JP3023616B2 - スペクトル・ヌルを有するチャネルの適応式ノイズ予測パーシャル・レスポンス等化 - Google Patents
スペクトル・ヌルを有するチャネルの適応式ノイズ予測パーシャル・レスポンス等化Info
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Description
ポンス等化方式を利用する、スペクトル・ヌルまたは近
ヌルを有するチャネルを介するディジタル情報伝送のた
めの装置および方法に関する。スペクトル・ヌルまたは
近ヌルを示す典型的なチャネルは、有線伝送および磁気
記録チャネルである。
報伝送システムでは、チャネルの周波数応答が、スペク
タル・ヌルまたは近ヌルを示す。たとえば、トランスに
よって終端された線対またはより線対の加入者回線は、
直流でのスペクトル・ヌルと高周波での強い減衰を示
す、すなわち、対応する周波数応答10は、第1図に示さ
れるように、直流(f=0)でのヌルと高周波での近ヌ
ルを有する。磁気記録チャネルの周波数応答は、磁気ヘ
ッドに起因する同様の特性を有する。当技術分野では、
非線形判断フィードバック等化器(DFE)を用いる受信
器が、線形トランスバーサル・ナイキスト等化器を用い
る受信器より効率的に、スペクトル・ヌルを有するチャ
ネルを処理することが既知である。さらに、判断フィー
ドバック等化器は、加入者回線プラント内のブリッジ・
タップの存在に起因するものなど、ポストカーソル(po
stcursor)のシンボル間妨害(ISI)をより簡単に補償
する。ブリッジ・タップを有するテスト・ループの例
は、American National Standard for Telecommunicati
ons“Integrated Services Digital Network(ISDN)−
Basic Access Interface for Use on Metallic Loops f
or Application on the Network Side of the NT(Laye
r 1 Specification)",ANSI Document T1.601、1988年
にある。
る無増倍折衷判断フィードバック等化器(multiplicati
on−free compromise decision−feedback equalizer)
が、リン(N.−S.Lin)他著、“Full−Duplex Data Ove
r Local Loops",IEEE Communications Magazine,Vol.2
6,No.2,pp.31−42、1988年に記載されている。係数が符
号アルゴリズムによって更新されるもう1つの判断フィ
ードバック等化器が、アダムス(P.F.Adams)他著、“A
Long Reach Digital Subscriber Loop Transceiver",B
r.Telecommunications Journal,Vol.5,No.1,pp.25−3
1、1987年に記載されている。
の応用は、シオフィ(J.M.Cioffi)他著の論文、“Adap
tive Equalization in Magnetic−Disk Storage Channe
ls",IEEE Communications Magazine,Vol.28,No.2,pp.14
−29、1990年に記載されている。
タビ検出は、DFEとシンボルごとの検出の代替案であ
る。磁気記録チャネル用のパーシャル・レスポンス最尤
(PRML)システムは、サイデシアン(R.D.Cideciyan)
他著、“A PRML System for Digital Magnetic Recordi
ng",IEEE Journal on Selected Areas in Communicatio
ns,Vol.10,No.1,pp.38−56、1992年1月に記載されてい
る。
ポンス・システム用のPRビタビ検出器の実施例が記載さ
れている。
