JPH07307717A - ディジタル多重無線受信装置 - Google Patents

ディジタル多重無線受信装置

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JPH07307717A
JPH07307717A JP6322017A JP32201794A JPH07307717A JP H07307717 A JPH07307717 A JP H07307717A JP 6322017 A JP6322017 A JP 6322017A JP 32201794 A JP32201794 A JP 32201794A JP H07307717 A JPH07307717 A JP H07307717A
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Kenzo Kobayashi
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敏男 田村
Katsutoshi Ogata
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Toshio Narita
寿男 成田
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卓彦 寺門
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  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【目的】受信キャリアが非同期状態となった場合に、迅
速かつ安定的に同期状態に復帰することができるディジ
タル多重無線受信装置を提供する。 【構成】多値直交振幅信号ＩＦが復調用キャリア周波数
信号Ｓ１と非同期状態の場合に、Ｉｃｈ及びＱｃｈ直交
座標の位相平面上の特定領域に適応等化データＹ I 、Ｙ
Q が存在することを認識する。特定領域に存在するデー
タＹI 、ＹQ に基づいてＩｃｈ及びＱｃｈ復調信号を所
定レベルに増幅する動作を制御する。一方、非同期状態
で、特定領域にデータＹI 、ＹQ が存在しない場合に直
前の制御信号Ｓ４I 、Ｓ４Q が出力される。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は伝送路特性に応じて干渉
を受ける信号の適応等化及び補償を行うディジタル多重
無線受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、無線伝送システムにおけるデータ
伝送速度は、一段と高速化の傾向にある。このために、
多値ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation)等によ
るデータの多重化伝送が実施されている。
【０００３】特に、システムにおける無線通信回線では
伝送路特性が時間と共に変動するので、この変動に対し
て最適な等化及び補償を行うように受信回路を制御しな
ければならない。
【０００４】更に無線通信回路が瞬断した場合、受信回
路の同期確立の迅速性、安定性が望まれる。そこで、受
信回路が送信側のキャリアと同期していない場合におい
て、キャリアと同期している場合と同等の制御利得で、
且つ迅速に同期確立を行うことができるディジタル多重
無線受信装置が要望されている。
【０００５】図２９に、従来のディジタル多重無線受信
装置のブロック構成図が示される。図２９において、１
は復調部であり、ＱＡＭ復調器２と電圧制御発振器機能
を有するローカル発振器３とを具備して構成される。
【０００６】４は増幅部、５はオフセット制御部、６は
Ａ／Ｄ変換部、７は適応型トランスバーサルフィルタ
部、８は増幅制御電圧発生部、９は位相制御電圧発生
部、１０、１１はＭビット発生部、１２はオフセット制
御電圧発生部である。
【０００７】復調部１のＱＡＭ復調器２は、受信された
多値ＱＡＭ中間周波信号ＩＦを、ローカル発振器３から
出力されるキャリア周波数信号Ｓ１に応じてＩｃｈ及び
Ｑｃｈの直交復調ベースバンド信号Ｉ’、Ｑ’に変換す
る。
【０００８】また、ＱＡＭ復調器２では信号Ｉ’、Ｑ’
が共通に処理されるが、ＱＡＭ復調器２の以降では
Ｉ’、Ｑ’が各々独立して処理されるように構成されて
いる。
【０００９】増幅部４は、Ｉｃｈ及びＱｃｈの復調ベー
スバンド信号Ｉ’、Ｑ’を、増幅制御電圧発生部８から
出力される利得制御信号Ｓ４I 、Ｓ４Q に応じた利得で
一定の出力振幅となるように増幅する。この増幅された
信号をＳ２I 、Ｓ２Q とする。
【００１０】オフセット制御部５は、増幅された信号Ｓ
２I 、Ｓ２Q の直流オフセット成分を、オフセット制御
電圧発生部１２から出力されるオフセット制御信号Ｓ５
I 、Ｓ５Q に応じて補正する。この補正された信号をＳ
３I 、Ｓ３Q とする。
【００１１】即ち、次段のＡ／Ｄ変換部６でディジタル
信号に変換されるアナログ信号Ｓ３ I 、Ｓ３Q が直流成
分により中心レベルからずれていると正しく変換できな
いので、オフセット制御信号Ｓ５I 、Ｓ５Q により、ア
ナログ信号Ｓ３I 、Ｓ３Q が中心レベルに来るように制
御している。
【００１２】アナログ信号Ｓ３I 、Ｓ３Q をＡ／Ｄ変換
部６により変換して得られるＩｃｈ及びＱｃｈの復調デ
ィジタル信号のそれぞれを、以降データＸI 、ＸQ とす
る。適応型トランスバーサルフィルタ部７は、データＸ
I 、ＸQ に含まれる無線区間及び前段までの回路で発生
した歪成分を除去することによりデータの適応等化を行
う。この適応等化された適応型トランスバーサルフィル
タ部７からの出力データをＩｃｈ及びＱｃｈ毎に、
ＹI 、ＹQ とする。
【００１３】位相制御電圧発生部９は、適応型トランス
バーサルフィルタ部７から出力される適応等化データＹ
I 、ＹQ の位相差を検出することにより位相制御信号Ｐ
を生成し、その位相制御信号Ｐに応じてローカル発振器
３から出力されるキャリア周波数信号Ｓ１の位相が、入
力信号ＩＦと同位相となるようにキャリア周波数信号Ｓ
１の周波数を可変制御する。
【００１４】Ｍビット発生部１０、１１は、コントロー
ル信号ＣＳ及び適応等化データＹI，ＹQ に応じて、増
幅制御電圧発生部８が利得制御信号Ｓ４I 、Ｓ４Q を出
力する際の、指示信号となるＭビット信号ＭI 、ＭQ を
出力する。このＭビット信号ＭI 、ＭQ を出力するため
のＭビット発生部１０の動作を図３０を参照して説明す
る。尚、コントロール信号ＣＳは、図示しない同期判定
回路において、受信回路が送信側のキャリアと同期して
いないと判断される場合に、非同期制御信号として出力
される信号である。
【００１５】図３０は、図２９の従来例構成に対応する
多値ＱＡＭ中間周波信号ＩＦのＩｃｈ及びＱｃｈの直交
座標軸における位相平面上の振幅制御領域を示す図であ
る。ここでは、信号ＩＦは図３０に示される通り、６４
ＱＡＭと想定している。したがって、信号ＩＦが受信時
に同期状態にある場合は、６４ＱＡＭ信号ＩＦの信号点
は、図３０において＋印で示すように、Ｉｃｈ及びＱｃ
ｈ軸が交差する原点を中心とした縦８個×横８個の正方
形内に配列される６４個から成る。
【００１６】その正方形の信号点領域部分を便宜上、正
方領域１５と呼び、正方領域１５中のＩｃｈ及びＱｃｈ
軸に沿った両側の信号点（斜線十字部分）を十字領域１
６と呼び、正方領域１５の外側を外部領域１７と呼ぶこ
とにする。
【００１７】信号ＩＦが同期している場合は、位相平面
上の各信号点は静止して見え、＋位置に存在するが、フ
ェージング等の影響によって符号間干渉が生じ、非同期
となる場合は、各信号点は原点を中心に回転して見え
る。
【００１８】また信号ＩＦの振幅は、十字領域１６、正
方領域１５、外部領域１７の順に、原点から離れるに従
って大きくなる傾向にある。更に信号ＩＦが同期状態に
ある場合は、正方領域１５の信号点を見て増幅部４の利
得を制御し、非同期状態にある場合は十字領域１６及び
外部領域１７の信号点を見て利得を制御するように構成
されている。
【００１９】コントロール信号ＣＳは、先に説明したよ
うに、信号ＩＦが受信に際して受信回路が送信キャリア
に対し、非同期状態にあることを示すものであり、同期
はずれ検出信号が用いられている。図示せぬ同期はずれ
検出手段によって、信号ＩＦのフレーム同期パターンと
の一致が連続して所定回数検出されれば同期状態、検出
されなければ非同期状態にあると判定され、非同期状態
にあると判定されると同期はずれ検出信号が出力され
る。
【００２０】従って、図２９に戻り、Ｍビット発生部１
０は、コントロール信号ＣＳ即ち、同期はずれ検出信号
に応じて信号１５が同期状態にあるか非同期状態にある
かを判断する。そして、同期状態にあれば適応等化デー
タＹI から位相平面の全領域を指定するＭビット信号Ｍ
I を増幅制御電圧発生部８へと出力し、非同期状態にあ
れば十字領域１６のＩｃｈ軸に沿った領域と外部領域１
７とを指定するＭビット信号ＭI を出力する。
【００２１】Ｍビット発生部１１も同様に、コントロー
ル信号ＣＳに応じて信号ＩＦが同期状態にあるか非同期
状態にあるかを判断し、同期状態にあれば適応等化デー
タＹ Q から正方領域１５を指定するＭビット信号ＭQ を
出力する。非同期状態にあれば、十字領域１６のＱｃｈ
軸に沿った領域と外部領域１７とを指定するＭビット信
号ＭQ を出力する。
【００２２】増幅制御電圧発生部８は、Ｍビット信号Ｍ
I 、ＭQ で指定される領域の信号点に対応する適応等化
データＹI 、ＹQ のレベルが基準となる信号点のレベル
よりも大きいか小さいかを判定し、適応等化データ
ＹI 、ＹQ のレベルが基準レベルよりも大きければ小さ
くなるように増幅部４を制御する利得制御信号Ｓ４I 、
Ｓ４Q を出力し、小さければ大きくなるように制御する
利得制御信号Ｓ４I 、Ｓ４ Q を出力する。
【００２３】但し、信号点は多数存在するので、基準レ
ベルに対して大小関係が判定された適応等化データ
ＹI 、ＹQ のレベルは所定時間積分されるようになって
おり、その積分値に応じた利得制御信号Ｓ４I 、Ｓ４Q
が出力されるように構成される。
【００２４】オフセット制御電圧発生部１２は、適応等
化データＹI 、ＹQ のレベルが基準となる信号点のレベ
ルよりも大きいか小さいかを位相平面全領域で判定し、
この判定結果に応じたオフセット制御信号Ｓ５I 、Ｓ５
Q を出力する。
【００２５】即ち、適応等化データＹI 、ＹQ のレベル
が基準レベルよりも大きい場合を「Ｈ」、小さい場合を
「Ｌ」とし、「Ｈ」と「Ｌ」が同数であれば、オフセッ
ト部１４から出力されるアナログ信号Ｓ３I 、Ｓ３Q は
Ａ／Ｄ変換を行う際の中心レベルにあると判定し、この
判定結果に応じたオフセット制御信号Ｓ５I 、Ｓ５Qを
出力する。
【００２６】「Ｈ」が多ければ、アナログ信号Ｓ３I 、
Ｓ３Q は中心レベルよりも上方に移動していると判定
し、アナログ信号Ｓ３I 、Ｓ３Q のレベルを下方に移動
させるオフセット制御信号Ｓ５I 、Ｓ５Q を出力する。
「Ｌ」が多ければ、アナログ信号Ｓ３I 、Ｓ３Q は中心
レベルよりも下方に移動していると判定し、アナログ信
号Ｓ３I 、Ｓ３Q のレベルを上方に移動させるオフセッ
ト制御信号Ｓ５I 、Ｓ５ Q を出力する。
【００２７】上述したディジタル多重無線受信装置にお
いては、伝送路特性がフェージング等の影響により激し
く変動し、これによって受信される多値ＱＡＭ中間周波
信号ＩＦが非同期状態となった場合に、迅速かつ安定的
