DE19509818A1

DE19509818A1 - Funkempfänger zur Verwendung beim Empfang von digitalen Multiplexsignalen

Info

Publication number: DE19509818A1
Application number: DE19509818A
Authority: DE
Inventors: Hiroyuki Kiyanagi; Yuitsu Ogata; Toshio Tamura; Hisao Narita; Takahiko Terakado; Kenzo Kobayashi
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1994-03-18
Filing date: 1995-03-17
Publication date: 1996-06-27
Also published as: GB9505108D0; JP2911773B2; JPH07307717A; GB2288107B; US5596605A; GB2288107A

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen digitalen Multiplex-Funkempfänger, welcher digitale Multiplexsignale empfangen kann und ein Störsignal in den digitalen Multiplexsignalen adaptiv entzerren und kompensieren kann, welches empfangen wird entsprechend einer Charakteristik eines Übertragungsweges.

In den vergangenen Jahren sind Datenübertragungsgeschwindigkeiten immer schneller geworden. Daher werden Daten gemultiplext und übertragen durch Verfahren wie Mehrpegel-QAM (quadrature Amplitude Modulation).

Genauer gesagt verändert sich in einem oben beschriebenen Funkverbindungssystem, eine Charakteristik eines Übertragungspfades mit der Zeit. Daher sollte der Funkempfänger gesteuert werden, um adaptiv die Entzerrung und Kompensation durchzuführen entsprechend der Veränderung.

Ferner besteht ein Bedarf nach schnellem Phaseneinziehen und Synchronisationsstabilität im Funkempfänger, wenn der Funkverbindungspfad einen Augenblick unterbrochen wird. Dann ist es erforderlich, daß der Funkempfänger in der Lage ist, schnell die Synchronisation herzustellen mit einer Steuerverstärkung der Höhe gleich der in dem Fall, wo der Empfänger mit einem Träger am Senderort synchronisiert ist, wenn der Empfänger nicht synchronisiert ist mit dem Träger.

Unter Bezugnahme nun auf Fig. 29 wird ein strukturelles Blockdiagramm eines konventionellen Funkempfängers für digitale Multiplexsignale gezeigt. In Fig. 29 umfaßt ein Demodulator 1 einen QAM-Demodulator 2 und einen örtlichen Oszillator 3, welcher die Funktion eines spannungsgesteuerten Oszillators hat.

Bezugsziffer 4 ist ein Verstärker, 5 ist ein Offsetcontroller, 6 ist ein A/D-Wandler, 7 ist ein adaptives Transversalfilter, 8 ist ein Verstärkungssteuerspannungs- Erzeuger, 9 ist ein Phasensteuerspannungs-Erzeuger, 10 und 11 sind M Bit-Erzeuger, und 12 ist ein Offset-Steuerspannuns- Erzeuger.

Der QAM-Demodulator 2 in dem Demodulator 1 wandelt ein empfangenes Mehrpegel-QAM-Zwischenfrequenzsignal IF in orthogonal demodulierte Grundbandsignale I′ und Q′ für I und Q-Kanäle um, gemäß eines Trägerfrequenzsignals S1, welches ausgegeben wird von dem lokalen Oszillator 3. Der QAM- Demodulator 2 gibt im gleichen Zeitintervall beide Signale I′ und Q′ aus. Jedoch werden die Signale I′ und Q′ unabhängig voneinander verarbeitet in den Schaltungen nach dem QAM- Demodulator 2.

Der Verstärker 4 verstärkt die Ich- und Qch-demodulierten Grundbandsignale I′ und Q′, um so konstante Ausgabeamplituden zu haben entsprechend Verstärkungssteuersignalen S4_I und S4_Q, welche ausgegeben werden von dem Verstärkungssteuerspannungs- Erzeuger 8. Die verstärkten Signale werden ausgegeben als S2_I und S2_Q von dem Verstärker 4.

Der Offsetcontroller 5 kompensiert Offsetanteile eines Gleichstromes in den verstärkten Signale S2_I und S2_Q gemäß Offsetsteuersignalen S5_I und S5_Q, welche ausgegeben werden von dem Offsetsteuerspannungs-Erzeuger 12. S3_I und S3_Q bezeichnen die in dem Offsetcontroller 5 kompensierten Signale.

Wenn die Analogsignale S3_I und S3_Q, welche im nächsten Schritt angegeben werden, in den A/D-Wandler 6 Gleichstromanteile enthalten, gibt es einen Fall, wo die Analogsignale S3_I und S3_Q verschoben werden weg von einem zentralen Pegel. In diesem Fall können die Signale S3_I und S3_Q nicht genau in digitale Signale umgewandelt werden in dem A/D-Wandler 6. Daher steuern die Offset-Steuersignale S5_I und S5_Q die Analogsignale S3_I und S3_Q so, daß sie in dem zentralen Pegel sind.

X_I und X_Q werden verwendet als Ich- und Qch-demodulierte Digitalsignale, welche erhalten werden durch Umwandlung der Analogsignale S3_I und S3_Q in dem A/D-Wandler 6. Das adaptive Transversalfilter 7 entzerrt adaptiv die Daten X_I und X_Q durch Entfernung von Verzerrungskomponenten, welche erzeugt werden in einem Funkverbindungsabschnitt oder den vorhergehenden Schaltungen, und welche enthalten sind in den Daten X_I und X_Q. Y_I und Y_Q bezeichnen die adaptiv entzerrten und von dem adaptiv entzerrten Transversalfilter 7 ausgegebenen Daten.

Der Phasensteuerspannungs-Erzeuger 9 erzeugt ein Phasensteuersignal P durch Erfassung einer Phasendifferenz zwischen den adaptiv entzerrten Daten Y_I und Y_Q, welche ausgegeben werden von dem Filter 7. Der lokale Oszillator 3 verändert die Frequenz des Trägerfrequenzsignals S1 gemäß dem Phasensteuersignal P, damit die Phase des aus gegebenen Trägerfrequenzsignals S1 die gleiche ist wie die des Eingabesignals IF.

Die M bit Erzeuger 10 und 11 geben M-Bitsignale M_I und M_Q aus, welches Anweisungssignale sind zur Anweisung des Verstärkungssteuerspannungs-Erzeugers 8 zur Ausgabe der Verstärkungssteuersignale S4_I und S4_Q, gemäß dem Steuersignal CS und der adaptiv entzerrten Daten Y_I und Y_Q. Der Betrieb der M bit Erzeuger 10 und 11 während diese M bit Signale M_I und M_Q ausgegeben werden, wird zusammen mit Fig. 30 erklärt. Ferner wird das Steuersignal CS ausgegeben als ein Synchronsteuersignal, in dem Fall, wo festgestellt wird, daß ein Funkempfänger nicht mit einem Träger auf der Sendeseite synchronisiert ist, durch eine Synchronisationsbeurteilungsschaltung, welche in dem Diagramm nicht abgebildet ist.

Fig. 30 ist ein Diagramm, welches einen Amplitudensteuerbereich zeigt in der Phasenebene der Ich und Qch orthogonalen Koordinatenachse des Mehrpegel QAM Zwischenfrequenzsignals IF, welches der in Fig. 29 gezeigten konventionellen Struktur entspricht. In diesem Beispiel ist das Signal IF 64 QAM, wie in Fig. 30 gezeigt (im folgenden als 64 QAM Signal bezeichnet). Dementsprechend sind die Signalpunkte zusammengesetzt aus 64 Punkten, welche in einem Quadrat aus 8 × 8 Punkten angeordnet sind, wobei ein Ursprung, in welchem sich die Ich-Achse und die Qch-Achse schneiden, als Mittelpunkt verwendet wird, wie gezeigt mit +- Markierungen in Fig. 30, wenn das Empfangssignal IF synchronisiert ist.

In dieser Ausführung wird das Quadrat 15 als Quadratgebiet bezeichnet, und der Teil 16, welcher gekreuzte schiefe Linien zeigt, und Signalpunkte auf beiden Seiten entlang den Ich und Qch Achsen im Quadratgebiet 15 enthält, wird als Kreuzformgebiet bezeichnet, und das Äußere 17 des Quadratgebietes 15 wird als Außengebiet bezeichnet.

Wenn das 64 QAM Signal synchronisiert ist, ist jeder Signalpunkt in der Phasenebene statisch und existiert auf der +-Konstellation. Jedoch wenn das Signal IF nicht synchronisiert ist aufgrund von Inter-Symbol Interferenzerzeugung, verursacht beispielsweise durch den Einfluß von Fading, rotiert jeder Signalpunkt um den Ursprung.

Ferner neigt die Amplitude des Signals IF dazu, größer zu werden mit dem Entfernen jedes Signalpunktes vom Ursprung, in der Reihenfolge des Kreuzformgebietes 16, des Quadratgebietes 15, und des Außengebietes 17.

Ferner, wenn das Signal IF synchronisiert ist, wird die Verstärkung des Verstärkers 4 gesteuert unter Bezugnahme auf den Signalpunkt des Quadratgebietes 15, wohingegen andernfalls die Verstärkung gesteuert wird unter Bezugnahme auf die Signalpunkte des Kreuzformgebietes 16 und des Außengebietes 17.

Das Steuersignal CS zeigt, daß der Empfänger nicht synchronisiert ist mit dem übertragenen Träger, wenn das Signal IF empfangen wird. Ein Aus-der-Phase-Erfassungssignal wird ausgegeben und als ein Steuersignal CS verwendet, wenn ein Aus-der-Phase-Sein erfaßt wird.

Eine in dem Diagramm nicht gezeigte Erfassungsvorrichtung erfaßt, ob oder ob nicht das Signal IF synchronisiert ist. Wenn eine vorbestimmte Anzahl von Antworten des empfangenen Signals IF mit einem Rahmensynchronisationsmuster während einer festen Spanne kontinuierlich erfaßt wird, wird bestimmt, daß das Signal IF in einem Synchronmodus ist, wohingegen andernfalls das Signal IF als in einem Asynchronmodus bestimmt wird, und das Aus-der-Phase- Erfassungssignal ausgegeben wird.

Zurückkehrend zur Fig. 29, beurteilt der M bit Erzeuger 10, ob oder ob nicht das Signal IF synchronisiert ist gemäß dem Steuersignal CS, d. h. dem Aus-der-Phase-Erfassungssignal.

Wenn das Signal IF synchronisiert ist, extrahiert der Erzeuger 10 das M bit Signal M_I zur Spezifizierung ganzer Gebiete in der Phasenebene von den adaptiv entzerrten Daten Y_I und gibt das Signal aus an den Verstärkungssteuerspannungs-Erzeuger 8, wohingegen andernfalls der Erzeuger 10 das M bit Signal M_I ausgibt zur Spezifizierung eines Gebietes entlang der Ich-Achse des Kreuzformgebietes 16 und des Außengebietes 17.

Ähnlich beurteilt auch der M bit Erzeuger 11, ob oder ob nicht das Signal IF synchronisiert ist gemäß dem Steuersignal CS. Wenn das Signal IF synchronisiert ist, extrahiert der Erzeuger 11 das M bit Signal M_Q zur Spezifizierung des Quadratgebietes 15 aus den adaptiv entzerrten Daten Y_Q und gibt es aus an den Erzeuger 8, wohingegen andernfalls der Erzeuger 11 das M bit Signal M_Q ausgibt zur Spezifizierung des Gebietes entlang der Qch-Achse des Kreuzformgebietes 16 und des Außengebietes 17.

Der Verstärkungssteuerspannungserzeuger 8 beurteilt, ob oder ob nicht die Pegel der adaptiv entzerrten Daten Y_I und Y_Q, welche den Signalpunkten des mit den M bit Signalen M_I und M_Q spezifizierten Gebietes entsprechen, größer sind als ein Referenzpegel des Signalpunktes. Wenn die Pegel der adaptiv entzerrten Daten Y_I und Y_Q größer sind als der Referenzpegel, werden die Verstärkungssteuersignal S4_I und S4_Q ausgegeben zur Steuerung, so daß die Höhen größer werden. Wenn er niedriger ist, werden die Verstärkungssteuersignal S4_I und S4_Q ausgegeben zur Steuerung, daß der Pegel kleiner gemacht wird.

Jedoch existieren eine Vielzahl von Signalpunkten und die Pegel der adaptiv entzerrten Daten Y_I und Y_Q werden über ein festes Intervall integriert, gemäß der Beurteilung, ob oder ob nicht die Pegel der Daten Y_I und Y_Q größer sind als ein Referenzpegel. Dann werden die Verstärkungssteuersignale S4_I und S4_Q ausgegeben gemäß dem integrierten Wert.

Der Offset Steuerspannungs-Erzeuger 12 beurteilt, ob oder ob nicht die Pegel der adaptiv entzerrten Daten Y_I und Y_Q größer sind als der Referenzpegel des Signalpunktes in allen Phasenebenen- Gebieten, und gibt die Offset-Steuersignale S5_I und S5_Q aus gemäß dem Resultat der Beurteilung.

Wenn der Pegel der adaptiv entzerrten Daten Y_I und Y_Q größer ist als der Referenzpegel, wird ein "H" ausgegeben. Wenn er kleiner ist als der Referenzpegel, wird ein "L" ausgegeben. Wenn die Anzahl von "H" gleich der von "L" ist, beurteilt der Erzeuger 12, daß die von dem Offsetcontroller 5 ausgegebenen Analogsignale S3_I und S3_Q sich im Zentralpegel befinden, wenn die A/D-Wandlung ausgeführt wird. Dann gibt der Erzeuger 12 die Offset-Steuersignale S5_I und S5_Q aus gemäß dem Resultat der Beurteilung.

Wenn die Anzahl von "H" größer ist als die der "L", urteilt der Erzeuger 12, daß die Analogsignale S3_I und S3_Q sich nach oben bewegen von dem Zentralpegel. Daher gibt der Erzeuger 12 die Offsetsignale S5_I und S5_Q aus zur Bewegung des Pegels der Analogsignale S3_I und S3_Q nach unten. Wenn die Anzahl von "L" größer ist als die der "H", urteilt der Erzeuger 12, daß die Analogsignale S3_I und S3_Q sich nach unten bewegen von dem Zentralpegel. Daher gibt der Erzeuger 12 die Offset- Steuersignale S5_I und S5_Q aus zur Bewegung der Pegel der Analogsignale S3_I und S3_Q nach oben.

In dem oben beschriebenen digitalen Multiplex-Funkempfänger ist es erforderlich, daß das Signal schnell und stabil zurückkehrt in den Synchronmodus, wenn sich die Übertragungsweg-Charakteristik wesentlich ändert aufgrund des Einflusses von Fading, durch welches das empfangene Multipegel-QAM-Zwischenfrequenzsignal IF in einen Asynchronmodus gerät.

Es gibt jedoch ein Problem bei der raschen und stabilen Rückkehr des Signals IF in den Synchronmodus aus den folgenden Gründen;
wenn der Pegel eines Signalpunktes in dem in Fig. 30 gezeigten Quadratgebiet 15 größer ist als ein Referenzpegel, steuert der Verstärker 4 die Signalamplitude so, daß sie niedriger wird, wohingegen andernfalls der Verstärker 4 sie steuert, daß sie höher wird. Unterdessen, im Asynchronmodus, wenn die Pegel der Signalpunkte in dem in Fig. 30 gezeigten Kreuzformgebiet 16 und dem Außengebiet 17 größer sind als der Referenzpegel, wird die Amplitude gesteuert, um niedriger zu werden, wohingegen andernfalls die Amplitude gesteuert wird, um höher zu werden.

Jedoch wird die Phasenebene gedreht im Asynchronmodus und das Phänomen, bei welchem der Pegel des Signalpunktes, welcher größer sein sollte als der Referenzpegel kleiner wird als der Referenzpegel, tritt auf in vielen Signalpunkten.

Somit, in dem Fall, wo Signale, welche der Beurteilung entsprechen, ob oder ob nicht die Signalpunkte in einem festen Gebiet 15 größer sind als ein Referenzpegel, integriert werden über ein festes Intervall zur Erhaltung von Verstärkungssteuersignalen S4_I und S4_Q, werden die integrierten Spannungswerte der Verstärkungssteuersignale S4_I und S4_Q niedriger. Daher können die Amplituden der integrierten Spannungswerte nicht die Steuerverstärkungen erreichen, welche jenen des Synchronmodus gleichen.

