JP2008535329A - 複数の信号対雑音比測定源を使用した非線形信号歪み検出 - Google Patents

Abstract

受信機を備えるテレビジョン信号処理装置は、歪み推定器および自動利得制御信号生成器を備える。自動利得制御信号生成器は、ＲＦ信号の大きさまたは信号対雑音比と、前記ＲＦ信号によって搬送された情報から生成される非線形歪み数値とに応じて、複数の自動利得制御信号およびフィルタ応答制御信号を生成する。歪み推定器は、複数の統計方法を使用して、前記ＲＦ信号によって搬送された情報の信号コンステレーションから非線形歪み数値を生成する。

Description

本出願は、２００５年３月２４日に米国特許商標庁に提出され整理番号６０／６６４９１７号を割り当てられた仮出願に対する優先権、およびこの仮出願から生じるすべての利益を主張する。

テレビジョン信号の処理デバイスでは、無線周波数（ＲＦ）受信信号がアナログ・ディジタル変換機（ＡＤＣ）によってディジタル表現に変換される前に、この信号を処理する必要がある。このような回路は一般に、１つまたは複数の増幅器と、１つまたは複数のフィルタとを備える。一般に、第１のＲＦ利得増幅器の後に第１の帯域外阻止フィルタが続き、その後に信号を中間周波数（ＩＦ）に変換するためのミクサが続き、その後に表面弾性波フィルタ（ＳＡＷ）などの固定周波数フィルタが続き、その後にＩＦ利得増幅器が続く。信号をＳＡＷフィルタの前に増幅する必要性は、当業者なら理解するであろう。というのは、ＳＡＷフィルタは通常、結果的に大きい挿入損失または減衰を有することになるからである。フィードバック利得制御ループを使用して、ＲＦまたはＩＦ利得増幅器の利得を独立して制御するのが普通である。

ディジタル・テレビジョン信号の受信で今日一般的に使用されているアナログ・テレビジョン信号の受信のために開発された動作では、アナログ電力検出器を使用してアナログ閉ループＡＧＣがＲＦ利得段のみに関連付けられる。検出器は、総信号電力に基づいて動作する。望ましくない強い信号が存在する場合、アナログ検出器によって認識される総電力もまた、より高いことになり、検出器出力はＲＦ利得を下げる。この結果、望ましいチャネル電力のダウンストリームがより低くなる。これはＡＧＣ生成器によって感知され、ＡＧＣ生成器は、より高い利得をＲＦセクションに要求する。ＩＦ利得増幅器段が使用されている場合、ＩＦ利得増幅器は、ＳＡＷフィルタによって前に濾波された信号に作用する。アナログ・テレビジョン信号処理装置ではいくらかの非線形歪みは許容可能であったが、ディジタル・システムでは、非線形歪みは、復号不可能なレベルの信号破損をもたらす可能性がある。現在のディジタル・テレビジョン信号受信機では、ディジタル信号処理中に利用可能な情報を利用して前置信号処理回路を最適化し、最良の品質を保証すること、すなわちほとんどの受信可能な信号がディジタル信号処理デバイスに送達されるようにすることが望ましいであろう。

本発明の一態様によれば、ＲＦ信号を同調させるための装置が開示される。例示的な一実施例によれば、この装置は、ディジタル信号処理動作中に生成される情報を利用して、同調動作ならびにＲＦ信号およびＩＦ信号の条件付け動作を最適化するために提示される。より具体的には、この装置は、前記ＲＦ信号の非線形歪み数値に応じて第１の自動利得制御信号を生成するための第１のプロセッサを備える。

本発明の別の態様によれば、ＲＦ信号を同調させる方法が開示される。例示的な一実施例によれば、この方法は、ディジタル信号処理動作中に生成される情報を利用して、同調動作ならびにＲＦ信号およびＩＦ信号の条件付け動作を最適化する。より具体的には、この方法は、ＲＦ信号を受け取るステップと、前記ＲＦ信号を第１の自動利得制御信号に応じて増幅するステップと、前記ＲＦ信号を復調するステップと、前記ＲＦ信号の非線形歪み数値を推定するステップと、前記非線形歪み数値に応じて前記第１の自動利得制御信号を調整するステップとを含む。