に同期状態に復帰できることが要求されている。
【００２８】しかし、次に述べる理由によって、その迅
速かつ安定的な同期状態への復帰が行えない問題が存在
した。
【００２９】増幅部４における信号振幅制御は、同期状
態にあいては図３０に示す正方領域１５の信号点のレベ
ルが基準レベルよりも大きければ振幅を下げ、小さけれ
ば振幅を上げるように行われる。一方、非同期状態にお
いては図３０に示す十字領域１６及び外部領域１７の信
号点のレベルが基準レベルよりも大きければ振幅を下
げ、小さければ振幅を上げるように行われる。
【００３０】しかし、非同期状態においては位相平面が
回転しているため、例えば基準レベルよりも大きくなけ
ればならない信号点のレベルが基準レベルを下回ってい
るといった現象が多くの信号点で生じる。このため所定
領域内の信号点が基準レベルよりも大きいか小さいかを
一定時間積分して利得制御信号Ｓ４I 、Ｓ４Q を得た場
合、その利得制御信号Ｓ４I 、Ｓ４Q の電圧積分値が低
く、同期状態と同等の制御利得まで到達させることがで
きない。
【００３１】また、オフセット制御は、同期／非同期状
態に係わらず位相平面全領域の、基準レベルよりも大き
い信号点と小さい信号点との数を比較し、大きい信号点
が多ければアナログ信号Ｓ３I 、Ｓ３Q のレベルを下方
に移動させ、小さい信号点が多ければ上方に移動させる
ように行われる。しかし、非同期状態においては位相平
面が回転しているため、前記したような現象が生じ、基
準レベルよりも大きい信号点と小さい信号点との数を適
正に検出することができず、適正なオフセット制御が行
えなくなる。
【００３２】更に、適応型トランスバーサルフィルタ部
３においては、非同期状態の場合、位相平面が回転して
いるため、十字領域１６の各信号点で得られ、かつフィ
ルタ部３が適応等化処理を行う際に内部で発生する信号
点の誤差信号の正確性が低下し、最適な適応等化が行わ
れなくなる。
【００３３】一方において、ディジタル多重装置は、多
重化される信号のチャンネルスペーシング（ＣＨ間隔）
を３０ＭＨｚ等の狭帯域とするような要求が高まってい
る。また、高品質、高性能の要求に答えるために、符号
化変調等の研究が行われている。
【００３４】これらを実現する方式として、１２８ＱＡ
Ｍ（１２８値Quadrature AmplitudeModulation) による
データの多重化伝送が採用されている。しかし、１２８
ＱＡＭの信号点配置は、従来の１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ
等とは、全く異なる為に、新技術の開発が緊急の課題と
成っている。
【００３５】特に、無線回線の高品質化により、低Ｃ／
Ｎ（キャリア対雑音比）時でも信号伝送が可能である。
このためディジタル多重無線受信装置におけるキャリア
の再生の復帰も低Ｃ／Ｎ時に可能となることが必要であ
る。このような要求に答えるために、キャリア再生の同
期過程における迅速性の実現が望まれる。
【００３６】図３１は、従来の１２８ＱＡＭ用の多重無
線受信装置の構成例である。図３１において、１は１２
８ＱＡＭ復調器、７は適応型トランスバーサルフィル
タ、２０は識別部、８０は誤差検出部、９０は制御信号
発生部である。更に７０は、異偏波からの干渉を補償す
る干渉補償回路である。
【００３７】図３１に示すように、適応型トランスバー
サルフィルタ７において、歪みを除去されたＩＦ信号で
ある信号Ｙが識別部２０及び誤差検出部８０に導かれ
る。誤差検出部８０からは、適応型トランスバーサルフ
ィルタ７の出力Ｙと識別部２０の出力Ｄの差が誤差信号
ｅとして出力される。
【００３８】更に、この誤差信号ｅが適応型トランスバ
ーサルフィルタ７に帰還され、誤差信号ｅが０となるよ
うに適応型トランスバーサルフィルタ７のタップゲイン
が調整される。一方、誤差信号ｅは更に制御信号発生部
９０に導かれる。制御信号発生部９０は、誤差信号ｅに
基づき、１２８ＱＡＭ復調器１のキャリヤ位相を制御す
る制御信号ＣＳを出力する。
【００３９】図３１において、４０は干渉補償回路であ
り、異編波信号による干渉を除去するための回路であ
る。
【００４０】上記のような従来の１２８ＱＡＭ用多重無
線受信装置においては、誤差信号ｅを、常に適応型トラ
ンスバーサルフィルタ７に導き、これを０とするように
制御する構成である。したがって、受信回路の同期、非
同期に関わらず常に同じ制御であるため特に受信キャリ
ア非同期時の制御利得が低く、非同期から同期に復帰す
る際の復帰特性が悪かった。更に、１２８ＱＡＭ復調器
１のキャリヤ位相を制御する制御信号ＣＳの復帰特性も
同様の結果となっていた。
【００４１】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、上記
したディデタル多重無線受信装置における諸問題に対処
するものであり、多値ディジタル受信信号が復調用キャ
リア周波数信号と非同期状態となった場合に、迅速かつ
安定的に同期状態に復帰することができるディジタル多
重無線受信装置を提供することにある。
【００４２】さらに、本発明の目的は、復調用キャリア
周波数信号の位相制御、増幅利得制御及び適応型トラン
スバーサルフィルタのタップ係数更新制御のために、多
値ディジタル受信信号に基づく誤差信号を同期、非同期
状態により異ならしめて、同期引き込み範囲を広くする
ようにしたディジタル多重無線受信装置を提供すること
にある。
【００４３】本発明の更なる目的は、以下の実施例に沿
う詳細な説明及び、特許請求の範囲の記載から明らかと
なる。
【００４４】
【課題を解決するための手段及び作用】上記本発明の目
的を解決するための本発明にしたがうディジタル多重無
線受信装置の一つの基本的構成において、復調用キャリ
ア周波数信号を発生する手段と、受信された多値直交振
幅信号を発生手段からの復調用キャリア周波数信号によ
り、互いに直交するＩｃｈ及びＱｃｈ復調信号を出力す
る復調手段と、復調手段に作動的に接続され、Ｉｃｈ及
びＱｃｈ復調信号を増幅し、Ｉｃｈ及びＱｃｈ増幅信号
を出力する増幅手段と、増幅手段に作動的に接続され、
Ｉｃｈ及びＱｃｈ増幅信号の適応等化を行い、Ｉｃｈ及
びＱｃｈ適応等化データを出力する適応型トランスバー
サルフィルタ手段を有する。
【００４５】そして、この適応型トランスバーサルフィ
ルタ手段及び前記発生手段に作動的に接続され、Ｉｃｈ
及びＱｃｈ適応等化データに応じて復調用キャリア周波
数信号を該多値直交振幅信号と同じ周波数に制御する第
１の制御信号を、復調用キャリア周波数信号の発生手段
に供給する手段を有する。
【００４６】更に、適応型トランスバーサルフィルタ手
段及び増幅手段に作動的に接続され、多値直交振幅信号
が復調用キャリア周波数信号と非同期状態にある場合
に、Ｉｃｈ及びＱｃｈ直交座標の位相平面上の第１の特
定制御領域に存在する多値直交振幅信号の該Ｉｃｈ及び
Ｑｃｈ適応等化データに基づき、増幅手段の該Ｉｃｈ及
びＱｃｈ復調信号を所定レベルに増幅する動作を制御す
る第２の制御信号を生成するとともに、同期状態にある
場合は、位相平面上の信号点領域に存在する多値直交振
幅信号のＩｃｈ及びＱｃｈ適応等化データに基づいて、
第２制御信号を生成する増幅制御電圧発生手段とを有す
る。
【００４７】更に、本発明においては、非同期の時に
は、Ｉｃｈ及びＱｃｈ直交座標の位相平面上の特定制御
領域に存在する多値直交振幅信号のＩｃｈ及びＱｃｈ適
応等化データに基づき制御を行うようにしている。
【００４８】かかる特定制御領域は、同期状態において
は、位相平面の信号点は、静止しているが、非同期とな
る場合は、回転してみえる。この場合は、制御の基礎と
する誤差信号は、何らの意味も持たない。しかし、多値
直交振幅信号の最大振幅以上の領域、あるいは、最小振
幅以下の領域においては、信号点が存在する数は限ら
れ、信号新刊の距離は大きい。
【００４９】したがって、本発明は、かかる受信される
多値直交振幅信号の信号点の存在する領域が特定領域か
否かを判断し、且つ非同期の場合は、かかる特定領域に
信号点のある多値直交振幅信号の信号点からの誤差を表
す誤差信号に基づき、位相制御、増幅制御等を行うよう
にしている。
【００５０】これにより、受信される多値直交振幅信号
が非同期の場合であっても、迅速且つ、安定的な同期復
帰が可能である。
【００５１】
【実施例】以下本発明の実施例を図面にしたがい説明す
る。尚、以下の説明において、同一又は類似のものに
は、同一の参照番号及び符号を付している。
【００５２】図１は、本発明の一実施例によるディジタ
ル多重無線受信装置のブロック構成図である。この図に
おいて、図２９に示した従来例の各部に対応する部分に
は同一符号を付し、その説明を省略する。
【００５３】図１において、１は復調部であり、ＱＡＭ
復調器２と電圧制御発振器によるローカル発振器３とを
具備して構成される。ＱＡＭ復調器２は、受信された多
値直交振幅信号ＩＦを電圧制御発振器３のキャリア周波
数信号Ｓ１により復調し、互いに直交するＩｃｈ及びＱ
ｃｈ復調信号Ｉ’、Ｑ’を出力するものである。
【００５４】４は増幅部であり、ＱＡＭ復調器２に作動
的に接続され、Ｉｃｈ及びＱｃｈ復調信号Ｉ’、Ｑ’を
増幅し、Ｉｃｈ及びＱｃｈの増幅された信号Ｓ２I 、Ｓ
２Qを出力する。
【００５５】５はオフセット部、６はＡ／Ｄ交換部、２
０は適応型トランスバーサルフィルタ部、２１は増幅制
御電圧発生部、９は位相制御電圧発生部、２２はＭビッ
ト発生部、２３はオフセット制御電圧発生部、２４はオ
フセットＭビット発生部である。
【００５６】これらの構成要素の内、本発明の特徴的要
素は、適応型トランスバーサルフィルタ部７、増幅制御
電圧発生部８、Ｍビット発生部１０、オフセット制御電
圧発生部１２、及びオフセットＭビット発生部１３であ
る。
【００５７】適応型トランスバーサルフィルタ部７は、
Ａ／Ｄ変換部６の出力データＸI 、ＸQ の適応等化を行
い、適応等化データＹI 、ＹQ を出力するものである
が、その詳細説明は後述する。
【００５８】Ｍビット発生部１０は、増幅制御電圧発生
部８が利得制御信号Ｓ４I 、Ｓ４Qを出力する際の指示
を行うＭビット信号Ｍ１を出力するものである。従来例
で説明したコントロール信号ＣＳが同期状態を示してい
る場合は、「Ｈ」レベルのＭビット信号Ｍ１を出力し、
非同期状態を示している場合は、図２に示す位相平面上
で後述する領域判定を行った結果、得られる「Ｈ」レベ
ル又は「Ｌ」レベルのＭビット信号Ｍ１を出力する。
【００５９】図２は、実施例として６４値ＱＡＭ中間周
波数の入力信号ＩＦのＩｃｈ及びＱｃｈの直交座標軸に
おける位相平面上の振幅制御領域を示す図である。但
し、図２において図３０に示した従来例と対応する部分
には同一符号を付し、その説明を省略する。
【００６０】図２において、１５は従来例で説明した正
方領域である。２６は第１外部領域、２７は第２外部領
域、２８は第３外部領域、２９は第４外部領域と本発明
の説明のために特定される最大信号振幅を越える領域で
ある。２５は中心領域であり、正方領域１５において、
原点からの振幅が最も小さい、各象限の信号点を接続し
て得られる領域である。
【００６１】第１外部領域２６は、互いに交差する信号
点領域である正方領域１５の上辺の延長線２１と右辺の
延長線２２とに挟まれた、正方領域１５と反対側の領域
である。第２外部領域２７は、互いに交差する上辺の延
長線２１と左辺の延長線２３とに挟まれた、正方領域１
５と反対側の領域である。第３外部領域２８は、互いに
交差する延長線２３と下辺の延長線２４とに挟まれた、
