JPS62264778A - Ａｇｃ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） この発明はＡＧＣ回路に関し、特にＡＧＣ回路の応答時
間を制御により、有料放送等におけるビデオスクランブ
ルのために同期信号に対してオフセット処理等をランダ
ムに行なったビデオ信号に対するＡＧＣ動作に好適なＡ
ＧＣ回路に関する。

（従来の技術） 一般に、ＡＧＣ回路は信号利得を一定にする回路として
知られる。テレビジョン受像機を例にとれば、映像検波
により得られる映像信号の信レベルを検出し、これに応
じて中間増幅回路（ＩＦ回路）及びチューナの高周波回
路（ＲＦ回路）の利得がＡＧＣ回路により制御される。

この場合、ＩＦ回路に対するＡＧＣ動作をＩ　ＦＡＧＣ
と称し、ＲＦ回路に対するＡＧＣ動作をＲＦＡＧＣと称
する。

このように、ＲＦＡＧＣ，ＩＦＡＧＣの２種のＡＧＣ動
作が行なわれるのは、雑音指数、混変調歪を考慮したこ
とによる。即ち、雑音指数の面から考えるとＲＦ回路の
利得は大きい方が望ましいが、ＲＦ回路を構成する増幅
器の非直線性により歪信号が発生し混変調妨害等が誘発
される。このため、ＡＧＣ動作は上記雑音指数、増幅器
の非直線歪に伴なう歪信号の発生の両面から上記ＲＦ回
路、ＩＦ回路の制御を行なう必要がある。

・一般に増幅器に非直線が発生しているときには、増幅
器の入力信号電圧と出力信号電圧には次の関係がある。

Ｙ　（ｅ）−Σ　Ｋ　ｎｃ　　　　・＝　−−（１）ｎ
＝１ 上記第（１）式中、非直線歪は、かなりの高次のものま
で発生するが、実用上は２次歪成分（ｎ＝２）　。

３次歪（ｒｒ３）までを考えればよい。

上記第（１）式で示される歪の発生がチューナで起きる
と、混変調妨害、ビート妨害等が発生する。

この場合、混変調妨害の度合を示す温度調度は混変調妨
害を与える信号の２乗に比例する。また、混変調妨害は
ＣＡＴＶ放送等のように伝送チャンネル数が多い場合顕
著になる。

一方、ビート妨害は、多数の高周波信号を同時に伝送す
る場合に、増幅器で発生した歪成分が高周波信号の帯域
内に存在すると発生する。

このため、ＲＦＡＧＣを行なう場合、初段のミキサ一段
の前段にＲＦアンプを通常設け、このＲＦアンプに対す
る利得を制限することで歪を低減する。しかし、この場
合、歪の発生は抑圧されるが、Ｃ／Ｎ比（Ｃａｒｒｉｅ
ｒ　ｔｏ　Ｎｏ１ｓｅ　Ｒａｔｉｃｏ）からは望ましく
ない。Ｃ／Ｎ比は一般に、 Ｃ／Ｎ　［ｄＢ］　−ｅｉ　　［ｄＢμｌ　−ＮＦ　［
ｄＢ］−０，８ｄＢ・・・・・・・・・　（２）で示さ
れ、増幅器の縦続台数をｍとした場合の総合（Ｃ／Ｎ）
■は、 （Ｃ／Ｎ）　ｔａ　　［ｄＢ］　−（Ｃ／Ｎ）　　［ｄ
Ｂ］−１０ｌｏｇ　１０ｍ　・−−−−（３）となり、
総合Ｃ／Ｎ比は増幅器の縦続台数ｍに逆比例する。いい
かえると、同一性能の増幅器をｍ台縦続接続したとき、
１０　ｌｏｇ　ｌＯｍ　［ｄＢ］だけＣ／Ｎが悪化する
。

従って、ｍ台増幅器を縦続接続したときのＣ／Ｎ比を、
１台のときと同じ値に保つために必要な各段の増幅器の
入力信号レベルｅでは、ｅｉ　　［ｄＢμ］−ｅｍｉｎ
　　［ｄＢμ］＋　１０１ｏｇ　１０ｍ・・・・・・（
４）で示される。