ように、白色整合フィルタ(whitened−metched filte
r、WMF)20、ビタビ復号器21およびシンボル間妨害(IS
I)係数推定機構22を含むモデム(変復調器)受信器が
開示されている。TCM(トレリス符号変調)信号を受信
する時の前記モデム受信器の動作の詳細の一部を、第2
図を参照して下で説明する。
帯域信号Ykが、前記WMF20に供給される。WMF20は、主
に、分数Tの間隔の係数{ci}を有する最小平均二乗誤
差線形等化器23からなり、最小平均二乗誤差線形等化器
23の出力信号zkは、キャリア位相オフセットの補正のた
め乗算手段26に入力される。キャリア位相オフセット補
正後の信号zk′は、線形予測機構24に供給される。線形
予測機構24は、予測機構の出力25の信号zk″をzk′に加
算することによって、白色化フィルタとして動作する。
結果の信号vkを、ビタビ復号器21に供給して、TCM符号
化シーケンス{ak}を判定し、ある遅延δの後に出力27
でこれを使用可能にする。線形等化器23は、まず、最小
二乗誤差感知でISIを除去し、その後、予測機構24が、
等化出力信号zk′のノイズと残存ISI成分を白色化す
る。この米国特許明細書では、第2図の破線によって示
されるように、それぞれ誤差信号ek′およびekを使用し
て等化器係数{ci}および予測機構係数{pi}を更新す
ることによって、WMF20を適応式にすることができると
述べられている。両方の誤差信号は、ビタビ復号器21に
よって出力線28に解放される0遅延仮判断 を使用することによって形成される。予測誤差ekは、前
記0遅延仮判断 を受け取るISI係数推定機構22を使用して得られる。
たは近ヌルを示すチャネルでの使用に適さない。という
のは、第2図の線形等化器23が、チャネル周波数応答を
反転しようと試みる際に、極度のノイズ増大を引き起こ
すからである。スペクトル・ヌルを有するチャネルの場
合、ゼロフォース判断基準の下で最適化された線形等化
器は、スペクトル・ヌルの反転が未定義動作を引き起こ
すので、定義できないことに留意されたい。
em for Digital Magnetic Recording",IEEE Journal on
Selected Areas in Communications,Vol.10,No.1,pp.3
8−56、1992年1月に記載のものなどの線形PR等化器で
は、スペクトル・ヌル反転の問題が軽減される。しか
し、線形等化器は、第1図の実際のチャネル周波数応答
特性10と所望のPR形状11の間の不一致が原因で、かなり
のノイズ増大を引き起こす。
記録システムなどのPRシステムの性能を向上させるため
の方法および装置を提供することである。
すチャネルを介する、改良され信頼性のあるデータの伝
送および検出のための方法および装置を提供することで
ある。
シャル・レスポンス等化器とPRビタビ検出器を含む、通
常の伝送システムに使用することのできる方法および装
置を提供することである。
チャネル用の新規の適応式ノイズ予測パーシャル・レス
ポンス等化方式を利用することによって達成された。本
発明の異なる実施例に使用されるノイズ予測パーシャル
・レスポンス(PR)等化器は、チャネル応答を所定のパ
ーシャル・レスポンス関数に整形する線形PR等化器と、
その後の線形予測機構からなる。PRビタビ検出器を使用
するシステムでは、ビタビ検出器の経路メモリからの判
断を使用することによって、すなわち、予測処理をビタ
ビ検出器に組み込み、したがって、PRビタビ検出器と共
に修正シーケンス推定機構を得ることによって、信頼性
のある動作が達成される。この方式では、全ひずみを白
色化することによって、すなわち、前記線形PR等化器出
力でのノイズ成分と残存妨害成分を白色化し、これによ
って検出前に可能な最高の信号対雑音比(SNR)を達成
することによって、前記線形PR等化器の出力シーケンス
を修正する。たとえば米国特許第4571734号明細書に記
載の磁気記録システムなどの従来のパーシャル・レスポ