Die Offset-Steuerung wird so durchgeführt, daß die Anzahl von Signalpunkten, welche größer sind als der Referenzpegel verglichen wird mit jener der Signalpunkte, welche kleiner sind als der Referenzpegel auf der gesamten Phasenebene unabhängig von dem Modus. Wenn die Anzahl an Signalpunkten, welche größer sind als der Referenzpegel größer ist als jene der Signalpunkte, welche kleiner sind als der Referenzpegel, bewegt der Offsetcontroller 5 die Pegel der Analogsignale S3_I und S3_Q abwärts, wohingegen andernfalls der Offsetcontroller 5 so steuert, um die Pegel nach oben zu bewegen. Jedoch dreht sich die Phasenebene im Asynchronmodus und es tritt das oben beschriebene Phänomen auf. Daher kann die Anzahl der Signalpunkte, welche größer sind als der Referenzpegel und die Anzahl der Signalpunkte, welche kleiner sind als der Referenzpegel, nicht genau bestimmt werden, so daß eine genaue Offsetsteuerung nicht erfolgen kann.

Ferner dreht sich die Phasenebene im Asynchronmodus und somit erhält der adaptive Transversalfilter 3 ein Fehlersignal bei jedem Signalpunkt des Kreuzformgebietes 16 und kann keine angemessene Adaptiventzerrung durchführen, da die Genauigkeit des Fehlersignals beim innen erzeugten Signalpunkt niedriger wird.

Unterdessen herrscht eine starke Nachfrage nach Digital- Multiplexvorrichtungen, welche Kanalabstände (CH-Intervall) von Multiplex-Signalen haben in einem schmalen Band wie 30 MHz. Ferner ist die Erforschung der Kodiermodulation fortgeführt worden zur Erfüllung der Forderungen nach hoher Qualität und hoher Leistung.

Datenmultiplexübertragung unter Verwendung einer 128QAM (128 Wert Quadrature Amplitude Modulation) wurde vorgeschlagen als ein System zur Verwirklichung hoher Qualität und hoher Leistung. Jedoch ist die Konstellation der Signalpunkte bei 128QAM ganz anders als bei dem konventionellen 16 QAM bzw. 64 QAM. Somit herrscht eine dringende Nachfrage nach einer neuen technologischen Entwicklung.

Insbesondere ist es möglich, Signale zu übertragen sogar bei einem niedrigen T/R (Träger-Rauschverhältnis) aufgrund der hohen Qualität der Funkkanäle. Somit ist eine Erholung von Trägersignalen erforderlich sogar bei einem niedrigen T/R in einem digitalen Multiplex-Funkempfänger. Um solche eine Forderung zu erfüllen, ist eine schnelle Träger- Wiederherstellung in einem Synchronschritt wünschenswert.

Fig. 31 ist ein Strukturdiagramm eines konventionellen Multiplex-Funkempfängers für 128QAM. In Fig. 31 ist Bezugsziffer "1" ein 128QAM Demodulator, "7" ist ein Adaptiv- Transversalfilter, "20" ist ein Unterscheidungsabschnitt, "80" ist ein Fehlererfasser, und "90" ist ein Steuersignalerzeuger. Ein Störkompensationsabschnitt 70 kompensiert Störungen, welche von anderer Polarisation herrühren.

Wie in Fig. 31 gezeigt, gibt der adaptive Transversalfilter 7 ein Signal Y aus, aus welchem Verzerrungen entfernt werden und schickt es an den Unterscheidungsabschnitt 20 und den Fehlererkennungsabschnitt 18. Die Differenz zwischen der Ausgabe Y des Adaptivtransversalfilters 7 und der Ausgabe D des Unterscheidungsabschnitts 20 wird ausgegeben als Fehlersignal e von einem Fehlererfasser 80.

Ferner wird dieses Fehlersignal e rückgekoppelt zu dem Adaptivtransversalfilter 7. Dann werden Abgriffverstärkungen bzw. Stützpunktverstärkungen des Adaptivtransversalfilters 7 eingestellt, so daß das Fehlersignal e Null wird. In der Zwischenzeit wird das Fehlersignal e ferner an den Steuersignalerzeuger 90 geleitet. Der Steuersignalerzeuger 90 gibt ein Steuersignal CS aus, welches eine Trägerphase des 128QAM Demodulators 1 steuert gemäß dem Fehlersignal.

In Fig. 31 entfernt die Störungskompensationsschaltung 70 Störungen, welche durch ein Signal verschiedener Polarisation gegeben sind.

In solch einem konventionellen Multiplex-Funkempfänger für 128QAM wird das Fehlersignal e zurückgekoppelt zu dem Adaptiv-Transversalfilter 7 zur Anpassung von Stützpunktverstärkungen des Filters 7, so daß das Fehlersignal e Null wird. Dementsprechend führt der Filter 7 immer die gleiche Steuerung zum Fehlersignal e aus, unabhängig von einem Synchron- oder Asynchronmodus des Empfängers. Insbesondere wird die Steuerverstärkung niedriger, wenn der empfangene Träger im Asynchronmodus ist. Somit war eine Erholungscharakteristik vom Asynchronmodus in den Synchronmodus unbefriedigend in dem konventionellen Empfänger. Ferner hatte auch die Erholung des Steuersignales CS zur Steuerung der Trägerphase des 128QAM Demodulators 1 eine unbefriedigende Charakteristik.

Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen Digitalmultiplex-Funkempfänger zu schaffen, welcher schnell und stabil seinen Modus in den Synchronmodus erholen kann, in dem Fall, wo ein digitales Multipegel-Empfangssignal noch nicht synchronisiert ist mit einem Trägerfrequenzsignal zur Demodulation, um so verschiedenen Nachteilen in den oben beschriebenen konventionellen digitalen Multiplex- Funkempfängern zu begegnen.

Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen digitalen Multiplex-Funkempfänger zu schaffen, welcher die Fähigkeit zum Einziehen in einen Synchronmodus ausdehnen kann durch Unterscheidung einer Phasensteuerung eines lokalen Trägerfrequenzsignals zur Demodulation, gemäß einem Synchron- oder Asynchronmodus eines empfangenen Multipegel-Orthogonal- Amplitudensignals mit einem lokalen Trägerfrequenzsignal.

Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen digitalen Multiplex-Funkempfänger zu schaffen, welcher eine Fähigkeit zum Einziehen in einem Synchronmodus erweitern kann durch Unterscheidung einer Verstärkersteuerung eines demodulierten Multipegel-Orthogonal-Amplitudensignals gemäß einem Synchron- oder Asynchronmodus eines empfangenen Multipegel-Orthogonal-Amplitudensignals mit einem lokalen Trägerfrequenzsignal.

Es ist weiterhin eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Digitalmultiplex-Funkempfänger zu schaffen, welcher eine Fähigkeit zum Einziehen in einen Synchronmodus erweitern kann durch Unterscheidung einer Steuerung zur Aktualisierung von Koeffizienten in einem Adaptiv-Transversalfilter gemäß einem Synchron- oder Asynchronmodus eines empfangenen Multipegel-Orthogonal-Amplitudensignals mit einem lokalen Trägerfrequenzsignal.

Es ist weiterhin eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen digitalen Multiplex-Funkempfänger zu schaffen, welcher eine Phase eines Trägerfrequenzsignales steuern kann zur Demodulation basierend auf Ich und Qch adaptiv entzerrten Daten eines Multipegel-Orthogonal-Amplitudensignals, welches existiert in einem spezifizierten Steuerbereich in der Phasenebene der Ich und Qch Orthogonalkoordinaten, in dem Fall, wo ein empfangenes Multipegel-Orthogonal- Amplitudensignal nicht synchronisiert ist mit einem Trägerfrequenzsignal.

Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Digitalmultiplex-Funkempfänger zu schaffen, welcher eine Verstärkung steuern kann eines Trägerfrequenzsignales zur Demodulation, basierend auf Ich und Qch adaptiv entzerrten Daten eines Multipegel-Orthogonal-Amplitudensignals, welches existiert in einem spezifizierten Steuerbereich in einer Phasenebene der Ich und Qch Orthogonalkoordinaten, in dem Fall wo ein empfangenes Multipegel-Orthogonal- Amplitudensignal nicht synchronisiert ist mit einem Trägerfrequenzsignal.

Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen digitalen Multiplex-Funkempfänger zu schaffen, welcher die Aktualisierung steuern kann von Stützpunktkoeffizienten eines Adaptivtransversalfilters basierend auf Ich und Qch adaptiv entzerrten Daten eines Multipegel-Orthogonal- Amptlitudensignals, welches in einem spezifizierten Steuerabschnitt existiert in der Phasenebene der Ich und Qch Orthogonalkoordinaten, in dem Fall wo ein empfangenes Multipegel-Orthogonal-Amplitudensignal nicht synchronisiert ist mit einem Trägerfrequenzsignal zur Dekodierung.

Ferner werden weitere Aspekte der vorliegenden Erfindung klar werden durch die folgende detaillierte Beschreibung bevorzugter Ausführungen und durch die angehängten Ansprüche, unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen, in welchen:

Fig. 1 ein strukturelles Blockdiagramm ist einer Ausführung eines digitalen Multiplex-Funkempfängers gemäß der vorliegenden Erfindung.

Fig. 2 ist ein Diagramm, welches einen Amplitudensteuerabschnitt der in Fig. 1 gezeigten Ausführung zeigt.

Fig. 3 ist ein schematisches Schaltbild, welches die Struktur eines in Fig. 1 gezeigten M bit Erzeugers zeigt;

Fig. 4 ist ein Diagramm zur Erklärung des Verhältnisses zwischen adaptiv entzerrten Daten und einer Konstellation von Signalpunkten für 64 QAM.

Fig. 5 ist ein schematisches Schaltbild, welches eine Struktur eines in Fig. 1 gezeigten Verstärkungssteuerspannungs-Erzeugers zeigt.

Fig. 6 ist ein Diagramm, welches einen Offset- Steuerbereich zeigt einer in Fig. 1 gezeigten Ausführung.

Fig. 7 ist ein schematisches Schaltbild, welches eine Struktur eines in Fig. 1 gezeigten Offset M bit Erzeugers zeigt.

Fig. 8 ist ein schematisches Schaltbild, welches eine Struktur eines in Fig. 1 gezeigten Offset- Steuerspannungs-Erzeugers zeigt.

Fig. 9 ist ein Blockdiagramm, welches eine Struktur eines adaptiven Transversalfilters gemäß der in Fig. 1 gezeigten Ausführung zeigt.

Fig. 10 ist ein Blockdiagramm einer Ausführung eines 128QAM digitalen Multiplexfunkempfängers gemäß der vorliegenden Erfindung.

Fig. 11 ist ein Erklärungsdiagramm von Steuerbereichen gemäß einer in Fig. 10 gezeigten Ausführung.

Fig. 12 ist ein Diagramm, welches ein strukturelles Beispiel eines Bereichsbeurteilungsabschnittes zeigt, welcher in Fig. 10 gezeigt ist.

Fig. 13 ist ein schematisches Schaltbild, welches ein strukturelles Beispiel (Nr. 1) der Absolutwerterzeugung zeigt.

Fig. 14 ist ein schematisches Schaltbild, welches ein strukturelles Beispiel (Nr. 2) einer Absolutwerterzeugung zeigt.

Fig. 15 ist ein Erklärungsdiagramm der Konstellation von 128QAM Signalpunkten.

Fig. 16 ist ein vergrößertes Diagramm von Gebieten E und F, welche in Fig. 15 gezeigt sind.

Fig. 17 ist ein schematisches Schaltbild, welches ein strukturelles Beispiel eines in Fig. 10 gezeigten Modusumschaltabschnittes zeigt.

Fig. 18 ist ein schematisches Schaltbild, welches ein strukturelles Beispiel eines in Fig. 10 gezeigten Fehlersignalerzeugers zeigt.

Fig. 19 ist ein schematisches Schaltbild, welches ein strukturelles Beispiel eines in Fig. 10 gezeigten Fehlerauswählers zeigt.

Fig. 20 ist ein schematisches Schaltbild, welches ein strukturelles Beispiel einer in Fig. 10 gezeigten Logikschaltung zeigt.

Fig. 21 ist ein Blockdiagramm einer Ausführung zur Steuerung einer Trägerphase gemäß der vorliegenden Erfindung.

Fig. 22 ist ein schematisches Schaltbild, welches ein strukturelles Beispiel eines in Fig. 21 gezeigten CR Steuersignalserzeugers zeigt.

Fig. 23 ist ein Erklärungsdiagramm für das Verhältnis zwischen CR Steuersignalen CRSQ und CRSI.

Fig. 24 ist ein Erklärungsdiagramm einer Struktur eines in

Fig. 21 gezeigten CR Steuerauswählers.

Fig. 25 ist ein schematisches Schaltbild zur Erklärung eines in Fig. 21 gezeigten CR Bereichsbeurteilungsabschnittes.

Fig. 26 ist ein Erklärungsdiagramm eines Verhältnisses zwischen Signalpunktbereichen und einem Modusschaltsignal MC.

Fig. 27 ist ein schematisches Schaltbild zur Erklärung einer Struktur eines in Fig. 21 gezeigten CR Modusumschaltabschnittes.

Fig. 28 ist ein Schaubild, welches Vergleichsdaten der vorliegenden Erfindung und des Standes der Technik zeigt hinsichtlich der Phasenfehler und der Ausgabe eines Phasenfehlerdetektors.

Fig. 29 ist ein strukturelles Blockdiagramm eines konventionellen digitalen Multiplex-Funkempfängers.

Fig. 30 ist ein Diagramm, welches einen amplitudengesteuerten Bereich aus dem Stand der Technik zeigt.

Fig. 31 ist ein Blockdiagramm eines konventionellen 128QAM Multiplex-Funkempfängers.

Ausführungen der vorliegenden Erfindung werden beschrieben zusammen mit den beiliegenden Zeichnungen. Durch die folgende Beschreibung hindurch werden gleiche Bezugsziffern verwendet zur Bezeichnung und Identifizierung entsprechender oder identischer Komponenten.

Fig. 1 ist ein strukturelles Blockdiagramm eines Beispieles eines digitalen Multiplex-Funkempfängers, welcher verwendet wird zum Empfang von digitalen Multiplexsignalen gemäß der vorliegenden Erfindung. In Fig. 1 werden die gleichen Ziffern verwendet zur Bezeichnung von Teilen, welche den gleichen Abschnitten in der Vorrichtung des Standes der Technik in Fig. 29 entsprechen, und die Erklärung dieser Teile wird verkürzt werden.

In Fig. 1 umfaßt ein Demodulator 1 einen QAM Demodulator 2 und einen lokalen Oszillator 3, welcher die Funktion eines spannungsgesteuerten Oszillators hat. Der QAM Demodulator 2 demoduliert ein empfangenes Mehrpegel-Orthogonal- Amplitudensignal IF mit einem Trägerfrequenzsignal S1, welches von dem lokalen Oszillator 3 ausgegeben wird und gibt Ich und Qch demodulierte Signale I′ und Q′ aus, welche orthogonal überschnitten sind.

Ein Verstärker 4, welcher operativ verbunden ist mit dem QAM Demodulator 2, verstärkt die Ich- und Qch-demodulierten Signale I′ und Q′ und gibt die Ich- und Qch-verstärkten Signale S2_I und S2_Q aus.

Die Bezugsziffer "5" ist ein Offsetcontroller, "6" ist ein A/D-Wandler, "7" ist ein adaptives Transversalfilter, "8" ist ein Verstärkersteuerspannungs-Erzeuger, "9" ist ein Phasensteuerspannungs-Erzeuger, "10" ist ein M bit Erzeuger, "12" ist ein Offsetsteuerspannungs-Erzeuger und "13" ist ein Offset-M bit Erzeuger. Das adaptive Transversalfilter 7, der Verstärkersteuerspannungs-Erzeuger 8, der M bit Erzeuger 10, der Offsetsteuerspannungs-Erzeuger 12 und der Offset M bit Erzeuger 13 sind spezifische Teile gemäß der vorliegenden Erfindung in der Schaltung.

Das adaptive Transversalfilter 7 entzerrt adaptiv die von dem A/D-Wandler 6 aus gegebenen Daten X_I und X_Q und gibt die adaptiv entzerrten Daten X_I und X_Q aus. Der adaptive Transversalfilter 7 wird später eingehend beschrieben.

Der M bit-Erzeuger 10 gibt das M bit-Signal M1 aus zur Anweisung an den Verstärkersteuerspannungs-Erzeuger 8, die Verstärkersteuerspannungen S4_I und S4_Q auszugeben. Wenn das Steuersignal CS, wie in Fig. 29 erklärt, einen Synchronmodus anzeigt, dann gibt der M bit-Erzeuger 10 das M bit-Signal M1 aus, welches einen "H"-Pegel hat. Wenn das Steuersignal CS einen Asynchronmodus anzeigt, gibt der Erzeuger 10 das M bit- Signal M1 aus, welches einen "H"-Pegel oder "L"-Pegel hat, welches das Ergebnis der später erklärten Beurteilung der Bereiche auf der in Fig. 2 gezeigten Phasenebene ist.

