CN101147393A - 使用多个信噪比测量信源的非线性信号失真检测 - Google Patents

Abstract

一种包括接收机的电视信号处理装置包括失真估算器和自动增益控制信号发生器。该自动增益控制信号发生器响应RF信号的幅值或者信噪比，以及从由所述RF信号携带的信息产生的非线性失真图，产生多个自动增益控制和滤波器响应控制信号。该失真估算器使用多个统计方法以从由所述RF信号携带的信息的信号构象产生非线性失真图。

Description

使用多个信噪比测量信源的非线性信号失真检测

相关申请的相互引用

本申请要求从2005年3月24在美国专利商标局申请的，并且已分配序列号60/664,917的临时申请中产生的优先权和所有的权益。

背景技术

在电视信号的处理设备中，在信号由模拟到数字转换器(ADC)转换为数字表示之前，必须处理该射频(RF)接收信号。这样的电路通常地包括一个或多个放大器和一个或多个滤波器。通常地，第一RF增益放大器后面是带阻滤波器的第一输出，后面是用于转换信号为中频(IF)的混频器，后面是固定频率滤波器，诸如声表面波滤波器(SAW)，后面是IF增益放大器。那些本领域技术人员将认识到，因此，在SAW滤波之前需要放大该信号，因为后者正常地将具有很大的插入损耗或者衰减。通常独立地使用反馈增益控制回路控制RF或者IF增益放大器的增益。

在开发用于当今通常在数字电视信号接收中使用的模拟电视信号接收的操作中，一个模拟闭环AGC与单独使用一个模拟功率检测器的RF增益级有关。该检测器将基于总的信号功率工作。如果存在强烈的不希望有的信号出现，由模拟检测器遇见的总功率也将较高，并且检测器输出将向下驱动RF增益，导致下游更低的希望的信道功率。这将由一个AGC发生器感测，其随后将从RF部分请求更高的增益。如果使用一个IF增益放大器级，IF增益放大器工作在预先地由SAW滤波器滤波的信号上。在一个模拟电视信号处理装置中，某些非线性失真是可接受的，而在数字系统中非线性失真可以导致信号电平恶化，其是不可解码的。在现代数字电视信号接收机中，所希望的是在数字信号处理期间利用可利用的信息去最佳化初级信号处理电路以确保最好质量，或者最可接受的信号被传送给数字信号处理设备。

发明内容

按照本发明的一个方面，公开了一种用于调谐RF信号的装置。按照示范实施例，给出了用于利用在数字信号处理操作期间产生的信息，以最佳化调谐和RF以及IF信号条件操作的装置。更具体地说，所述装置包括响应所述RF信号的非线性失真图，用于产生第一自动增益控制信号的第一处理器。

按照本发明的另一个方面，公开了一种用于调谐RF信号的方法。按照示范实施例，该方法利用在数字信号处理操作期间产生的信息，以最佳化调谐和RF以及IF信号条件操作。更具体地说，该方法包括步骤：接收RF信号，响应第一自动增益控制信号放大所述RF信号，解调所述RF信号，估计所述RF信号的非线性失真图，和响应所述非线性失真图调整所述第一自动控制信号。