正方領域１５と反対側の領域である。更に、第４外部領
域２９は、互いに交差するの延長線３４と延長線３２と
に挟まれた、正方領域１５と反対側の領域である。
【００６２】入力信号ＩＦが同期している場合は位相平
面は静止して見え、各信号点は＋位置に存在するが、フ
ェージング等の影響によって符号間干渉が生じ、非同期
となっている場合は、各信号点は原点を中心に回転して
見える。しかし、信号点が回転しても第１〜第４外部領
域２６〜２９には信号点が１個ずつしか入らない。
【００６３】従って、非同期状態においても同期状態と
同様に信号点を検出することができる。また中心領域２
５においても、非同期状態においても、同期状態と同様
に４つの信号点を検出することができる。
【００６４】そして、Ｍビット発生部２２が領域判定を
行う場合は、中心領域２５及び第１〜第４外部領域２６
〜２９に信号点が存在するかどうかを検出して行う。信
号点が存在する場合は、検出信号出力であるＭビット信
号Ｍ１を「Ｈ」レベルとし、存在しない場合は「Ｌ」レ
ベルとする。
【００６５】図３は、図１に示すＭビット発生部２２の
実施例回路であり、互いに構成は、同じであるので、Ｑ
ｃｈ側のみが示され、Ｍビット発生部２２のＩｃｈ側の
構成は、図示省略してある。
【００６６】図３において、３０、３１、３２、３３は
排他的論理和（Exclusive OR) 回路である。また、３
４、３５はインバータ回路、３６は３入力のアンド回
路、３７は２入力のオア回路、３８は２入力のアンド回
路、３９は４入力のノア回路、４０は２入力のアンド回
路、４１、４２は２入力のオア回路である。
【００６７】ここで図４に示す、Ｉｃｈ、Ｑｃｈの適応
等化データＹI 、ＹQ と６４ＱＡＭの場合の信号点配置
について、考察する。即ち、図４に示されるように、６
４ＱＡＭの各信号点は、Ｉｃｈ側でＹI1〜ＹI5、Ｑｃｈ
側でＹQ1〜ＹQ5の各５ビットで示される。
【００６８】図３に戻り、排他的論理和回路３０には、
Ｑｃｈの適応等化データＹQ の内、最上位ビットのデー
タＹQ1と上位２ビット目のデータＹQ2とが入力され、排
他的論理和回路３１には上位２ビット目のデータＹQ2と
上位３ビット目のデータＹQ3とが入力され、排他的論理
和回路３２には上位３ビット目のデータＹQ3と上位４ビ
ット目のデータＹQ4とが入力され、排他的論理和回路３
３には上位４ビット目のデータＹQ4と上位５ビット目の
データＹQ5とが入力される。
【００６９】排他的論理和回路３０〜３３の各出力端
は、ノア回路３９の各入力端に接続されるとともに、排
他的論理和回路３０の出力端がオア回路３７の一入力端
に、排他的論理和回路３１の出力端がアンド回路３６の
第一入力端に、排他的論理和回路３２の出力端がインバ
ータ回路３４を通してアンド回路３６の第２入力端に、
排他的論理和回路３３の出力端がインバータ回路３５を
通してアンド回路３６の第３入力端に入力される。
【００７０】更に、アンド回路３６の出力端がオア回路
３７の他入力端に接続されている。
【００７１】先に述べたように、上記説明した排他的論
理和回路３０〜３３は、Ｑｃｈ用回路であり、図示せぬ
が、それらと同構成のＩｃｈ用排他的論理和回路があ
る。Ｉｃｈ用排他的論理和回路には、Ｉｃｈの適応等化
データＹI の上位５ビットのデータＹI1、ＹI2、ＹI3、
ＹI4、ＹI5が入力されるように構成される。
【００７２】またオア回路３７に該当するＩｃｈ用のオ
ア回路から出力されるデータをＤI1とし、ノア回路３９
に該当するＩｃｈ用のノア回路から出力されるデータを
ＤI2とし、図３に参照記述されている。図３のＱｃｈ側
のオア回路３７の出力データはＤQ1、ノア回路４１の出
力データはＤQ2である。
【００７３】オア回路３７の出力端がアンド回路３８の
一入力端に接続され、オア回路３７に該当するＩｃｈ用
のオア回路の出力端がアンド回路３８の他入力端に、ま
た、ノア回路３９の出力端がアンド回路４０の一入力端
に、ノア回路３９に該当するＩｃｈ用のノア回路の出力
端がアンド回路４０の他入力端に接続されている。
【００７４】アンド回路３８の出力データをＤ１、アン
ド回路４０の出力データをＤ２とする。但し、Ｄ１は図
２に示す信号点＋が第１〜第４外部領域２６〜２９に存
在するか否かを判定したデータとなり、外部領域に信号
点が存在する場合に「Ｈ」レベル、存在しない場合に
「Ｌ」レベルとなる。したがって、以下の説明のために
Ｄ１を適宜に外部領域判定データと呼ぶ。即ち、図４の
関係図から、信号点＋が第１〜第４外部領域２６〜２９
に存在する場合は、少なくともＱｃｈのデータの第１、
第２ビットＹQ1、ＹQ2が、「１、０」または「０、１」
であり、ＩｃｈのデータのうちＹI1、ＹI2が、「１、
０」または「０、１」である。これを検知するのが排他
的論理和回路３０である。
【００７５】また、Ｄ２は、信号点＋が中心領域３０に
存在するか否かを判定したデータとなり、中心領域に信
号点が存在する場合に「Ｈ」レベル、存在しない場合に
「Ｌ」レベルとなる。Ｄ２を適宜に中心領域判定データ
と呼ぶ。
【００７６】図３に示すアンド回路３８の出力端がオア
回路４１の一入力端に、アンド回路４０の出力端がオア
回路４１の他入力端に、オア回路４１の出力端がオア回
路４２の一入力端に接続される。また、オア回路４２の
他入力端に同期外れを検知した時の信号であるコントロ
ール信号ＣＳが入力され、オア回路４２からＭビット信
号Ｍ１が出力される。
【００７７】ここで、Ｑｃｈ及びＩｃｈの上位５ビット
の適応等化データＹQ1、ＹQ2、ＹQ3、ＹQ4、ＹQ5及びＹ
I1、ＹI2、ＹI3、ＹI4、ＹI5を入力するようにした理由
を図４を参照して更に説明する。
【００７８】適応等化データＹI 、ＹQ は、後に説明す
る図９に示す適応型トランスバーサルフィルタ部７の加
算器６２から出力され、識別部６３において２４ビット
の精度で識別されて出力される。理想的な信号点配置
は、加算器６２のダイナミックレンジの１／２の大きさ
を持つ。更に、空間上で適応等化データＹI 、ＹQ は、
９０°位相がずれているため、図４のように表現でき
る。
【００７９】即ち、Ｑｃｈの最上位ビットのデータＹQ1
は、図４に示すようにＩ−Ｑ軸の原点０を境にして交番
する極性信号として理解でき、Ｉｃｈの最上位ビットの
データＹI1も同様にＩ−Ｑ軸の原点０を境にして交番す
る極性信号である。このことからＱｃｈ及びＩｃｈの最
上位ビットのデータＹQ1及びＹI1によってＩ−Ｑ軸の第
１〜第４象限が識別できる。例えばデータＹQ1が
「０」、データＹI1が「０」の時は、第１象限を示すも
のとなる。
【００８０】最上位ビットデータＹQ1、ＹI1の１／２分
周の関係にある上位２ビット目のデータＹQ2、ＹI2は、
各象限における信号点領域（正方領域１５）と非信号点
領域（第１〜第４外部領域２６〜２９を含む）とを境に
して交番する信号である。このことから上位２ビットの
データＹQ1、ＹQ2及びＹI1、ＹI2によって、正方領域１
５と第１〜第４外部領域２６〜２９とが識別できる。
【００８１】例えばデータＹQ1、ＹQ2の「０、１」及び
データＹI1、ＹI2の「０、１」により第１外部領域２６
が示される。また、データＹQ1、ＹQ2の「１、１」、デ
ータＹI1、ＹI2の「０、０」は正方領域１５の第４象限
部分を示すものとなる。
【００８２】このようにして、下位が上位の１／２分周
の関係にあるデータ中の上位５ビット目のデータＹQ5、
ＹI5は、＋で示す各々の信号点を特定するものとなる。
このことから上位５ビットのデータＹQ1、ＹQ2、ＹQ3、
ＹQ4、ＹQ5及びＹI1、ＹI2、ＹI3、ＹI4、ＹI5によっ
て、中心領域２５が識別できる。
【００８３】例えばデータＹQ1、ＹQ2、ＹQ3、ＹQ4、Ｙ
Q5の「０、０、０、０、０」、データＹI1、ＹI2、
ＹI3、ＹI4、ＹI5の「１、１、１、１、１」は、中心領
域２５の第２象限部分を示すものとなる。
【００８４】以上のことからＱｃｈ及びＩｃｈの上位５
ビットの適応等化データＹQ1、ＹQ2、ＹQ3、ＹQ4、ＹQ5
及びＹI1、ＹI2、ＹI3、ＹI4、ＹI5により、Ｍビット発
生部２２において、図４に示す外部領域２６〜２９の領
域判定を行うことができることを理解できる。
【００８５】更に、図３に示すＭビット発生部２２のＱ
ｃｈ用回路に、例えばデータＹQ1、ＹQ2、ＹQ3、ＹQ4、
ＹQ5の「０、０、０、０、０」が入力されたとすると、
オア回路３６の出力データＤQ1が「Ｌ」レベル、ノア回
路３９の出力データＤQ2が「Ｈ」レベルとなる。
【００８６】一方、図示せぬＩｃｈ用のＭビット発生部
の排他的論理和回路３０〜３３にデータＹI1、ＹI2、Ｙ
I3、ＹI4、ＹI5の「０、０、０、０、０」が入力された
とすると、データＤI1が「Ｌ」レベル、データＤI2が
「Ｈ」レベルとなる。
【００８７】この結果、図３のアンド回路３８の二入力
データＤQ1、ＤI1ともに「Ｌ」レベルとなり、アンド回
路３８の出力である外部領域判定データＤ１が「Ｌ」レ
ベルとなる。同時に、図３のアンド回路４０の二入力デ
ータＤQ2、ＤI2ともに「Ｈ」レベルとなり、アンド回路
４０の出力Ｄ２が「Ｈ」レベルとなる。
【００８８】これにより、外部領域判定データＤ１が
「Ｌ」レベル、中心領域判定データＤ２が「Ｈ」レベル
となって、中心領域２５に信号点が存在することが示さ
れ、オア回路４２から出力されるＭビット信号Ｍ１が
「Ｈ」レベルとなる。
【００８９】また、図３のＱｃｈ用回路にデータＹQ1、
ＹQ2、ＹQ3、ＹQ4、ＹQ5の「０、０、１、０、０」が入
力されたとすると、データＤQ1が「Ｌ」レベル、データ
ＤQ2が「Ｌ」レベルとなる。一方、Ｉｃｈ用回路にデー
タＹI1、ＹI2、ＹI3、ＹI4、ＹI5の「０、０、０、１、
１」が入力されると、データＤI1が「Ｌ」レベル、デー
タＤI2が「Ｌ」レベルとなる。
【００９０】この結果、外部領域判定データＤ１が
「Ｌ」レベル、中心領域判定データＤ２が「Ｌ」レベル
となって中心領域２５及び外部領域２６〜２９には信号
点が存在しないことが示され、この時、コントロール信
号ＣＳが非同期状態を示す「Ｌ」レベルであればＭビッ
ト信号Ｍ１が「Ｌ」レベルとなる。
【００９１】また、Ｍビット信号Ｍ１は、コントロール
信号ＣＳが同期状態を示す「Ｈ」レベルの場合は「Ｈ」
レベルとなる。
【００９２】次に、図１に示す増幅制御電圧発生部２１
は、入力される適応等化データＹI、ＹQ の信号点が第
１〜第４外部領域２６〜２９に存在する場合は、振幅が
大きいと判断して振幅を小さくするためのデータを生成
し、中心領域２５に存在する場合は、振幅が小さいと判
断して振幅を大きくするためのデータを生成する。
【００９３】また、領域２６〜２９及び２５以外におい
ては、振幅が基準レベルよりも大きいか否かを判断して
大きい場合に小さく、小さい場合に大きくするためのデ
ータを生成する。
【００９４】尚、増幅制御電圧発生部２１において、入
力される適応等化データＹI 、ＹQの信号点が第１〜第
４外部領域２６〜２９または、中心領域２５に存在する
か否かによる制御は、先に説明した図３のＭビット発生
部１０の出力Ｍ１が入力され、これに基づき行われる。
【００９５】即ち、図５は、図１に示すかかる増幅制御
電圧発生部８の構成例ブロック図である。図において、
Ｑｃｈ用の利得制御信号Ｓ４Q を生成するために、排他
的論理和回路８０、８１、選択回路８３、フリップフロ
ップＦＦ８４及び積分回路８５を有して構成される。同
様にして、Ｉｃｈ用の利得制御信号Ｓ４I を生成するた
めに、排他的論理和回路１８０、１８１、選択回路１８