本明細書に述べる例示は、本発明の好ましい実施例を説明するものであり、このような例示は、本発明の範囲をどんな形でも限定するものと解釈すべきではない。本発明の概念の他は、図に示す要素は周知であり、これらについては詳細に述べない。また、テレビジョン放送および受信機を熟知していることを想定し、これらについては本発明で詳細に述べない。例えば、本発明の概念の他は、ＮＴＳＣ（Ｎａｔｉｏｎａｌ Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ Ｃｏｍｍｉｔｔｅｅ）、ＰＡＬ（Ｐｈａｓｅ Ａｌｔｅｒｎａｔｉｏｎ Ｌｉｎｅｓ）、ＳＥＣＡＭ（ＳＥｑｕｅｎｔｉａｌ Ｃｏｕｌｅｕｒ Ａｖｅｃ Ｍｅｍｏｉｒｅ）、およびＡＴＳＣ（Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ Ｃｏｍｍｉｔｔｅｅ）などのＴＶ標準に関する現行勧告および提案されている勧告を熟知していることを想定する。同様に、本発明の概念の他は、８レベル残留側波帯（８−ＶＳＢ）や直交振幅変調（ＱＡＭ）などの伝送概念、無線周波数（ＲＦ）フロントエンドなどの受信機コンポーネント、または、低雑音ブロック、チューナ、復調器、相関器、リーク積分器、および二乗器などの受信機セクションを熟知していることを想定する。同様に、トランスポート・ビット・ストリームを生成するためのフォーマット化および符号化方法（ＭＰＥＧ（Ｍｏｖｉｎｇ Ｐｉｃｔｕｒｅ Ｅｘｐｅｒｔ Ｇｒｏｕｐ）−２システム標準（ＩＳＯ／ＩＥＣ１３８１８−１）など）は周知であり、これらについては本明細書で述べない。また、本発明の概念は従来のプログラミング技法を使用して実施することができ、従ってこれらの技法については本明細書で述べないことにも留意されたい。最後に、図中の同じ番号は同様の要素を表す。

ＡＷＧＮ（加法性白色ガウス雑音）伝送チャネルを仮定した場合、ディジタル通信では、復調された受信信号は以下のように表すことができる。
ｒ（ｎＴ）＝ｓ（ｎＴ）＋ｗ（ｎＴ）； ｎ＝０，１，２，３．．．．．． （１）
上式で、Ｔはサンプル時間であり、ｓ（ｎＴ）は送信されたシンボルであり、ｗ（ｎＴ）はチャネルの加法性白色ガウス雑音である。当技術分野で知られているように、ガウス分布は以下のように定義される。

上式で、σ_２は分散であり、μは平均である。上の各式は、Ｉ（同相）とＱ（直角）が統計的に独立している場合に、ＩとＱの両方のデータに当てはまる。

次に図面、特に図１を参照すると、テレビジョン信号同調装置の例示的な一実施例のブロック図が示されている。この装置は、入力１１０と、入力フィルタ１２０と、自動利得制御（ＡＧＣ）無線周波数（ＲＦ）増幅器１４０と、同調可能フィルタ１６０と、ミクサ１８０と、局部発振器１３０と、固定周波数フィルタ１２５と、ＡＧＣ中間周波数（ＩＦ）増幅器１５０と、アナログ・ディジタル変換機１５５と、復調器１６５と、ＡＧＣ生成器１０５とを備える。ＡＧＣ生成器１０５は、ＩＦ ＡＧＣ増幅器１５０からの出力および復調器１６５からの制御信号を処理して、ＲＦ ＡＧＣ制御信号１７０およびＩＦ ＡＧＣ制御信号１９０を生成する。