附图说明

图1是用于实现本发明的电视信号调谐装置的示范实施例的方框图。

图2是用于实现本发明的数字解调装置的示范实施例的方框图。

图3是用于实现本发明的初级信号处理电路的示范实施例的方框图。

图4是示出按照本发明示范实施例给出的具有加性高斯白噪声的信号构象的示意图。

图5是示出按照本发明示范实施例给出的具有加性高斯白噪声和非线性失真的信号构象的示意图。

图6是举例说明按照本发明实施例的调谐和解调信号的方法的示范实施例的流程图。

具体实施方式

在此处陈述的范例举例说明本发明的优选实施例，并且这样的范例不认为是以任何方式限制本发明的范围。除了发明构思之外，在该图示出的单元是为大家所熟知的，并且将不详细描述。此外，假定熟悉电视广播和接收机，并且不在此处详细描述。例如，除了本发明概念以外，假设熟悉对于TV标准的当前和提出的推荐，诸如，NTSC(美国国家电视系统委员会)、PAL(逐行倒相)、SECAM(顺序和存储彩色电视系统)和ATSC(高级电视系统委员会)(ATSC)。同样地，除了本发明概念以外，采取传输概念，诸如，八个电平残留边带(8-VSB)、正交幅度调制(QAM)，和接收机部件，诸如，射频(RF)前端，或者接收机部分，诸如低噪声模块、调谐器、解调器、相关器、泄漏积分器和矩形波形成器。类似地，用于产生传送比特流的格式化和编码方法(诸如，活动图像专家组(MPEG)-2系统标准(ISO/IEC13818-1)是公知的，并且不在此处描述。也应注意，本发明构思可以使用常规程序设计技术来实现，同样地，不会在此处描述其。最后，在该附图上，相同的数字代表同样的单元。

采取AWGN(加性高斯白噪声)传输信道，在数字通信中，解调的接收信号可以表示为：

r(nT)＝s(nT)+w(nT)； n＝0，1，2，3,......    (1)

这里T是采样时间，s(nT)是传送符号，并且w(nT)是信道的加性高斯白噪声。如在该技术中已知的，高斯分布定义为：

$f\left(x\right)=\frac{1}{\mathrm{\σ}\sqrt{2\mathrm{\π}}}{e}^{-{(x-\mathrm{\μ})}^2}/2{\mathrm{\σ}}^2,---\left(2\right)$

这里σ²是均方差，并且μ是平均值。如果I和Q是统计独立的，以上表达式适用于I(同相)和Q(正交)数据两者。

现在参考附图，并且尤其是图1，示出了电视信号调谐装置的示范实施例的方框图。该装置包括输入110、输入滤波器120和自动增益控制(AGC)射频放大器140、可调谐滤波器160、混频器180、本地振荡器130、固定频率滤波器125、AGC中频(IF)放大器150、模拟到数字转换器155、解调器165和AGC发生器105。AGC发生器105处理来自IF AGC放大器155的输出和来自解调器165的控制信号，以产生一个RF AGC控制信号170和IF AGC控制信号190。

图1示出RF、IF和AGC电路布置，其中信号源耦合到输入110并且由输入滤波器120滤波。来自输入滤波器120的信号耦合到放大器140，其中增益是AGC可控制的。来自放大器140的放大信号耦合到可调谐滤波器160，这里相邻信道信号和噪声被降低。该信号然后被耦合到混频器180，这里其与由本地振荡器130产生的基准频率信号混频，用于在希望的IF频率上产生IF信号。精确的IF频率依赖于与地理位置相关的信道带宽。例如，NTSC信号在美国和日本具有带有IF大约44MHz的6MHz信道。在欧洲，PAL/SECAM信号具有带有IF大约36MHz的8MHz信道。IF信号由固定频率滤波器125处理和由IF AGC放大器150放大。该IF放大器输出然后被耦合到AGC发生器105以提供一个响应AGC控制信号。来自IF放大器输出的视频输出信号还由模拟到数字(A/D)转换器155数字化，并且馈送给数字解调器165。A/D转换器可以集成进某些数字解调器集成电路(IC)中。

按照本发明示范的实施例，IF AGC控制信号在引线190被耦合到AGC IF放大器150，以调整IF部分的增益以合理地恒定电平在引线115上保持该信号，用于在RF输入端子110上改变信源信号电平。RF AGC控制信号经由引线170被耦合到RF AGC增益可控制的放大器140。这个AGC控制信号按照本发明响应信号参数被推导出，诸如在引线115上的幅值或者信噪比和来自解调器165的非线性失真估计。该增益控制信号被以这样的方式配置，使得在A/D转换器155的输入端上以相对恒定电平保持该信号电平，并且当改善信号质量时，保持在A/D转换器155的工作输入范围内。

现在参考图2，示出用于实现本发明的数字解调装置的示范实施例的方框图。该示范的数字解调器包括基带合成器220、定时恢复电路240和均衡器260、前向纠错(FEC)电路280和失真估算器电路290。