Fig. 2 ist ein Diagramm, welches das amplitudengesteuerte Gebiet in der Phasenebene der Ich- und Qch-Orthogonalachsen zeigt des 64 QAM Zwischenfrequenz-Eingabesignals IF als einer Ausführung. In Fig. 2 werden die gleichen Bezugsziffern verwendet zur Bezeichnung und Identifizierung gleicher oder entsprechend identischer Komponenten, wie sie in Fig. 30 gezeigt werden.

In Fig. 2 bedeutet Bezugsziffer 15 ein Quadratgebiet, wie bereits zu Fig. 30 erklärt. Ziffer 26 ist ein erstes Außengebiet, 27 ist ein zweites Außengebiet, 28 ist ein drittes Außengebiet, und 29 ist ein viertes Außengebiet, welches Gebiete bedeutet, wo eine Signalamplitude oberhalb eines spezifizierten Maximalwertes ist, zur Erklärung der vorliegenden Erfindung. Ein Zentralgebiet 25 ergibt sich aus der Verbindung jedes Signalpunktes in jedem Quadranten, welcher dem Ursprung in dem Quadratgebiet 15 am nächsten liegt.

Das erste Außengebiet 26 ist ein Gebiet außerhalb des Quadrates 15 zwischen einer Ausdehnungslinie 21 oberhalb und einer Ausdehnungslinie 22 auf der rechten Seite des Quadratgebietes 15, welche einander kreuzen. Das zweite Außengebiet 27 ist ein Gebiet außerhalb des Quadrates 15 zwischen einer Ausdehnungslinie 23 zur linken Seite und der Ausdehnungslinie 21 oberhalb des Quadratgebietes 15, welche einander kreuzen. Das dritte Außengebiet 28 ist ein Gebiet außerhalb des Quadrates 15 zwischen einer Ausdehnungslinie 24 unterhalb und der Ausdehnungslinie 23 zur linken Seite des Quadratgebietes 15, welche einander kreuzen. Das vierte Außengebiet 29 ist ein Gebiet außerhalb des Quadrates 15 zwischen der Ausdehnungslinie 24 unterhalb und der Ausdehnungslinie 22 zur linken Seite des Quadratgebietes 15, welche einander kreuzen.

Wenn das Eingabesignal IF synchronisiert ist, ist die Phasenebene statisch, und jeder Signalpunkt existiert auf einer +-Konstellation. Wenn jedoch Intersymbolstörungen (inter-symbol interference) erzeugt wird aufgrund des Einflusses von Fading, so daß das Eingabesignal IF nicht synchronisiert ist, rotiert jeder Signalpunkt um den Ursprung. Sogar wenn die Signalpunkte rotiert werden, tritt nur ein einziger Punkt jeweils in das erste Außengebiet 26 bis vierte Außengebiet 29 ein. Dementsprechend kann der Signalpunkt in jeder der Außengebiete 26 bis 29 erfaßt werden, sogar wenn das Signal IF nicht synchronisiert ist, genauso wie in dem Fall, wo das Signal IF synchronisiert ist. Vier Signalpunkte können ebenfalls erfaßt werden in dem Zentralgebiet 25, sogar wenn das Signal IF nicht synchronisiert ist, genauso wie in dem Fall, wo das Signal IF synchronisiert ist.

Der M bit-Erzeuger 10 beurteilt, ob oder ob nicht diese Signalpunkte in dem Zentralgebiet 25 und den ersten bis vierten Außengebieten 26 bis 29 existieren. Wenn die Signalpunkte existieren, ist das M bit Signal M1, welches ein Erfassungsausgabesignal ist, auf dem "H"-Pegel, wohingegen andernfalls das Signal M1 auf dem "L"-Pegel ist.

Fig. 3 zeigt ein schematisches Schaltbild des M bit Erzeugers 10. In Fig. 3 ist nur ein Qch M bit Erzeuger 10 für Qch gezeigt, weil ein Ich M bit Erzeuger 10 für Ich die gleiche Struktur hat wie der Qch M bit Erzeuger 10.

In Fig. 3 sind die Bezugsziffern 30, 31, 32 und 33 Exklusiv- ODER-Schaltungen (im folgenden als EXOR-Schaltungen bezeichnet). Ziffern 34 und 35 sind Inverterschaltungen, 36 ist eine UND-Schaltung mit drei Eingabeanschlüssen, 37 ist eine ODER-Schaltung mit zwei Eingabeanschlüssen, 38 ist eine UND-Schaltung mit zwei Eingabeanschlüssen, 39 ist eine NODER- Schaltung mit vier Eingabeanschlüssen, 40 ist eine UND- Schaltung mit zwei Eingabeanschlüssen, und 41 und 42 sind ODER-Schaltungen mit zwei Eingabeanschlüssen.

Die Konstellation der in Fig. 4 gezeigten Signalpunkte in dem Fall der Ich- und Qch-adaptiventzerrten Daten Y_I und Y_Q und 64 QAM soll nun betrachtet werden. Das heißt, wie in Fig. 4 gezeigte daß jeder der Signalpunkte der 64 QAM gezeigt wird mit je 5 Bits von Y_I1 bis Y_I5 und Y_Q1 bis Y_Q5.

Zurückkehrend zu Fig. 3, werden das erste ausgewählte Datenbit Y_QI und das zweite ausgewählte Datenbit Y_Q2 aus den Qch-adaptiventzerrten Daten Y_Q der EXOR-Schaltung 30 eingegeben. Das zweite Datenbit Y_Q2 und das dritte Datenbit Y_Q3 werden der EXOR-Schaltung 31 eingegeben.

Das dritte Datenbit Y_Q3 und das vierte Datenbit Y_Q4 werden der EXOR-Schaltung 32 eingegeben. Das vierte Datenbit Y_Q4 und das fünfte Datenbit Y_Q5 werden der EXOR-Schaltung 33 eingegeben.

Jedes der Ausgabeanschlüsse der EXOR-Schaltungen 30 bis 33 ist verbunden mit jedem der Eingabeanschlüsse der NODER- Schaltung 33, und zusammen ist der Ausgabeanschluß der Schaltung 30 verbunden mit einem Eingabeanschluß der ODER- Schaltung 37, der Ausgabeanschluß der EXOR-Schaltung 31 ist verbunden mit dem ersten Eingabeanschluß der UND-Schaltung 36, der Ausgabeanschluß der EXOR-Schaltung 32 ist verbunden mit dem zweiten Eingabeanschluß der UND-Schaltung 36 über die Inverterschaltung 34, und der Ausgabeanschluß der EXOR- Schaltung 33 ist verbunden mit dem dritten Eingabeanschluß der UND-Schaltung 36 über die Inverterschaltung 35.

Der Ausgabeanschluß der UND-Schaltung 36 ist verbunden mit einem weiteren Eingabeanschluß der ODER-Schaltung 37.

Wie oben beschrieben, sind die EXOR-Schaltungen 30 bis 33 für die Qch-Schaltung, und es gibt die Schaltungen für die Ich- Schaltung, welche die gleiche Struktur haben, welche nicht abgebildet sind in dem Diagramm. Der obere Pegel von fünf Datenbits Y_I1, Y_I2, Y_I3, Y_I4 und Y_I5 der Ich-adaptiventzerrten Daten Y_I werden eingegeben an die Ich-EXOR-Schaltungen, welche den Qch-EXOR-Schaltungen 30 bis 33 entsprechen.

In Fig. 3 wird D_I1 benutzt für Daten, welche ausgegeben werden von der Ich-ODER-Schaltung, welche der ODER-Schaltung 37 entspricht, und D_I2 wird verwendet für Daten, welche ausgegeben werden von der Ich-NODER-Schaltung, die der NODER- Schaltung 39 entspricht.

Der Ausgabeanschluß der ODER-Schaltung 37 ist verbunden mit einem Eingabeanschluß der UND-Schaltung 38, der Ausgabeanschluß der Ich-ODER-Schaltung, welche der ODER- Schaltung 37 entspricht, mit einem weiteren Anschluß der UND- Schaltung 38, der Ausgabeanschluß der NODER-Schaltung 39 mit einem Anschluß der UND-Schaltung 40, und der Ausgabeanschluß der Ich-NODER-Schaltung, welche der NODER-Schaltung 39 entspricht, mit einem weiteren Eingabeanschluß der UND- Schaltung 40.

D1 wird verwendet für Ausgabedaten der UND-Schaltung 38, und D2 wird verwendet für Ausgabedaten der UND-Schaltung 40. Genauer gesagt werden die D1 zu Daten, welche beurteilen, ob oder ob nicht in Fig. 2 gezeigte Signalpunkte + in den ersten bis vierten Außengebieten 26 bis 29 existieren. Wenn die Signalpunkte existieren in den Außengebieten, wird das Signal ein "H"-Pegel, wohingegen andernfalls das Signal ein "L"- Pegel wird. Im folgenden wird D1 bezeichnet als Außengebiets- Beurteilungsdaten.

Das bedeutet, daß es offensichtlich ist, aus dem Diagramm, welches die Verhältnisse in Fig. 4 zeigt, daß mindestens die ersten und zweiten Bits Y_Q1 und Y_Q1 der Qch-Daten "1, 0" oder "0, 1" sind, und die ersten und zweiten Bits Y_I1 und Y_I2 der Ich-Daten sind "1, 0" oder "0, 1" sind, wenn die Signalpunkte + existieren in den ersten bis vierten Außengebieten 26 bis 29. Die EXOR-Schaltung 30 erfaßt die Daten.

Ferner sind D2 Daten welche beurteilen, ob oder ob nicht die Signalpunkte + existieren in dem Zentralgebiet 25. Wenn die Signalpunkte existieren in dem Zentralgebiet, wird das Signal ein "H"-Pegel, wohingegen andernfalls das Signal ein "L"- Pegel wird. Im folgenden werden D2 als Zentralgebiets- Beurteilungsdaten bezeichnet.

Wie in Fig. 3 gezeigt, ist der Ausgabeanschluß der UND- Schaltung 38 verbunden mit einem Eingabeanschluß der ODER- Schaltung 41, der Ausgabeanschluß der UND-Schaltung 40 mit einem weiteren Eingabeanschluß der ODER-Schaltung 41, und der Ausgabeanschluß der ODER-Schaltung 41 mit einem Eingabeanschluß der ODER-Schaltung 42. Ferner wird das Steuersignal CS, welches ein Signal ist, wenn ein Aus-der- Phase-Sein erfaßt wird, eingegeben an einen weiteren Eingabeanschluß der ODER-Schaltung 42, und das M bit Signal M1 wird ausgegeben von der ODER-Schaltung 42.

Der Grund, warum der obere 5 bit Pegel der Qch- und Ich adaptiventzerrten Daten Y_Q1, Y_Q2, Y_Q3, Y_Q4, Y_Q5 und Y_I1, Y_I2, Y_I3, Y_I4 und Y_I5 eingegeben wird, wird erklärt unter Bezugnahme auf Fig. 4.

Die adaptiv entzerrten Daten Y_I und Y_Q werden ausgegeben von einem Addierer 62 des adaptiven Transversalfilters 7, welcher in Fig. 9 gezeigt ist und später erklärt wird, und werden unterschieden mit einer Genauigkeit von 24 Bits durch den Unterscheidungsabschnitt 63. Es ist ideal, wenn die Signalpunkte so liegen, daß sie die halbe Größe der dynamischen Reichweite des Addierers 62 haben. Ferner wird die Phase der adaptiv entzerrten Daten Y_I und Y_Q um 90° im Raum verschoben, so daß es so ausgedrückt ist wie in Fig. 4 gezeigt.

Das heißt, daß das erste Bit der Qch-Daten Y_Q1 angesehen wird als ein Polaritätssignal, welches alterniert zwischen den beiden Seiten einer Grenze, d. h. dem Ursprung Null der I-Q- Achsen, wie in Fig. 4 gezeigt. Das erste Bit der Ich-Daten Y_I1 ist ebenfalls ein Polaritätssignal, welches alterniert zwischen den beiden Seiten des Ursprungs Null der I-Q-Achsen. Als Ergebnis können die ersten bis vierten Quadranten der I- Q-Achsen unterschieden werden durch die ersten Bits der Qch- und Ich-Daten Y_Q1 und Y_I1. Zum Beispiel bedeutet "0" der Y_Q1- Daten und "0" der Y_I1-Daten den ersten Quadranten.

Die zweiten Datenbits Y_Q2 und Y_I2, welche auf einer Halbperiode der ersten Datenbits Y_Q2 und Y_I2 positioniert sind, werden als Signale angesehen, welche zwischen dem Gebiet alternieren, wo die Signalpunkte in jedem Quadranten sind (Quadratgebiet 15) und dem Gebiet, wo die Signalpunkte nicht existieren (einschl. der ersten bis vierten Außengebiete 26 bis 29). Im Ergebnis kann das Quadratgebiet 15 und die ersten bis vierten Außengebiete 26 bis 29 unterschieden werden durch die oberen Daten zweier Bits, Y_Q1, Y_Q2 und Y_I1 und Y_I2.

Zum Beispiel bedeuten "0, 1" der Daten Y_Q1 und Y_Q2 und "0, 1" der Daten Y_I1 und Y_I2 das erste Außengebiet 26. "1, 1" der Daten Y_Q1 und Y_Q2 und "0, 0" der Daten Y_I1 und Y_I2 zeigen den vierten Quadranten des Quadratgebietes 15.

Auf diese Art kann das fünfte Datenbit Y_Q5 und Y_I5 in dem Datensatz, dessen niedriger Pegel ½ der oberen Daten ist, jeden der in dem Diagramm mit +-Markierungen gezeigten Signalpunkt spezifizieren. Im Ergebnis kann das Zentralgebiet 25 unterschieden werden durch die oberen Daten von 5 Bits, Y_Q1, Y_Q2, Y_Q3, Y_Q4, Y_Q5 und Y_I1, Y_I2, Y_I3, Y_I4, Y_I5.

Zum Beispiel zeigen "0, 0, 0, 0, 0" von Y_Q1, Y_Q2, Y_Q3, Y_Q4, Y_Q5 und "1, 1, 1, 1, 1" von Y_I1, Y_I2, Y_I3, Y_I4 und Y_I5 den zweiten Quadranten des Zentralgebietes 25.

Aus der obigen Beschreibung wird klar, daß der M bit Erzeuger 10 die Beurteilung der in Fig. 4 gezeigten Außengebiete 26 bis 29 durchführen kann mit den oberen Daten der fünf Bits der Qch- und Ich-adaptiventzerrten Daten von Y_Q1, Y_Q2, Y_Q3, Y_Q4, Y_Q5 und Y_I1, Y_I2, Y_I3, Y_I4 und Y_I5.

Zum Beispiel, wenn "0, 0, 0, 0, 0" von Y_Q1, Y_Q2, Y_Q3, Y_Q4, Y_Q5 eingegeben werden an die Qch-Schaltung des in Fig. 3 gezeigten M bit Erzeugers 10, werden die Ausgabedaten D_Q1 der ODER-Schaltung 36 zum "L"-Pegel, und die Ausgabedaten D_Q2 der NODER-Schaltung 39 gehen auf den "H"-Pegel.

Werden unterdessen "0, 0, 0, 0, 0" der Y_I1, Y_I2, Y_I3, Y_I4 und Y_I5 eingegeben an die EXOR-Schaltungen 30 bis 33 der Ich- Schaltung des M bit Erzeugers 10, welche nicht im Diagramm gezeigt sind, gehen die Daten D_I1 auf den "L"-Pegel und die Daten D_Q2 gehen auf den "H"-Pegel.

Im Ergebnis gehen beide D_Q1 und D_I1, welche zwei Eingabedaten für die UND-Schaltung 38 sind, welche in Fig. 3 gezeigt ist, auf den "L"-Pegel, und die Außengebiets-Beurteilungsdaten D1, welche eine Ausgabe der UND-Schaltung 38 sind, gehen auf den "L"-Pegel. Ähnlich werden beide D_Q2 und D_I2, welche zwei Eingabedaten der in Fig. 3 gezeigten UND-Schaltung 40 sind, auf den "H"-Pegel und die Zentralgebiets-Beurteilungsdaten D2 gehen auf den "H"-Pegel.

Dann, wie aus den obigen Erklärungen hervorgeht, existieren in dem Zentralgebiet 25 Signalpunkte, weil die Außengebiets- Beurteilungsdaten D1 auf den "L"-Pegel gehen und die Zentralgebiets-Beurteilungsdaten D2 gehen auf den "H"-Pegel, so daß das von der ODER-Schaltung 42 aus gegebene M bit Signal M1 auf den "H"-Pegel geht.