ンス・システムの性能は、前記線形予測機構を取り付け
ることによって、必ず実質的に向上させることができ
る。
ポンス等化方式の概念的態様の一部は、発明者自身によ
って、IEEE International Conference on Communicati
ons(ICC)(1992年6月14日から1992年6月18日まで、
米国イリノイ州シカゴで開催)で公表された。この講演
は、1992年6月15日に行われた。この講演の抜刷が、IE
EE Communications Society(345 East 47th Street,Ne
w York,NY 10017,U.S.A)によって、シェビラ(P.R.Che
villat)、エレフセリオ(E.Eleftheriou)およびメイ
ウォルド(D.Maiwald)著、“Noise−Predictive Parti
al−Response Equalizers and Applications"として発
行されている。この刊行物に関して、請求項1ないし請
求項15を、アメリカ合衆国用に同封し、第2の組の請求
項、具体的には請求項2ないし15を、アメリカ合衆国以
外のすべての国用に同封する。第1の組の請求項は、本
明細書が公表の日付の後12カ月の猶予期間以内に出願さ
れたので、アメリカ合衆国では許容されるものとみなさ
れる。
用のデータ伝送システム内の受信器が公表され、前記受
信器は、発明的なノイズ予測パーシャル・レスポンス等
化器を含む。前記開示された受信器は、PR整形線形等化
器とノイズ白色化予測機構からなる。この受信器の信頼
性のある動作は、PRビタビ検出器の経路メモリからの判
断を予測機構で使用することによって達成される。IEEE
Communications Society(345 East 47th Street,New
York,NY 10017,U.S.A)によって、シェビラ(P.R.Chevi
llat)、エレフセリオ(E.Eleftheriou)およびメイウ
ォルド(D.Maiwald)著、“Noise−Predictive Partial
−Response Equalizers and Applications"として抜刷
りされた講演のテキストは、詳細な説明の一部とされ
る。
応答とパーシャル・レスポンス・クラスIV伝達関数を示
す図である。
略ブロック図である。
on Communicationsで提示されたデータ伝送システムか
ら導出された、本発明の第1の実施例によるデータ伝送
システムの概略ブロック図である。
スポンス・ビタビ検出器の概略ブロック図である。
を示す図である。
る、4要素アルファベット用の4状態サブセット・トレ
リスの例を示す図である。
ステムの概略ブロック図である。
を示す図である。
す。
とられたデータ・シンボルの推定である。
cationsで開示されたデータ伝送システムに基づく本発
明の第1の実施例を、第3図ないし第6図を参照して、
下で詳細に説明する。したがって、IEEE Communication
s Society(345 East 47th Street,New York,NY 10017,
U.S.A)によって抜刷りされた、シェビラ(P.R.Chevill
at)、エレフセリオ(E.Eleftheriou)およびメイウォ
ルド(D.Maiwald)の論文、“Noise−Predictive Parti
al−Response Equalizers and Applicat ions"の関連部
分が組み込まれる。発明的なノイズ予測パーシャル・レ
スポンス等化器を、ディジタル情報伝送システムの受信
器の一部として、第3図に示す。
ベットからの値、たとえば、Mが偶数ならば±1、±
3、±(M−1)、Mが奇数ならば0、±2、±(M−
1)をとるものとする。チャネル30を介して伝送される
M進ディジタル情報シーケンス{xk}は、x(D)のD
変換、x(D)=ΣkxkDkによって表される。送られる
ディジタル情報シーケンスは、平均シンボル・エネルギ
▲δ2 x▼およびシンボル速度1/Tと相関しないものと仮