３、フリップフロップＦＦ１８４及び積分回路１８５を
有して構成される。Ｑｃｈ用の排他的論理和回路８０、
８１、Ｉｃｈ用の排他的論理和回路１８０、１８１に
は、それぞれ適応型トランスバーサルフィルタ部７の出
力の内、第１、第２ビット及び第５ビットであるＹQ1、
ＹQ2、ＹQ5とＹI1、ＹI2、ＹI5が入力される。
【００９６】したがって、図において、排他的論理和回
路８０及び１８０の出力ａは、それぞれＹQ1とＹQ2、Ｙ
I1とＹI2との排他的論理和出力であり、受信ＩＦ信号の
信号点が図４に示す信号点（＋印）領域１５より外側に
ある時に、論理“１”を出力し、信号点領域１５内であ
る時に論理“０”を出力する。
【００９７】出力ｂは、ＹQ1とＹQ5、ＹI1とＹI5との排
他的論理和出力で、図４に示す信号点領域１５より外側
の領域の信号に対し、リミッタをかけるための出力であ
る。
【００９８】ｃは、オア回路８２、１８２からの出力ａ
とｂとのオア出力であり、リミッタをかけられた振幅制
御信号となる。ｅはフリップフロップＦＦ８４、１８４
の出力である１ビット遅延したデータｄとオア出力ｃと
を、選択回路８３、１８３からＭ１信号により切り換え
出力される信号である。
【００９９】ここで選択回路８３、１８３の切替えは、
既に説明したようにＭビット発生部１０からのＭ１信号
が「Ｈ」レベルである時、オア回路８２、１８２からの
出力ｃを選択し、「Ｌ」レベルである時は、フリップフ
ロップＦＦ８４、１８４の出力即ち、直前のデータを保
持するように選択制御される。
【０１００】ついで、ＲＣ積分回路８５、１８５によ
り、積分しアナログ信号である利得制御信号Ｓ４Q 、Ｓ
４I が出力される。このようにして、利得制御信号Ｓ４
I 、Ｓ４Q を作り出す。
【０１０１】そして、Ｍビット信号Ｍ１が「Ｈ」レベル
の場合は、利得制御信号Ｓ４I 、Ｓ４Q を増幅部４へ出
力し、「Ｌ」レベルの場合は生成直前のデータを保持し
続け、この保持データにより作り出される利得制御信号
Ｓ４I 、Ｓ４Q を増幅部４へ出力する。
【０１０２】ここで、Ｍビット信号Ｍ１が「Ｈ」レベル
となる場合は、入力信号ＩＦが同期状態にあるか、或い
は非同期状態において、信号点が外部領域２６〜２９及
び中心領域２５の何れかに存在するケースである。
【０１０３】同期状態にある場合は、信号点は信号点領
域である正方領域１５内で静止しており、この時、増幅
制御電圧発生部８は、前記したように振幅が基準レベル
よりも大きいか否かを判断して作り出した利得制御信号
Ｓ４I 、Ｓ４Q を出力する。
【０１０４】一方、非同期状態であって、領域２６〜２
９、２５の何れかに信号点が存在する場合は、増幅制御
電圧発生部８は、その領域２６〜２９、２５に存在する
信号点のデータ、即ちＭビット信号Ｍ１を「Ｈ」レベル
としたと同様のデータで利得制御信号Ｓ４I 、Ｓ４Q を
作り出している。
【０１０５】従って、Ｍビット信号Ｍ１の「Ｈ」レベル
が増幅制御電圧発生部８に入力された時点で、そのＭビ
ット信号Ｍ１を生成したデータによる利得制御信号Ｓ４
I 、Ｓ４Q を得れば、非同期状態で信号点が回転してい
ても、領域２６〜２９、２５では正しい振幅レベルの判
断ができているので、その利得制御信号Ｓ４I 、Ｓ４ Q
を同期状態と同等の制御利得まで到達させることができ
る。
【０１０６】また、Ｍビット信号Ｍ１が「Ｌ」レベルと
なった場合は、増幅制御電圧発生部８は、直前のデータ
による利得制御信号Ｓ４I 、Ｓ４Q を保持して出力する
ので、同期状態と同等の制御利得まで到達した利得制御
信号Ｓ４I 、Ｓ４Q を出力することができる。
【０１０７】再び図１に戻ると、オフセットＭビット発
生部１３は、オフセット制御電圧発生部１２がオフセッ
ト制御信号Ｓ５I 、Ｓ５Q を出力する際の指示を行うＭ
ビット信号Ｍ２を出力するものである。コントロール信
号ＣＳが同期状態を示している場合は「Ｈ」レベルのＭ
ビット信号Ｍ２を出力し、非同期状態を示している場合
は、図６に示す位相平面上で後述する領域判定を行った
結果得られる「Ｈ」レベル又は「Ｌ」レベルのＭビット
信号Ｍ２を出力する。
【０１０８】図６は、実施例としての６４値ＱＡＭ中間
周波信号ＩＦのＩｃｈ及びＱｃｈの直交座標軸における
位相平面上のオフセット制御領域を示す図である。図６
において、１５は正方領域、６０は正方領域１５外の外
部領域である。オフセットＭビット発生部１３が領域判
定を行う場合は、外部領域６０に信号点が存在するかど
うかを検出して行う。
【０１０９】正方領域１５内に信号点が存在する場合
は、Ｍビット信号Ｍ２を「Ｈ」レベルとし、存在しない
場合は「Ｌ」レベルとする。図７にオフセットＭビット
発生部１３の構成例を示し、その動作の説明を行う。
【０１１０】図７において、５０、５１、５２、５３
は、排他的論理和回路、５４、５４はインバータ回路、
５６は３入力のアンド回路、５７は２入力のオア回路、
５８、５９は２入力のオア回路である。
【０１１１】オフセットＭビット発生部１３に入力され
るＩｃｈ及びＱｃｈの適応等化データＹI 、ＹQ は図４
を参照して説明したＭビット発生部１０に入力されるも
のと同じである。
【０１１２】排他的論理和回路５０には、Ｑｃｈの適応
等化データＹQ の内、最上位ビットのデータＹQ1と上位
２ビット目のデータＹQ2とが入力され、排他的論理和回
路５１には上位２ビット目のデータＹQ2と上位３ビット
目のデータＹQ3とが入力され、排他的論理和回路５２に
は上位３ビット目のデータＹQ3と上位４ビット目のデー
タＹQ4とが入力され、排他的論理和回路５３には上位４
ビット目のデータＹQ4と上位５ビット目のデータＹQ5と
が入力されるようになっている。
【０１１３】排他的論理和回路５０の出力端がオア回路
５７の一入力端に、排他的論理和回路５１の出力端がア
ンド回路５６の第１入力端に、排他的論理和回路５２の
出力端がインバータ回路５４を通してアンド回路５６の
第２入力端に、排他的論理和回路５３の出力端がインバ
ータ回路５５を通してアンド回路５６の第３入力端に、
アンド回路５６の出力端がオア回路５７の他入力端に接
続されている。
【０１１４】ここまでの回路はＱｃｈ用のＭビット発生
部の構成であり、図示省略しているが、同じ構成のＩｃ
ｈ用回路が備えられている。Ｉｃｈ用の回路には、Ｉｃ
ｈの適応等化データＹI の上位５ビットのデータＹI1、
ＹI2、ＹI3、ＹI4、ＹI5が入力されるようになってい
る。またオア回路５７に該当するＩｃｈ用回路のオア回
路から出力されるデータをＤI3とし、図７に記述するよ
うにオア回路５８にＱｃｈ用のオア回路５７からのデー
タＤQ3とともに入力される。
【０１１５】オア回路５８の出力データをＤ３とする。
但し、Ｄ３は図６に示す受信ＩＦ信号の信号点が外部領
域４６に存在するか否かを判定したデータとなり、外部
領域４６に信号点が存在する場合に「Ｈ」レベル、存在
しない場合に「Ｌ」レベルとなる。Ｄ３を外部領域判定
データと呼ぶことにする。
【０１１６】図７に示すオア回路５８の出力端がオア回
路５９の一入力端に接続され、更にオア回路５９の他入
力端にコントロール信号ＣＳが入力され、オア回路５９
からＭビット信号Ｍ２が出力されるように構成される。
【０１１７】このような構成のオフセットＭビット発生
部１３のＱｃｈ用回路に、例えばデータＹQ1、ＹQ2、Ｙ
Q3、ＹQ4、ＹQ5の「０、１、０、０、０」が入力された
とすると、オア回路５７の出力データＤQ3が「Ｈ」レベ
ルとなる。一方、オフセットＭビット発生部１３の図示
せぬＩｃｈ用回路にデータＹI1、ＹI2、ＹI3、ＹI4、Ｙ
I5の「０、０、１、１、１」が入力されたとするとデー
タＤI3が「Ｈ」レベルとなる。
【０１１８】このように外部領域判定データＤQ3又はＤ
I3が「Ｈ」レベルとなって外部領域６０に信号点が存在
することが示される（図６参照）と、オア回路５９から
出力されるＭビット信号Ｍ２が「Ｈ」レベルとなる。
【０１１９】また、Ｑｃｈ用回路にデータＹQ1、ＹQ2、
ＹQ3、ＹQ4、ＹQ5の「０、０、１、０、０」が入力され
たとすると、データＤQ3が「Ｌ」レベルとなり、Ｉｃｈ
用回路にデータＹI1、ＹI2、ＹI3、ＹI4、ＹI5の「０、
０、０、１、１」が入力されると、データＤI3が「Ｌ」
レベルとなる。
【０１２０】このように外部領域判定データＤQ3又はＤ
I3が、「Ｌ」レベルとなって外部領域６０に信号点が存
在しないことが示されると、Ｍビット信号Ｍ２が「Ｌ」
レベルとなる。
【０１２１】また、Ｍビット信号Ｍ２は、コントロール
信号ＣＳが同期状態を示す「Ｈ」レベルの場合は、外部
領域判定データＤQ3又はＤI3が「Ｈ」または「Ｌ」レベ
ルに関わらずに「Ｈ」レベルとなる。
【０１２２】更に、図１において、オフセット制御電圧
発生部１２は、入力される適応等化データＹI 、ＹQ の
信号点が外部領域６０に存在する場合のみ、即ちＭビッ
ト信号Ｍ２が「Ｈ」レベルの場合で、この「Ｈ」レベル
がオフセットＭビット発生部１２において入力信号ＩＦ
が非同期状態でかつその信号点が外部領域６０の何れか
に存在すると判定されることにより生成された場合の
み、適応等化データＹI、ＹQ に応じてオフセット制御
信号Ｓ５I 、Ｓ５Q を出力する。
【０１２３】このオフセット制御信号Ｓ５I 、Ｓ５Q に
応じてオフセット部５がオフセット制御を行う。この制
御の収束点は、入力信号ＩＦが非同期時に図６に＋で示
す信号点がＩ−Ｑ軸の原点を中心に回転した状態とな
る。つまり、信号点が上下左右対称となり、釣り合った
状態となるので、適正なオフセット制御を行うことがで
きる。
【０１２４】図８は、オフセット制御電圧発生部１２の
構成例である。図８において、信号Ｓ５Q を生成するた
めのＱｃｈ側のオフセット制御電圧発生部１２の構成
は、アンド回路６０、６１、オア回路６２、６３、選択
回路６４、フリップフロップＦＦ６５及び積分回路６６
により構成される。
【０１２５】オア回路６０の一入力端に入力するＹQ5が
オフセット制御信号となる。ａは、ＹQ1の反転論理とＹ
Q2をアンド回路６２を通したアンド出力であり、信号点
領域１５の上側の信号にリミッタをかけるための出力で
ある。
【０１２６】ｂはＹQ1の反転論理とＹQ2とのオア回路６
１を通したオア出力であり、信号点領域１５の下側の信
号にリミッタをかけるための出力である。ｄはオア回路
６０、６１の出力のアンド回路６３を通したアンド出力
であり、リミッタのかかった振幅制御信号となる。
【０１２７】６４は、フリップフロップＦＦ６５の出力
である１ビット遅延したデータｅとアンド回路６３から
の出力ｄをＭ１信号により切り換える選択回路である。
ついで、ＲＣ積分回路６６により、積分しアナログ信号
である利得制御信号Ｓ５Q を出力する。
【０１２８】ここで選択回路６４の切替えは、既に説明
したようにオフセットＭビット発生部１３からのＭ２信
号が「Ｈ」レベルである時、アンド回路６３からの出力
ｄを選択し、「Ｌ」レベルである時は、フリップフロッ
プＦＦ６５の出力即ち、直前のデータを保持するように
選択制御される。
【０１２９】一方、Ｉｃｈ用の利得制御信号Ｓ５I も同
様にして、オア回路１６０、１６１、アンド回路１６
２、１６３、選択回路１６４及びフリップフロップＦＦ
１６５及び積分回路１６６により、生成出力される。
【０１３０】次に、図１に示す適応型トランスバーサル
フィルタ部７の内部を示すブロック構成例を図９に示
し、その説明を行う。但し、図９に示すＡ／Ｄ変換部６
は、図１に示したオフセット部５からのアナログ信号を
デジタル信号に変換する機能を有する。