Ferner, wenn "0, 0, 1, 0, 0" der Y_Q1, Y_Q2, Y_Q3, Y_Q4 und Y_Q5 eingegeben werden an die in Fig. 3 gezeigte Qch-Schaltung, gehen die Daten D_Q1 auf den "L"-Pegel und die Daten D_Q2 gehen auf den "L"-Pegel. Unterdessen, wenn "0, 0, 0, 1, 1" der Y_I1, Y_I2, Y_I3, Y_I4 und Y_I5 eingegeben werden an die Ich-Schaltung, gehen die Daten D_I1 auf den "L"-Pegel, und die Daten D_I2 gehen auf den "H"-Pegel.

Im Ergebnis gehen die Außengebiets-Beurteilungsdaten D1 auf den "L"-Pegel und die Zentralgebiets-Beurteilungsdaten D2 gehen auf den "L"-Pegel. Dann, wie aus dem oben Erklärten hervorgeht, existieren keine Signalpunkte in dem Zentralgebiet 25 und den Außengebieten 26 bis 29. Wenn das Steuersignal CS auf dem "L"-Pegel ist, welches den Asynchronmodus zu diesem Zeitpunkt zeigt, geht das M bit Signal M1 auf den "L"-Pegel.

Das M bit Signal M1 geht auf den "H"-Pegel in dem Fall, wo das Steuersignal CS auf dem "H"-Pegel ist, was den Synchronmodus anzeigt.

Der Verstärkungssteuerspannungs-Erzeuger 8, der in Fig. 1 gezeigt ist, erzeugt die Daten für die Reduktion der Amplitude, weil die Amplitude größer ist, in dem Fall, wo die Signalpunkte der eingegebenen adaptiv entzerrten Daten Y_I und Y_Q in den ersten bis vierten Außengebieten 26 bis 29 existieren, und erzeugt die Daten zur Erhöhung der Amplitude, weil die Amplitude niedriger ist, in dem Fall, wo die Signalpunkte existieren in dem Zentralgebiet 25.

Ferner erzeugt der Erzeuger 8 die Daten zur Reduktion der Amplitude in dem Fall, wo die Amplitude größer ist als der Referenzpegel und erzeugt die Daten zur Erhöhung der Amplitude in dem Fall, wo die Amplitude kleiner ist als der Referenzpegel auf der Grundlage der Beurteilung, ob oder ob nicht die Amplitude größer ist als der Referenzpegel in den Gebieten außerhalb der Gebiete 26 und 29 und des Gebietes 25.

Der Verstärkungssteuerspannungs-Erzeuger 8 steuert gemäß der Beurteilung, ob oder ob nicht die Signalpunkte der eingegebenen adaptiv entzerrten Daten Y_I und Y_Q in den ersten bis vierten Außengebieten 26 bis 29 oder dem Zentralgebiet 25 existieren, auf der Grundlage des von dem in Fig. 3 gezeigten M bit Erzeuger 10 ausgegebenen M1, wie oben beschrieben, welches eingegeben wird an den Erzeuger 8.

Fig. 5 ist ein Blockdiagramm eines strukturellen Diagramms des in Fig. 1 gezeigten Verstärkungssteuerspannungs- Erzeugers. In Fig. 5 beinhaltet der Verstärkungssteuerspannungs-Erzeuger 8 EXOR-Schaltungen 80 und 81, einen Selektor 83, ein Flip-Flop FF 84, und eine Integrationsschaltung 85 zur Erzeugung eines Qch- Verstärkungssteuersignals S4_Q. Der Generator 8 enthält gleichermaßen EXOR-Schaltungen 81 und 181, einen Selektor 183, einen Flip-Flop FF 184 und eine Integrationsschaltung 185 zur Erzeugung eines Ich-Verstärkungssteuersignals S4_I.

Die ersten, zweiten und fünften Bits der Y_Q1, Y_Q2, Y_Q5 und Y_I1, Y_I2, Y_I3, welche aus der Ausgabe des adaptiven Transversalfilters 7 ausgewählt sind, werden jeweils eingegeben an die Qch-EXOR-Schaltungen 80 und 81 und die Ich-EXOR-Schaltungen 180 und 181.

Folglich ist in dem Diagramm die Ausgabe a der EXOR-Schaltung 80 eine EXOR-Ausgabe zwischen Y_Q1 und Y_Q2 und die Ausgabe a der EXOR-Schaltung 81 ist eine EXOR-Ausgabe zwischen Y_I1 und Y_I2. Die EXOR-Schaltungen 80 und 180 geben eine logische "1" aus, wenn der Signalpunkt des empfangenen IF-Signals existiert außerhalb des Signalpunktgebietes 15 (gezeigt durch +-Markierungen), wie in Fig. 4 gezeigt, und gibt eine logische "0" aus, wenn die Signalpunkte existieren in dem Signalpunktgebiet 15.

Die Ausgabe b der EXOR-Schaltung 21 ist eine EXOR-Ausgabe zwischen Y_Q1 und Y_Q2, und die Ausgabe b der EXOR-Schaltung 181 ist eine EXOR-Ausgabe zwischen Y_I1 und Y_I2. Die Ausgaben setzen die Schranken für die Signale in den Gebieten außerhalb des in Fig. 4 gezeigten Signalpunktgebietes 15.

Die Ausgaben c sind ODER-Ausgaben der Ausgaben a und der Ausgabe b, welche jeweils ausgegeben werden von den ODER- Schaltungen 82 und 182. Die Ausgaben c werden begrenzte Amplitudensteuersignale. Die Ausgaben e sind von den Selektoren 83 und 183 ausgegebene Signale durch Schalten der um 1 bit verzögerten Daten, d. h. der Ausgaben der Flip-Flops FF 84 und 184 und der Ausgaben der ODER-Schaltungen 82 und 182 mit dem M1-Signal.

Die Selektoren 83 und 183 wählen die Ausgaben c, welche von den ODER-Schaltungen 82 und 182 ausgegeben werden, wenn das von dem M bit Erzeuger 10 ausgegebene M1-Signal auf dem "H"- Pegel ist und halten die Ausgaben, welche von den Flip-Flops FF 84 und 183 ausgegeben werden, fest, d. h. Daten unmittelbar vor der Erzeugung, wenn das M1-Signal auf dem "L"-Pegel ist, wie oben beschrieben.

Danach werden Analogsignale, d. h. Verstärkungssteuersignale S4_Q und S4_I, ausgegeben durch Integration mit den RC Integrationsschaltungen 85 und 185. Auf diese Weise werden die Verstärkungssteuersignale S4_I und S4_Q erzeugt.

Dann werden die Steuersignale S4_I und S4_Q ausgegeben an den Verstärker 4, wenn das M bit Signal M1 auf dem "H"-Pegel ist, die Daten unmittelbar vor der Erzeugung werden festgehalten, wenn das Signal M1 auf dem "L"-Pegel ist und die Verstärkungssteuersignale S4_I und S4_Q, welche aus den festgehaltenen Daten erzeugt werden, werden ausgegeben durch den Verstärker 4.

Wenn das Eingabesignal IF synchronisiert ist, oder die Signalpunkte existieren entweder in den Außengebieten 26 bis 29 oder dem Zentralgebiet 25, im Asynchronmodus, geht das M bit Signal M1 auf den "H"-Pegel.

Wenn das Signal IF synchronisiert ist, ist der Signalpunkt statisch in dem Quadratgebiet 15, welches das Signalpunktgebiet ist. Dann gibt der Verstärkungssteuerspannungs-Erzeuger 8 die Verstärkungssteuersignale S4_I und S4_Q aus, welche erzeugt werden nach der Beurteilung, ob oder ob nicht die Amplitude größer ist als der Referenzpegel, wie oben beschrieben.

Unterdessen, wenn das Signal IF nicht synchronisiert ist, und die Signalpunkte existieren in den Gebieten 26 bis 29 oder dem Gebiet 25, erzeugt der Verstärkungssteuerspannungs- Erzeuger 8 die Daten, von welchen Signalpunkte existieren in den Gebieten 26 bis 29 oder dem Gebiet 25, d. h. die gleichen Daten wie in dem Fall, wo das M bit Signal M1 auf dem "H"- Pegel ist.

Dementsprechend, wenn die Verstärkungssteuersignale S4_I und S4_Q erhalten werden können, gemäß den Daten, welche das M bit Signal M1 erzeugt haben, zu dem Zeitpunkt, wo der "H"-Pegel des M bit Signal M1 eingegeben wird an den Verstärkungssteuerspannungs-Erzeuger 8, ist es möglich, den Amplitudenpegel genau zu beurteilen in den Gebieten 26 bis 29 und im Gebiet 25, sogar wenn die Signale noch nicht synchronisiert sind und die Signalpunkte rotieren. Somit ist es auch möglich, die Verstärkung der Verstärkungssteuersignale S4_I und S4_Q bis hinauf zur gleichen Steuerverstärkung wie jene im Synchronmodus zu erreichen.

Wenn das M bit Signal M1 auf dem "L"-Pegel ist, da der Verstärkungssteuerspannungs-Erzeuger 8 die Verstärkungssteuersignale S4_I und S4_Q festhält und ausgibt gemäß den vorhergehenden Daten, können die Verstärkungssteuersignale S4_I und S4_Q eine Verstärkung haben, welche hinaufreicht bis zu dem gleichen Steuerverstärkungspegel wie jener im Synchronmodus.

Unter Bezugnahme wieder auf Fig. 1 gibt der Offset-M-Bit- Erzeuger 13 das M bit Signal M2 aus, welches den Offsetsteuerspannungs-Erzeuger 12 anweist, die Offset steuersignale S5_I und S5_Q auszugeben. Wenn das Steuersignal CS den Asynchronmodus anzeigt, wird das M bit Signal M2 mit dem "H"-Pegel ausgegeben, wohingegen andernfalls das M bit Signal M2 des "H"-Pegels oder "L"-Pegels ausgegeben wird, abhängig vom Ergebnis der später beschriebenen Gebietsbeurteilung in der in Fig. 6 gezeigten Phasenebene.

Fig. 6 ist ein Diagramm, welches das Offsetsteuergebiet in der Phasenebene der Ich- und Qch-Orthogonalachsen des 64 Pegel QAM Zwischenfrequenzsignals IF zeigt, gemäß der Ausführung der vorliegenden Erfindung. In Fig. 6 bedeuten Bezugsziffern 15 und 60 jeweils ein Quadratgebiet und ein Gebiet außerhalb des Quadratgebiets 15. Der Offset M bit Erzeuger 13 beurteilt die Gebiete durch Erfassen, ob oder ob nicht die Signalpunkte existieren in dem Außengebiet 60.

In dem Fall, wo die Signalpunkte existieren in dem Quadratgebiet 15, ist das M bit Signal M2 auf dem "H"-Pegel, wohingegen das Signal andernfalls auf dem "L"-Pegel ist. Fig. 7 zeigt ein schematisches Schaltbild des Offset M bit Erzeugers 13. Der Offset M bit Erzeuger 13 wird im folgenden unter Bezugnahme auf Fig. 7 beschrieben.

In Fig. 7 sind Bezugsziffern 50, 51, 52 und 53 EXOR- Schaltungen, 54 und 55 sind Inverterschaltungen, 56 ist eine UND-Schaltung mit drei Eingabeanschlüssen, 57 ist eine ODER- Schaltung mit zwei Eingabeanschlüssen, und 58 und 59 sind ODER-Schaltungen mit zwei Eingabeanschlüssen.

Die Ich- und Qch-adaptiventzerrten Daten Y_I und Y_Q, welche dem Offset M bit Erzeuger 13 eingegeben werde, sind die gleichen wie jene welche an den M bit Erzeuger 10 eingegeben werden, welcher beschrieben wurde unter Bezugnahme auf Fig. 4.

Das erste Datenbit Y_Q1 und das zweite Datenbit Y_Q2, welche ausgewählt werden von den Qch-adatpiventzerrten Daten Y_Q, werden eingegeben an die EXOR-Schaltung 50, das zweite Datenbit Y_Q2 und das dritte Datenbit Y_Q3 werden der Schaltung 51 eingegeben, das dritte Datenbit Y_Q3 und das vierte Datenbit Y_Q4 werden der Schaltung 52 eingegeben, und das vierte Datenbit Y_Q4 und das fünfte Datenbit Y_Q5 werden der Schaltung 53 eingegeben.

Der Ausgabeanschluß der EXOR-Schaltung 50 ist verbunden mit einem Eingabeanschluß der ODER-Schaltung 57, der Ausgabeanschluß der Schaltung 51 wird eingegeben an den ersten Eingabeanschluß der UND-Schaltung 56, der Ausgabeanschluß der Schaltung 52 wird eingegeben an den zweiten Eingabeanschluß der UND-Schaltung 56 über die Inverterschaltung 54, der Ausgabeanschluß der Schaltung 53 wird eingegeben an den dritten Eingabeanschluß der UND- Schaltung 56 über die Inverterschaltung 55 und der Ausgabeanschluß der UND-Schaltung 56 wird eingegeben an einen weiteren Eingabeanschluß der ODER-Schaltung 57.

In Fig. 7 wird die oben beschriebene Schaltung verwendet für die Qch-Schaltung und es gibt eine weitere Schaltung für die Ich-Seite, welche die gleiche Struktur hat, aber nicht im Diagramm gezeigt ist. Die oberen fünf Datenbits Y_I1, Y_I2, Y_I3, Y_I4, Y_I5 werden eingegeben an die Ich-Schaltung. D_I3 wird verwendet für die aus gegebenen Daten von der ODER-Schaltung in der Ich-Schaltung, welche der ODER-Schaltung 57 entspricht. Wie in Fig. 7 beschrieben, werden sowohl D_I3 und D_Q3 von der ODER-Schaltung 57 der Qch-Schaltung eingegeben an die ODER-Schaltung 58.

D3 wird verwendet als ein Ausgabedatum der ODER-Schaltung 56. In dieser Ausführung sind D3 Daten, welche beurteilen, ob oder ob nicht die Signalpunkte des in Fig. 6 gezeigten empfangenen IF-Signals + existieren in dem Außengebiet 60. Wenn die Signalpunkte existieren in dem Außengebiet 60, geht das Signal D3 auf den "H"-Pegel, wohingegen das Signal andernfalls auf den "L"-Pegel geht. Im folgenden werden D3 als Außengebiets-Beurteilungsdaten bezeichnet.

Der Ausgabeanschluß der in Fig. 7 gezeigten ODER-Schaltung 58 ist verbunden mit einem Eingabeanschluß der ODER-Schaltung 59 und ferner wird das Steuersignal CS eingegeben an einen weiteren Eingabeanschluß der ODER-Schaltung 59, und das M bit Signal M2 wird ausgegeben von der ODER-Schaltung 59.

Zum Beispiel wenn "0, 1, 0, 0, 0" der Y_Q1, Y_Q2, Y_Q3, Y_Q4, Y_Q5 eingegeben werden an den Qch Offset M bit Erzeuger 13, welcher die oben beschriebene Struktur hat, gehen die Ausgabedaten D_Q3 der ODER-Schaltung 57 auf den "H"-Pegel. Unterdessen, wenn "0, 0, 1, 1, 1" der Y_I1, Y_I2, Y_I3, Y_I4, Y_I5 eingegeben werden an die Ich-Schaltung des M bit Erzeugers 13, der im Diagramm nicht gezeigt ist, gehen die Daten D_I3 auf den "H"-Pegel.

Auf diese Weise, wenn die Außengebiets-Beurteilungsdaten D_Q3 oder D_I3 auf den "H"-Pegel gehen und es aus dem Ergebnis offensichtlich ist, daß die Signalpunkte existieren in dem Außengebiet 60 (siehe Fig. 6), geht das von der ODER- Schaltung 59 ausgegebene M bit Signal M2 auf den "H"-Pegel.

Wenn "0, 0, 1, 0, 0" der Y_Q1, Y_Q2, Y_Q3, Y_Q4, Y_Q5 eingegeben wird an den Qch-Schaltung, gehen die Daten D_Q3 auf den "H"-Pegel, und wenn "0, 0, 0, 1, 1" der Y_I1, Y_I2, Y_I3, Y_I4, Y_I5 eingegeben werden an die Ich-Schaltung, gehen die Daten D_I3 auf den "L"- Pegel.

Wenn die Außengebiets-Beurteilungsdaten D_Q3 oder D_I3 auf den "L"-Pegel gehen, und es offensichtlich ist, daß die Signalpunkte nicht existieren in dem Außengebiet 60, geht das M bit Signal M2 auf den "L"-Pegel.

Ferner geht das M bit Signal M2 auf den "H"-Pegel in dem Fall, wo das Steuersignal CS auf dem "H"-Pegel ist, was den Synchronmodus anzeigt, unabhängig vom Pegel der Außengebiets- Beurteilungsdaten D_Q3 oder D_I3.