図１は、ＲＦ、ＩＦ、およびＡＧＣ回路構成を示しており、信号源が入力１１０に結合され入力フィルタ１２０によって濾波される。入力フィルタ１２０からの信号は増幅器１４０に結合され、増幅器１４０の利得はＡＧＣ制御可能である。増幅器１４０からの増幅済み信号は同調可能フィルタ１６０に結合され、ここで隣接チャネル信号および雑音が低減される。次いで信号はミクサ１８０に結合され、信号はここで、所望のＩＦ周波数のＩＦ信号を生み出すために、局部発振器１３０によって生成された基準周波数信号と混合される。正確なＩＦ周波数は、地理的位置に関連するチャネル帯域幅に依存する。例えば、米国と日本におけるＮＴＳＣ信号は６ＭＨｚのチャネルを有し、ＩＦは約４４ＭＨｚである。欧州では、ＰＡＬ／ＳＥＣＡＭ信号は８ＭＨｚのチャネルを有し、ＩＦは約３６ＭＨｚである。ＩＦ信号は、固定周波数フィルタ１２５によって処理され、ＩＦ ＡＧＣ増幅器１５０によって増幅される。次いで、ＩＦ増幅器出力はＡＧＣ生成器１０５に結合されて、応答ＡＧＣ制御信号が提供される。ＩＦ増幅器出力からのビデオ出力信号はまた、アナログ・ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器１５５によってディジタル化され、ディジタル復調器１６５に供給される。Ａ／Ｄ変換器は、いくつかのディジタル復調器集積回路（ＩＣ）に統合されていてもよい。

本発明の例示的な実施例によれば、ＲＦ入力端子１１０におけるソース信号レベルの変動に対してリード１１５における信号を適度に一定レベルに維持するために、ＩＦ ＡＧＣ制御信号がリード１９０においてＡＧＣ ＩＦ増幅器１５０に結合されて、ＩＦセクションの利得が調整される。ＲＦ ＡＧＣ制御信号は、リード１７０を介してＲＦ ＡＧＣ利得制御可能増幅器１４０に結合される。このＡＧＣ制御信号は、本発明により、リード１１５における大きさまたは信号対雑音比、復調器１６５からの非線形歪み推定値など、信号パラメータに応じて導出される。これらの利得制御信号は、信号品質を改善しながら、Ａ／Ｄ変換器１５５の入力における信号レベルを比較的一定のレベルに、且つＡ／Ｄ変換器１５５の動作入力範囲内に維持するようにして構成される。

次に図２を参照すると、本発明を実施するためのディジタル復調装置の例示的な一実施例のブロック図が示されている。この例示的なディジタル復調器は、ベースバンド・シンセサイザ２２０と、タイミング回復回路２４０と、等化器２６０と、順方向誤り訂正（ＦＥＣ）回路２８０と、歪み推定器回路２９０とを備える。

図２には、ディジタル復調器の例示的な一実施例が示されている。この例示的な実施例のディジタル復調器は、ＱＡＭ信号を復号する復調器の動作に一般に当てはまるが、本発明は、どんなディジタル復調方式にも等しく適用することができる。復調器は、Ａ／Ｄ変換器（図１の１５５）からディジタル化済みＩＦ信号を受け取る。ベースバンド・シンセサイザ２２０は、ＩＦ信号を、信号成分Ｉ（同相）およびＱ（直角）を有する、ベースバンドに近い信号に変換する。ベースバンドに近い信号は、復調器回路のタイミングを入来信号のシンボルに同期させるのに使用されるタイミング回復回路２４０に供給される。タイミング回路は、絶えず可変の補間フィルタを入力信号のサンプリングに使用して、ベースバンド信号を生成することができる。次いで、ベースバンド信号は等化器２６０に供給される。等化器２６０は、望ましくない振幅−周波数応答または位相−周波数応答など、ネットワーク上で遭遇する種々の障害を補償することによって、ソフト・ナンバ（ｓｏｆｔ ｎｕｍｂｅｒ）信号を生成する。ソフト・ナンバ信号はＦＥＣ回路２８０に供給され、ＦＥＣ回路２８０は、所望のデータおよびビット誤り率信号を生成する。等化器２６０はまた、本発明によりＡＧＣ生成器（図１の１０５）に送られる制御信号を生成する際に歪み推定器２９０によって使用されるデータも生成する。