【０１３１】尚、図９において、詳細構成は、Ｑｃｈ側
の復調ベースバンド信号Ｑ’の処理回路のみを示してい
るが、Ｉｃｈ側の復調ベースバンド信号Ｉ’の処理回路
も同じ構成であり、図示省略している。
【０１３２】図９において、６０は適応型トランスバー
サルフィルタ、６１は信号変換部、１６１はタップ係数
更新部、１６２はＦＩＲ（Finite Inpulse Response ）
フィルタ、６２は加算器、６３は適応等化データＹQ の
信号点の識別部、６４は識別信号ＨQ と適応等化データ
ＹQ とを比較し、誤差信号ｅを検出する誤差検出部、６
５はＭビット信号Ｍ３を出力するＭビット発生部、６６
は誤差信号ｅをＭビット信号Ｍ３に基づき誤差信号ｅ’
に変換して出力する誤差発生部である。
【０１３３】また、７０は直交偏波（異偏波）側からの
波形による干渉を補償する干渉補償回路、７１はタップ
係数更新部、７２はＦＩＲフィルタである。
【０１３４】適応型トランスバーサルフィルタ６０は、
信号中の歪に対応して自動的にその形状が変化するもの
であり、その形状変化を制御するために誤差信号ｅ’を
用いて誤差が最小（理想的には０）となり歪が除去され
るように自動的に適応等化するものである。
【０１３５】Ａ／Ｄ変換部６によって変換されたＱｃｈ
のディジタル信号ＸQ は、信号変換部６１によって所定
の粗さのデータＸQ ’に変換される。
【０１３６】適応型トランスバーサルフィルタ６０のタ
ップ係数更新部１６１においては、データＸQ ’と誤差
信号ｅ’とを用いて、ＦＩＲフィルタ１６２によりどん
な波形形状を与えるかを決定するタップ係数Ａ１を求め
る演算を行っている。その演算により更新されたタップ
係数Ａ１とデータＸQ との畳み込み演算をＦＩＲフィル
タ１６２で行って、適応等化データＺQ を得ている。
【０１３７】この適応等化データＺQ は、Ｉｃｈ側信号
との干渉成分をキャンセルするために、干渉補償回路７
０から出力される干渉補償信号ＶQ と加算器６３で加算
される。これによって適応等化データＹQ が得られる。
【０１３８】この適応等化データＹQ とＩｃｈ側の適応
等化データＹI から、Ｍビット発生部６５が、図２に示
す第１〜第４外部領域２６〜２９及び中心領域２５に信
号点があるかどうかを判定する領域判定を行う。更に、
その判定結果を出力するか否かを制御信号ＣＳに応じて
決定する。制御信号ＣＳは、非同期状態を示すものであ
り、且つ制御信号ＣＳにより示される非同期状態、及び
信号点が第１〜第４外部領域２６〜２９及び中心領域２
５に存在する場合のみ、Ｍビット信号Ｍ３を出力する。
【０１３９】誤差発生部６６は、Ｍビット信号Ｍ３が供
給されている場合のみ、入力誤差信号ｅに応じた誤差信
号ｅ’を出力する。
【０１４０】一方、Ｍビット発生部６５は、信号点が第
１〜第４外部領域２６〜２９及び中心領域２５に存在し
ない場合は、Ｍビット信号Ｍ３を出力しない。この場
合、誤差発生部６６は、前回Ｍビット信号Ｍ３が供給さ
れていた際に発生していた誤差信号ｅ’を、次にＭビッ
ト信号Ｍ３が供給されるまで出力し続ける。
【０１４１】尚、図９において、Ｍビット発生部６５
は、先に図３を用いて説明したＭビット発生部１０と同
様に構成化のであり、ここでの再度の図示及び詳細説明
は省略する。誤差信号ｅ’は、第１〜第４外部領域２６
〜２９及び中心領域２５に信号点が存在する場合にのみ
新たに出力され、入力信号ＩＦが非同期状態にある場合
の位相回転成分に影響されなくなる。
【０１４２】これにより誤差信号ｅ’によってフェージ
ング等による干渉成分が見えてくる。干渉補償回路７０
のタップ係数更新部７１において、図示せぬＩｃｈ側の
信号変換部により所定の粗さに変換されたデータＸI ’
と誤差信号ｅ’とが用いられてタップ係数Ａ２が求めら
れ、このタップ係数Ａ２とＩｃｈのデータＸI との畳み
込み演算がＦＩＲフィルタ７２で行われることにより、
干渉補償信号ＶQ が得られる。
【０１４３】この干渉補償信号ＶQ が加算器６２で、Ｆ
ＩＲフィルタ１６２の出力であるＺ Q に対し補償され
る。よって、適応型トランスバーサルフィルタ６０のタ
ップ係数の収束が良く、入力信号ＩＦの再同期への効果
も大きい。このように、本発明によれば、受信キャリア
が非同期状態となった場合に、迅速かつ安定的に同期状
態に復帰することができる効果がある。
【０１４４】更に、図１０は、本発明の第二の実施例で
あり、先に説明したように１２８ＱＡＭの場合の信号配
置が６４ＱＡＭ等と異なる場合の問題を解決するための
本発明による１２８ＱＡＭディジタル多重無線受信装置
の実施例ブロック図である。
【０１４５】図１０において、１は、１２８ＱＡＭ復調
部であり、１２８ＱＡＭ復調器２及び電圧制御発振器か
らなるローカル発振器３を有して構成される。
【０１４６】４は演算増幅回路で構成される増幅部、６
はアナログ信号からディジタル信号への変換を行うＡ／
Ｄ変換器、７は適応型トランスバーサルフィルタ部であ
る。これらは、図１において説明したと同様のものであ
る。
【０１４７】更に１００は、制御部であり、領域判定部
１０１、モード切替え部１０２、誤差信号生成部１０
３、誤差選択部１０４を有する。誤差選択部１０４の出
力により適応型トランスバーサルフィルタ部７を制御す
る。
【０１４８】この時の適応型トランスバーサルフィルタ
部７の制御の詳細は、図９において説明したと同様であ
り、誤差選択部１０４の誤差出力によりトランスバーサ
ルフィルタのタップ係数の更新制御が行われ、波形歪み
が補償される。
【０１４９】更に増幅部４の制御の方向を決めるため、
受信ＩＦ信号の極性ビットと誤差信号との排他的論和出
力を得る論理部１０５を有して構成される。尚、１０６
は、適応型トランスバーサルフィルタ部７からの等化信
号を論理部１０５に入力するタイミングを調整する遅延
回路である。
【０１５０】また、図９において説明したように異偏波
側からの波形干渉を補償するための干渉補償部７０（図
９の７０参照）を有する。
【０１５１】図１０において、１２８ＱＡＭ復調器２
は、図１に関し説明したと同様にして、１２８ＱＡＭ信
号に対応する受信ＩＦ信号を、ローカル発振器３からの
キャリア信号Ｓ１によりＩｃｈ、Ｑｃｈのベースバンド
復調信号Ｂに復調して出力する。
【０１５２】Ｉｃｈ、Ｑｃｈのベースバンド復調信号Ｂ
は、増幅部４により増幅されて、増幅信号Ｂ’となる。
ついで、増幅信号Ｂ’は、アナログディジタル変換器６
により、受信ＩＦ信号に対応するディジタル信号Ｘに変
換される。
【０１５３】ディジタル信号Ｘは、適応型トランスバー
サルフィルタ部７において、波形等化され、等化信号Ｙ
として制御部１００に入力される。制御部１００の機能
は、図１１と関連して、次のように概略説明される。
【０１５４】即ち、図１１は、本発明の制御領域を概念
的に説明する図である。図１１において、受信した１２
８ＱＡＭ信号の同期が確定している場合、Ａ領域、Ｂ領
域、Ｃ領域、Ｄ領域にはそれぞれ１個の信号点が存在す
ることになる。これに対し、Ｅ領域は、４個の信号点が
存在する。
【０１５５】したがって、図１０において、制御部１０
０は、受信した信号の信号点が上記５つの領域内に存在
することを判定し、更に、同期、非同期を指示する制御
信号ＣＳに基づき、図１の実施例と同様に、増幅部４及
び適応型トランスバーサルフィルタ部７に対する制御が
行われる。
【０１５６】具体的には、制御部１００において、領域
判定部１０１が、受信ＩＦ信号が図１１に示すＡ〜Ｅ領
域に存在することを判定した時、信号Ｍ１を出力する。
【０１５７】一方、受信ＩＦ信号は、誤差信号生成部１
０３に入力される。誤差信号生成部１０３において、信
号点からの距離に対応する大きさをＱｃｈ、Ｉｃｈそれ
ぞれに４ビットの誤差信号ｅQ 、ｅI として出力する。
誤差信号ｅQ 、ｅI は、所定の大きさを越える信号点領
域における場合は、リミッタがかけられた信号に変換さ
れる。
【０１５８】モード切替え部１０２では、同期、非同期
を示す制御信号ＣＳを入力し、制御信号ＣＳが非同期を
示す時は、前出の信号Ｍ１の現れる時だけ、誤差信号生
成部１０３からの誤差信号ｅQ 、ｅI をそのまま出力
し、それ以外は、直前のデータを保持するするように制
御する。
【０１５９】即ち、増幅部４、適応トランスバーサルフ
ィルタ部７の制御を、受信ＩＦが送信キャリア信号と非
同期の場合、Ａ〜Ｅ領域の誤差信号により制御し、同期
している場合は、各信号点の誤差信号により制御するよ
うにしている。
【０１６０】一般に、低Ｃ／Ｎ時は、信号点の誤る確率
は、非常に高くなり、各信号点の誤差信号ｅをもとに制
御を行う場合、誤差信号ｅQ 、ｅI を誤る確率も高くな
る。このため、正確な制御が不可能となる。
【０１６１】これに対し、本発明のように、Ａ、Ｂ、
Ｃ、Ｄ、Ｅ領域によってのみ誤差信号を考える場合、領
域間の距離が遠いため、誤る確率は非常に小さく、低Ｃ
／Ｎ時においても正確な制御を行うことが可能である。
【０１６２】更に、受信した１２８ＱＡＭ信号の同期が
確立されていない場合について詳細に説明すると、図１
１に示す信号点は、原点を中心として回転を始める。そ
の場合、誤差信号ｅQ 、ｅI の値は、位相回転の影響に
より、本来の誤差信号という意味から言えば、何ら意味
を持たないものとなる。
【０１６３】したがって、Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅ領域の信
号に基づき、誤差信号ｅQ 、ｅI を出力する。Ａ、Ｂ、
Ｃ、Ｄ領域に進入する信号点は、１２８ＱＡＭの場合、
８つある、即ち、Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ領域毎に最も振幅の大
きい信号点の個数が２つ存在する。これに対し、Ｅ領域
は、最も振幅の小さい信号点の個数として４つ存在す
る。
【０１６４】Ｅ領域は、図１１に示されるように、最小
振幅点を囲む４角形と、それを原点を中心として４５°
回転させた領域との重複部分である。よって、最小振幅
点が原点を中心として３６０°回転した場合、信号点が
領域Ｅ内に８回進入することになる。
【０１６５】したがって、位相が回転している場合、
Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ領域に入る信号点の個数と、Ｅ領域に入
る個数は、等しくなり、誤差信号の＋値、−値の個数も
等しくなる。
【０１６６】図１０の制御部１００内の領域判定部１０
１は、実施例として図１２〜図１４に示される。ここに
おいて、図１２〜図１４の領域判定部１０１の構成の前
提となる１２８ＱＡＭの信号点配置は、図１５に示され
るものである。
【０１６７】領域判定部１０１は、受信される１２８Ｑ
ＡＭの信号点が、Ａ〜Ｅ領域のいずれかにあることを検
出して信号Ｍ１を出力する機能を有し、図１のＭビット
発生部１０（図３参照）に対応するものである。
【０１６８】図１２において、入力ＹQ2' 〜ＹQ8’、Ｙ
I2’〜ＹI8’は、各々８ビット構成の、適応型トランス
バーサルフィルタ７からのＩｃｈ、Ｑｃｈ等化出力であ
るＹ Q1〜ＹQ8、ＹI1〜ＹI8を基に、それぞれ図１３、図
１４の様にして生成される絶対値である。即ち、図１３
において、排他的論理和回路１４０によりＹQ1とＹQ2と
の排他的論理和を取ることにより絶対値ＹQ2' が得られ
る。
【０１６９】同様にして、ＹQ2とＹQ3の排他的論理和か
ら絶対値ＹQ3' 、ＹQ3とＹQ4の排他的論理和から絶対値
ＹQ4' 、ＹQ4とＹQ5の排他的論理和から絶対値ＹQ5' 、
