그래서 SNR 추정 방법은 평균적으로 유사한 결과를 낳는다. 그러나, 도 5의 예시적인 신호 성상도에서 나타난 바와 같이, 비선형 왜곡 또한 존재한다면, 가우스 분포의 가정은 틀린 것이고 두 번째의 전력 추정 방법은 에러 신호 전력의 평균화에 근거하여 직접 잡음 전력 추정과 다른 값을 줄 것이다. 불일치의 정도는 왜곡의 심함 정도(severity)에 달려있다. 이러한 두 가지의 독립적인 잡음 전력 SNR 추정 방법을 동시에 사용하고 이들의 평균 출력을 비교함으로써, 비선형 왜곡의 존재와 정도가 추정될 수 있다.

전력 추정의 두번째 방법에서 사용된 역가우스 에러 함수(inverse Gaussian Error Function)는 SNR의 예상된 동작 범위를 표로 만들 수 있고 룩업 테이블로서 하드웨어로 효율적으로 구현될 수 있다. 유익하게도 두 가지 추정 방법은 전통적인 디지털 채널 등화기 구현 범위 내에서 공통으로 이용가능한 회로를 이용한다.

비선형 왜곡이 검출되면, 왜곡 추정기(도 2의 290)는 제어 신호를 AGC 생성기(도 1의 105)에 전송할 수 있고, 이 AGC 생성기는 RF부와 IF부 사이에서 증폭기 이득을 재분할하는 것 또는 가변 필터(도 1의 160)의 필터 응답을 조절하는 것과 같은 튜너에 의해 수행된 RF 신호 처리 동작을 변경할 수 있다. 이렇게 변경한 동작은 비선형 왜곡의 심함 정도를 유리하게 줄일 수 있다. 이렇게 비선형 왜곡이 줄어드는 것은 아날로그 신호의 신호 특성에 기반한 이득 분할(gain partition)로부터 생긴 편차로 인한 잠재적 열화보다 중요시될 수 있다. 더욱이, A/D 입력 전압 범위는 전체 아날로그 이득을 줄이도록 제한될 수 있으므로, 이득 분할 또는 필터 응답을 변경시키는 요건을 줄이거나 없앨 수 있다.

이제 도 6을 참조하면, 본 발명의 실시예에 따라서 신호를 튜닝 및 복조하는 방법의 예시적인 실시예를 예시하는 플로우차트(600)가 도시된다. RF 신호에 존재하는 비선형 왜곡을 추정하는 제1 단계는 A/D 변환기로부터 디지털 신호를 수신하는 것이다(610). 그런 다음 디지털 신호는 복조되고(620), 등화기(도 2의 260)에 의해 I 값 및 Q 값의 소프트 넘버 추정이 이루어진다. 소프트 넘버 값은 디지털 신호가 수신되어 에러 정정이 수행될 때 I 및 Q의 정확한 값이 결정되는 것을 의미하며, 상기 I 및 Q 값은 일반적으로 잡음 지수와 조합된 전송된 값을 포함한다. 예를 들면, 전송된 값은 I=2 이고 Q=4 일 수 있지만, 전송 이후, 등화기는 2.2 및 3.7 이라는 소프트 넘버 값을 생성한다. 추가의 에러 정정 처리 이후에만 전송된 값은 각기 2 및 4라고 결정된다. 이러한 소프트 넘버 값은 먼저 디지털 등화기에 의해 사용된 에러 신호 전력의 평균화에 근거한 직접 잡음 전력 추정에 의한 SNR 을 결정하는데 사용된다(630). 그런 다음 I 및 Q의 소프트 넘버 값은 두번째 방법에 의해 SNR을 추정하는데 사용된다(640). 두 번째 방법은 소정 시간 동안 성상 클러스터의 중심의 소정 반경 내에 속하는 또는 기결정된 I 값 범위 및 Q 값 범위, 예를 들어, 각 값에 대해 플러스 또는 마이너스 10% 범위를 벗어난 성상점들의 개수를 결정한다. 동일한 시간 동안 수신된 성상점들의 총 수의 퍼센티지로서 제한 치에 속한 성상점들의 개수의 비율이 평균 에러 전력을 추정하고, 그리고 나서 SNR을 추정하는데 사용된다. 두 가지 독립적인 잡음 전력 SNR 추정 방법이 비교되고(650), 두 SNR 추정값의 차에 응답하는 제어 신호가 생성된다. 만일 이 값이 허용가능한 임계치 이하이면, 시스템은 AGC 생성기(도 1의 105)에 아무런 제어 신호도 보내지 않고 A/D 변환기로부터 신호를 수신(610)함으로써 상기 처리를 지속한다. 그러나, 그 값이 허용가능한 임계치를 초과하면, 제어 신호가 AGC 생성기(도 1의 105)에 전송되고, 이 AGC 생성기에서 SNR을 추정하는 두 가지 방법간의 불일치를 줄이는 방식으로 RF 신호 처리 동작이 변경될 수 있다. 이 동작은 A/D 변환기로부터 신호를 수신(610)함으로써 지속된다. 대안으로, 두 SNR 값들 간의 차이에 응답하는 제어 신호가 그 차의 크기에 무관하게 AGC 생성기(도 1의 105)에 지속적으로 전송될 수 있고, AGC 생성기는 이 정보를 이용하여 RF 신호의 처리를 최적화할 수 있다. 본 발명의 실시예에 따라서 신호를 튜닝하고 복조하는 방법의 전술한 예시적인 실시예가 순차적으로 실행될 수 있는 SNR을 추정하는 제1 및 제2 방법에 대해 교시하고 있지만, 이 동작은 순차적으로 또는 동시에 실행될 수 있다.