Der in Fig. 1 gezeigte Offsetsteuerspannungs-Erzeuger 12 gibt die Offsetsteuersignale S5_I und S5_Q aus nur in dem Fall, wo die Signalpunkte der eingegebenen adaptiv entzerrten Daten Y_I und Y_Q in dem Außengebiet 60 existieren.

Das bedeutet, daß der Offsetsteuerspannungs-Erzeuger 12 die Offsetsteuersignale S5_I und S5_Q ausgibt, gemäß der adaptiv entzerrten Daten Y_I und Y_Q, nur in dem Fall, wo das M bit Signal M2 mit dem "H"-Pegel erzeugt wird, durch Beurteilung, daß das Eingabesignal IF im Asynchronmodus ist, und die Signalpunkte des Signals IF existieren in dem Außengebiet 60 in dem Offset M bit Erzeuger 13.

Der Offsetcontroller 5 steuert den Offset entsprechend den Steuersignalen S5_I und S5_Q. Zum Konvergenzpunkt der Steuerung wird ein Zustand, bei dem die durch +-Markierung in Fig. 6 gezeigten Signalpunkte um den Ursprung der I-Q-Achsen rotiert werden, wenn das Eingabesignal IF in dem Asynchronmodus ist. Das heißt, daß die Signalpunkte abgeglichen werden mit bisymmetrischen Signalpunkten, so daß der Offsetcontroller genau gesteuert werden kann.

Fig. 8 ist ein strukturelles Diagramm eines Offsetsteuerspannungs-Erzeugers 12, welcher das Signal S_Q5 für die Qch erzeugt. In Fig. 8 beinhaltet der Qch- Offsetsteuerspannungs-Erzeuger 12 UND-Schaltungen 60 und 61, ODER-Schaltungen 62 und 63, Selektoren 64, einen Flip-Flop FF 65 und eine Integrationsschaltung 66.

Das an einen Eingabeanschluß der ODER-Schaltung 60 eingegebene Y_Q5 wird zum Offsetsteuersignal. Die Ausgabe a ist eine UND-Ausgabe, welche erhalten wird durch Durchlaufen der invertierten Logik von Y_Q1 und Y_Q2 über die UND-Schaltung 62 und welches verwendet wird zur Begrenzung des Steuersignals auf ein Signal oberhalb des Signalpunktgebietes 15.

Die Ausgabe b ist eine ODER-Ausgabe, welche erhalten wird durch Durchlaufen der invertierten Logik der Y_Q1 und Y_Q2 über die ODER-Schaltung 61 und begrenzt das Steuersignal auf ein Signal unterhalb des Signalpunktgebietes 15. Die Ausgabe d ist eine UND-Ausgabe, welche erhalten wird durch Durchlaufen der Ausgaben der ODER-Schaltungen 60 und 61 über die UND- Schaltung 63 und welches ein begrenztes Amplitudensteuersignal ist.

Der Selektor 64 schaltet zwischen den Daten e verzögert um ein Bit, was eine Ausgabe des Flip-Flops FF 65 ist und der Ausgabe d, welche ausgegeben wird von der UND-Schaltung 63, gemäß dem M1-Signal. Dann geben die RC- Integrationsschaltungen 66 das Verstärkungssteuersignal S_Q5 aus, welches ein integriertes Analogsignal ist.

Der Selektor 64 wählt die Ausgabe d, welche von der UND- Schaltung 63 ausgegeben wird, wenn das von dem Offset M bit Erzeuger 13 ausgegebene Signal M2 auf dem "H"-Pegel ist, und hält die von dem Flip-Flop FF 65 ausgegebenen Daten fest, d. h. die vorhergehenden Daten, wenn das Signal im "L"-Pegel ist.

Unterdessen wird das Ich-Verstärkungssteuersignal S5_I auch erzeugt und ausgegeben durch die ODER-Schaltungen 160 und 161, die UND-Schaltungen 162 und 163, dem Selektor 164, dem Flip-Flop FF 165 und der Integrationsschaltung 166.

Fig. 9 zeigt ein strukturelles Diagramm, welches das Innere des adaptiven Transversalfilters 7 zeigt, welcher in Fig. 1 gezeigt ist, und das Innere des adaptiven Transversalfilters 7 wird im folgenden beschrieben werden. Der A/D-Wandler (A/D) 6, der in Fig. 9 gezeigt ist, hat die Funktion der Konvertierung eines Analogsignales von dem in Fig. 1 gezeigten Offsetcontroller 5 in ein Digitalsignal.

Ferner wird in Fig. 9 nur die detaillierte Struktur der Verarbeitungsschaltungen des Qch-demodulierten Grundbandsignals Q′ gezeigt. Jedoch haben auch die Verarbeitungsschaltungen des Ich-demodulierten Grundbandsignals I′ die gleiche Struktur, welche in dem Diagramm nicht gezeigt ist.

In Fig. 9 ist die Bezugsziffer 60 ein adaptives Transversalfilter, 61 ist ein Signalwandler, 161 ist ein stützpunktkoeffizienten-Aktualisierungsabschnitt, 162 ist ein FIR (Finite Impulse Response = endliche Impulsantwort) Filter, 62 ist ein Addierer, 63 ist ein Unterscheidungsabschnitt für die Signalpunkte der adaptiv entzerrten Daten Y_Q. Ferner vergleicht ein Fehlerdetektor 64 ein unterschiedenes Signal H_Q mit den adaptiv entzerrten Daten Y_Q und erfaßt ein Fehlersignal e, ein M bit Erzeuger 65 gibt ein M bit Signal M3 aus, und ein Fehlererzeuger 66 gibt ein aus dem Fehlersignal e konvertiertes Fehlersignal e′ aus auf der Grundlage des M bit Signals M3.

Ferner bezeichnet die Bezugsziffer 70 eine Störungskompensationsschaltung zur Kompensation von Störungen, welche verursacht werden durch die Signalform der Orthogonal-Polarisationsseite (unterschiedliche Polarisation), 71 ist ein Stützpunktkoeffizienten- Aktualisierungsabschnitt, und 72 ist ein FIR-Filter.

Der adaptive Transversalfilter 60 variiert automatisch eine Signalform gemäß der Verzerrung des Signals, und entzerrt automatisch adaptiv durch Verwendung des Fehlersignals e′ zur Steuerung der Formveränderung so, daß der Fehler minimal wird (es ist ideal, wenn er 0 wird), um die Verzerrung zu entfernen.

Das in dem A/D-Wandler 6 gewandelte Qch-Digitalsignal X_Q wird in dem Signalwandler 61 gewandelt zu einem Datum X_Q′ mit einem festen Rauhigkeitspegel.

In dem Stützpunktkoeffizienten-Aktualisierungsabschnitt 161 des adaptiven Transversalfilters 60 wird die Berechnung ausgeführt zum Auffinden eines Stützpunktkoeffizienten A1 zur Bestimmung einer Wellenform mit dem FIR-Filter 162. Die adaptiv entzerrten Daten Z_Q können erhalten werden durch Ausführung der Faltungsberechnung zwischen dem Stützpunktkoeffizienten A1, welcher durch die Berechnungen aktualisiert wurde, und den Daten X_Q in dem FIR-Filter 161. Die adaptiv entzerrten Daten Z_Q werden addiert zu dem Störungskompensationssignal V_Q, welches ausgegeben wird von der Störungskompensationsschaltung 70 in dem Addierer 63 zur Auslöschung der Störungskomponente in dem Ich-Signal.

Der M bit Erzeuger 65 beurteilt, ob oder ob nicht der Signalpunkt existiert, in dem in Fig. 2 gezeigten ersten bis vierten Außengebiet 26 bis 29 und dem Zentralgebiet 25 gemäß der adaptiv entzerrten Daten Y_Q und den Ich-adaptiventzerrten Y_I. Ferner bestimmt der Erzeuger 65, ob oder ob nicht das Ergebnis der Beurteilung ausgegeben werden soll, entsprechend dem Steuersignal CS. Das Steuersignal CS zeigt den Asynchronmodus an, und nur in dem Fall, wo der Asynchronmodus von dem Steuersignal CS angezeigt wird, und die Signalpunkte in den ersten bis vierten Außengebieten 26 bis 29 und dem Zentralgebiet 25 existieren, wird das M bit Signal M3 ausgegeben.

Der Fehlererzeuger 66 gibt das dem Eingabefehlersignal e Fehlersignal e′ nur in dem Fall aus, wo das M bit Signal M3 zugeführt wird.

Unterdessen gibt der M bit Erzeuger 65 das M bit Signal M3 nicht aus in dem Fall, wo die Signalpunkte nicht existieren in den ersten bis vierten Außengebieten 26 bis 29 und dem Zentralgebiet 25. In diesem Fall gibt der Fehlererzeuger 66 weiterhin das Fehlersignal e′ aus, welches erzeugt wird, wenn das M bit Signal M3 geliefert wird, bis das M bit Signal M3 das nächstemal geliefert wird.

Ferner hat in Fig. 9 der M bit Erzeuger 65 die gleiche Struktur wie der M bit Erzeuger 10, welcher unter Bezugnahme auf Fig. 3 erklärt wurde. Die Erklärung des M bit Erzeugers 65 wird an dieser Stelle verkürzt werden. Das Fehlersignal e′ wird wieder ausgegeben nur in dem Fall, wo die Signalpunkte existieren in den ersten bis vierten Außengebieten 26 bis 29 und dem Zentralgebiet 25. Somit wird es nicht beeinflußt von den phasenrotierten Komponenten, wenn das Eingabesignal IF in einem Asynchronmodus ist.

Das heißt, daß durch beispielsweise Fading erzeugte Störungskomponenten unterschieden werden können durch das Fehlersignal e′. In dem Abgriffskoeffizienten- Aktualisierungsabschnitt 71 der Störungskompensationsschaltung 70, kann der Abgriffskoeffizient A2 erhalten werden durch Verwendung der Daten X_I′, welche konvertiert wurden zu Daten mit einer festen Rauhigkeit durch den nicht im Diagramm gezeigten Ich- Signalwandler, und des Fehlersignals e′. Das Störungskompensationssignal V_Q kann erhalten werden durch Faltungsberechnung zwischen den Stützpunktkoeffizienten A2 und den Ich-Daten X_I in dem FIR-Filter 72.

Das störungskompensierte Signal V_Q wird zu Z_Q kompensiert, was eine Ausgabe des FIR-Filters 162 in den Addierer 62 ist. Demgemäß kann die Konvergenz des Stützpunktkoeffizienten des adaptiven Transversalfilters 60 sehr verbessert werden, so daß eine hohe Effizienz zur Resynchronisation des Eingabesignals erzielt wird. Auf diese Weise schafft die vorliegende Erfindung Effizienz für eine schnelle und stabile Rückkehr des Empfangsträgers in den Synchronmodus, wenn sich dieser im Asynchronmodus befindet.

Unter Bezugnahme nun auf Fig. 10, wird eine zweite Ausführung der vorliegenden Erfindung gezeigt. Gezeigt wird ein Blockdiagramm der Ausführung des 128QAM digitalen Multiplexfunkempfängers gemäß der vorliegenden Erfindung zur Lösung der Mängel der konventionellen Empfänger in dem Fall, wo die Signalkonstellation des 128QAM Falles verschieden ist von der im Falle der 64 QAM, wie oben beschrieben.

In Fig. 10 beinhaltet der 128QAM Demodulationsabschnitt 1 einen 128QAM Demodulator 2 und einen lokalen Oszillator 3, welcher aus einem spannungsgesteuerten Oszillator besteht.

Ein Verstärkerabschnitt 4, welcher aus einem Arithmetikverstärker besteht, ein A/D-Wandler 6, welcher Analogsignale in Digitalsignale umwandelt, und ein adaptives Transversalfilter 7 sind die gleichen wie in Fig. 1 gezeigt.

Ein Steuerabschnitt 100 beinhaltet einen Gebietsbeurteilungsabschnitt 101, einen Modusschaltabschnitt 102, einen Fehlersignalerzeuger 103 und einen Fehlerselektor 104. Der Steuerabschnitt 100 steuert den adaptiven Transversalfilter 7 mit der Ausgabe des Fehlerselektors 104.

Die detaillierte Steuerung des adaptiven Transversalfilters zu jenem Zeitpunkt ist die gleiche wie in Fig. 9 beschrieben, d. h. die Verzerrung der Signalform wird kompensiert durch Steuerung der Aktualisierung der Abgriffskoeffizienten des Transversalfilters durch den von dem Fehlerselektor 104 aus gegebenen Fehler.

Ferner beinhaltet der Steuerabschnitt 100 eine Logikschaltung 105 zum Erhalt einer EXOR-Ausgabe zwischen einem Polaritätsbit des Empfangs IF Signals und einem Fehlersignal zur Beurteilung der Steuerrichtung für den Verstärkerabschnitt 4. Eine Verzögerungsschaltung 106 steuert einen Takt zur Eingabe des entzerrten Signales von dem adaptiven Transversalfilter 7 an die Logikschaltung 105.

Wie in Fig. 9 beschrieben, beinhaltet der Steuerabschnitt 100 ferner einen Störungskompensationsabschnitt 70 (siehe Bezugsziffer "70", gezeigt in Fig. 9) zur Kompensation von Signalformstörungen, welche verursacht werden von einer anderen Polarisationsseite.

In Fig. 10 demoduliert der 128QAM Demodulator 2 das Empfangs- IF-Signal, welches dem 128QAM Signal entspricht, zu dem Ich- und Qch-grundband-demodulierten Signal B mit einem Trägersignal S1, welches ausgegeben wird von dem lokalen Oszillator 3 auf die gleiche Weise wie unter Bezugnahme auf Fig. 1 beschrieben.

Das Ich- und Qch-grundband-demodulierte Signal B wird verstärkt in dem Verstärkungsabschnitt 4 und wird zu einem verstärkten Signal B′. Dann wird das verstärkte Signal B′ durch den A/D-Wandler 6 gewandelt zu einem Digitalsignal X, welches dem Empfangs-IF-Signal entspricht.

Das Digitalsignal X wird wellenformentzerrt in dem adaptiven Transversalfilter 7 und eingegeben an den Steuerabschnitt 100 als ein entzerrtes Signal Y. Die Funktion des Steuerabschnitts 100 wird kurz erklärt werden gemäß der Fig. 11, wie folgt.

Fig. 11 ist ein Diagramm, um konzeptuell ein Steuergebiet gemäß der vorliegenden Erfindung zu erklären. In Fig. 11 existiert ein Signalpunkt jeweils in Gebieten A, B, C und D, wenn die Synchronisation des empfangenen 128QAM Signals hergestellt ist, wohingegen andernfalls vier Signalpunkte in dem E-Gebiet existieren.

Folglich beurteilt der Steuerabschnitt 100 in Fig. 10, ob oder ob nicht der Signalpunkt des Empfangssignals existiert in den oben beschriebenen fünf Gebieten. Die Steuerung für den Verstärker 4 und das adaptive Transversalfilter 7 wird ausgeführt wie in der in Fig. 1 gezeigten Ausführung, auf der Grundlage des Steuersignals CS zur Spezifizierung, ob oder ob nicht das Signal synchronisiert ist.

Insbesondere gibt der Steuerabschnitt 100 das Signal M1 aus, wenn der Gebietsbeurteilungsabschnitt 101 beurteilt, daß das Empfangs-IF-Signal existiert in den in Fig. 11 gezeigten Gebieten A bis E.

Unterdessen wird das Empfangs-IF-Signal eingegeben an den Fehlersignalerzeuger 103. Der Fehlersignalerzeuger 103 gibt Fehlersignale e_Q und e_I von vier Bits für die Ich und Qch aus, was eine Größe anzeigt, welche einem Abstand von Signalpunkten entspricht. Die Fehlersignale e_Q und e_I werden in begrenzte Signale umgewandelt, in dem Fall, wo der Abstand oder die Größe eine festgesetzte Größe überschreitet.

Das Steuersignal CS, welches einen Synchron- oder Asynchronmodus anzeigt, wird eingegeben an den Modusschaltabschnitt 102. Wenn das Steuersignal CS den Asynchronmodus anzeigt, werden die von dem Fehlersignalerzeuger 103 ausgegebenen Signale e_Q und e_I ausgegeben wie sie sind, nur in dem Fall, wo das oben beschriebene Signal M1 auftritt, wohingegen andernfalls vorherige Daten festgehalten werden.

Die Steuerung für den Verstärkerabschnitt 4 und das adaptive Transversalfilter 7 wird durchgeführt von dem Fehlersignal der Gebiete A bis E, wenn das Empfangs-IF-Signal nicht synchronisiert ist mit dem übertragenen Trägersignal, wohingegen die Steuerung ansonsten ausgeführt wird durch das Fehlersignal bei jedem Signalpunkt.