定する。発明的受信器は、ガウス雑音を追加する線形分
散チャネルから発する信号を観察する。離散時間チャネ
ル自己相関係数を、Rh(k)で表し、追加ノイズの電力
スペクトル密度を、N0とする。整合フィルタ31の出力で
のシンボル速度でのサンプリング(サンプリング速度1/
T)の後に、D変換y(D)を有するディジタル情報シ
ーケンス{yk}が、伝達関数d(D)を有するPR線形等
化器32に入る。PR等化器32の係数{di}は、チャネル30
と整合フィルタ31を含む全体的な伝達関数が、チャネル
がスペクトル・ヌルまたは近ヌルを有する位置で適当な
ヌルを有する所望のPR伝達関数f(D)すなわち、 によく一致するように最適化される。
等しい最大公約数を有する整数に制限される。ここで
は、一般化されたPRシステムの場合と同様に、{fi}が
任意の実数値をとることができると仮定する。PR等化器
32の離散時間出力シーケンスは、 z(D)=x(D)f(D)+n(D), (2) によって与えられる。ここで、n(D)は、全ひずみす
なわち、ノイズと残存妨害成分を表す。白色化フィルタ
として動作する予測機構35は、その後、この全ひずみを
白色化し、減少させるので、結果のシーケンスは、 w(D)=x(D)f(D)+e(D), (3) となる。以下では、これを修正離散時間シーケンスと呼
び、これが、オリジナルすなわち、伝送されたディジタ
ル情報シーケンスx(D)を推定するパーシャル・レス
ポンス・ビタビ検出器33に入る。線形PR等化器32とノイ
ズ予測機構35の組み合わせを、ノイズ予測PR等化器と呼
ぶ。式(3)のシーケンスe(D)は、白色雑音ではあ
るが、必ずしもガウス雑音でないことに留意されたい。
以下の節では、ゼロフォースおよび最小平均二乗誤差
(MMSE)ノイズ予測パーシャル・レスポンス等化を説明
する。
体インパルス応答が式(1)のPR伝達関数を正確に満足
するように選択することができる。言い換えると、シン
ボル間妨害(ISI)は、Lシンボル間隔にまたがる既知
の量に制限され、それ以外の位置では0になる。ゼロフ
ォースPR等化器の伝達関数は、 となる。ここで、Sh(D)はRh(k)のD変換である。
チャネル周波数応答でのヌルまたは近ヌルの存在(第1
図の曲線10参照)は、適当な0をf(D)におくことに
よって、PR伝達関数(第1図の曲線11)に反映される。
それでも式(4)は、第3図の整合フィルタ31からの0
を、単にPR等化器32の伝達関数d(D)に伝達すること
によって、明確に定義される。たとえば、チャネル周波
数応答が、直流で第l次のヌルと、シンボル周波数の半
分で第m次のヌルを有する場合、適切な選択は、f
(D)=(1−D)1(1+D)mである。l=m=1
の場合とl=1かつm=2の場合は、有線伝送と磁気記
録で特に重要である。第1の場合は、技術文献ではパー
シャル・レスポンス・クラスIV(PR−IV)として既知で
あり、後者の場合は、拡張パーシャル・レスポンス・ク
ラスIV(EPR−IV)として既知である。ゼロフォース定
式化では、シーケンスn(D)が、追加のガウス雑音シ
ーケンスをフィルタリングされた版である。n(D)の
自己相関関数は、 である。
って減ずることができる。雑音シーケンスn(D)に作
用する係数{qi}を有する線形予測機構35は、推定
(D)を作り、ここで、予測誤差シーケンスは、 e(D)=n(D)+(D)=n(D)(1+q
(D)). (6) によって与えられる。
機構のq(D)=q1D+q2D2+…は、q(D)=b
(D)/b0−1によって与えられる。ここで、b(D)
は、1/Sn(D)の最小位相要因因子である。f(D)が
最小位相であると仮定すると、達成可能な最小の平均二
乗誤差εminが次式によって与えられることがすぐにわ
かる。
を有するPR関数の場合、式(7)は、たとえばクレシ
(S.U.H.Qureshi)著、“Adaptive equalization",Proc
eedings of th IEEE,Vol.73,No.9,pp.1349−1387、1985