ＹQ5とＹQ6の排他的論理和から絶対値ＹQ6' 、ＹQ6とＹ
Q7の排他的論理和から絶対値ＹQ7' 、ＹQ7とＹQ8の排他
的論理和から絶対値ＹQ8' が得られる。
【０１７０】同様にして、Ｉｃｈ側の出力ＹQ1とＹQ2〜
ＹQ8の排他的論理和を排他的論理和回路１５０〜１５６
により求めることにより、絶対値ＹI2' 〜ＹI8’が得ら
れる。図１２において、１３０は比較器であり、Ａ入力
に絶対値ＹQ2' 〜ＹQ6’が入力され、Ｂ入力に１０進数
で１０の値（２値表現で“０１０１０”）が入力され
る。
【０１７１】したがって、Ａ入力ＹQ2' 〜ＹQ6’が、
“０１０１１”以上である時、即ち、ＱｃｈのＹQ2〜Ｙ
Q6が、“０１０１１”以上（図１５の第一、第二象限）
である時、または“１０１００”以下（（図１５の第
三、第四象限）である時、比較器１３０からアンドゲー
ト１３１のａ入力に“１”が入力される。
【０１７２】同様にして、図１２の比較器１３４のＡ入
力には、図１４の回路で絶対値に変換されたＩｃｈ側の
ＹI2' 〜ＹI6’が入力され、Ｂ入力には、１０進数で６
の値（２値表現で“００１１０”）が入力される。
【０１７３】したがって、比較器１３４のＡ入力の
ＹI2' 〜ＹI6’が、“００１１０”より大である時、即
ち、Ｑｃｈ側のＹI2〜ＹI6が、“００１１１”以上（図
１５の第一、第四象限）である時、または“１１００
０”以下（図１５の第二、第三象限）である時に、比較
器１３４からアンドゲート１３１のｂ入力に“１”が入
力される。
【０１７４】この結果、アンドゲート１３１のａ、ｂ入
力が共に“１”である時は、信号点が図１５の領域Ａ〜
Ｄに存在することを示している。したがって、アンドゲ
ート１３１から出力Ａ１が現れる時は、Ａ〜Ｄ領域の信
号点が検出されたことを意味する。
【０１７５】更に、加算器１３５は、絶対値に変換され
たＩｃｈ側のＹI2' 〜ＹI8’とＱｃｈ側のＹQ2' 〜
ＹQ8’が入力され、これらを加算する。加算器１３５の
加算結果は、比較器１３６のＡ入力に入力される。比較
器１３６のＢ入力には、１０進数で“６”が入力され
る。加算器１３５では、これらＡ入力とＢ入力を比較し
て、入力Ｂ＞入力Ａの時、Ａ２を出力する。
【０１７６】ここで、加算器１３５でのＡ入力とＢ入力
の比較の意義について、図１６を参照して説明する。図
１６は、図１５のＥ領域とＦ領域の拡大図である。Ｅ領
域は、図１５において、原点から最小振幅の範囲内の正
方形領域である。この領域の振幅をＱｃｈ方向にＹQ7、
ＹQ8、Ｉｃｈ方向にＹI7、ＹI8の信号で表している。
【０１７７】Ｆ領域は、Ｅ領域の原点を中心にして、４
５°回転して得られる領域である。そして、図１６から
理解出来るように、Ｆ領域内の部分は、常にＱｃｈの絶
対値信号ＹQ7’、ＹQ8’とＩｃｈの信号ＹI7’、ＹI8’
の加算値が６より小さい値である（図１６では、簡単化
のために第一象限のみ図示している）。
【０１７８】したがって、比較器１３６は、入力Ａと入
力Ｂとを比較し、Ｂ（＝６）＞Ａの時、Ａ２を出力し、
信号点がＥまたはＦ領域にあることを意味する。
【０１７９】更に、図１２において、１３７は、ナンド
ゲートであり、Ｑｃｈ側の絶対値信号ＹQ1’〜ＹQ6’及
びＩｃｈ側の絶対値信号ＹI1’〜ＹI6’が入力される。
したがって、ナンドゲート１３７からは、全ての絶対値
信号入力が“０”である時に“１”の信号Ａ３を出力す
る。全ての入力が“０”である時とは、図１５におい
て、最小の振幅領域である正方形のＥ領域またはそれを
４５°回転したＦ領域に信号点がある時を意味する。
【０１８０】したがって、オアゲート１３８から出力が
得られる時は、Ａ〜Ｅ領域のいずれかに信号点が存在す
る時である。オアゲート１３８の出力は、オアゲート１
３９を通し、Ｍ１信号として出力される。またオアゲー
ト１３９からは、キャリア信号断等のアラーム状態（Ｃ
Ｒ ＡＬＭ）の時にも同期／非同期モード切替え制御信
号ＣＳが出力され、同様に、Ｍ１信号が出力される。
【０１８１】図１０に戻り、領域判定部１０１からのＭ
１信号は、モード切替え部１０２に入力される。モード
切替え部１０２には、同期／非同期モード切替え制御信
号ＣＳが入力される。したがって、モード切替え部１０
２は、制御信号ＣＳが非同期を示す時は、領域判定部１
０１からのＭ１信号をそのまま通過させ、反対に同期を
示す時は、Ｍ１信号を阻止する。
【０１８２】したがって、先に説明したとおり、非同期
の時のみ、本発明による制御が行われることになる。
【０１８３】図１７は、モード切替え部１０２の構成例
であり、二入力のアンドゲートで構成され、その一入力
には、領域判定部１０１からのＭ１信号、他の入力には
同期／非同期モード切替え制御信号ＣＳが入力される。
この制御信号ＣＳは、非同期状態にある時、“１”のレ
ベルを有する。したがって、非同期状態にある時、Ｍ１
信号が出力される。
【０１８４】適応型トランスバーサルフィルタ部７から
の等化出力は、誤差信号生成部１０３にも入力される。
ここでは、受信ＩＦ信号の信号点からの距離が検出さ
れ、その距離の大きさｅを誤差信号として出力する。
【０１８５】誤差信号生成部１０３の構成例は、図１８
に示される。図１８は、Ｑｃｈ側に対してのみ示されて
いるが、Ｉｃｈ側も同様の構成である。構成として比較
器１８０、排他的論理和回路１８１、及びセレクタ１８
２〜１８５を有する。
【０１８６】比較器１８０には、等化信号ＹQ の第２〜
４ビットの絶対値ＹQ2’、ＹQ3’、ＹQ4’がＡ入力に入
力され、Ｂ入力には“０１０”の値が入力される。した
がって、図１５を参照すると、（ＹQ2、ＹQ3、ＹQ4）が
Ｑｃｈ方向において正領域では（０、１、０）より大き
い範囲、負領域では（１、０、１）より小さい範囲に、
受信信号がある時、比較器１８０から出力ｂとして
“１”が出力される。
【０１８７】排他的論理和回路１８１には、比較器１８
０の出力と、等化出力の第一ビットである極性ビットＹ
Q1がａ入力端に入力される。したがって、比較器１８０
からの出力ｂが“１”であり、ＹQ1が“０”の時、及び
出力ｂが“０”であり、ＹQ1が“１”の時、排他的論理
和回路１８１は、“１”を出力する。
【０１８８】一方、セレクタ１８２〜１８５の一入力端
には、誤差信号として等化信号の下位４ビット、ＹQ5〜
ＹQ8が入力され、他入力端には、排他的論理和回路１８
１の出力ｃが入力される。また、セレクタ１８２〜１８
５の各々は、比較器１８０の出力ｂによりその切替えが
制御される。即ち、出力ｂが“１”の時、排他的論理和
回路１８１の出力ｃが選択出力され、“０”の時、誤差
信号ＹQ5〜ＹQ8が選択出力される。
【０１８９】したがって、比較器１８０の出力ｂと、セ
レクタ１８２〜１８５の出力との関係は、次のようにな
る。
【０１９０】 比較器１８０の出力ｂ ＹQ1 セレクタ１８２〜１８５の出力 “１” “１” ｅQ1〜ｅQ4＝ａｌｌ“０” “０” ｅQ1〜ｅQ4＝ａｌｌ“１” “０” “１” ｅQ1〜ｅQ4＝ＹQ5〜ＹQ8 “０” ｅQ1〜ｅQ4＝ＹQ5〜ＹQ8 そして、セレクタ１８２〜１８５の出力ｅQ1〜ｅQ4が誤
差信号として出力される。上記から明らかなように、信
号点領域の外においては、一定の大きさ“１、１、１、
１”または、“０、０、０、０”にリミットがかけられ
た誤差信号ｅQ1〜ｅQ4として出力される。
【０１９１】誤差信号生成部１０３の出力である誤差信
号は、更に誤差選択部１０４に導かれる。誤差選択部１
０４の構成は、図１９に例示されるように、信号生成部
１０３の出力である誤差信号ｅQ1〜ｅQ4の各ビットに対
し、共通の構成を有する。図１９では、ｅQ1に対する構
成が図示されている。
【０１９２】即ち、セレクタ１６０とフリップフロップ
ＦＦ１６１を有し、セレクタ１６０は、領域判定部１０
１からのＭ１信号が“１”の時、即ち信号点がＡ〜Ｅま
たはＦ領域にある時は、誤差信号ｅQ1を選択してフリッ
プフロップＦＦ１６１に入力する。反対に、Ｍ１信号が
“０”の時、即ち信号点がＡ〜Ｅ、Ｆ領域以外の時は、
セレクタ１６０は、フリップフロップＦＦ１６１から帰
還される直前の誤差信号を選択して出力する。
【０１９３】かかる誤差選択部１０４の制御により、非
同期時は、Ａ〜Ｅ、Ｆ領域の信号点に基づき補正制御が
行われ、位相回転の影響を回避することが出来る。
【０１９４】再び、図１０に戻り説明すると、誤差選択
部１０４の出力は、論理部１０５に導かれる。論理部１
０５は、図２０に示す構成例により実現される。
【０１９５】図２０において、排他的論理和回路を有
し、その一入力に誤差選択部１０４により選択出力され
るＩｃｈ側の誤差信号の第１ビットｅ1 の絶対値ｅ1'が
入力される。他方の入力には増幅部４の制御信号の方向
を反転させるために、適応型トランスバーサルフィルタ
部７からの等化出力の最上位ビット即ち、極性ビットＹ
Q1が遅延回路１０７を通して送られる。なお、図２０で
は、Ｑｃｈ側のみの回路が示されているが、Ｉｃｈ側に
ついても同様である。
【０１９６】更に、図１０において、誤差選択部１０４
の出力信号を、更に他系の信号干渉を干渉特性に応じて
適応補償する干渉補償部７０に対する誤差信号として使
用するように構成されている。また、この干渉補償部７
０における動作は、図９において説明した干渉補償回路
７０の動作と同様である。
【０１９７】次に、図２１は、図１０におけるローカル
発振器３からのキャリア信号Ｓ１の位相を制御するため
の実施例ブロック図である。図２１においては、キャリ
ア信号Ｓ１の位相制御部分を除き、簡略図示している。
【０１９８】図２１において、更にＣＲ制御信号生成部
１７１、ＣＲ制御選択部１７２、ＣＲ領域判定部１７
４、ＣＲモード切替え部１７５を有する。尚、誤差信号
発生部１７０は、図１０において、誤差信号生成部１０
３及び誤差選択部１０４を含む回路を示し、生成される
リミッタをかけられた誤差信号がＣＲ制御信号生成部１
７１に入力されることを意味している。
【０１９９】ＣＲ制御信号生成部１７１は、図２２に示
されるように、Ｑｃｈ側、Ｉｃｈ側のそれぞれに対応す
る一対の排他的論理和回路で構成される。一対の排他的
論理和回路のそれぞれには、Ｑｃｈ側の誤差信号ＥQ1、
Ｉｃｈ側の等化信号の第１ビット即ち、極性ビットＹI1
及びＩｃｈ側の誤差信号の第１ビットＥI1、Ｑｃｈ側の
等化信号第１ビット即ち、極性ビットＹQ1及びＩｃｈ側
の誤差信号の第１ビットＥI1が入力される。
【０２００】そしてそれぞれの排他的論理和回路からＱ
ｃｈ側のＣＲ制御信号ＣＲＳQ 、Ｉｃｈ側のＣＲ制御信
号ＣＲＳI が出力される。
【０２０１】ここで、図２３を参照して、位相平面上に
おけるＣＲ制御信号ＣＲＳQ とＣＲＳI の関係を説明す
る。図において＋印は所定の信号点の位置であり、信号
点領域と信号点領域外の一部が拡大図として示されてい
る。図において、１、０で表される組の上段はＣＲ制御
信号ＣＲＳQ 、下段はＣＲ制御信号ＣＲＳI である。
【０２０２】即ち、信号点領域外の〜の各領域にお
けるＣＲ制御信号ＣＲＳQ 、ＣＲＳ I の組は、（１、
０）（１、１）（０、１）（１、０）（０、０）（０、
１）である。また、これら〜の各領域に対し、Ｑｃ
ｈ軸を基準として折り返した対象位置にある領域’〜
’は、論理が反転し、（０、１）（０、０）（１、
０）（０、１）（１、１）（１、０）となる。
【０２０３】同様に、信号点領域内の各信号点を原点と
する第一〜第四象限のＣＲ制御信号ＣＲＳQ 、ＣＲＳI
の組は、図２３における拡大図部分を参照すると、第一
象限では（１、１）、第二象限では（１、０）、第三象