Im allgemeinen ist die Möglichkeit, einen Signalpunkt zu verpassen, wesentlich höher bei niedrigem T/R (Träger-zu- Rauschverhältnis), und die Möglichkeit, die Fehlersignale e_Q und e_I zu verpassen, wird auch höher in dem Fall, wo die Steuerung ausgeführt wird, basierend auf dem Fehlersignal e jedes Signalpunktes. Somit wird es unmögliche den Verstärkerabschnitt 4 und das adaptive Transversalfilter 7 genau zu steuern.

Verglichen mit der obigen Erklärung, gemäß der vorliegenden Erfindung, wird das Fehlersignal nur in den Gebieten A, B, C, D und E betrachtet, der Abstand zwischen den Gebieten ist groß, und die Möglichkeit des Verpassens des Fehlersignals wird kleiner. Somit wird es möglich, den Verstärkungsabschnitt 4 und das adaptive Transversalfilter 7 genau zu steuern, sogar bei niedrigem T/R.

Ferner wird der Fall, wo die Synchronisation des empfangenen 128QAM-Signals nicht hergestellt ist, detailliert beschrieben. Der in Fig. 11 gezeigte Signalpunkt beginnt um den Ursprung Null zu rotieren. In diesem Fall haben die Werte der Fehlersignale e_Q und e_I keine Bedeutung, wenn man von dem Punkt des ursprünglichen Fehlersignals ausgeht wegen des Einflusses der Phasenrotation.

Dementsprechend werden die Fehlersignale e_Q und e_I ausgegeben auf der Grundlage der Signale in den Gebieten A, B, C, D und E. Es gibt acht Signalpunkte, welche in die Gebiete A, B, C und D eintreten, in dem Fall der 128QAM. Das heißt, daß eine Anzahl von zwei Signalpunkten, deren Amplitude größer ist als die jedes anderen, existieren in jedem Gebiet A, B, C und D, wohingegen eine Anzahl von vier Signalpunkten existiert in dem Gebiet E, deren Amplitude am kleinsten ist.

In dem Gebiet E, wie in Fig. 11 gezeigt, ist der das Quadrat überlappende Abschnitt, welcher die Minimalamplitudenpunkte einschließt, mit dem um den Ursprung um 45° gedrehten Gebiet. Somit, in dem Fall wo die Minimalamplitudenpunkte um den 26903 00070 552 001000280000000200012000285912679200040 0002019509818 00004 26784Ursprung um 360° drehen, tritt der Signalpunkt in das Gebiet E achtmal ein.

Dementsprechend, wenn die Phase rotiert wird, ist die Anzahl der Signalpunkte, welche in die Gebiete A, B, C und D eintreten, gleich der von Signalpunkten, welche in das Gebiet E eintreten, und die Anzahl von +-Werten des Fehlersignals wird angeglichen an das der -bewerteten Anzahl.

Der Gebietsbeurteilungsabschnitt 101 in dem Steuerabschnitt 100 wird als eine Ausführung in den Fig. 12 bis 14 gezeigt. Die Konstellation der 128QAM-Signalpunkte, welche auf dem Gebiet liegen der Struktur des in den Fig. 12 bis 14 gezeigten Gebietsbeurteilungsabschnitts 101, wird in Fig. 15 gezeigt.

Der Gebietsbeurteilungsabschnitt 101, welcher dem in Fig. 1 gezeigten M bit Erzeuger 10 (siehe Fig. 3) entspricht, hat die Funktion, das Signal M1 auszugeben bei dem Erfassen, daß ein empfangener Signalpunkt des empfangenen 128QAM existiert in einer der Gebiete A bis E.

In Fig. 12 werden Absolutwerte der Eingaben Y_Q2′ bis Y_Q8; und Y_I2′ bis Y_I8′ erzeugt, wie in den Fig. 13 und 14 gezeigt, auf der Grundlage der Ich- und Qch-entzerrten Ausgaben Y_Q2′ bis Y_Q8′ und Y_I2′ bis Y_I8′ erzeugt, welche jeweils aus 8 Bits bestehen und ausgegeben werden von dem adaptiven Transversalfilter 7. Das heißt, daß in Fig. 13 die Absolutwerte Y_Q2′ erhalten werden können durch Heranziehen des EXOR zwischen den Y_Q1 und Y_Q2 in der EXOR-Schaltung 140.

Auf die gleiche Weise wird der Absolutwert Y_Q3′ von dem EXOR zwischen dem Y_Q2 und Y_Q3 genommen, der Absolutwert Y_Q4′ von dem EXOR zwischen dem Y_Q3 und Y_Q4, der Absolutwert Y_Q5′ von dem EXOR zwischen Y_Q4 und Y_Q5, der Absolutwert Y_Q6′ von dem EXOR zwischen dem Y_Q5 und Y_Q6, der Absolutwert Y_Q7′ von dem EXOR zwischen dem Y_Q6 und dem Y_Q7, und der Absolutwert Y_Q8′ von dem EXOR zwischen dem Y_Q7 und Y_Q8.

Ähnlich können die Absolutwerte Y_I2′ bis Y_I8′ erhalten werden durch Erhalten des EXOR der Ich Ausgaben Y_Q1 und Y_Q2 bis Y_Q8 mit den EXOR-Schaltungen 150 bis 156. In Fig. 12 ist die Bezugsziffer 130 ein Komparator. Die Absolutwerte Y_Q2′ bis Y_Q6′ werden eingegeben an die Eingabe A des Komparators 130, und der Wert 10 ausgedrückt mit Dezimalzahl ("0 1 0 1 0", ausgedrückt als Binärzahl) wird eingegeben an die Eingabe B des Komparators 130.

Wenn die Y_Q2′ bis Y_Q6′ der Eingabe A des Komparators 130 größer sind als der Wert von "0 1 0 1 1", d. h. die Y_Q2 bis Y_Q6 auf der Qch-Seite größer sind als der Wert "0 1 0 1 1" (die ersten und zweiten in Fig. 15 gezeigten Quadranten), oder die Y_Q2 bis Y_Q6 auf der Qch-Seite sind kleiner als der Wert "1 0 1 0 0" (die dritten und vierten in Fig. 15 gezeigten Quadranten), wird "1" ausgegeben von dem Komparator 130 an die a-Eingabe des UND-Gatters 131.

Auf die gleiche Weise werden die auf der Ich-Seite in der in Fig. 14 gezeigten Schaltung in Absolutwerte umgewandelten Y_I2′ bis Y_I6′ eingegeben an die Eingabe A des in Fig. 12 gezeigten Komparators 134. Der Wert 6, ausgedrückt mit der Dezimalzahl 6 ("0 0 1 1 0" ausgedrückt in Binärzahlen) wird eingegeben an die Eingabe B des Komparators 134.

Folglich, wenn die Y_I2′ bis Y_I6′ der Eingabe A des Komparators 134 größer sind als der Wert "0 0 1 1 0", d. h. die Y₁₂ bis Y₁₆ auf der Qch-Seite größer sind als der Wert "0 0 1 1 1" (die ersten und vierten in Fig. 15 gezeigten Quadranten) oder die Y_I2 bis Y_I6 auf der Qch-Seite weniger sind als der Wert "1 1 0 0 0" (die zweiten und dritten in Fig. 15 gezeigten Quadranten) wird "1" eingegeben von dem Komparator 134 an die Eingabe b des UND-Gatters 131.

Im Ergebnis, wenn beide Eingaben a und b des UND-Gatters 131 "1" sind, existiert der Signalpunkt in den in Fig. 15 gezeigten Gebieten A bis D. Somit bedeutet dies, daß die Signalpunkte in den Gebieten A bis D erfaßt werden, wenn die Ausgabe A1 auftritt an dem UND-Gatter 131.

Die Y_I2′ bis Y_I8′ auf der Ich-Seite und die Y_Q2′ bis Y_Q8′ auf der Qch-Seite, welche umgewandelt werden in Absolutwerte, werden eingegeben an und addiert von dem Addierer 135. Das Ergebnis der Addition in dem Addierer 135 wird eingegeben an die Eingabe A des Komparators 136. Der Wert "6", ausgedrückt durch eine Dezimalzahl, wird eingegeben an die Eingabe B des Komparators 136. Der Addierer 135 vergleiche die Eingabe A mit der Eingabe B und gibt A2 aus, wenn die Eingabe B größer ist als die Eingabe A in dem Addierer 135.

Die Bedeutung des Vergleichs mit den Eingaben A und B in dem Addierer 135 wird erklärt werden unter Bezugnahme auf Fig. 16. Fig. 16 ist ein vergrößertes Diagramm der in Fig. 15 gezeigten Gebiete E und F. In Fig. 15 ist das Gebiet E ein Quadratgebiet innerhalb des Bereichs vom Ursprung zur Minimalamplitude. Die Amplituden der Gebiete werden ausgedrückt durch die Signale Y_Q7 und Y_Q8 in der Qch-Richtung und den Signalen Y_I7 und Y_I8 in der Ich-Richtung.

Das Gebiet F wird erhalten durch Rotieren des Gebietes E um den Ursprung um 45°. Es ist klar aus Fig. 16, daß der Wert, welcher erhalten wird durch Addieren der Qch- Absolutwertsignale Y_Q7′ und Y_Q8e′ mit den Ich-Signalen Y₁₇′ und Y_I8 weniger als 6 ist in dem Teil des Gebietes F (in Fig. 16 ist der Einfachheit halber nur der erste Quadrant veranschaulicht).

Dementsprechend vergleicht der Komparator 136 die Eingabe A mit der Eingabe B und gibt A2 aus, wenn B (=6) größer ist als A, um anzuzeigen, daß der Signalpunkt existiert entweder in dem Gebiet E oder dem Gebiet F.

Ferner ist in Fig. 12 die Bezugsziffer 137 ein NUND-Gatter. Die Absolutwertsignale Y_Q1′ bis Y_Q6′ auf der Qch-Seite und die Absolutwertsignale Y_I1′ bis Y_I6′ auf der Ich-Seite werden eingegeben an das NUND-Gatter 137. Daher wird das Signal A3 von "1" ausgegeben von dem NUND-Gatter 137, wenn alle Eingaben der Absolutwertsignale "0" sind, d. h. der Signalpunkt existiert in dem Quadratgebiet E, welches das minimal verstärkte Gebiet ist oder des Gebietes F, welches erhalten wird durch Rotieren des Gebietes E um 45°.

Folglich, wenn die Ausgabe ausgegeben werden kann von dem ODER-Gatter 138, existiert der Signalpunkt in einem der Gebiete A bis E. Die Ausgabe des ODER-Gatters 138 wird ausgegeben über das ODER-Gatter 139 als ein M1-Signal. Ferner wird das Synchron/Asynchronmodus-Schaltsteuersignal CS ausgegeben von dem ODER-Gatter 139, sogar in dem Fall des Alarmmodus (CR ALM), so wie im Fall einer Trägersignalunterbrechung.

Zurückkehrend nun zu Fig. 10 wird das von dem Gebietsbeurteilungsabschnitt 101 ausgegebene M1-Signal eingegeben an den Modusschaltabschnitt 102. Das Synchron/Asynchronmodus-Schaltsteuersignal CS wird eingegeben an den Modusschaltabschnitt 102. Somit, wenn das Steuersignal CS den Asynchronmodus anzeigt, gibt der Modusschaltabschnitt 102 das M1-Signal des Gebietsbeurteilungsabschnittes 101 weiter wie es ist, wohingegen andernfalls der Modusschaltabschnitt 102 das M1-Signal blockiert.

Folglich, wie oben beschrieben, wird die Steuerung gemäß der vorliegenden Erfindung ausgeführt.

In Fig. 17 ist ein schematisches Schaltbild des Modusschaltabschnittes 102. Der Modusschaltabschnitt 102 besteht aus dem UND-Gatter mit zwei Eingabeanschlüssen. Das von dem Gebietsbeurteilungsabschnitt 101 ausgegebene M1- Signal wird eingegeben an einen Eingabeanschluß, und das Synchron/Asynchronmodusschaltsteuersignal CS wird eingegeben an einen weiteren Eingabeanschluß. Das Steuersignal CS hat einen Pegel von "1" im Asynchronmodus. Dementsprechend wird das M1-Signal ausgegeben im Asynchronmodus.

Die von dem adaptiven Transversalfilter 7 ausgegebene entzerrte Ausgabe wird auch eingegeben an den Fehlersignalerzeuger 103. Der Fehlersignalerzeuger 103 erfaßt den Abstand vom Signalpunkt des Empfangs-IF-Signals und gibt die Größe und den Abstand e als Fehlersignal aus.

Fig. 18 ist ein schematisches Schaltbild des Fehlersignalerzeugers 103. Fig. 18 zeigt nur den Fehlersignalerzeuger auf der Qch-Seite. Jedoch hat der Fehlersignalerzeuger auf der Ich-Schaltung die gleiche Struktur wie bei der Qch-Schaltung, welche in Fig. 18 gezeigt ist. Der Fehlersignalerzeuger 103 beinhaltet einen Komparator 180, eine EXOR-Schaltung 181 und Selektoren 182 bis 185. Die Absolutwerte Y_Q2′, Y_Q3′ und Y_Q4′ der zweiten bis vierten Bits des entzerrten Signal Y_Q werden eingegeben an die Eingabe A des Komparators 180 und der Wert "0 1 0" wird eingegeben an die Eingabe B. Unter Bezugnahme auf Fig. 15, wenn das Empfangssignal innerhalb eines Bereiches größer als (0, 1, 0) in das positive Gebiet eintritt, oder einen Bereich kleiner als (1, Q, 1) in den negativen Bereich bezüglich der (Y_Q1, Y_Q2, Y_Q3) für die Qch-Richtung, wird der Wert "1" ausgegeben als Ausgabe b von dem Komparator 180.

Ein Polaritätsbit Y_Q1, welches ein erstes Bit der entzerrten Ausgabe ist, und die Ausgabe b des Komparators 180, werden jeweils eingegeben an die Eingabeanschlüsse a und b. Wenn die von dem Komparator 180 ausgegebene Ausgabe b "1" ist und das Polaritätsbit Y_Q1 0 ist, und die Ausgabe b "0" ist und das Polaritätsbit Y_Q1 "1" ist, gibt die EXOR-Schaltung 181 "1" aus.

Unterdessen werden die unteren 4 Bits Y_Q5 bis Y_Q8 des entzerrten Signals eingegeben als Fehlersignal an jeden der Anschlüsse der Selektoren 182 bis 185 und die Ausgabe c der EXOR-Schaltung 181 wird eingegeben an jeden weiteren Eingabeanschluß der Selektoren 182 bis 185. Ferner steuert die Ausgabe b des Komparators 180 das Schalten jedes der Selektoren 182 bis 185. Wenn die Ausgabe b "1" ist, wird die Ausgabe c der EXOR-Schaltung 181 ausgewählt und ausgegeben. Wenn die Ausgabe b "0" ist, werden die Fehlersignale Y_Q5 bis Y_Q8 ausgewählt und ausgegeben.

Dementsprechend wird das Verhältnis zwischen der Ausgabe b des Komparators 180 und den Ausgaben der Selektoren 182 bis 185 wie folgt:

Dann werden die Ausgaben e_Q1 bis e_Q4 der Selektoren 182 bis 185 ausgegeben als Fehlersignale. Es ist klar aus dem oben Gesagten, daß die Fehlersignale ausgegeben werden als Fehlersignale e_Qi bis e_Q4, welche beschränkt sind auf die festgesetzte Größe von "1, 1, 1, 1" oder "0, 0, 0, 0" in den Gebieten außerhalb der Signalpunktgebiete.

Das Fehlersignal, welches eine Ausgabe des Fehlersignalerzeugers 103 ist, wird geführt zu dem Fehlerselektor 104. Der Fehlerselektor 104 hat eine gemeinsame Struktur für jedes Bit der Fehlersignale e_Q1 bis e_Q4, welche Ausgaben sind des Signalerzeugers 103, wie gezeigt in dem Beispiel der Fig. 19. Die Struktur für die e_Q1 wird in Fig. 19 gezeigt.

Der Fehlerselektor 104 beinhaltet einen Selektor 160 und einen Flip-Flop FF 161. Der Selektor 160 wählt das Fehlersignal e_Q1 aus und gibt es dem Flip-Flop FF 161 ein, wenn das von dem Gebietsbeurteilungsabschnitt 101 ausgegebene M1-Signal "1" ist, d. h. der Signalpunkt existiert in einem der Gebiete A bis E oder dem Gebiet F. Wenn das M1-Signal "0" ist, d. h. der Signalpunkt existiert nicht in einem der Gebiete A bis E oder dem Gebiet F, wählt der Selektor 160 ein Signal aus und gibt dieses Signal aus, welches ein vorhergehendes Fehlersignal vor der Rückkopplung von dem Flip-Flop FF 161 ist und gibt dieses Signal aus.