年9月に記載の例など、既知の無限長ゼロフォース判断
フィードバック等化器(DFE)の最小平均二乗誤差(MMS
E)と同一の式になる。
は次の通りである。
みを表している。これは、フィルタリングされたノイズ
成分と残存妨害成分からなる。MMSEの場合のn(D)の
自己相関関数は、次式によって与えられることを示すこ
とができる。
SE予測機構は、q(D)=b(D)/b0−1によって与
えられる。ただし、b(D)b(D-1)=1/Sn(D)で
ある。f(D)が最小位相であると仮定すると、 であることがわかる。
εminの式は、たとえば上述のクレシの論文に記載のも
のなど、無限長MMSE DFEのMMSEと同一である。
を有するようにf(D)を選択すると、現実不能な、す
なわち、係数が二乗和可能でないq(D)がもたらされ
る可能性がある。これは、PR伝達関数f(D)の0が、
チャネルがスペクトル・ヌルまたは近ヌルを有する周波
数に置かれる場合であっても発生し得る。この二乗和不
能条件は、0を単位円に限りなく近くへ移動することに
よって除去できる。
イズ予測機構で完璧な過去の判断を使用する)は、パー
シャル・レスポンス・ビタビ検出器33の入力で全ひずみ
電力の相関を解除でき、これを大幅に削減できることは
明らかである。困ったことに、PRビタビ検出器33から
の、出力38で供給される0遅延仮判断 は、実用的な応用では通常は信頼できない。ノイズ予測
PR等化器の信頼できる動作は、PRビタビ検出器33の経路
メモリからの判断を使用する、すなわち、予測処理をPR
ビタビ検出器に埋め込むことによって達成される。PRビ
タビ検出器33、係数{fi}を有するパーシャル・レスポ
ンス・フィルタ34および係数{qi}を有する埋め込まれ
た予測機構35の組み合わせを、以下では、第3図に示さ
れるように、PRビタビ検出器付き修正シーケンス推定機
構36と称する。
タビ検出器33の可能なML個の状態のうち1つを表するも
のとする。PRビタビ検出器付き修正シーケンス推定機構
36は、状態μkに関連する下記の分岐距離を使用する。
路メモリからとられたデータ・シンボル判断を表す。式
(11)の右辺の第2項は、PRビタビ検出器33に埋め込ま
れた予測処理を表す。式(11)の分岐距離は、次のよう
に記述することができる。
{k(μk)}を(D)と表し、{wk(μk)}を
w(D)と表している。第3図では、状態μkに関連す
る経路メモリに対する{k}(または(D))およ
び{wk}(またはw(D))の依存性を、太い実線で示
す。
たので、PRビタビ検出器付き修正シーケンス推定機構36
は、米国特許第5031195号明細書に記載されているよう
に、再帰的に進行する。
を、第4図に示す。このPR検出器33には、サブセット復
号器40、分岐距離計算および判断ユニット41、サバイバ
経路メモリ42および経路復号器ユニット43が含まれる。
PRビタビ検出器33のこれらの4つのユニットは、一般的
に検出処理を4つの部分に分解できることを反映してい
る。信号アルファベットが±1に制約される磁気記録チ
ャネルの場合、サブセット復号器ユニット40を省略する
ことができる。多重レベル信号アルファベットが使用さ
れる有線経由のデータ伝送応用例では、サブセット復号
器40が、性能とPRビタビ検出器の複雑さの間のトレード
オフを提供する。
数)すなわち、±1、±3の有線伝送および受信器での
PRクラスIV(f(D)=1−D2)整形では、16状態PRビ
タビ復号器が必要である。このPRビタビ復号器の状態の
複雑さは、米国特許第5031195号明細書に記載されたサ
ブセット状態の概念を使用することによって削減でき
る。この場合、PRビタビ復号器33は、第6図に示され
る、4要素アルファベットの4状態サブセット・トレリ
スを操作する。この場合、PRビタビ検出器付き修正シー
ケンス推定機構3のための新しい分岐距離は、 になる。
は、有限の長さを有する。既知のチャネル特性に関し