次に図３を参照すると、本発明を実施するための前置信号処理回路の例示的な一実施例のブロック図が示されている。図３の環境３００は、ＲＦ入力３０５（ＲＦ入力３０５に存在するＲＦ信号の第１の例示的表現３７５と共に）と、入力フィルタ３１０（入力フィルタの減衰プロファイルの例示的な一実施例３６０、および入力フィルタ３１０の後に存在するＲＦ信号の第２の例示的表現３８０）と、自動利得制御されるＲＦ増幅器３２０（ＲＦ増幅器の後のＲＦ信号の第３の例示的表現３８５と共に）と、同調可能フィルタ３３０（同調可能フィルタ減衰プロファイルの例示的な一実施例３７０、および同調可能フィルタの後のＲＦ信号の第４の例示的表現３９０と共に）と、ミクサ３４０と、ＳＡＷフィルタなどの固定周波数フィルタ３４５（固定周波数フィルタ減衰プロファイルの例示的な一実施例３６５、および固定周波数フィルタ３４５の後のＲＦ信号の第５の例示的表現３９２と共に）と、自動利得制御されるＩＦ増幅器３５０（ＩＦ増幅器の後のＲＦ信号の第６の例示的表現３９５と共に）とを含む。本明細書に述べる例示的な一実施例によれば、環境３００の前述の要素は、プリント回路板上のトレースなどの伝送媒体を介して相互に動作可能に結合されるが、他のタイプの伝送媒体を本発明により使用してもよい。

ＲＦ入力３０５は、１つまたは複数のテレビジョン・チャネルを含むＲＦ信号を供給するように動作し、各テレビジョン・チャネルは１つまたは複数のテレビジョン番組を含む。これらの番組のいくつかはＮＴＳＣ標準フォーマットのアナログ・テレビジョン信号とすることができ、いくつかの番組は、８ＶＳＢ、１６ＶＳＢ、または２５６ＱＡＭ変調方式（これらに限定されない）などのディジタル変調方式を採用するＡＴＳＣ標準フォーマットのディジタル・テレビジョン信号とすることができる。例示的なＲＦ信号のＲＦ信号スペクトルの表現３７５が示されており、複数のテレビジョン信号が描かれているが、各テレビジョン信号は、固有のＲＦ搬送波周波数を使用し、ＲＦ入力において異なる振幅を有する。これらの異なる振幅は、伝搬距離からくる、またはそれぞれのＲＦ搬送波周波数における異なるアンテナ利得からくる、信号損失の結果である場合がある。ＲＦ信号は、ＲＦ入力３０５から入力フィルタ３１０に伝導され、入力フィルタ３１０は、望ましくない隣接チャネル信号を低減するための第１の取組みを行う。

入力フィルタ３１０は通常、同調可能アーキテクチャを使用して、フィルタ応答を所望のＲＦ周波数の中心に合わせ、所望のチャネルの減衰を最小限に抑えると共に隣接チャネルの減衰を最大限にする。減衰プロファイルの例示的な一実施例３６０は、フィルタ帯域幅にわたって適用された減衰を示し、所望の周波数がｄで表されている。入力フィルタ３１０は、ｄで減衰が最小限であり、理想的には、この所望の周波数の周りで減衰が増加して対称をなす。入力フィルタ３１０の後に存在するＲＦ信号の例示的表現３８０は、入力フィルタ３１０の周波数応答に対応する、所望の周波数ｄに対する最小限の減衰と、隣接チャネルに対する増加する減衰とを示す。次いでＲＦ信号は、入力フィルタ３１０の出力からＲＦ増幅器３２０の入力に伝導される。

ＲＦ増幅器３２０の利得は、図１のＡＧＣ生成器１０５からの制御信号に対応する。ＲＦ増幅器３２０は、一般に所望の周波数に応じて同調されず、従って、所望の周波数、隣接チャネル、ならびに所望の周波数からより遠いチャネルを含めて、その動作帯域幅内のすべての信号を増幅する。増幅されたチャネルは、同じ希望信号対不要信号比（Ｄ／Ｕ）を相互に対して維持する。ＲＦ増幅器３２０によって処理された後に存在するＲＦ信号の例示的表現３８５が示されている。この例示的な実施例では、強い隣接チャネルが所望のチャネルと共に増幅される。本発明の例示的な一実施例によれば、ＡＧＣ生成器（図１の１０５）によって生成される制御信号を介して、ＲＦ増幅器３２０の利得を信号品質に応じて調整することができる。次いでＲＦ信号は、ＲＦ増幅器３２０の出力から同調可能フィルタ３３０の入力に伝導される。