Mit der Steuerung des Fehlerselektors 104 wird eine Kompensationssteuerung ausgeführt auf der Grundlage des Signalpunktes der Gebiete A bis E und des Gebietes F im Asynchronmodus, so daß es möglich wird, den Einfluß der Phasenrotation zu verhindern.

Unter Bezugnahme nun wieder auf Fig. 10 wird die Ausgabe des Fehlerselektors 104 zu der Logikschaltung 105 geführt. Die Logikschaltung 105 kann verbessert werden durch das strukturelle Beispiel, welches in Fig. 20 gezeigt wird.

In Fig. 20 hat die Logikschaltung 105 eine EXOR-Schaltung. Der Absolutwert e_I′ des ersten Bit e_I des Ich-Fehlersignals, welches ausgewählt und ausgegeben wird durch den Fehlerselektor 104, wird eingegeben an einen Eingabeanschluß der EXOR-Schaltung des Fehlerselektors 104. Das erste Bit der entzerrten Ausgabe von dem adaptiven Transversalfilter 7, d. h. das Polaritätsbit Y_Q1, wird übertragen über eine Verzögerungsschaltung 106 an einen weiteren Eingabeanschluß der EXOR-Schaltung der Logikschaltung 105, um die Richtung des Steuersignals des Verstärkungsabschnitts 4 umzukehren. In Fig. 20 wird nur die Qch-Schaltung gezeigt, die Ich-Schaltung hat jedoch die gleiche Struktur wie die Qch-Schaltung.

Ferner, wird in Fig. 10 das Ausgabesignal des Fehlerslektors 104 verwendet als Fehlersignal für den Störungskompensationsabschnitt 70 zur adaptiven Kompensation von anderen Gruppen von Signalstörungen entsprechend der Störungscharakteristik. Ferner ist der Betrieb des Störungskompensationsabschnittes 70 der gleiche wie der des in Fig. 9 beschriebenen Störungskompensationsabschnitts 70.

Fig. 21 ist ein Blockdiagramm einer Ausführung zur Steuerung der Phase eines Trägersignals S1 von dem in Fig. 10 gezeigten lokalen Oszillator 3. In Fig. 21 wird im Diagramm außer dem Teil der Phasensteuerung des Trägersignals S1 der Einfachheit halber nur kurz gezeigt.

In Fig. 21 veranschaulicht das Blockdiagramm ferner eine Struktur eines CR Steuersignalerzeugers 171, einen CR Steuerselektor 122, einen CR Steuerspannungserzeuger 173, einen CR Gebietsbeurteilungsabschnitt 174 und einen CR Modusschaltabschnitt 175. Der Fehlersignalerzeuger 170 hat einen Fehlersignalerzeuger 103 und einen Fehlerselektor 104, wie in Fig. 10 gezeigt, was bedeutet, daß das beschränkte Fehlersignal eingegeben wird an den CR Steuersignalerzeuger 171.

Wie in Fig. 22 beschrieben, besteht der CR Steuersignalerzeuger 171 aus einem Paar von EXOR-Schaltungen, welche jeweils den Qch- und Ich-Schaltungen entsprechen. Das Qch-Fehlersignal E_Q1 und das erste Bit des Ich-entzerrten Signals, d. h. das Polaritätsbit Y_I1, und das Ich-Fehlersignal E_I1 und das erste Bit E_I1 des Qch-entzerrten Signals, d. h. das Polaritätsbit Y_Q1 werden eingegeben an jede der zwei EXOR- Schaltungen.

Dann wird das Qch-CR-Steuersignal CRS_Q und das Ich-CR- Steuersignal CRS_I ausgegeben von jedem der EXOR-Schaltungen.

Das Verhältnis zwischen dem CR-Steuersignal CRS_Q und CRS_I1 in der Phasenebene wird erklärt unter Bezugnahme auf Fig. 23. In dem Diagramm zeigen die +-Markierungen eine Konstellation von festen Signalpunkten, und ein Teil des Signalpunktgebietes und des Außengebietes des Signalpunktgebietes werden gezeigt in einem vergrößerten Diagramm. In Fig. 24 zeigt die mit "1" und "0" ausgedrückte obere Seite der Koordinaten, das CR- Steuersignal CRS_Q, und die untere Seite der Koordinaten zeigt das CR-Steuersignal CRS_I.

Die Koordinaten der CR-Steuersignale CRS_Q und CRS_I in jedem der Gebiete 1 bis 6, welche sich in den Gebieten außerhalb der Signalpunktgebiete befinden, sind (1, Q), (1, 1), (0, 1), (1, 0), (0, 0), und (0, 1). Ferner ist die Logik umgekehrt in den Gebieten 1′ bis 6′, welche sich in den symmetrischen Gebieten zu den Gebieten 1 bis 6 befinden, wobei die Qch- Achse als Spiegelreferenz dient. Daher sind die Koordinaten (0, 1), (0, 0), (1, 0), (0, 1), (1, 1) und (1, 0).

Auf ähnliche Weise sind die Koordinaten der CR-Steuersignale CRS_Q und CRS_I der ersten bis vierten Quadranten, welche jeden Signalpunkt im Signalpunktgebiet als Ursprung benutzen (1, 1) in dem ersten Quadranten, (1, 0) im zweiten Quadranten, (0, 0) im dritten Quadranten, und (0, 1) im vierten Quadranten, unter Bezugnahme auf den Teil eines in Fig. 23 gezeigten vergrößerten Teils. Daher sind die Koordinaten der CR- Steuersignale CRS_Q und CRS_I der ersten bis vierten Quadranten, welche die Signalpunkte als einen sich in den symmetrisch zu jedem der an der Qch-Achse gespiegelten Gebiete befindlichen Bezug benutzen, sind (0, 1) im ersten Quadranten, (0, 0) im zweiten Quadranten, (1, 0) im dritten Quadranten und (1, 1) im vierten Quadranten.

Dementsprechend ist die Phase des von dem lokalen Oszillator 3 ausgegebenen lokalen Trägersignals S1 so gesteuert, daß eine feste Logik der Koordinaten der CR-Steuersignale CRS_Q und CRS_I in jedem Gebiet und jedem Signalpunkt der Logik der entsprechenden Gebiete in dem empfangenen IF-Signal entspricht.

Insbesondere werden die von dem CR-Steuersignalerzeuger 171 aus gegebenen CR-Steuersignale CRS_Q und CRS_I eingegeben an den CR-Steuerselektor 172. Die Struktur des CR-Steuerselektors 172 wird in Fig. 24 gezeigt. Der CR-Steuerselektor 172 beinhaltet Selektoren 1720 und 1722, und Flip-Flops FF 1721 und 1723.

In dem Fall, wo das Empfangssignal im Synchronmodus ist und der Signalpunkt des Empfangssignals existiert in dem Signalpunktgebiet, wählen die Selektoren 1720 und 1722 die eingegebenen CR-Steuersignale CRS_Q und CRS_I aus und geben die Signale über die Flip-Flops FF 1721 und 1722 aus.

Unterdessen, in dem Fall, wo der später beschriebene CR- Gebietsbeurteilungsabschnitt 174 erfaßt, daß das Empfangssignal existiert in einem Gebiet außerhalb des Signalpunktgebietes, und das Signal nicht synchronisiert ist, werden die CR-Steuersignale CRS_Q und CRS_I, welche zurückgekoppelt sind von den Flip-Flops FF 1721 und 1722, ausgewählt durch das von dem Modusschaltabschnitt 175 ausgegebenen Schaltsignal MC′.

Das CR-Steuersignal CRS′, welches ausgewählt und ausgegeben wird in dem CR-Steuerabschnitt 172, wird zu dem CR- Steuerspannungserzeuger 173 geführt. Der CR- Steuerspannungserzeuger 173 gibt Analogsignale VC aus, welche drei Pegel haben von +, - und 0, entsprechend der Koordinaten der vor den CR-Steuersignalen CRS_Q und CRS_I in dem CR- Steuersignal CRS′ erklärten Logik.

Der lokale Oszillator 3 wird gesteuert, so daß das Analogsignal VC mit dem +-Zeichen-Pegel die Phase des lokalen Trägers S1 im Uhrzeigersinn dreht, und daß das Analogsignal VC mit dem --Zeichen-Pegel die Phase des lokalen Trägers S1 im Gegenuhrzeigersinn rotiert.

Der Betrieb wird erklärt werden unter Bezugnahme auf Fig. 25, welche die Struktur des in Fig. 21 gezeigten CR- Gebietsbeurteilungsabschnittes 174 zeigt. Fig. 25 veranschaulicht eine Struktur des Qch-CR- Gebietsbeurteilungsabschnitts 174. Der CR- Gebietsbeurteilungsabschnitt 174 beinhaltet einen Komparator 1740 und eine ODER-Schaltung 1741. Die Ich-Schaltung hat die gleiche Struktur wie die Qch-Schaltung. Die zu Absolutwerten gewandelten Signale Y_Q2′ bis Y_Q6′ der zweiten bis sechsten Bits des von dem adaptiven Transversalfilter 7 ausgegebenen entzerrten Signals Y werden eingegeben an die Eingaben A des Komparators 1740.

Unterdessen werden die Signale "0 1 0 1 0" eingegeben an die Eingabe B des Komparators 1740. Dementsprechend wird die Ausgabe MC=1 erzeugt von dem Komparator 1740, wenn die Signale Y_Q2′ bis Y_Q6′ die Signale "0 1 0 1 0" überschreiten. Die Bedeutung hiervon wird unter Bezugnahme auf Fig. 26 erklärt. Fig. 26 zeigt das Gebiet in dem Signalpunkt und das Gebiet außerhalb des Signalpunktes mit schrägen Linien. Das hießt, MC=0 in dem Gebiet des Signalpunktes, und MC=1 in dem Gebiet außerhalb des Signalpunktes.

Das heißt, wie leicht ersichtlich ist aus Fig. 15, daß der Signalpunkt des Empfangssignals existiert in dem Gebiet außerhalb des Signalpunktgebietes, wenn die Qch- Absolutwertsignale Y_Q2′ bis Y_Q6′ und die Ich- Absolutwertsignale Y_I2′ bis Y₁₆′ das Signal "0 1 0 1 0" überschreiten.

Folglich beurteilt in Fig. 25 der Komparator 1740, ob die Eingabe A größer ist als die Eingabe B und gibt MC=1 aus, welches anzeigt, daß der Signalpunkt des Empfangssignals existiert in dem Gebiet außerhalb der Signalpunktgebiete. Ähnlich wird MC=1 ausgegeben in dem Ich-CR- Gebietsbeurteilungsabschnitt, wenn der Signalpunkt des Empfangssignals das Signalpunktsgebiet überschreitet. Somit wird MC=1 ausgegeben entweder von der Qch-ODER-Schaltung 1741 oder der Ich-ODER-Schaltung 1741.

Fig. 27 zeigt eine Struktur des CR-Modusumschaltabschnittes 175. Der CR-Modusschaltabschnitt 175 besteht aus einer UND- Schaltung. Demgemäß wird das Modus-Schaltsignal MC′ ausgegeben, wenn die Ausgabe MC=1 ausgegeben wird von dem CR- Gebietsbeurteilungsabschnitt 174 und das den Asynchronmodus anzeigende CR-Alarmsignal (CR-ALM) erscheint. Das Modusschaltsignal MC′ steuert das Schalten, um die Selektoren 1720 und 1721 so zu steuern, daß sie die vorher in den Flip- Flops 1721 und 1723 eingestellten Inhalte ausgeben, wie in Fig. 24 erklärt.

Wie gemäß dieser Ausführung erklärt, steuert der digitale Multiplexfunkempfänger die Verstärkung des Verstärkers, die Entzerrcharakteristik und die Phase des lokalen Trägers durch Benutzung nur der Daten, welche erhalten werden von den Signalpunkten in dem spezifizierten Gebiet, in welchem der durch die Phasenvariation verursachte Einfluß klein ist, wenn das Empfangssignal außer Phase ist.

Demgemäß kann der Funkempfänger gemäß der vorliegenden Erfindung im Vergleich mit dem konventionellen Funkempfänger, welcher immer auf der Grundlage aller Signalpunkte steuert, eine Trägereinfangreichweite erhöhen und schnell zurückkehren in den Synchronmodus. In dem Fall der Steuerung aller Signalpunkte im Stand der Technik wird die Einfangreichweite plus und minus 15 im Normalmodus und plus und minus 50 im Einziehungsmodus. In dem Fall, wo der Funkempfänger gemäß der vorliegenden Erfindung benutzt wird, wird die Einfangreichweite plus und minus 90.

Ferner zeigt Fig. 28 einen Graphen, welcher von den Erfindern gemessen und erhalten wurde, welcher einen Phasenfehler eines Empfangssignals und eine Ausgabe des Phasenfehlerdetektors im Vergleich des Falles der Verwendung der vorliegenden Erfindung mit dem Fall der konventionellen Methode zur Steuerung aller Signalpunkte zeigt.

Man sieht leicht aus dem Schaubild, daß die Reichweite zur Erfassung von Phasenfehlern erweitert wird in dem Fall der Verwendung der vorliegenden Erfindung, welche abgebildet ist mit einer durchgezogenen Linie im Diagramm, im Vergleich mit dem Fall der Verwendung des Standes der Technik. Wie ebenfalls aus dem Schaubild ersichtlich ist, sichert die vorliegende Erfindung eine Kompensationssteuerung des Phasenfehlers, um so die Zeit zur Rückkehr in den Synchronmodus zu beschleunigen.

Die vorliegende Ausführung soll als veranschaulichend und nicht als einschränkend angesehen werden, der Umfang der Erfindung wird durch die bei liegenden Ansprüche angezeigt, eher als durch die vorhergehende Beschreibung, und alle Veränderungen, welche innerhalb des Sinnes und des Äquivalenzbereiches der Ansprüche fallen, sollen darin eingeschlossen sein.

Claims

1. Ein digitaler Multiplex-Funkempfänger, umfassend:
eine erste Vorrichtung (3) zur Erzeugung eines Trägerfrequenzsignals (S1);
eine zweite Vorrichtung (2) zur Demodulation eines empfangenen mehrpegeligen Orthogonal-Amplitudensignals (IF) mit dem von der ersten Vorrichtung (3) ausgegebenen Trägerfrequenzsignal (S1) und zur Ausgabe Ich- und Qch-de modulierter Orthogonalsignale (I′, Q′);
eine dritte Vorrichtung (4), welche operativ verbunden ist mit der zweiten Vorrichtung (2) zur Verstärkung der Ich- und Qch-demodulierten Orthogonalsignale (I′, Q′) und zur Ausgabe von Ich- und Qch-verstärkten Signalen (S2_I, S2_Q);
eine vierte Vorrichtung (7), welche operativ verbunden ist mit der dritten Vorrichtung (4), zur adaptiven Entzerrung der Ich- und Qch-verstärkten Signale (I′, Q′); und zur Ausgabe von Ich- und Qch-adaptiv-entzerrten Daten (Y_I, Y_Q)
eine fünfte Vorrichtung (9), welche operativ verbunden ist mit der ersten Vorrichtung (3) und der vierten Vorrichtung (7) zur Lieferung eines ersten Steuersignals (P) an die erste Vorrichtung (3), um die Frequenz des Trägerfrequenzsignals (S1) gleich zu machen jener des empfangenen mehrpegeligen Orthogonal-Amplitudensignals (IF); und
eine sechste Vorrichtung (8), welche operativ verbunden ist mit der dritten Vorrichtung (4) und der vierten Vorrichtung (7) zur Erzeugung und Ausgabe zweiter Steuersignale (S4_I, S4_Q) an die dritte Vorrichtung (4) zur Verstärkung auf einen vorbestimmten Pegel, wobei das zweite Steuersignal (S4_I, S4_Q) erzeugt wird auf der Grundlage der Ich- und Qch-adaptiv-entzerrten Daten (Y_I, Y_Q), welche ausgegeben werden von der vierten Vorrichtung (7), des mehrpegeligen Orthogonal-Amplitudensignals (IF), welches in einem Signalpunktbereich auf einer Phasenebene der Ich- und Qch-Orthogonal-Koordinate existiert in dem Fall, wo das Ich- und Qch-demodulierte Orthogonalsignal (IF) synchronisiert ist mit dem Trägerfrequenzsignal (S1), und des mehrpegeligen Orthogonal-Amplitudensignals (IF), welches in einem ersten spezifizierten Bereich auf der Phasenebene der Ich- und Qch-Orthogonal-Koordinaten existiert in dem Fall wo das Ich- und Qch-demodulierte Orthogonalsingal (IF) synchronisiert ist mit dem Trägerfrequenzsignal (S1).