て、有限長ノイズ予測PR等化器の係数は、2組の式を別
々に解くことによって得られる。第1ステップでは、有
限長PR線形等化器の最適係数を得る。その後、予測機構
の係数は、周知の正規方程式の解になる。PR線形等化器
は、T間隔または分数間隔の等化器として実施できる。
送信器パルス整形フィルタが過度な帯域幅を有する場
合、分数間隔の等化器が、受信器をサンプリング位相に
対して鈍感にする。未知の時間的にゆっくり変化するチ
ャネルの場合、標準適応アルゴリズムを適用することが
できる。この適応アルゴリズムは、基準指向モードまた
は判断指向モードで動作することができる。
示す。これは、複数N1+1個のT間隔係数{d1}を有す
るMMSE線形パーシャル・レスポンス等化器32、予測機構
係数推定機構50、複数L+1個の係数{fi}を有するパ
ーシャル・レスポンス・フィルタ39およびPRビタビ検出
器付き修正シーケンス推定機構36からなる。整合フィル
タ31の出力での速度1/Tのサンプリング(第3図参照)
の後に、サンプル{yk}のシーケンスは、D変換y
(D)と共に等化器32に入る。その後、パーシャル・レ
スポンス等化サンプルzkが、PRビタビ検出器付き修正シ
ーケンス推定機構36に供給される。予測機構係数推定機
構50は、複数N2個の予測機構係数の組{qi}を供給し、
この係数は、PRビタビ検出器付き修正シーケンス推定機
構36の分岐距離計算に使用される。
機構50は、PR等化器係数{di}を調節するために誤差信
号 を使用し、予測機構係数{qi}を更新するために予測誤
差 を使用して、適応式とすることができる。第5図の破線
によって示されるように、誤差信号ekおよびek′は、係
数更新のために32および50に供給される。記号 は、学習モードの間に使用される既知の基準シンボル
か、データ伝送モードの間にPRビタビ検出器付き修正シ
ーケンス推定機構36から得られた仮判断のいずれかであ
る。式(15)は、等化器誤差シーケンス{ek′}を操作
する白色化フィルタの動作として予測機構の動作を記述
したものであることに留意されたい。したがって、第1
の実施例のノイズ予測PR等化器のPR等化器32と予測機構
係数推定機構50は、下記の傾斜アルゴリズムに従って調
節される。
(14)で定義された値である。
8図に関して説明する。この実施例を、本明細書では適
応式パーシャル・レスポンス白色化整合フィルタ(PR W
MF)受信器と呼称する。この受信器は、PR−WMF82と、
その後のビタビ検出器付き修正シーケンス推定機構76か
らなる。71での整合フィルタリングとサンプリングの後
に、サンプルのシーケンス{yk}またはD変換領域でこ
れと同等なy(D)が、速度1/Tで線形PR等化器72に入
る。離散時間PR等化シーケンスz(D)は、 z(D)=x(D)f(D)+n(D), (18) によって与えられる。ここで、n(D)は、前と同様に
全ひずみを表す。白色化フィルタとして動作する予測機
構81は、その後、このPR等化されたシーケンスz(D)
のノイズ成分と残存ISI分を白色化する。式(6)、式
(18)および第7図の構成を考慮すると、出力シーケン
スv(D)は、 v(D)=[x(D)f(D)+n(D)][1+q
(D)] =x(D)f(D)+x(D)f(D)q(D)+e
(D), (19) として記述できる。ここで、e(D)は白色シーケンス
である。v(D)は、主に3つの成分からなることがわ
かる。すなわち、パーシャル・レスポンス成分、予測機
構の係数{qi}に依存するISI成分および白色全ひずみ
成分である。ISI成分は、PR関数f(D)が要因的であ
るとすれば要因的である。整合フィルタ71、PR等化器72
および予測機構81の組み合わせを、PR−WMF82と呼ん
だ。PR−WMFの出力シーケンスv(D)は、ビタビ検出
器付き修正シーケンス推定機構76に入る。PRビタビ検出
器73は、下記の分岐距離を使用してPRトレリスを操作す
る。
メモリからとられたデータ・シンボル推定を表す。式
(20)の分岐距離は、次式と同等である。