同調可能フィルタ３３０は、帯域幅制御可能であってもよく、オフセットできる中心周波数を有してもよく、あるいはＡＧＣ生成器（図１の１０５）に応じた調整可能な減衰プロファイルを有してもよく、それにより、同調可能フィルタ３３０の応答を信号品質に応じて調整することによって信号品質を改善する追加の手段を加えることができる。同調可能フィルタ３３０の減衰プロファイルの例示的な一実施例３７０は、フィルタ帯域幅にわたって適用された減衰を示し、所望の周波数がｄで表されている。同調可能フィルタ３３０は、ｄで減衰が最小限であり、理想的には、この所望の周波数の周りで減衰が増加して対称をなす。同調可能フィルタ３３０の後に存在するＲＦ信号の例示的表現３９０は、同調可能フィルタ３３０の周波数応答に対応する、所望の周波数ｄに対する最小限の減衰と、隣接チャネルに対する増加する減衰とを示す。入力フィルタ３１０と同調可能フィルタ３３０の例示的な減衰プロファイル３６０と３７０を比較すると、同調可能減衰プロファイル３７０は、通過帯域がより狭く、帯域外減衰プロファイルがより強い。次いでＲＦ信号は、同調可能フィルタ３３０の出力からＲＦミクサ３４０の入力に伝導される。ＲＦ信号は局部発振器信号と混合されて、所望のＩＦ周波数をその搬送波周波数とするＲＦ信号が生成される。次いでＲＦ信号は、ミクサ３４０の出力から、ＳＡＷフィルタなどの固定周波数フィルタ３４５の入力に伝導される。固定周波数フィルタ３４５は一般に、強い帯域外阻止特性を有する。固定周波数フィルタ３４５の出力は、その後ＡＧＣ ＩＦ増幅器３５０に伝導される。テレビジョン・チューナは一般に、４４ＭＨｚ中心周波数のダウンストリームＩＦを有する。

ＩＦ増幅器３５０の利得は、図１のＡＧＣ生成器１０５からの制御信号に応じて制御される。ＲＦ増幅器３２０と同様、ＩＦ増幅器３５０は、所望の周波数、隣接チャネル、ならびに所望の周波数からより遠いチャネルを含めて、その動作帯域幅内のすべての信号を増幅する。ＩＦ増幅器３５０によって処理された後に存在するＲＦ信号の例示的表現３９５が示されている。本発明の例示的な一実施例によれば、ＡＧＣ生成器（図１の１０５）によって生成される制御信号を介して、ＩＦ増幅器３５０の利得を信号品質に応じて調整することができる。次いでＲＦ信号は、ＩＦ増幅器３５０の出力から、Ａ／Ｄ変換器（図１の１５５）の入力、およびＡＧＣ生成器（図１の１０５）の入力の一方に伝導される。

次に図４を参照すると、本発明の例示的な一実施例による、加法性ガウス白色雑音が存在する信号コンステレーションを示す図４００が示されている。この信号コンステレーションは、図１の等化器２６０によって出力されたソフト・ナンバＩ値およびＱ値の２次元表現を表す。加法性ガウス白色雑音が存在する信号コンステレーション中では、各コンステレーション・ポイント・クラスタがガウス分布を有し、すべてのクラスタがほぼ同じ分布を有する。

次に図５を参照すると、本発明の例示的な一実施例による、加法性ガウス白色雑音および非線形歪みが存在する例示的な信号コンステレーションを示す図が示されている。この信号コンステレーションは、図１の等化器２６０によって出力されたソフト・ナンバＩ値およびＱ値の２次元表現を表す。加法性ガウス白色雑音および非線形歪み成分が存在する信号コンステレーション中では、コンステレーション・ポイント・クラスタは、明瞭に非ガウスである分布を有し、各分布は異なる。図２の歪み推定器２９０は図２の等化器２６０の一部を構成してもよく、この歪み推定器２９０は、本発明の例示的な一実施例によれば、この信号コンステレーション・ポイント・クラスタの非ガウス分布を使用して非線形歪みの存在を検出することができる。