본 명세서에 기술된 바와 같이, 본 발명은 다중 신호 대 잡음비 측정 소스를 이용하여 비선형 신호 왜곡 검출을 위한 아키텍처 및 프로토콜을 제공한다. 본 발명이 바람직한 구조를 갖는 것으로 개시되었지만, 본 발명은 본 명세서의 정신과 범주 내에서 추가로 변경될 수 있다. 그러므로, 본 출원은 이러한 일반적 원리를 이용하여 본 발명의 어떠한 변형, 사용 또는 적용이라도 망라하는 것으로 의도한 다. 또한, 본 출원은, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 첨부의 특허청구범위의 제한 내에 속하는 통상적인 실시에 해당할 때는 본 개시로부터 벗어난 것도 망라하는 것을 의도한다.

Claims (20)

1. 장치로서, 상기 장치는,

   RF 신호를 수신하는 입력 지점(input point);

   상기 입력 지점에 결합되고 상기 RF 신호의 이득 제어된 버전을 IF 신호로 변환하도록 동작하는 국부 발진기 및 믹서를 포함하는 주파수 변환기;

   상기 입력 지점과 상기 주파수 변환기 사이에 결합되고 상기 주파수 변환기를 위해 상기 RF 신호의 상기 이득 제어된 버전을 제공하도록 동작하는 제1 이득 제어 증폭기;

   상기 주파수 변환기에 결합되고 상기 IF 신호의 이득 제어된 버전을 디지털 IF 신호로 디지털화하도록 동작하는 아날로그-디지털 변환기(ADC);

   상기 주파수 변환기와 상기 ADC 사이에 결합되고 상기 IF 신호의 상기 이득 제어된 버전을 제공하도록 동작하는 제2 이득 제어 증폭기;

   상기 제1 및 제2 이득 제어 증폭기에 결합되고 비선형 왜곡의 정도에 응답해서 상기 제1 및 제2 이득 제어 증폭기 중 적어도 하나의 이득을 조정하도록 동작하는 AGC 생성기; 및

   상기 ADC에 결합되고 상기 디지털 IF 신호를 복조하는 복조기를 포함하고,

   상기 복조기는 제1 및 제2 신호 대 잡음비(signal to noise ratios: SNR)를 독립적으로 추정하도록 동작하고,

   상기 제1 SNR은 에러 신호 전력의 평균화(averaging)에 기초한 직접 잡음 전력 추정(direct noise power estimation)에 의해 추정되고,

   상기 제2 SNR은 성상 클러스터의 중앙의 반경 내에 속하는 성상점들의 개수에 기초해 추정되고,

   상기 복조기는 상기 비선형 왜곡의 정도를 결정하기 위해 상기 제1 및 제2 SNR을 비교하도록 동작하는, 장치.
2. 제1항에 있어서,

   제1 기간 동안의 상기 성상점들의 개수는 상기 제1 기간 동안에 수신한 성상점들의 총 개수의 백분율(percent)로 결정하고,

   상기 비선형 왜곡의 정도는 상기 백분율로 표시된 상기 제2 SNR의 정도와 상기 제1 SNR의 정도를 비교하는 것에 의해 결정되는, 장치.
3. 제1항에 있어서, 상기 비선형 왜곡의 부재는 상기 제1 SNR의 추정과 상기 제2 SNR의 추정이 평균적으로 실질적으로 비슷한 결과(comparable result)를 산출할 때 검출되는, 장치.
4. 제1항에 있어서, 상기 복조기는 상기 제1 및 제2 SNR을 동시에 추정하는, 장치.
5. 삭제
6. 제1항에 있어서, 상기 복조기는 상기 제1 및 제2 SNR을 순차적으로 추정하는, 장치.
7. RF 신호를 수신하는 단계;

   상기 RF 신호의 이득 제어된 버전을 제공하기 위해 상기 RF 신호를 증폭하는 단계;

   상기 RF 신호의 상기 이득 제어된 버전을 IF 신호로 변환하는 단계;

   상기 IF 신호의 이득 제어된 버전을 디지털 IF 신호로 디지털화하는 단계;

   상기 디지털 IF 신호를 복조하는 단계;

   비선형 왜곡의 정도에 응답해서 상기 RF 및 IF 신호의 이득 제어된 버전들 중 적어도 하나의 레벨을 조정하는 단계;

   제1 및 제2 SNR을 독립적으로 결정하는 단계 - 상기 제1 SNR은 에러 신호 전력의 평균화(averaging)에 기초한 직접 잡음 전력 추정(direct noise power estimation)에 의해 추정되고, 상기 제2 SNR은 성상 클러스터의 중앙의 반경 내에 속하는 성상점들의 개수에 기초해 추정됨 -; 및

   상기 비선형 왜곡의 정도를 결정하기 위해 상기 제1 및 제2 SNR을 비교하는 단계

   를 포함하는 방법.
8. 제7항에 있어서,

   제1 기간 동안의 상기 성상점들의 개수는 상기 제1 기간 동안에 수신한 성상점들의 총 개수의 백분율(percent)로 결정하고,

   상기 비선형 왜곡의 정도는 상기 백분율로 표시된 상기 제2 SNR의 정도와 상기 제1 SNR의 정도를 비교하는 것에 의해 결정되는, 방법.
9. 제7항에 있어서, 상기 비선형 왜곡의 부재는 상기 제1 SNR의 추정과 상기 제2 SNR의 추정이 평균적으로 실질적으로 비슷한 결과(comparable result)를 산출할 때 검출되는, 방법.
10. 제7항에 있어서, 상기 복조하는 단계는 상기 제1 및 제2 SNR을 동시에 추정하는, 방법.
11. 제7항에 있어서, 상기 복조하는 단계는 상기 제1 및 제2 SNR을 순차적으로 추정하는, 방법.
12. 삭제
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