k)}を(D)、信号{wk(μk)}をw(D)と表
す。第7図では、状態μkに関連する経路メモリに対す
るディジタル・シーケンス{k}(または(D))
および{wk}(またはw(D))の依存性を、太い実線
で示す。式(20)または式(21)で分岐距離を指定され
たので、ビタビ検出器付き修正シーケンス推定機構76
は、第1の実施例の説明と同様に動作する。
示す。これは、複数N1+1個のT間隔の係数{di}を有
するMMSE線形パーシャル・レスポンス等化器72、複数N2
個の係数{qi}を有する予測機構フィルタ81、複数N2個
の係数{qi}を有する予測機構係数推定機構80、複数L
+1個の係数{fi}個の係数を有するパーシャル・レス
ポンス・フィルタ79およびPRビタビ検出器付き修正シー
ケンス推定機構76からなる。
構81の出力値を加算し、出力シーケンス を得る。
る場合、標準適応アルゴリズムを適用できる。第2の実
施例のPR−WMF受信器は、たとえば、下記の傾斜アルゴ
リズムを用いて等化器72の係数{di}と予測機構80およ
び81の係数{qi}を調節することなどによって、適応式
にすることができる。
kは、式(23)によって与えられる値である。対応する
誤差信号は、等化器72の係数{di}の更新の場合には ek′=zk−rk (27) であり、予測機構80および81の係数{qi}の更新の場合
には である。
の白色化と向上した信号対雑音比(SNR)が、信頼性の
ある伝送を達成できる距離の増加またはデータ伝送速度
の向上もしくはその両方がもたらされる。具体的に言う
と、ISDN基本速度伝送の場合、本方式は、下記の利益を
提供する。
牢性。
ある動作。
化方式は、磁気記録システムに使用することもできる。
この本発明のもう1つの実施例を、第9図に概略的に示
す。符号94によって示される、本発明のPRビタビ検出器
付きノイズ予測パーシャル・レスポンス受信器は、磁気
記録システムの一部とされる。第1の実施例の受信器を
使用する時には、符号94に、整合フィルタ31、パーシャ
ル・レスポンス等化器32およびPRビタビ検出器付き修正
シーケンス推定機構36が含まれる。第2の実施例の受信
器を使用する場合には、符号94に、PRビタビ検出器付き
修正シーケンス推定機構76とPR−WMF82が含まれる。磁
気記録チャネルの信号アルファベットは、±1に制約さ
れるという事実のゆえに、第4図に示されたサブセット
復号器ユニット40が不要であることに留意されたい。こ
のシステムには、さらに、磁気媒体90(たとえば磁気デ
ィスク)、読み書き磁気ヘッド91、書込みモードから読
取りモードへおよびその逆の切替えのための切替え手段
92および増幅手段93が含まれる。この磁気記録システム
の周波数応答は、第1図に示された周波数応答10に類似
している。磁気ヘッド91は、直流を伝送せず、チャネル
は、高周波での近ヌルを有する。受信器94に本発明の等
化方式を使用する時には、面記録密度を高めることがで
きる。
埋め込まれたノイズ予測機構を、性能を高めるために既
存のPRシステムにピギーバック式に取り付けることによ
って、それ以上のハードウェア変更が不要になることで
ある。
伝送するシステムに本発明を使用する時には、第1の実
施例のPRビタビ検出器33または第2の実施例のPRビタビ
検出器73が、エンコーダによって定義された状態空間を
も含むトレリスを操作する。PRおよびコード・トレリス
の組み合わせの例は、ウルフ(J.K.Wolf)他著の論
文、"Trellis Coding for Partial−Response Channel
s",IEEE Transactions on Communications,Vol.COM−3
4,No.8,pp.765−773、1986年8月に記載されている。
Claims (8)
- 【請求項1】スペクトル・ヌルまたは近ヌルもしくはそ
の両方を示すチャネルを介して伝送されるディジタル情
報シーケンスx(D)を検出するための装置であって、 ・ パーシャル・レスポンス線形等化器(32;72)の出