2. Digitaler Multiplex-Funkempfänger nach Anspruch 1, ferner umfassend eine Vorrichtung (10), welche operativ verbunden ist mit der vierten und sechsten Vorrichtung (7, 8) zur Erzeugung eines dritten Steuersignals (M1) in dem Fall, wo das mehrpegelige Orthogonal-Amplitudensignal (IF) nicht synchronisiert ist mit dem Trägerfrequenzsignal (S1) und die Ich- und Qch-adaptiv entzerrten Daten (Y_I, Y_Q) in dem ersten spezifizierten Gebiet sind, oder in dem Fall wo das mehrpegelige Orthogonal-Amplitudensignal (IF) synchronisiert ist mit dem Trägerfrequenzsignal (S1), und zur Zuführung des dritten Steuersignals (M1) zu der sechsten Vorrichtung (8), und wobei die sechste Vorrichtung (8) die zweiten Steuersignale (S4_I, S4_Q) an die dritte Vorrichtung (4) schickt, wenn das dritte Steuersignal (1) zugeführt wird, und schickt die vorherig aus gegebenen zweiten Steuersignale (Y_I, Y_Q) an die dritte Vorrichtung (4), wenn das dritte Steuersignal (M1) nicht zugeführt wird.

3. Digitaler Multiplex-Funkempfänger nach Anspruch 1,
worin das erste spezifizierte Gebiet ein erstes Gebiet beinhaltet, welches gebildet wird durch Verbinden der Minimalamplitudensignalpunkte des mehrpegeligen Orthogonal-Amplitudensignals (IF) in der Phasenebene der Ich- und Qch-Orthogonal-Koordinaten, und
ein zweites Gebiet, welches vier Gebiete hat, welche sich zwischen Ausdehnungslinien befinden, welche sich ausdehnen von den vier Seiten eines Quadrates, welches gebildet wird durch die Maximal-Amplitudensignalpunkte des mehrpegeligen Orthogonal-Amplitudensignals (IF) in der Phasenebene der Ich- und Qch-Orthogonal-Koordinaten und welches jede der Ausdehnungslinien in der Richtung der maximalen Amplitudensignale enthält.

4. Digitaler Multiplex-Funkempfänger gemäß Anspruch 2, ferner umfassend:
eine Vorrichtung (5), welche zwischen die dritte und vierte Vorrichtung (4, 7) geschaltet ist, um den Ich- und Qch-verstärkten Signalen (I′, Q′) einen Offset zu verleihen;
eine Vorrichtung (12), welche operativ verbunden ist mit der Offsetvorrichtung (5) und der vierten Vorrichtung (7) zur Erzeugung und Ausgabe eines Offset-Steuersignals zur Steuerung der Offsetvorrichtung (5), so daß diese den Ich- und Qch-verstärkten Signalen (I′, Q′) den Offset verleiht auf der Grundlage der Ich- und Qch-adaptiv entzerrten Daten (Y_I, Y_Q), welche existieren in einem zweiten spezifizierten Gebiet in der Phasenebene der Ich- und Qch-Orthogonal-Koordinaten in dem Fall, wo das mehrpegelige Orthogonal-Amplitudensignal (IF) nicht synchronisiert ist mit dem Trägerfrequenzsignal (S1); und
eine Vorrichtung (13), welche operativ verbunden ist mit der vierten Vorrichtung (7) und der Offset-Steuersignal- Erzeugungsvorrichtung (12) zur Steuerung der Offset- Steuersignal-Erzeugungsvorrichtung (12), so daß diese ein Offset-Steuersignal erzeugt und abgibt in den beiden Fällen, wo das mehrpegelige Orthogonal-Amplitudensignal (If) nicht synchronisiert ist mit dem Trägerfrequenzsignal (S1) und die Ich- und Qch-adaptiv entzerrten Daten (Y_I, Y_Q) existieren in dem zweiten spezifizierten Gebiet, oder dem Fall, wo das mehrpegelige Orthogonal-Amplitudensignal (IF) synchronisiert ist mit dem Trägerfrequenzsignal (S1).

5. Digitaler Multiplex-Funkempfänger nach Anspruch 4,
worin das zweite spezifizierte Gebiet ein Gebiet enthält außerhalb eines Quadrates, welches gebildet wird durch Verbinden der Maximalamplituden-Signalpunkte des mehrpegeligen Orthogonal-Amplitudensignals (IF) in der Phasenebene der Ich- und Qch-Orthogonal-Koordinaten.

6. Digitaler Multiplex-Funkempfänger nach Anspruch 4,
worin die vierte Vorrichtung (7) erste und zweite Steuerschaltungen hat jeweils für die Ich- und Qch- Seiten, und jede der ersten und zweiten Steuerschaltungen beinhaltet:
eine Stützpunktkoeffizienten-Aktualisierungsvorrichtung (161) zur Erhaltung eines Stützpunktkoeffizienten (A1), um ein erstes Fehlersignal (e′) zu minimieren auf der Grundlage des ersten Fehlersignals (e′) und eines Grobsingals (X_Q′), welches aus dem verstärkten Signal (X_Q) gewandelt wurde, um eine vorbestimmte Grobstärke zu haben,
einen ersten FIR-Filter (162) zur Bildung der adaptiv entzerrten Daten (Z_Q) durch eine Schaltungsberechnung des verstärkten Signals (X_Q) und der Stützpunktkoeffizienten (A1),
eine Fehlererfassungsvorrichtung (64) zur Bildung eines zweiten Fehlersignals (e) durch Vergleichen der adaptiv entzerrten Daten (Z_Q) mit einem vorbestimmten Signal (H_Q), und
eine Fehlererzeugungsvorrichtung (66) zur Erzeugung des ersten Fehlersignals (e′) aus dem zweiten Fehlersignal (e), wenn das mehrpegelige Orthogonal-Amplitudensignal (EF) nicht synchronisiert ist mit dem Trägerfrequenzsignal (S1) und die adaptiv entzerrten Daten (Z_Q) in dem ersten spezifizierten Gebiet sind.

7. Digitalmultiplex-Funkempfänger nach Anspruch 6,
worin jede der ersten und zweiten Steuerschaltungen eine Addiervorrichtung (62) beinhaltet zur Addierung der adaptiv entzerrten Daten (Z_Q), welche ausgegeben werden von dem ersten FIR-Filter (162) und eines Störungskompensationssignals (V_Q), welches von einer anderen Polarisationsseite zugeführt wird und Ausgabe von kompensierten adaptiv entzerrten Daten, und
Störungskompensations-Schaltungen (70), welche jeweils vorgesehen sind für die Ich- und Qch-Seiten zur Ausgabe des Störungskompensationssignals (V_Q), wobei jede der Störungskompensationsschaltungen einen zweiten Abgriffskoeffizienten-Aktualisierungsabschnitt (71) hat zur Erhaltung eines Stützpunktkoeffizienten (A1), um ein erstes Fehlersignal (e′) zu minimieren auf der Grundlage eines aus einem verstärkten Signal (X_Q) gewandelten Grobsignales (X_I′) mit festem Pegel und dem ersten Fehlersignal (e′), und ein zweiter FIR-Filter (72) zur Bildung des Störungskompensationssignals (V_Q) durch Faltungsberechnung des verstärkten Signals (X_Q) auf einer anderen Polarisationsseite mit dem Stützpunktkoeffizienten (A1).

8. Digitaler Multiplex-Funkempfänger nach Anspruch 1,
worin eine Beurteilung des Asynchronmodus ausgeführt wird gemäß eines Aus-der-Phase-Erfassungssignals.

9. Digitaler Muliplex-Funkempfänger, umfassend:
eine Vorrichtung (3) zur Erzeugung eines lokalen Trägerfrequenzsignals (S1);
eine Demodulationsvorrichtung (2) zur Demodulierung eines empfangenen mehrpegeligen Orthogonal-Amplitudensignals (IF) in ich- und Qch-demodulierte Orthogonalsignale (I′, Q′) mit dem lokalen Trägerfrequenzsignal (S1);
eine Verstärkervorrichtung (4), welche operativ verbunden ist mit der Demodulationsvorrichtung (2) zur Verstärkung der Ich- und Qch-demodulierten Signale (I′, Q′) und Ausgabe von Ich- und Qch-verstärkten Signalen (X_I, X_Q);
eine adaptive Transversalfiltervorrichtung (7), welche operativ verbunden ist mit der Verstärkervorrichtung (4) zur adaptiven Entzerrung der Ich- und Qch-verstärkten Signale (X_Q, X_I) und Ausgabe von Qch- und Ich-adaptiv entzerrten Daten (Y_I, Y_Q);
eine Beurteilungsvorrichtung (101), welche operativ verbunden ist mit der adaptiven Transversalfiltervorrichtung (7) zur Beurteilung aus den Qch- und Ich-adaptiv-entzerrten Daten (Y_I, Y_Q), daß ein Signalpunkt des empfangenen mehrpegeligen Orthogonal- Amplitudensignals (IF) existiert in einem spezifizierten Gebiet auf der Phasenebene der Ich- und Qch-Orthogonal- Koordinaten;
eine Vorrichtung (103) zur Erhaltung eines Fehlersignals (e_Q) des Signalpunktes des mehrpegeligen Orthogonal- Amplitudensignals (IF), welches in dem spezifizierten Gebiet existiert, welches beurteilt wird von der Beurteilungsvorrichtung (101); und
eine Steuervorrichtung (100) zur Steuerung der Entzerrungscharakteristik in der adaptiven Transversalfiltervorrichtung (7), auf der Grundlage des Fehlersignals (e_Q) des Signalpunktes des mehrpegeligen Orthogonal-Amplitudensignals (IF), welches in dem spezifizierten Gebiet existiert, in dem Fall, wo das mehrpegelige Orthogonal-Amplitudensignal (IF) nicht synchronisiert ist mit dem lokalen Trägerfrequenzsignal (S1).

10. Digital-Multiplex-Funkempfänger nach Anspruch 9, ferner umfassend:
eine Vorrichtung (102) zur Erzeugung eines Steuersignals (CS), welches eine Phase des lokalen Trägerfrequenzsignals (S1) zur Demodulation in der Demodulationsvorrichtung (2) steuert auf der Grundlage des Fehlersignals (e_Q) des Signalpunktes des mehrpegeligen Orthogonal-Amplitudensignals (IF), welches in dem spezifizierten Gebiet existiert, in dem Fall, wo das mehrpegelige Orthogonal-Amplitudensignal (IF) nicht synchronisiert ist.

11. Digitaler Multiplex-Funkempfänger nach Anspruch 9, ferner umfassend:
eine Vorrichtung (105) zur Erzeugung eines Steuersignals, welches eine Richtung der Verstärkung der Verstärkervorrichtung (4) steuert auf der Grundlage des Fehlersignals (e_Q) des Signalpunktes des mehrpegeligen Orthogonal-Amplitudensignals (IF), welches in dem spezifizierten Gebiet existiert, in dem Fall, wo das mehrpegelige Orthogonal-Amplitudensignal (IF) nicht synchronisiert ist.

12. Digitaler Multiplex-Funkempfänger nach Anspruch 9,
worin das spezifizierte Gebiet in der Phasenebene der Ich- und Qch-Orthogonal-Koordinaten erste bis vierte Gebiete (26, 27, 28, 29) enthält, jedes von welchen einen Signalpunkt beinhaltet einer maximalen Amplitude eines Signalpunktgebietes in der Phasenebene als Scheitelpunkte und zwischen zu den ich- und Qch-Orthogonal koordinierten symmetrischen Ausdehnungslinien ist, und ein fünftes Gebiet, welches einen Ursprung der Phasenebene enthält und welche eingeschlossen wird von vier Linien, welche verbunden sind zwischen minimalen Amplitudensignalpunkten in dem Signalpunktgebiet.

13. Digitaler Multiplex-Funkempfänger nach Anspruch 12,
worin das mehrpegelige Orthogonal-Amplitudensignal (IF) einen Signalpunkt maximaler Amplitude in dem Signalpunktgebiet in der Phasenebene in jedem der ersten bis vierten Quadranten der Ich- und Qch- Orthogonalkoordinaten hat.

14. Digitaler Multiplex-Funkempfänger nach Anspruch 12,
worin das mehrpegelige Orthogonal-Amplitudensignal (IF) ein 64-pegeliges Orthogonal-Amplitudensignal ist.

15. Digitaler Multiplex-Funkempfänger nach Anspruch 12,
worin das mehrpegelige Orthogonal-Amplitudensignal (IF) ein 128-pegeliges Orthogonal-Amplitudensignal ist.

16. Digital-Multiplex-Funkempfänger umfassend:
eine Vorrichtung (3) zur Erzeugung eines lokalen Trägerfrequenzsignals (S1);
eine Vorrichtung (2) zur Demodulierung eines empfangenen mehrpegeligen Orthogonal-Amplitudensignals (IF) in Ich- und Qch-demodulierte Orthogonalsignale (I′, Q′) mit dem lokalen Trägerfrequenzsignal (S1);
eine Vorrichtung (4), welche operativ verbunden ist mit der Demodulationsvorrichtung (2) zur Verstärkung der Ich- und Qch-demodulierten Orthogonal-Signale (I′, Q′) und Ausgabe von Ich- und Qch-verstärkten Signalen (X_I, X_Q);
eine adaptive Transversalfiltervorrichtung (7), welche operativ verbunden ist mit der Verstärkungsvorrichtung (4) zur adaptiven Entzerrung der Ich- und Qch-verstärkten Signale (X_I, X_Q) und Ausgabe Ich- und Qch-adaptiv-ent zerrter Daten (Y_I, Y_Q);
eine Vorrichtung (104) zur Erhaltung eines Fehlersignals eines Signalpunktes des mehrpegeligen Orthogonal- Amplitudensignals (IF);
eine Vorrichtung (175) zur Erhaltung einer Exklusiv-ODER- (EXOR)-Ausgabe zwischen einem Polaritäts-Bit von von der adaptiven Transversalfiltervorrichtung (7) ausgegebenen adaptiv entzerrten Daten und einem ersten Bit des Fehlersignals; und
eine Vorrichtung (173) zur Feststellung einer Richtung der Phasensteuerung des lokalen Trägersignals entsprechend dem Verhältnis zwischen dem erhaltenen Exklusiv-ODER-Signal und einem festen Exklusiv-ODER- Signal entsprechend zu jedem Signalpunkt.

17. Digitaler Multiplex-Funkempfänger nach Anspruch 16,
worin die Vorrichtung (175) zur Erhaltung des Exklusiv- ODER-Signals ein Paar von EXOR-Schaltungen hat, an welche ein Polaritäts-Bit von Qch-adaptiv-entzerrten Daten (Y_Q), und ein erstes Bit eines Ich-Fehlersignals, und ein Polaritäts-Bit von Ich-adaptiv-entzerrten Daten (Y_I), und ein erstes Bit eines Qch-Fehlersignals jeweils eingegeben werden, durch ein Paar zweier festgesetzter Bits ausgedrückte Koordinaten jedem Signalpunkt im voraus zugeordnet werden, und
ein Steuersignal ausgegeben wird von der Vorrichtung (173) zur Bestimmung einer Richtung einer Phasensteuerung des lokalen Trägersignals, so daß ein Paar zweier festgesetzter Bits der Ausgabe des EXOR- Schaltungspaares entspricht.

18. Digitaler Multiplex-Funkempfänger nach Anspruch 17,
worin die Vorrichtung (173) zur Bestimmung einer Richtung der Phasensteuerung des lokalen Trägersignals +-Pegel und --Pegel erzeugt von Analogsignalen, welche die Phase des lokalen Trägersignals von rechts nach links rotieren, entsprechend einer Differenz zwischen dem Paar zweier festgelegter Bits und der Ausgabe des EXOR-Schaltungspaars.

19. Digitaler Multiplex-Funkempfänger nach Anspruch 16,
welcher ferner eine Gebietsbeurteilungsvorrichtung (174) umfaßt, welche verbunden ist mit der adaptiven Transversalfiltervorrichtung (7) zur Beurteilung, ob oder ob nicht ein Empfangs-IF-Signal existiert in einem Signalpunktgebiet und zur Ausgabe eines Modus- Steuersignals als Ergebnis der Beurteilung,
eine Vorrichtung (172) zur Ausgabe eines Schalt- und Auswahlsignals in dem Fall, wo das Modus-Steuersignal anzeigt, daß der Signalpunkt des empfangenen IF-Signales existiert in einem Gebiet außerhalb des Signalpunktgebietes, und ein Alarmsignal bei der Trägerunterbrechung eingegeben wird, und
die Vorrichtung (175) zur Erhaltung des Exklusiv-ODER- Signals auf der Grundlage eines Signalpunktes eines vorher empfangenen IF-Signales, in dem Fall, wo ein von der Vorrichtung zur Ausgabe des Schalt- und Auswahlsignales ausgegebenes Schalt- und Auswahlsignal eingegeben wird.