の こ番ｅ　ｌｌ１ｎは上記第（２）式を用いて求まる最低
信号レベルである。

このことから判るように、所定値のＣ／Ｎを得るには、
信号レベルを所定レベルとすることが要求される。この
ためＣ／Ｎを向上する機能を有するＲＦアンプの利得は
歪特性を悪化させない程度のレベルに抑える必要がある
。

一方、増幅器をｍ段縦続接続した場合、各増幅器の電力
利得をＧｌ　、Ｇ２　Ｔ　・・・Ｇ−とし、各増幅器の
雑音指数をＮＦＩ　、ＮＦ２　、・・・ＮＦｌとすると
、総合雑音指数ＮＦｉは、 ＮＦ−。

＋　　　　　　　Ｉｔ−一一一一・・・・・・　（５）
ＧＩ　Ｇ２・・・Ｇｌ−＋ で示され、雑音指数の面からは上記ＲＦアンプの利得は
大きい方が望ましい。

そこで、ＡＧＣ動作をＲＦ回路段とＩＦ回路段とに対し
て行なわせ、ＲＦ回路段では、歪の発生を抑えてＩＦ回
路段で信号利得を一足にする制御を行なわせる。

第６図は、ＣＡＴＶ等の有料放送におけるスクランブル
ビデオ信号を処理するビデオ信号回路に対する従来のＡ
ＧＣ回路を示す。ビデオスクランブル信号としては、例
えば同期信号をランダムにオフセットし、かつビデオ反
転を行なってスクランブル処理した信号があげられる。

同図において、上述したスクランブル処理された多チャ
ンネルＣＡＴＶ信号はアップダウンチューナ１に加えら
れ、高域フィルタ２．ＲＦアンブ３に加えられる。この
ＲＦアンプ３は可変利得ア直線歪が適正値となるように
利得が調整される。

ンブであり、主として上記第（１）式で示される非して
第１ミキサー５に加えられ、選局回路６で指定した受信
局に対応した発振周波数を出力する第１局部発振器７の
出力を用いて周波数を高域変換する。そして高域周波数
変換された上記第１ミキサー５の出力は、バンドパスフ
ィルタ８で不要信号を除去した後にチューナＩＦアンプ
９で増幅された後、更にバンドパスフィルタ１０を介し
て第２ミキサー１１に加えられる。この第２ミキサー１
１は、一旦上記周波数高域変換されたテレビジョン信号
を第２局部発振器１２の出力を用いて周波数低域変換さ
れる。この周波数低域変換された信号はバンドパスフィ
ルタ１３を介しアップダウンチューナ１の出力端子ＯＵ
Ｔに出力される。

上記アップダウンチューナ１の出力は、ＩＦアンプ２０
に入力され、このＩＦアンプ２０の自動利得制御作用に
より上記第（５）式に示される雑音指数を劣化させず、
かつ出力が所定の一定値レベルとなるような利得制御が
Ｉ　ＦＡＧＣ動作によって行なわれる。上記ＩＦアンプ
２０の出力は、ビデオ検波回路３０に加えられ、ここで
映像検波がなされる。映像検波されたビデオ信号はディ
スクランブル回路４０に加えられ、ディスクランブル処
理が行なわれる。また、上記ビデオ検波回路３０の出力
はＩＦＡＧＣ回路５０にも加えられる。

このＩＦＡＧＣ回路５０はビデオ検波出力のレベルに応
じたＩＦＡＧＣ直流電圧を発生し、この１ＦＡＧＣ電圧
によって上記！Ｆアンプ２０の利得が制御される。

上記ＩＦＡＧＣ回路５０の出力は、ＲＦＡＧＣ回路６０
にも加えられる。

上記ＲＦＡＧＣ回路６０は、上記ＩＦＡＧＣ動作に遅れ
てＲＦＡＧＣ動作を遅れて動作させる所ｒ４　Ａ　Ｇ　
Ｃ遅延を行ない上記アップダウンチューナ１のＲＦアン
プ３の利得を制御するＲＦＡＧＣ電圧を発生する。そし
て、このＲＦＡＧＣ電圧によって、上記ＲＦアンプ３の
利得が制御される。