一种数字解调器的示范实施例在图2中示出。虽然本发明同样地可以适用于任何数字解调方案，这个示范的实施例的数字解调器通常涉及解码QAM信号的解调器的操作。该解调器从A/D转换器(图1的155)接收数字化的IF信号。该基带合成器220将IF信号转换为具有信号分量I(同相)和Q(正交)的近似基带信号。该近似基带信号被提供给定时恢复电路240，其用于同步解调电路与输入信号符号的定时。该定时电路可以使用连续可变内插滤波器，用于采样输入信号以产生一个基带信号。该基带信号然后提供给均衡器260。该均衡器260通过补偿在网络上遇到的不同的损害，诸如不希望的幅频或者相频响应产生软数字信号。该软数字信号被提供给FEC电路280，其产生希望的数据和误码率信号。该均衡器260还产生按照本发明在产生发送给AGC发生器(图1的105)的控制信号的过程中由失真估算器290使用的数据。

现在参考图3，其是一个用于实现本发明的初级信号处理电路的示范实施例的方框图。图3的工作平台300包括具有存在于RF输入端305上的RF信号的第一示范表示375的RF输入端305，输入滤波器310，输入滤波器的衰减分布360的示范的实施例，和在输入滤波器310之后呈现的RF信号的第二示范表示380，具有在RF放大器之后RF信号的第三示范表示385的自动增益控制的RF放大器320，具有可调谐滤波器衰减分布370的示范实施例、和在可调谐滤波器之后RF信号的第四示范表示390的可调谐滤波器330，混频器340，固定频率滤波器345，诸如SAW滤波器，具有固定频率滤波器衰减分布365的示范实施例，在固定频率滤波器345之后RF信号的第五示范表示392，和具有在IF放大器之后RF信号的第六示范表示395的自动增益控制的IF放大器350。按照在此处描述的示范实施例，虽然也可以使用按照本发明其他类型的传输介质，工作平台300的前述要素经由传输介质，诸如在印刷电路板上的迹线可操作地相互耦合。

该RF输入端305操作地提供一个RF信号，该RF信号包括更多的电视频道的一个，每个包括一个或多个电视节目。这些节目的某些可以是以NTSC标准格式的模拟电视信号，同时某些节目可以是以ATSC标准格式的数字电视信号，该ATSC标准格式采用数字调制方案，诸如，但是不局限于，或者8VSB、16VSB或者256QAM调制方案。一个示范的RF信号的RF信号频谱的表示由描述多个电视信号的375示出，每个使用唯一的RF载频，并且在RF输入端上具有不同的幅度。这些不同的幅度可以是来自传播距离的信号损失的结果，或者在各自的RF载频上的不同的天线增益。该RF信号被从RF输入端305引导到输入滤波器310，其进行降低不希望有的相邻信道信号的首次尝试。

该输入滤波器310典型地使用将滤波器响应集中在希望的RF频率上的可调谐结构，以将希望的信道的衰减减到最小，并且使相邻信道的衰减达到最大。衰减分布360的示范实施例描述施加在滤波器带宽上的衰减，并且该希望的频率被表示为d。该输入滤波器310在d上具有最小衰减，并且理论上提高对称围绕希望的频率的衰减。在输入滤波器310之后给出的该RF信号的一个示范表示380描述对该希望的频率d的最小衰减，并且对应于输入滤波器310的频率响应，提高对相邻信道的衰减。该RF信号然后被从输入滤波器310的输出端引导到RF放大器320的输入端。

该RF放大器320的增益是响应来自图1的AGC发生器105的控制信号。该RF放大器320通常地响应该希望的频率不调谐，因此，其放大在其工作带宽内的所有的信号，包括希望的频率、相邻信道以及远离该希望的频率的信道。该放大的信道相互保持其希望的与不希望的功率比(D/U)。在由RF放大器320处理之后，给出该RF信号的示范表示385。在这个示范的实施例中，该强的相邻信道被与希望的信道一起放大。按照本发明的示范实施例，RF放大器320的增益可以经由由AGC发生器(图1的105)产生的控制信号响应信号质量来调整。该RF信号然后被从RF放大器320的输出端引导到可调谐滤波器330的输入端。