ディジタル受信機では普通、信号対雑音比（ＳＮＲ）を推定する必要がある。ＳＮＲを推定する方法の１つは、ディジタル等化器によって使用される平均化誤差信号電力に基づく直接雑音電力推定を用いることである。等化器出力における平均信号電力は、既知のエンティティと想定され、推定する必要はない。別の方法は、各コンステレーション・ポイント・クラスタの分布をガウシアンと想定し、ある期間にわたって、コンステレーション・クラスタの中心の一定半径内、または所定のＩ値およびＱ値の外にくるコンステレーション・ポイントの数を見出すことに基づく。同じ期間にわたって受け取ったコンステレーション・ポイントの総数のパーセンテージとしての、限度内に入るコンステレーション・ポイントの数を使用して、ガウス誤差関数を用いて平均誤差電力を推定することができる。コンステレーションがＡＷＧＮのみによって破損している場合は、ガウス雑音分布は良好な近似であり、これらの雑音電力推定方法、従ってＳＮＲ推定方法は両方とも、概して比較に値する結果を生む。しかし、図５の例示的な信号コンステレーションに表されるように非線形歪みも存在する場合は、ガウス分布の仮定は誤っており、第２の電力推定方法は、平均化誤差信号電力に基づく直接雑音電力推定とは異なる値をもたらすことになる。相違の程度は、歪みの激しさによって決まる。この２つの独立した雑音電力ＳＮＲ推定方法を同時に使用してこれらの平均出力を比較することによって、非線形歪みの存在および程度を推定することができる。

第２の電力推定方法で使用される逆ガウス誤差関数は、ＳＮＲの予想動作範囲にわたって表にすることができ、ルックアップ・テーブルとしてハードウェア中で効率的に実施することができる。有利なことに、これらの推定方法は両方とも、従来のディジタル・チャネル等化器実装の内で一般的に利用可能な回路を利用する。

非線形歪みが検出された場合、歪み推定器（図２の２９０）は制御信号をＡＧＣ生成器（図１の１０５）に送ることができ、ＡＧＣ生成器は、ＲＦセクションとＩＦセクションとの間で増幅器利得を再区分化したり、同調可能フィルタ（図１の１６０）のフィルタ応答を調整したりするなど、同調器によって実施されるＲＦ信号処理動作を変更することができる。この変更された動作は、有利にも、非線形歪みの激しさを低減することができる。この非線形歪みの低減は、アナログ信号の特性に基づく利得区分からの偏差による潜在的な劣化を補って上回ることができる。さらに、Ａ／Ｄ入力電圧範囲を制限してアナログ利得全体を低減し、それにより、利得区分化またはフィルタ応答を変更するための要件を減らすかなくすことができる。

次に図６を参照すると、本発明の一実施例による、信号を同調させ復調する方法の例示的な一実施例を示すフローチャート６００が示されている。ＲＦ信号中に存在する非線形歪みを推定する第１のステップは、Ａ／Ｄ変換器からディジタル信号を受け取ることである（６１０）。次いでディジタル信号は復調され（６２０）、等化器（図２の２６０）によってＩ値およびＱ値のソフト・ナンバ推定が生成される。ソフト・ナンバ値とは、信号に対して誤り訂正が実施される前にＩおよびＱが受け取られたときにその正確な値が決定されることを意味し、このＩ値およびＱ値は一般に、送信値に雑音指数が結合されたものを含む。例えば、送信値はＩ＝２およびＱ＝４である場合があるが、送信後には、等化器はソフト・ナンバ値２．２および３．７を生成する。誤り訂正されてさらに処理された後でのみ、送信値はそれぞれ２および４に決定される。これらのソフト・ナンバ値は、まず、ディジタル等化器によって使用される平均化誤差信号電力に基づく直接雑音電力推定によってＳＮＲを決定するのに使用される（６３０）。次いで、ＩおよびＱのソフト・ナンバ値は、第２の方法でＳＮＲを推定するのに使用される（６４０）。第２の方法は、ある期間にわたって、コンステレーション・クラスタの中心の一定半径内、または所定のＩ値範囲およびＱ値範囲（例えば各値の±１０％など）の外にくるコンステレーション・ポイントの数を決定する。同じ期間にわたって受け取ったコンステレーション・ポイントの総数のパーセンテージとしての、限度内に入るコンステレーション・ポイントの数の比率を使用して、平均誤差電力、従ってＳＮＲを推定することができる。２つの独立した雑音電力ＳＮＲ推定方法を比較し（６５０）、２つのＳＮＲ推定値の差に応じた制御信号を生成する。値が許容可能な閾値よりも低い場合は、システムはＡＧＣ生成器（図１の１０５）に制御信号を送らず、Ａ／Ｄから信号を受け取る（６０１）ことによってプロセスを継続する。しかし、値が許容可能な閾値を超える場合は、制御信号がＡＧＣ生成器（図１の１０５）に送られ、そこで、２つのＳＮＲ推定方法間の相違を低減するようにしてＲＦ信号処理動作を変更することができる。次いで動作は、Ａ／Ｄから信号を受け取る（６０１）ことによって継続する。あるいは、２つのＳＮＲ値の差の大きさにかかわらず、差に応じた制御信号を継続的にＡＧＣ生成器（図１の１０５）に送ることもでき、ＡＧＣ生成器はこの情報を使用してＲＦ信号の処理を最適化することができる。本発明の一実施例による、信号を同調させ復調する方法に関する以上の例示的な実施例は、第１および第２のＳＮＲ推定方法を順次実施できることを教示しているが、これらの動作は順次実施しても同時に実施してもよい。