このようにして、ＲＦＡＧＣ，ＩＦＡＧＣの２種のＡＧ
Ｃ動作が行なわれる０ ＣＡＴＶ等の多チヤンネル放送信号を受信する場合、上
記チューナ１の周波数変換を行なうミキサー、ＲＦアン
プ３等での能動素子による非直線歪に起因して上記第（
１）式で示される不要歪信号が発生する。この歪信号は
混変調歪としてビデオ信号に影響を及ぼす。この歪によ
る影響を防止する意味からも」二記チューナ１のＲＦア
ンプ３の利得が制御される。

即ち、第７図に示したように、混変調歪レベル、雑音指
数等を考慮してＲＦＡＧＣ動作が開始する入力電界強度
（ＡＧＣディレィポイント）、いいかえると、ＩＦＡＧ
Ｃに併せてＲＦＡＧＣが動作を開始する電界強度が定め
られ人力信号に対する利得が最適制御される。

（発明が解決しようとする問題点） この結果、ＩＦＡＧＣ，ＲＦＡＧＣの両動作により入力
信号に対する最適利得制御が行なわれるが、このＡＧＣ
動作は入力レベルの変化に追随するものでなければなら
ない。

特に、有料放送のためにビデオ信号の水平同期信号に対
してオフセット処理したようなビデオスクランブル信号
に対するＡＧＣ動作の場合に問題となる。つまり、ＩＦ
ＡＧＣ，ＲＦＡＧＣの応答特性に十分考慮を払う必要が
ある。

［発明の構成］ 、肴、 （問題ゝ暮解決するための手段） この発明では、ＲＦＡＧＣ回路の出力端子側に時定数制
御手段を設け、ＲＦＡＧＣ電圧の変化電圧が所定レベル
以上のときはＲＦＡＧＣ時定数を小さくし、これとは逆
にＲＦＡＧＣ電圧の変化電圧に小さいときには時定数を
大きくする制御を行なう。

これにより入力ビデオ信号が、同期信号に対しオフセッ
ト処理したような信号であっても適宜ＡＧＣ動作を追随
させる。

（作　用） ＲＦＡＧＣ電圧の変化に対する応答特性を制御するに供
する時定数制御手段を非直線素子を用いて構成し、ＡＧ
Ｃ電圧変化レベルに応じて上記より、到来ビデオ信号の
同期信号が欠けた場合にもＩ　ＦＡＧＣとＲＦＡＧＣの
相対的な応答が適正に制御され系も安定となる。

（実施例） 第１図は、この発明に係るＡＧＣ回路の実施例を示す回
路図であり、第６図と同一機能を有する部分には同一符
号を付しである。

同図においては、ＲＦＡＧＣ回路６０の出力側に時定数
制御手段７０を設けて、ＲＦＡＧＣ電圧の変化量に応じ
ＲＦＡＧＣ時定数を切換る構成をなす。上記時定数側手
段７０は、ダイオードＤＩ＋Ｄ２．及び抵抗Ｒ３ｏから
構成され、上記ＲＦＡＧＣ電圧の変化がダイオード電圧
（Ｖ、）を超える変化である場合に上記ダイオードが導
通する。ダイオードＤＩ、Ｄ２が導通すると、ＲＦＡＧ
Ｃ回路６０の出力側に接続される時定数回路の時定数は
略（Ｃ１ｏ＋Ｃ３ｏ）・Ｒｌｏとなる。

これに対して上記ＲＦＡＧＣ回路６０の出力電圧の変化
がダイオード電圧以下のときには、上記ダイオードＤＸ
、Ｄ２はオフ状態にあり、時定数は略（Ｃ＋Ｃ）　　−
（Ｒ，ｏ＋Ｒ３ｏ）となる。この場合抵抗Ｒ３０は高抵
抗であるので、時定数は上記ダイオードＤｔ＋Ｄ２が導
通した場合に比べ大きくなる。

なお、上記ダイオードｐ、、ｐｚは両者同時に導通する
のではな（、ＲＦＡＧＣ電圧がダイオード電圧を超える
増加があったときにはダイオードＤ２が導通し、逆にダ
イオード電圧を超える減少があったときにはダイオード
Ｄ１が導通する。このように、上記時定数制御手段７０
は、ＲＦＡＧＣ電圧の変化量に応じてＲＦＡＧＣ時定数
を制御する。