该可调谐滤波器330可以是带宽可控制的，具有一个可以偏移的中心频率，或者具有一个响应AGC发生器(图1的105)可调节的衰减分布，从而增加一个附加装置，其中通过响应信号质量调整可调谐滤波器330的响应来改善该信号质量。该可调谐滤波器330的衰减分布370的示范实施例描述施加在滤波器带宽上的衰减，并且该希望的频率被表示为d。该可调谐滤波器330在d上具有最小衰减，并且理论上提高对称围绕希望的频率的衰减。在可调谐滤波器330之后给出的该RF信号的一个示范表示390描述对该希望的频率d的最小衰减，并且对应于可调谐滤波器330的频率响应，提高对相邻信道的衰减。当比较输入滤波器310和可调谐滤波器330的示范的衰减分布360、370的时候，该可调谐衰减分布370具有更窄的通频带和更强壮的带外衰减分布。该RF信号然后被从可调谐滤波器330的输出端引导到RF混频器340的输入端。该RF信号与本地振荡器信号混频以产生一个RF信号，其载频是希望的IF频率。该RF信号然后被从混频器340的输出端引导到固定频率滤波器345，诸如SAW滤波器的输入端。该固定频率滤波器345通常地具有强的带外拒绝特性。该固定频率滤波器345的输出端之后被引导到AGC IF放大器350。电视调谐器通常地在IF下游具有44MHz中心频率。

该IF放大器350的增益是响应来自图1的AGC发生器105的控制信号来控制的。该IF放大器350类似RF放大器320放大在其工作带宽内的所有的信号，包括希望的频率、相邻信道以及远离该希望的频率的信道。在由IF放大器350处理之后，给出在RF信号的示范表示395被示出。按照本发明的示范实施例，IF放大器350的增益可以经由由AGC发生器(图1的105)产生的控制信号响应信号质量来调整。该RF信号然后被从IF放大器350的输出端引导到A/D转换器(图1的155)的输入端，和AGC发生器(图1的105)的输入端的一个。

现在参考图4，示出了一个示意图400，该示意图400示出具有按照本发明的示范实施例给出的加性高斯白噪声的信号构象。该信号构象表示由图1的均衡器260输出的软数字I和Q值的二维的表示。在具有给出的加性高斯白噪声的信号构象中，该构象点群集的每个具有高斯分布，并且所有群集具有近似相同的分布。

现在参考图5，示出了一个示意图，该示意图示出具有按照本发明的示范实施例给出的加性高斯白噪声和非线性的示范信号构象。该信号构象表示由图1的均衡器260输出的软数字I和Q值的二维的表示。在具有加性高斯白噪声呈现和非线畸变成分的信号构象中，该构象点群集具有明显地非高斯分布，并且该分布的每个是不同的。图2的失真估算器290可以是图2的均衡器260的组成部分，其可以使用这个信号构象点群集的非高斯分布，以按照本发明的示范实施例检测非线性失真的存在。

在数字接收机中，通常存在估计该信噪比(SNR)的需要。估计该SNR的一种方法是基于由数字均衡器使用的平均误差信号功率直接使用噪声功率估算。在均衡器输出端上的该平均信号功率被一位已知的实体采用，并且不需要被估计。另一种方法采用每个高斯构象点群集的分布，并且基于在一个时期内找到属于该构象群集的中心的某个半径，或者在预定的I值和Q值外面的构象点的数目。属于作为在相同的时间周期上接收的构象点的总数的百分比限制的构象点的数目可用于使用高斯误差函数估计平均误差功率。如果该构象仅仅由AWGN破坏，该高斯噪声分布是好的近似值，并且噪声功率、SNR估计方法两者将平均起来得到类似的结果。但是，如果还存在非线性失真呈现，如在图5示范的信号构象中表示的，高斯分布的假设是假的，并且与基于平均误差信号功率的直接噪声功率估算相比较，第二种功率估计方法将给出不同的值。该差异度将取决于失真的严重程度。通过同时地使用这二种独立的噪声功率SNR估计方法，并且比较它们的平均输出，可以估计非线性失真的存在和程度。