本明細書に述べたように、本発明は、複数の信号対雑音比測定源を使用した非線形信号歪み検出のためのアーキテクチャおよびプロトコルを提供する。好ましい設計を有するものとして本発明を述べたが、本発明は、本開示の趣旨および範囲の内でさらに変更することができる。従って本出願は、本発明の一般原理を用いた本発明のどんな変形、使用、または適合をもカバーするものとする。さらに、本出願は、本発明が関係しており添付の特許請求の範囲に入る当技術分野における既知のまたは慣例の実施に含まれる、本開示からの逸脱をもカバーするものとする。

本発明を実施するためのテレビジョン信号同調装置の例示的な一実施例のブロック図である。 本発明を実施するためのディジタル復調装置の例示的な一実施例のブロック図である。 本発明を実施するための前置信号処理回路の例示的な一実施例のブロック図である。 本発明の例示的な一実施例による、加法性ガウス白色雑音が存在する信号コンステレーションを示す図である。 本発明の例示的な一実施例による、加法性ガウス白色雑音および非線形歪みが存在する信号コンステレーションを示す図である。 本発明の一実施例による、信号を同調させ復調する方法の例示的な一実施例を示すフローチャートである。

Claims (20)

1. 変調済み情報を含む無線周波数（ＲＦ）信号を同調させるための装置であって、前記変調済み情報の信号ポイントから推定された非線形歪み数値に応じて第１の自動利得制御信号を生成するための第１のプロセッサを備える装置。
2. 前記第１の自動利得制御信号に応じてＲＦ増幅器の利得が変更される、請求項１に記載の装置。
3. 前記第１のプロセッサは、前記変調済み情報の前記信号ポイントから推定された前記非線形歪み数値に応じて第２の自動利得制御信号を生成し、前記第２の自動利得制御信号に応じて中間周波数（ＩＦ）増幅器の利得が変更される、請求項２に記載の装置。
4. 前記第１のプロセッサは、前記変調済み情報の前記信号ポイントから推定された前記非線形歪み数値に応じてフィルタ制御信号を生成し、前記フィルタ制御信号に応じて調整可能フィルタの応答が変更される、請求項２に記載の装置。
5. 前記非線形歪み数値は、ある期間内に受け取られた、前記変調済み情報の前記信号ポイントの閾値の外にある信号値の比率を、前記期間内に受け取られた信号値の総数と比較することによって決定される、請求項１に記載の装置。
6. 前記非線形歪み数値は所定の期間にわたって決定される、請求項５に記載の装置。
7. 前記非線形歪み数値は、前記ＲＦ信号の特性に応じて決定された期間にわたって決定される、請求項５に記載の装置。
8. 前記非線形歪み数値は、
   ある期間内に受け取られた、前記変調済み情報の前記信号ポイントの閾値の外にある信号値の比率を、前記期間内に受け取られた信号値の総数と比較することによって信号対雑音比を推定する第１の方法と、
   前記信号値の平均誤差信号電力から信号対雑音比を推定する第２の方法との結果の比率から決定される、請求項１に記載の装置。
9. 前記非線形歪み数値は所定の期間にわたって決定される、請求項８に記載の装置。
10. 前記非線形歪み数値は、前記ＲＦ信号の特性に応じて決定された期間にわたって決定される、請求項８に記載の装置。
11. ＲＦ信号を同調させる方法であって、
    前記ＲＦ信号を受け取るステップと、
    前記ＲＦ信号を第１の自動利得制御信号に応じて増幅するステップと、
    前記ＲＦ信号を復調するステップと、