ＡＧＣ動作においては、信号の雑音指数を劣化をさせず
、かつ混変調歪発生の防止を考慮してＩＦアンプ２０、
チューナのＲＦアンプの利得を制御する訳であるが、応
答時間特性をも考慮する必要がある。一般には、ＲＦＡ
ＧＣの応答時間よりもＩＦＡＧＣの応答時間を短かくす
る必要がある。

これは、ＩＦＡＧＣはビデオ検波した後の信号であり、
復調ビデオ信号そのものであるという理由以外に、ＲＦ
ＡＧＣはＩ　ＦＡＧＣに対してＡＧＣ動作を遅延させ混
変調歪等の歪特性劣化の防止をするということによる。

ＡＧＣ動作におけるＡＧＣ検波には、ピークへ〇Ｃ１平
均値ＡＧＣ等があるが、上記第１図に示したＡＧＣ検波
はビークＡＧＣを例としである。

いま、第１図に人力されるビデオ信号が第２図（ａ）に
示すように、同期信号に対してオフセット処理によりス
クランブルされたビデオ信号であるとすると、時刻１．
において検出された同期信号のレベルが抵レベルである
ためＩＦＡＧＣ電圧が増加する。そして、時刻ｔ２にお
いて、同期信号がオフセットされた信号が到来すると、
第２図（ｂ）で破線で示すようにＩ　ＦＡＧＣ電圧は増
加をする。このように映像信号中の絵柄信号のレベルに
極端な変動がなくとも同期信号がオフセットされている
ことが原因で不要にＩＦアンプの利得が高められ再生画
にはフリッカが発生する。更に極端な場合には、ＩＦア
ンプ２ｏによって絵柄信号レベルが正規のペデスタルレ
ベル以下となるまでそこでＩ　ＦＡＧＣの時定薮回路を
構成するコンデンサＣ２ｏの容量を太き（することで、
Ｉ　ＦＡＧＣ電圧を同期オフセットされた信号が到来し
ても、第２図（ｂ）中の実線に示す特性とすることがで
きる。

即ち、上記ＩＦＡＧＣ回路５ｏの出力端側に接続された
コンデンサＣ２ｏの容量値を大きくすることで水平同期
信号が欠けたビ、デオ信号に対するＩＦＡＧＣ動作が行
なわれる。

しかし、ＩＦＡＧＣの時定数を大きくすると、ＲＦＡＧ
Ｃ動作はこれに遅延して動作させる必要があるのでＲＦ
ＡＧＣの時定数をも大きくする必要がある。この場合、
単にＲＦＡＧＣの時定数を大きくするのみでは、ＲＦＡ
ＧＣの応答特性が劣化するので、ＲＦＡＧＣ回路６０で
（７）ＲＦＡＧＣ電圧にダイオード電圧を超える電圧の
急変があったときには、上記ダイオードＤＩ　、Ｄ２の
いずれかを導通せしめＲＦＡＧＣの応答特性の劣化を補
償する。

上記のようにＩ　ＦＡＧＣの時定数を大きくしたことに
伴ない、ＲＦＡＧＣ時定数を、上記時定数制御手段７０
によって制御した状態でＡＧＣ遅延を行ない、安定した
ＡＧＣ動作を行なうので、第３図（ａ）に示すように水
平同期信号が数ラインにわたり欠けてもＩＦＡＧＣｍ圧
は第３図（ｂ）に示すように、第２図（ｂ）に記したＩ
ＦＡＧＣ電圧に比して安定な電圧を得ることができる。

ＡＧＣの系として、上記したようなスクランブルビデオ
信号が到来した場合以外に、選局過渡時等においても安
定化する必要がある。この選局過渡時における系の安定
化は例えば次のようにして行なわれ。

第１図において選局過渡時にはゲートＧｌが導通し、Ｉ
ＦＡＧＣ電圧回路５０の出力側にコンデンサＣ４ｏを接
続し、ＩＦＡＧＣ電圧により先ずコンデンサＣ４ｏに充
電を行なう。この選局過渡時における動作を第４図に示
すタイミングチャートを号（第４図（ｂ））が状態を変
化させる時刻ｔ２までのコンデンサＣ４ｏに能動的に充
電される。コンデンサＣ４０に対して所定値まで充電し
、時刻１１の後に上記ゲートＧ１を遮断する。このため
、選局過渡時におけるＩＦＡＧＣ電圧の収束が速まり（
第４図（Ｃ））、これにともないＲＦＡＧＣ電圧の急激
な変化が防止される。このとき、時刻ｔ２以降はゲート
Ｇ２が導通してＩＦＡＧＣ電圧の収束を早める。