在第二种功率估算方法中使用的反高斯误差函数可以在期待的SNR工作范围上制表，并且有效地作为查找表格以硬件实现。有利地，两种估算方法利用通常在传统的数字信道均衡器实施内可利用的电路。

如果检测到非线性失真，失真估算器(图2的290)可以将控制信号发送给AGC发生器(图1的105)，其可以改变由调谐器执行的RF信号处理操作，诸如，在RF和IF部分之间再分配放大器增益，或者调整可调谐滤波器(图1的160)的滤波器响应。这个改变操作可以有利地降低非线性失真的严重程度。这个非线性失真降低可以比由于基于模拟信号的信号特征偏离该增益部分的潜在的退化更重要。此外，A/D输入电压范围可以限制降低整个模拟增益，从而降低或者消除改变增益分配或者滤波器响应的需求。

现在参考图6，图6是举例说明按照本发明实施例的调谐和解调信号方法的示范实施例的流程图600。估计存在于RF信号之中的非线性失真的第一个步骤是从A/D转换器610接收数字信号。该数字信号然后被解调620，并且I和Q值的软数字估算是由均衡器(图2的260)产生的。软数值指的是在对该信号执行纠错之前作为其接收被确定的I和Q的精确值，其中所述I和Q值通常地包括与噪声系数相结合的传送值。例如，传送值可以是I＝2和Q＝4，但是在传输之后，该均衡器产生2.2和3.7的软数值。只是在纠错以后，另一个处理是分别地确定2和4的传送值。这些软数值首先基于由数字均衡器使用的平均误差信号功率通过直接噪声功率估算用于确定SNR630。软数值I和Q然后通过第二种方法640用于估计SNR。第二种方法在一段时期内确定属于该构象群集的中心的某个半径，或者在预定的I值范围和Q值范围的外面的构象点的数目，诸如，例如，对于每个值加上或者减去10％。属于作为在相同的时间周期上接收的构象点的总数的百分比限制的构象点的数目的比值被用于估计该平均误差功率，并且因此，该SNR。二种独立的噪声功率SNR估计方法被比较650，并且响应在二种SNR估算之间的差别的控制信号被产生。如果该值低于一个可接受的阈值，该系统不发送控制信号给AGC发生器(图1的105)，并且通过从A/D601接收信号继续该过程。但是，如果该值超出可允许的阈值，该控制信号被传送给AGC发生器(图1的105)，这里RF信号处理操作可以以降低在这两种估计SNR的方法之间差异的方式改变。该操作然后通过从A/D 601接收信号被继续。交替地，不管该差别的幅值，该控制信号响应在二个SNR值之间的差别可以连续地被传送给AGC发生器(图1的105),并且AGC发生器可以使用这个信息去最佳化RF信号的处理。虽然以上按照本发明一个实施例的调谐和解调信号方法的示范实施例教导可以顺序地执行第一和第二估计SNR的方法，这些操作可以顺序地或者同时地执行。

如在此处描述的，本发明提供了一种使用多个信噪比测量信源用于非线性的信号失真检测的结构和协议。虽然已经作为优选的设计描述了本发明，本发明可以进一步在本公开的精神和范围内修改。本申请因此意欲覆盖使用其一般原理的本发明的所有的变化、使用或者改进。此外，本申请意欲覆盖作为在本发明涉及的领域中已知的或者惯例的范围内这样的相对于本公开的偏离，并且其落在附加的权利要求的范围之内。

Claims (20)

1.一种用于调谐包括调制信息的射频(RF)信号的装置，包括：响应从所述调制信息的所述信号点估计的非线性失真图，产生第一自动增益控制信号的第一处理器。

2.根据权利要求1的装置，其中RF放大器的增益是响应所述第一自动增益控制信号改变的。

3.根据权利要求2的装置，其中响应从所述调制信息的所述信号点估计的所述非线性失真图，所述第一处理器产生第二自动增益控制信号，其中中频(IF)放大器的增益是响应所述第二自动增益控制信号改变的。