限では（０、０）、第四象限では（０、１）である。し
たがって、同様にＱｃｈ軸を基準として折り返した対象
位置にある信号点を原点とする第一〜第四象限のＣＲ制
御信号ＣＲＳQ 、ＣＲＳI の組は、第一象限では（０、
１）、第二象限では（０、０）、第三象限では（１、
０）、第四象限では（１、１）となる。
【０２０４】したがって、各領域及び各信号点における
ＣＲ制御信号ＣＲＳQ 、ＣＲＳI の組の所定論理と、受
信ＩＦ信号における対応する領域の論理が一致するよう
に、ローカル発振器３からのローカルキャリア信号Ｓ１
の位相が制御される。
【０２０５】具体的には、ＣＲ制御信号生成部１７１か
らのＣＲ制御信号ＣＲＳQ 、ＣＲＳ I は、ＣＲ制御選択
部１７２に入力される。ＣＲ制御選択部１７２の構成
は、図２４に示される。ＣＲ制御選択部１７２は、セレ
クタ１７２０、１７２２及びフリップフロップＦＦ１７
２１、１７２３を有して構成される。
【０２０６】受信信号が同期状態にあり、且つ受信信号
の信号点が信号点領域内にある場合は、セレクタ１７２
０、１７２２は、入力されるＣＲ制御信号ＣＲＳQ 、Ｃ
ＲＳ I を選択してフリップフロップＦＦ１７２１、１７
２３を通して出力する。
【０２０７】一方、後に説明するＣＲ領域判定部１７４
により、受信信号が信号点領域外にあることが検出さ
れ、且つ同期外れの場合にモード切替え部１７５から出
力される切替え信号ＭＣ’により、フリップフロップＦ
Ｆ１７２１、１７２２から帰還された、先の状態のＣＲ
制御信号ＣＲＳQ 、ＣＲＳI が選択される。
【０２０８】ＣＲ制御選択部１７２により選択出力され
るＣＲ制御信号ＣＲＳ’は、ＣＲ制御電圧発生部１７３
に導かれる。ＣＲ制御電圧発生部１７３は、ＣＲ制御信
号ＣＲＳ’におけるＣＲ制御信号ＣＲＳQ 、ＣＲＳI の
先に説明した論理の組み合わせに応じて、＋、−、０の
三つのレベルのアナログ信号ＶＣを出力する。
【０２０９】＋レベルのアナログ信号ＶＣは、ローカル
キャリアＳ１の位相を左回りに回転し、−レベルのアナ
ログ信号ＶＣは、ローカルキャリアＳ１の位相を右回り
に回転するようにローカル発振器３を制御する。
【０２１０】ここで、図２１におけるＣＲ領域判定部１
７４の構成を示す図２５を参照してその動作を説明す
る。図２５において、Ｑｃｈ側のＣＲ領域判定部１７４
の構成を示し、Ｉｃｈ側も同様であり、比較器１７４０
及びオア回路１７４１を有する。比較器１７４０のＡ入
力には、適応型トランスバーサルフィルタ部７からの等
化信号Ｙの第２ビット〜第６ビットを絶対値に変換した
信号ＹQ2' 〜ＹQ6' が入力される。
【０２１１】一方、比較器１７４０のＢ入力には、“０
１０１０”の信号が入力される。したがって、比較器１
７４０からは、信号ＹQ2' 〜ＹQ6' が“０１０１０”を
越える時、ＭＣ＝１の出力を生成する。この意味は、図
２６を参照して説明される。図２６は、信号点内領域
と、その外側の領域を斜線で区別して示している。即
ち、信号点内領域である時は、ＭＣ＝１であり、その外
側の領域である時は、ＭＣ＝０である。
【０２１２】即ち、図１５を参照すると、Ｑｃｈの絶対
値信号ＹQ2’〜ＹQ6’及びＩｃｈ側の絶対値信号ＹI2’
〜ＹI6’が“０１０１０”を越える時、受信信号の信号
点が信号点領域外にあることが理解出来る。
【０２１３】したがって、図２５において、比較器１７
４０は、Ａ＞Ｂを判断して受信信号の信号点が信号点領
域外にあることを示すＭＣ＝１を出力する。Ｉｃｈ側の
ＣＲ領域判定部においても同様であり、受信信号の信号
点が信号点領域を越える場合にＭＣ＝１を出力する。こ
れにより、オア回路１７４１からは、Ｑｃｈ側、Ｉｃｈ
側のいずれかからのＭＣ＝１が出力される。
【０２１４】図２７は、ＣＲモード切替え部１７５の構
成であり、アンド回路で構成される。したがって、ＣＲ
領域判定部１７４からのＭＣ＝１出力及び同期外れを示
すＣＲアラーム信号（ＣＲ−ＡＬＭ）が現れる時に、モ
ード切替え信号ＭＣ’を出力する。このモード切替え信
号ＭＣ’は、先に図２４について説明したようにセレク
タ１７２０、１７２１をフリップフロップＦＦ１７２
１、１７２３に先にセットされた内容が出力されるよう
に切替え制御する。
【０２１５】
【発明の効果】以上実施例にしたがい説明したように、
本発明は、送信キャリアキャリアに対し、受信信号が同
期外れ時に、増幅器の利得、等化特性及びローカルキャ
リアの位相制御を、位相変動の影響が少ない特定の領域
における信号点から得られる情報のみを利用して制御す
るようにしている。
【０２１６】したがって、常時、信号点の全点に基づき
制御する従来の装置に比べ、キャリアキャプチャ・レン
ジが拡大し、同期状態に復帰する時間を速くすることが
可能である。従来の全点制御の場合は、キャプチャ・レ
ンジが通常モードで±１５、引き込みモードで±５０で
あるのに対し、本発明を採用する場合は、±９０とな
る。
【０２１７】更に、図２８は、本発明者等が測定採取し
た本発明を採用する場合と、従来の全点制御による場合
における受信信号の位相誤差と位相誤差検出器出力との
関係を示すデータである。
【０２１８】実線で示される本発明による場合の方が、
従来例に比べ、位相誤差検出範囲が広がっていることが
容易に理解できる。したがって、本発明により位相誤差
の補正制御がより確実であり、同期状態に復帰する時間
が速くなる。
【０２１９】尚、以上の実施例は、本発明を説明するた
めのものであり、本発明は、これら実施例に限定される
ものではない。本件発明と同一の思想である限り、実施
例と同一または、類似のものも、本件発明の保護の範囲
に入るものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明にしたがうディジタル多重無線受信装置
の一実施例ブロック構成図である。
【図２】図１の実施例の振幅制御領域を示す図である。
【図３】図１に示すＭビット発生部の構成例である。
【図４】適応等化データと６４ＱＡＭの場合の信号配置
との関係を説明する図である。
【図５】図１に示す増幅制御電圧発生部の構成例を示す
図である。
【図６】図１の実施例のオフセット制御領域を示す図で
ある。
【図７】図１に示すオフセットＭビット発生部の構成例
を示す図である。
【図８】図１のオフセット制御電圧発生部の構成例を示
す図である。
【図９】図１の実施例における適応型トランスバーサル
フィルタ部の構成を示すブロック図である。
【図１０】本発明にしたがう１２８ＱＡＭディジタル多
重無線受信装置の実施例ブロック図である。
【図１１】図１０の実施例における制御領域を説明する
図である。
【図１２】図１０の領域判定部の構成例を示す図であ
る。
【図１３】絶対値生成の構成例（その１）を示す図であ
る。
【図１４】絶対値生成の構成例（その２）を示す図であ
る。
【図１５】１２８ＱＡＭの信号点配置を説明する図であ
る。
【図１６】図１５の領域Ｅと領域Ｆの拡大図である。
【図１７】図１０のモード切替え部の構成例を示す図で
ある。
【図１８】図１０の誤差信号生成部の構成例を示す図で
ある。
【図１９】図１０の誤差選択部の構成例を示す図であ
る。
【図２０】図１０の論理部の構成例を示す図である。
【図２１】本発明にしたがうキャリア位相制御の実施例
ブロック図である。
【図２２】図２１のＣＲ制御信号生成部の構成例を示す
図である。
【図２３】ＣＲ制御信号ＣＲＳQ 、ＣＲＳI の関係を説
明する図である。
【図２４】図２１のＣＲ制御選択部の構成を説明する図
である。
【図２５】図２１のＣＲ領域判定部の構成を説明する図
である。
【図２６】信号点領域とモード切替え信号ＭＣの関係を
説明する図である。
【図２７】図２１のＣＲモード切替え部の構成を説明す
る図である。
【図２８】位相誤差と位相誤差検出器出力の本発明と従
来例との比較データを示す図である。
【図２９】従来例のディジタル多重無線受信装置のブロ
ック構成図である。
【図３０】従来例の振幅制御領域を示す図である。
【図３１】従来の１２８ＱＡＭ多重無線受信装置のブロ
ック図である。
【符号の説明】
１ 復調部 ２ ＱＡＭ復調器 ３ ローカル発振器 ４ 増幅部 ５ オフセット部 ６ Ａ／Ｄ変換部 ７ 適応型トランスバーサルフィルタ部 ８ 増幅制御電圧発生部 ９ 位相制御電圧発生部 １０、１１ Ｍビット発生部 １２ オフセット制御電圧発生部 １３ オフセットＭビット発生部 １００ 制御部 １０１ 領域判定部 １０２ モード切替え部 １０３ 誤差信号生成部 １０４ 誤差選択部 １０５ 論理部 １０６ 遅延回路 ７０ 干渉補償回路、干渉補償部
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 田村 敏男 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内 (72)発明者 尾形 雄逸 宮城県仙台市青葉区一番町１丁目２番25号 富士通東北ディジタル・テクノロジ株式 会社内 (72)発明者 成田 寿男 宮城県仙台市青葉区一番町１丁目２番25号 富士通東北ディジタル・テクノロジ株式 会社内 (72)発明者 寺門 卓彦 宮城県仙台市青葉区一番町１丁目２番25号 富士通東北ディジタル・テクノロジ株式 会社内

Claims (20)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】復調用キャリア周波数信号を発生する手段
    と、 受信された多値直交振幅信号を該発生手段からの復調用
    キャリア周波数信号により、互いに直交するＩｃｈ及び
    Ｑｃｈ復調信号を出力する復調手段と、 該復調手段に作動的に接続され、該Ｉｃｈ及びＱｃｈ復
    調信号を増幅し、Ｉｃｈ及びＱｃｈ増幅信号を出力する
    増幅手段と、 該増幅手段に作動的に接続され、該Ｉｃｈ及びＱｃｈ増
    幅信号の適応等化を行い、Ｉｃｈ及びＱｃｈ適応等化デ
    ータを出力する適応型トランスバーサルフィルタ手段
    と、 該適応型トランスバーサルフィルタ手段及び該電圧制御
    発振手段に作動的に接続され、該Ｉｃｈ及びＱｃｈ適応
    等化データに応じて該復調用キャリア周波数信号を該多
    値直交振幅信号と同じ周波数に制御する第１の制御信号
    を該発生手段に供給する手段と、 該適応型トランスバーサルフィルタ手段及び該増幅手段
    に作動的に接続され、該多値直交振幅信号が該復調用キ
    ャリア周波数信号と非同期状態にある場合に、Ｉｃｈ及
    びＱｃｈ直交座標の位相平面上の第１の特定制御領域に
    存在する該多値直交振幅信号の該Ｉｃｈ及びＱｃｈ適応
    等化データに基づき、該増幅手段の該Ｉｃｈ及びＱｃｈ
    復調信号を所定レベルに増幅する動作を制御する第２の
    制御信号を生成するとともに、同期状態にある場合は、
    該位相平面上の信号点領域に存在する該多値直交振幅信
    号の該Ｉｃｈ及びＱｃｈ適応等化データに基づいて、該
    第２制御信号を生成する増幅制御電圧発生手段とを有す
    ることを特徴とするディジタル多重無線受信装置。
  2. 【請求項２】請求項２において、 更に、前記適応型トランスバーサルフィルタ手段及び前
    記増幅制御電圧発生手段に作動的に接続され、該多値直
    交振幅信号が該復調用キャリア周波数信号と非同期状態
    で、且つ該Ｉｃｈ及びＱｃｈ適応等化データが該第１の
    特定制御領域にある場合、及び該多値直交振幅信号が該
    発信周波数と同期状態にある場合の何れかの場合に、該