第５図は、上記選局過渡時におけるＲＦＡＧＣ電圧を示
し、同図中、実線は上記コンデンサＣ４０に対する選局
過渡時の充電、及び時定数制御手段７０の動作が行なわ
れない場合の過渡特性を示し、同図中破線は上記コンデ
ンサＣ４ｏに対する過渡充電、上記時定数制御回路７０
とが相まり選局過渡時のＲＦＡＧＣ電圧を安定化した場
合の特性を示す。

同図で判るように、入力ビデオ信号がオフセット処理さ
れたスクランブル信号、域は、電界強度がフラッフリン
グ等により急変した場合において、対処し得るようＩＦ
ＡＧｃ時定数を成る程度大きくしても、ＲＦＡＧＣ電圧
を安定にし得るので、ＡＧＣ回路の系を安定化すること
ができる。即ち、到来信号の状態に拘らず安定に、ＲＦ
ＡＧＣ。

１、　Ｆ　Ａ　Ｇ　Ｃの両動作を、信号歪、雑音指数を
考慮した最適値に制御し得る。

［発明の効果］ 以上述べたよに、この発明に係るＡＧＣ回路によれば、
上記ＲＦＡＧＣ回路に時定数制御回路を設けることによ
り、ＩＦＡＧＣ動作の応答特性を損なわせずに、ＲＦＡ
ＧＣの応答特性を制御し得るので、到来信号が水平同期
信号を欠損させたスクランブル信号であっても安定した
ＡＧＣ動作が行なわれる。また、ＲＦＡＧＣ電圧は、そ
の変化レベルが所定レベルを超えたときのみＡＧＣ時定
数を制御するので、到来信号のレベル変化に対する追従
性を損なわずに、ＲＦＡＧＣは定数を系が安定となるよ
う適宜制御し得るものである。

なお、本発明に係るＡＧＣ回路は、ビークＡＧＣに限ら
ず、他のキードＡＧＣ等のＡＧＣ検波手段においても、
ＲＦＡＧＣ時定数を制御する場合に適用し得る。

更に、いずれのＡＧＣ検波手段を用いた場合にあっても
、ＲＦＡＧＣの応答性、利得制御が最適制御されるので
、信号歪特性の悪化、雑音指数の劣化を防止できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係るＡＧＣ回路を示す回路図、第２図
、第３図、第４図、及び第５図は第１図の回路の動作を
説明するための波形図、第６図は従来のＡＧＣ回路を示
す回路図、第７図は第６図の動作を説明するための特性
図である。 １・・・チューナ、２０・・・ＩＦアンプ。 ５０　・・Ｉ　Ｆ　Ａ　Ｇ　Ｃ回路、６０　・ＲＦ　Ａ
　Ｇ　Ｃ回路、７０・・・時定数制御手段。 代理人弁理士　　則　近　憲　佑 同　　　　　　　湯　　山　　幸　　来館１図 第２図 第３図 儒　４　図 第５ｖＢ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 入力端子に到来ＲＦビデオ信号が入力され、ＲＦビデオ
   信号をアンプするＲＦアンプを有し、前記ＲＦビデオ信
   号周波数をＩＦビデオ信号周波数に周波数変換して出力
   端子に出力するチューナと、 このチューナの出力であるＩＦビデオ信号をアンプする
   ＩＦアンプと、 このＩＦアンプの利得を制御するためのＩＦＡＧＣ電圧
   を発生するＩＦＡＧＣ回路と、 前記チューナのＲＦアンプの利得を制御するためのＲＦ
   ＡＧＣ回路と、 前記ＲＦＡＧＣ回路の出力に得られるＲＦＡＧＣ電圧の
   変動レベルに応じ、上記ＲＦアンプに加えるＲＦＡＧＣ
   電圧変化に対する時定数を制御する時定数制御手段とを
   少なくとも具備し、ＲＦＡＧＣ電圧の変化レベルに応じ
   ＲＦＡＧＣ時定数を制御したＡＧＣ回路。