力での離散時間出力シーケンスz(D)が、チャネル応
答がスペクトル・ヌルまたは近ヌルもしくはその両方を
有する位置付近でスペクトル・ヌルを有するように前記
チャネルを所望のパーシャル・レスポンス伝達関数に整
形するための伝達関数d(D)を有する前記パーシャル
・レスポンス線形等化器(32;72)と、 ・ 出力線(33;78)に0遅延仮判断 を供給し、 − 前記伝送されるディジタル情報シーケンスx(D)
を推定するパーシャル・レスポンス・ビタビ検出器(3
3;73)と、 − 前記離散時間出力シーケンスz(D)のノイズ成分
および残存妨害成分を分離し、将来のノイズ成分および
残存妨害成分を予測するため、前記パーシャル・レスポ
ンス・ビタビ検出器(33;73)に結合された、ノイズ予
測機構(35;75)が後に続くパーシャル・レスポンス・
フィルタ(34;74)と を含む、パーシャル・レスポンス・ビタビ検出器付き修
正シーケンス推定機構(36;76)とを含み、 第2パーシャル・レスポンス・フィルタ(39;79)およ
び予測機構係数推定機構(50;80)によって適応式にさ
れ、前記第2パーシャル・レスポンス・フィルタが、前
記パーシャル・レスポンス線形等化器(32;72)の係数
{di}の更新に使用される誤差シーケンス{ek′}を得
るために前記離散時間出力シーケンスz(D)から減算
される整形出力シーケンス{rk}を供給するために、前
記0遅延仮判断 を操作することを特徴とする、前記装置。 - 【請求項2】出力シーケンス から前記誤差シーケンス{e′k}を減算することによ
る誤差シーケンス{ek}の生成のために使用される前記
出力シーケンス を供給する前記予測機構係数推定機構(50)への入力と
して使用される前に、前記整形出力シーケンス{rk}が
前記離散時間出力シーケンスz(D)から減算され、前
記誤差シーケンス{ek}が、前記予測機構係数推定機構
(50)の係数{qi}を更新するために使用されることを
特徴とする、請求項1に記載の装置。 - 【請求項3】前記パーシャル・レスポンス線形等化器
(32;72)の係数{di}が、前記チャネルを含む総合伝
達関数が所望のパーシャル・レスポンス伝達関数によく
一致するように最適化されることを特徴とする、請求項
1に記載の装置。 - 【請求項4】前記第2パーシャル・レスポンス・フィル
タ(39;79)の係数{fi}が、任意の実数値をとること
ができることを特徴とする、請求項1に記載の装置。 - 【請求項5】前記パーシャル・レスポンス・ビタビ検出
器付き修正シーケンス推定機構(76)に転送される白色
化シーケンスv(D)を形成するため前記パーシャル・
レスポンス線形等化器(72)の前記離散時間出力シーケ
ンスz(D)と前記予測機構フィルタ(81)の出力シー
ケンスとが加算されるように、前記パーシャル・レスポ
ンス線形等化器(72)の出力に結合された白色化フィル
タとして動作する前記予測機構フィルタ(81)を含む、
請求項1に記載の装置。 - 【請求項6】前記整形出力シーケンス{rk}が、さら
に、 および{rk}を{vk}から演算することによる誤差シー
ケンス{ek}の生成に使用される出力シーケンス を供給する前記予測機構係数推定機構(80)への入力と
して使用され、前記誤差シーケンス{ek}が、前記予測
機構係数推定機構(80)の係数{qi}の更新に使用され
ることを特徴とする、請求項1に記載の装置。 - 【請求項7】前記誤差シーケンス{ek}が、前記予測機
構フィルタ(81)の係数{qi}の更新に使用されること
を特徴とする、請求項6に記載の装置。 - 【請求項8】前記伝送されるディジタル情報シーケンス
x(D)が、冗長に符号化され、前記パーシャル・レス
ポンス・ビタビ検出器が、ビタビ検出器でその冗長性を
利用するための手段を含むことを特徴とする、請求項1
に記載の装置。
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