4.根据权利要求2的装置，其中响应从所述调制信息的所述信号点估计的所述非线性失真图，第一处理器产生滤波器控制信号，并且其中可调滤波器的响应是响应所述滤波器控制信号改变的。

5.根据权利要求1的装置，其中所述非线性失真图是通过将在一段时间内接收的所述调制信息的所述信号点的阈值外面的信号值的比与在所述一段时间内接收的信号值的总数目比较确定的。

6.根据权利要求5的装置，其中所述非线性失真图是在预定的一段时间上确定的。

7.根据权利要求5的装置，其中所述非线性失真图是在响应所述RF信号的特征确定的一段时间上确定的。

8.根据权利要求1的装置，其中所述非线性失真图是从以下的结果比确定的：

通过将在一段时间内接收的所述调制信息的所述信号点的阈值外面的信号值的比与在所述一段时间内接收的信号值的总数目比较来估计信噪比的第一方法；和

从所述信号值的平均误差信号功率估计信噪比的第二方法。

9.根据权利要求8的装置，其中所述非线性失真图是在预定的一段时间上确定的。

10.根据权利要求8的装置，其中所述非线性失真图是在响应所述RF信号的特征确定的一段时间上确定的。

11.一种用于调谐RF信号的方法，包括步骤：

-接收所述RF信号；

-响应第一自动增益控制信号放大所述RF信号；

-解调所述RF信号；

-从所述解调RF信号的同相分量和正交分量中估计非线性失真图；和

-响应所述非线性失真图调整所述第一自动控制信号。

12.根据权利要求11的方法，进一步包括步骤：

-将所述RF信号与第二RF信号混频以产生一个中频(IF)信号；

-响应第二自动增益控制信号放大所述IF信号；

-响应所述非线性失真图产生第二自动增益控制信号；和

-响应所述非线性失真图调整所述第二自动增益控制信号。

13.根据权利要求12的方法，进一步包括步骤：

-过滤所述RF信号；

-响应所述非线性失真图产生一个滤波器控制信号；

-响应所述滤波器控制信号，调整可调滤波器的响应。

14.根据权利要求11的方法，其中所述非线性失真图是通过将在一段时间内接收的所述解调RF信号的所述同相分量的阈值外面和所述正交分量的阈值外面的信号值的比、与在所述一段时间内接收的信号值的总数目比较确定的。

15.根据权利要求14的方法，其中所述非线性失真图是在预定的一段时间上确定的。

16.根据权利要求14的方法，其中所述非线性失真图是在响应所述RF信号的特征确定的一段时间上确定的。

17.根据权利要求11的方法，其中所述估计步骤包括步骤：

-通过将在一段时间内接收的所述解调RF信号的所述同相分量的阈值外面和所述正交分量的阈值外面的信号值的比与在所述一段时间内接收的信号值的总数目比较估计第一信噪比值；和

-从所述信号值的平均误差信号功率估计第二信噪比值；和

-响应所述第一信噪比值和所述第二信噪比值的组合确定所述非线性失真图。

18.根据权利要求17的方法，其中所述第一信噪比值和所述第二信噪比值是在预定的一段时间上确定的。

19.根据权利要求17的方法，其中所述第一信噪比值和所述第二信噪比值是在响应所述RF信号特征确定的一段时间上确定的。

20.一种用于调谐射频(RF)信号的方法，包括步骤：

-接收所述RF信号；

-响应RF自动增益控制(AGC)信号放大所述RF信号；

-过滤所述RF信号；

-将所述RF信号与第二RF信号混频以产生一个中频(IF)信号；

-过滤所述IF信号；

-响应IF AGC信号放大所述IF信号；

-解调所述IF信号；

-通过将在一段时间内接收的超出阈值信号值的比与在所述一段时间内接收的信号值的总数比较估计第一信噪比值，其中所述阈值包括用于所述信息的同相部分的最小和最大幅值以及所述信息的正交相位部分的最小和最大值；

-从所述信号值的平均误差信号功率估计第二信噪比值；

-响应所述第一信噪比值和所述第二信噪比值的组合，确定非线性失真图；和

-响应所述非线性失真图，调整所述RF AGC信号、所述IF AGC信号。

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