    第２制御信号の出力を制御する第３制御信号を生成する
    手段とを備え、 該増幅制御電圧発生手段が、（該第３制御信号の供給時
    に該第２制御信号を該増幅手段へ出力し、未供給時に、
    未供給直前に）供給されていた該第２制御信号を該増幅
    手段へ出力するようにしたことを特徴とするディジタル
    多重無線受信装置。
  3. 【請求項３】請求項２において、前記第１の特定制御領
    域が、 前記多値直交振幅信号が前記復調用キャリア周波数信号
    と同期状態にある場合に、前記Ｉｃｈ及びＱｃｈ直交座
    標による位相平面上の該多値直交振幅信号の最小振幅信
    号点を接続して形成される第１の領域と、該Ｉｃｈ及び
    Ｑｃｈ直交座標による位相平面上の該多値直交振幅信号
    の最大振幅信号点を接続して形成される正方形の４辺を
    各々延長した延長線に挟まれ、且つ該最大振幅信号方向
    の延長線を含む４つの扇状領域となる第２の領域を有す
    ることを特徴とするディジタル多重無線受信装置。
  4. 【請求項４】請求項２において、更に前記増幅手段と前
    記適応型トランスバーサルフィルタ手段との間に接続さ
    れ、前記Ｉｃｈ及びＱｃｈ増幅信号にオフセットを与え
    るオフセット手段と、 該適応型トランスバーサルフィルタ手段及び該オフセッ
    ト手段に作動的に接続され、該多値直交振幅信号が該復
    調用キャリア周波数信号と非同期状態にある場合に、該
    多値直交振幅信号によりＩｃｈ及びＱｃｈ直交座標の位
    相平面上の第２の特定領域に存在する該Ｉｃｈ及びＱｃ
    ｈ適応等化データに基づいて、該オフセットを制御する
    オフセット制御電圧の発生手段と、 該適応型トランスバーサルフィルタ手段及びオフセット
    制御電圧発生手段に作動的に接続され、該多値直交振幅
    信号が該復調用キャリア周波数信号と非同期状態で、且
    つ該Ｉｃｈ及びＱｃｈ適応等化データが該第２の特定領
    域にある場合、及び該多値直交振幅信号が該復調用キャ
    リア周波数信号と同期状態にある場合の何れかの場合
    に、該オフセット制御電圧を出力するように該オフセッ
    ト制御電圧の発生手段を制御する手段とを有することを
    特徴とするディジタル多重無線受信装置。
  5. 【請求項５】請求項４において、 前記第２特定領域は、 前記多値直交振幅信号が前記発信周波数と同期状態にあ
    る場合に、該Ｉｃｈ及びＱｃｈ直交座標による位相平面
    上に配置される該多値直交振幅信号の最大振幅信号点を
    す得られる正方形の外部領域から成ることを特徴とする
    ディジタル多重無線受信装置。
  6. 【請求項６】請求項４において、 前記適応型トランスバーサルフィルタ手段は、Ｑｃｈ及
    びＩｃｈ用の第一、、二の制御回路を有し、該第一、第
    二の制御回路の各々は、 前記増幅信号を所定のレベルの粗さに変換した粗信号
    と、第１誤差信号とに基づいて、該第１誤差信号を最小
    とするようなタップ係数を求めるタップ係数更新部と、 該増幅信号と該タップ係数との畳み込み演算により前記
    適応等化データを形成するＦＩＲフィルタと、該適応等
    化データと所定信号とを比較することにより第２誤差信
    号を形成する誤差検出手段と、 前記多値直交振幅信号が前記復調用キャリア周波数信号
    と非同期状態で且つ前記適応等化データが前記第１特定
    領域にある場合に、該第２誤差信号から該第１誤差信号
    を生成し、（未供給時に未供給）直前と同様な該第１誤
    差信号を生成する誤差発生手段とを有して構成されるこ
    とを有することを特徴とするディジタル多重無線受信装
    置。
  7. 【請求項７】請求項６において、更にＱｃｈ、Ｉｃｈ側
    にそれぞれ干渉補償回路を有し、 前記第一、第二の制御回路の各々は、前記ＦＩＲフィル
    タから出力される適応等化データと、異偏波側の前記干
    渉補償回路により生成される干渉補償信号とを加算して
    適応等化データとする加算手段を有し、 該干渉補償回路は、前記増幅信号を所定のレベルの粗さ
    に変換した粗信号と、前記第１誤差信号とに基づいて、
    該第１誤差信号を最小とするようなタップ係数を求める
    第２タップ係数更新部と、異偏波側の増幅信号と該タッ
    プ係数との畳み込み演算により該干渉補償信号を形成す
    るＦＩＲフィルタ有して構成されることを特徴とするデ
    ィジタル多重無線受信装置。
  8. 【請求項８】請求項１記載において、前記非同期状態の
    判定を受信フレームの同期外れ検出信号にて行うことを
    特徴とするディジタル多重無線受信装置。
  9. 【請求項９】ローカルキャリア周波数信号の発生手段
    と、 該ローカルキャリア周波数信号により、受信された多値
    直交振幅信号を、互いに直交するＱｃｈ及びＩｃｈの復
    調信号に復調する復調手段と、 該復調手段に作動的に接続され、該Ｑｃｈ及びＩｃｈ復
    調信号を増幅し、Ｑｃｈ及びＩｃｈ増幅信号を出力する
    増幅手段と、 該増幅手段に作動的に接続され、該Ｑｃｈ及びＩｃｈ増
    幅信号の適応等化を行い、Ｑｃｈ及びＩｃｈ適応等化デ
    ータを出力する適応型トランスバーサルフィルタ手段
    と、 該適応型トランスバーサルフィルタ手段に作動的に接続
    され、該Ｑｃｈ及びＩｃｈ適応等化データから該受信さ
    れた多値直交振幅信号の信号点がＩｃｈ及びＱｃｈ直交
    座標の位相平面上の特定領域に存在することを判定する
    手段と、 該判定手段により判定される該特定領域に存在する該多
    値直交振幅信号の信号点の誤差信号を求める手段を有
    し、 該多値直交振幅信号が該ローカルキャリア周波数信号と
    非同期である場合に、該特定領域に存在する該多値直交
    振幅信号の信号点の誤差信号に基づき、該適応型トラン
    スバーサルフィルタ手段における等化特性を制御する手
    段を有することを特徴とするディジタル多重無線受信装
    置。
  10. 【請求項１０】請求項９において、 更に、前記多値直交振幅信号が非同期状態にある場合
    に、前記特定領域に存在する該多値直交振幅信号の信号
    点の誤差信号に基づき、前記復調手段における復調用キ
    ャリア信号の位相を制御する制御信号を発生する手段を
    有することを特徴とするディジタル多重無線受信装置。
  11. 【請求項１１】請求項９において、 更に、前記多値直交振幅信号が非同期状態にある場合
    に、前記特定領域に存在する該多値直交振幅信号の信号
    点の誤差信号に基づき、前記増幅部の増幅利得の方向を
    制御する制御信号を発生する手段を有することを特徴と
    するディジタル多重無線受信装置。
  12. 【請求項１２】請求項９乃至１１において、 前記Ｉｃｈ及びＱｃｈ直交座標の位相平面上の特定領域
    は、該位相平面内の信号点領域の最大振幅の信号点を頂
    点として、該Ｉｃｈ及びＱｃｈ直交座標の座標軸に平行
    する延長辺で挟まれ、且つ該信号点領域と反対側の第１
    乃至第４の領域及び、該位相平面の原点を含み、且つ該
    信号点領域内の最小振幅信号点間を結ぶ辺で囲まれる第
    ５の領域を有することを特徴とするディジタル多重無線
    受信装置。
  13. 【請求項１３】請求項１２において、 前記多値直交振幅信号は、前記位相平面内の信号点領域
    の最大振幅の信号点が、前記Ｉｃｈ及びＱｃｈ直交座標
    の第１乃至第４象限の各々に一個ずつ存在するものであ
    ることを特徴とするディジタル多重無線受信装置。
  14. 【請求項１４】請求項１２において、 前記多値直交振幅信号は、６４値の直交振幅信号である
    ことを特徴とするディジタル多重無線受信装置。
  15. 【請求項１５】請求項１２において、 前記多値直交振幅信号は、前記位相平面内の信号点領域
    の最大振幅の信号点が、前記Ｉｃｈ及びＱｃｈ直交座標
    の第１乃至第４象限の各々に１個ずつ存在するものであ
    ることを特徴とするディジタル多重無線受信装置。
  16. 【請求項１６】請求項１５において、 前記多値直交振幅信号は、１２８値の直交振幅信号であ
    ることを特徴とするディジタル多重無線受信装置。
  17. 【請求項１７】ローカルキャリア周波数信号の発生手段
    と、 受信された多値直交振幅信号を、該ローカルキャリア周
    波数信号により互いに直交するＱｃｈ及びＩｃｈ復調信
    号に復調する復調手段と、 該復調手段に作動的に接続され、該Ｑｃｈ及びＩｃｈ復
    調信号を増幅し、Ｑｃｈ及びＩｃｈ増幅信号を出力する
    増幅手段と、 該増幅手段に作動的に接続され、該Ｑｃｈ及びＩｃｈ増
    幅信号の適応等化を行い、Ｑｃｈ及びＩｃｈ適応等化デ
    ータを出力する適応型トランスバーサルフィルタ手段
    と、 該多値直交振幅信号の信号点の誤差信号を求める手段
    と、 該適応型トランスバーサルフィルタ手段からの適応等化
    データの極性ビットと、該誤差信号の第１ビットとの排
    他的論理和を求める手段を有し、 該求められた排他的論理和と、各信号点に対応する所定
    の排他的論理和との関係から該ローカルキャリア信号の
    位相制御の方向を定める手段を有することを特徴とする
    ディジタル多重無線受信装置。
  18. 【請求項１８】請求項１７において、 前記排他的論理和を求める手段は、一対の排他的論理和
    回路を有し、それぞれの排他的論理和回路に、Ｑｃｈ側
    適応等化データの極性ビットとＩｃｈ側誤差信号の第１
    ビット、Ｉｃｈ側適応等化データの極性ビットとＱｃｈ
    側誤差信号の第１ビットが入力されるように構成され、 且つ各信号点毎に所定の２ビットで表される組が予め対
    応付けられ、 該２ビットで表される組と、該一対の排他的論理和回路
    の出力が一致するように前記ローカルキャリア信号の位
    相制御の方向を定める手段から制御信号が出力されるこ
    とを特徴とするディジタル多重無線受信装置。
  19. 【請求項１９】請求項１８において、 前記ローカルキャリア信号の位相制御の方向を定める手
    段は、前記所定の２ビットと前記一対の排他的論理和回
    路の出力の差に応じ、前記ローカルキャリア信号の位相
    を左右に回転する＋、−レベルのアナログ信号を発生す
    ることを特徴とするディジタル多重無線受信装置。
  20. 【請求項２０】請求項１７において、 更に、前記適応型トランスバーサルフィルタ手段に接続
    され、受信ＩＦ信号が信号点領域にあるか否かを判定
    し、該判定結果としてモード制御信号を出力する領域判
    定手段と、 該モード制御信号が、該受信ＩＦ信号の信号点が信号点
    領域外に有ることを示し、且つキャリア断時のアラーム
    信号が入力される場合、切替え選択信号を出力する手段
    と、 該切替え選択信号を出力する手段からの切替え選択信号
    が入力される時は、前記排他的論理和を求める手段か
    ら、先に受信されたＩＦ信号の信号点に基づく排他的論
    理和が出力されることを特徴とするディジタル多重無線
    受信装置。
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