    前記復調されたＲＦ信号の同相成分および直角成分から前記ＲＦ信号の非線形歪み数値を推定するステップと、
    前記非線形歪み数値に応じて前記第１の自動利得制御信号を調整するステップとを含む方法。
12. 前記ＲＦ信号を第２のＲＦ信号と混合して中間周波数（ＩＦ）信号を生成するステップと、
    前記ＩＦ信号を第２の自動利得制御信号に応じて増幅するステップと、
    前記非線形歪み数値に応じて前記第２の自動利得制御信号を生成するステップと、
    前記非線形歪み数値に応じて前記第２の自動利得制御信号を調整するステップとをさらに含む、請求項１１に記載の方法。
13. 前記ＲＦ信号を濾波するステップと、
    前記非線形歪み数値に応じてフィルタ制御信号を生成するステップと、
    前記フィルタ制御信号に応じて調整可能フィルタの応答を調整するステップとをさらに含む、請求項１２に記載の方法。
14. 前記非線形歪み数値は、ある期間内に受け取られた、前記復調されたＲＦ信号の前記同相成分の閾値の外および前記直角成分の閾値の外にある信号値の比率と、前記期間内に受け取られた信号値の総数とを比較することによって決定される、請求項１１に記載の方法。
15. 前記非線形歪み数値は所定の期間にわたって決定される、請求項１４に記載の方法。
16. 前記非線形歪み数値は、前記ＲＦ信号の特性に応じて決定された期間にわたって決定される、請求項１４に記載の方法。
17. 前記推定するステップは、
    ある期間内に受け取られた、前記復調されたＲＦ信号の前記同相成分の閾値の外および前記直角成分の閾値の外にある信号値の比率を、前記期間内に受け取られた信号値の総数と比較することによって、第１の信号対雑音値を推定するステップと、
    前記信号値の平均誤差信号電力から第２の信号対雑音値を推定するステップと、
    前記第１の信号対雑音値と前記第２の信号対雑音値の組合せに応じて前記非線形歪み数値を決定するステップとを含む、請求項１１に記載の方法。
18. 前記第１の信号対雑音値および前記第２の信号対雑音値は所定の期間にわたって決定される、請求項１７に記載の方法。
19. 前記第１の信号対雑音値と前記第２の信号対雑音値は、前記ＲＦ信号の特性に応じて決定される期間にわたって決定される、請求項１７に記載の方法。
20. 無線周波数（ＲＦ）信号を同調させる方法であって、
    前記ＲＦ信号を受け取るステップと、
    前記ＲＦ信号をＲＦ自動利得制御（ＡＧＣ）信号に応じて増幅するステップと、
    前記ＲＦ信号を濾波するステップと、
    前記ＲＦ信号を第２のＲＦ信号と混合して中間周波数（ＩＦ）信号を生成するステップと、
    前記ＩＦ信号を濾波するステップと、
    前記ＩＦ信号をＩＦ ＡＧＣ信号に応じて増幅するステップと、
    前記ＩＦ信号を復調するステップと、
    ある期間内に受け取られた、閾値を超える信号値の比率を、前記期間内に受け取られた信号値の総数と比較することによって、第１の信号対雑音値を推定するステップであって、前記閾値は前記情報の同相部分の最小および最大振幅値、ならびに前記情報の直角位相部分の最小および最大振幅値を含むステップと、
    前記信号値の平均誤差信号電力から第２の信号対雑音値を推定するステップと、
    前記第１の信号対雑音値と前記第２の信号対雑音値の組合せに応じて前記非線形歪み数値を決定するステップと、
    前記非線形歪み数値に応じて前記ＲＦ ＡＧＣ信号および前記ＩＦ ＡＧＣ信号を調整するステップとを含む方法。