JPS63316935A - 決定帰還等化を使用するデータ伝送システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、複数のチャネルを有する伝送設備のｌチャネ
ルを通してデータ送信機からデータ受信機まで所与のシ
ンボル速度１／Ｔでデータ信号を伝送するシステムに関
連し、データ送信機はデータ符号器と送信フィルタを通
して上記のチャネルに接続されたデータ信号源を具え、
上記のチャネルは実質的に最小位相特性の分散伝送チャ
ネル（ｄｉｓｐｅｒｓｉｖｅ　ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏ
ｎ　ｃｈａｎｎｅｌ）であり、この伝送チャネルは伝送
されたデータ信号にシンボル間干渉（ｉｎｔｅｒ　ｓｙ
ｍｂｏｌ　１ｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）ならびに雑音お
よび伝送設備の残りのチャネルの同様なデータ信号から
の漏話を導入し、そしてデータ受信機は上記のチャネル
と差回路（ｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅ　ｃｉｒｃｕｉｔ）の
第１入力の間に接続されたフィードフォアワードフィル
タを含む決定帰還タイプ（ｄｅｃｉｓｉｏｎ　ｆｅｅｄ
ｂａｃｋ　ｔｙｐｅ）の等化器、差回路の出力に接続さ
れかつ伝送されたデータ信号から復元されたシンボル速
度１／Ｔによって制御されたデータ信号再生器、および
データ信号再生器の出力と差回路の第２入力の間に接続
された帰還フィルタを具えている。

そのようなシステムは、エッチ・シェンク（１１゜５ｃ
ｈｅｎｋ）の「漏話を考慮した加入者線の３進データ転
送における信号誤りの計算（Ｂｅｒｅｃｈｎｕｎｇ　ｄ
ｅｒＳｃｈｒｉｔｔｆｅｈｌｅｒｗａｒｓｃｈｅｉｎｌ
ｉｃｈｋｅｉｔ　ｂｅｉ　ｔｅｒｎａｒｅｒＤａｔｅｎ
ｕｂｅｒｔｒａｇｕｎｇ　ａｕｆ　Ｔｅｉｌｎｅｈｍｅ
ｒａｎｓｃｈｌｕｓｓｌｅｉｔｕｎｇｅｎ　Ｂｅｒｉｃ
ｋｓｉｃｈｔｉｇｕｎｇ　ｄｅｓ　Ｎｅｂｅｎｓｐｒｅ
ｃｈｅｎｓ）　Ｊ　−。

Ｆｒｅｑｕｅｎｚ、第３８巻、第３号、頁６７−７１．
１９８４年から既知であり、これは既存のローカル公衆
電話回線網のワイヤベアーを通すデータ信号のチャネル
特性と漏話の影響を取扱っている。

次の数１０年の間、既存のアナログローカル公衆電話回
線網はデータ信号の伝送に大規模に使用され、そして完
全なディジタル回線網、すなわち統合サービスディジタ
ル回線！Ｉｎ　（ＩＳＤＮ）の一部分を構成するであろ
う。このｌ５ＤＮではＣＣＩＴＴとＣＩＥＰＴによって
標準化された１４４ｋ　ｂｉｔ／秒のビット速度がサー
ビスを組合せる加入者に利用可能となろう。例えば８ｋ
　ｂｉｔ１５のピント速度における受信機の同期用の付
加情報と共に、これは約４ｋｌｌｚの帯域幅を有する既
存のローカル公衆電話回線網のワイヤペアーを通す１５
２ｋ　ｂｉｔ／秒のビット速度におけるデータ信号伝送
を導くであろう。確かにこのかなり高いビット速度にお
いて、ラインの減衰、漏話、インパルス雑音のような既
存のローカル公衆電話回線網の不完全性は伝送品質を損
なう結果となろう。

決定帰還等化器（ＤＰＥ：ｄｅｃｉｓｉｏｎ　ｆｅｅｄ
ｂａｃｋ　ｅｑｕａｌ−ｉｓｅｒ）はｌ５ＤＮ環境にお
けるシンボル間干渉（ＩＳＩ：１ｎｔｃｒ　ｓｙｍｂｏ
ｌ　１ｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）の実質的にポストカー
シブな性質（ｐｏｓｔｃｕｒｓｉｖｅ　ｎａｔｕｒｅ）
の観点でシンボル間干渉に対抗するのに著しく適してお
り、この性質はローカル公衆電話回線網の電話ケーブル
のワイヤケーブルの最小位相特性から生している。ポス
トカーシブなＩＳ［を除くために、ＤＩ’Ｅは限られた
数のＮシンボル決定（Ｎ　ｓｙｍｂｏｌ　ｄｅｃｉｓｉ
ｏｎ）に基いてこのポストカーシブなＩＳＩの複製を合
成する帰還フィルタを具え、このＮシンボル決定は既に
形成されておりかつフィードフォアワードフィルタによ
って予備処理された受信データ信号のバージョンからこ
の複製を抽出している。このフィートフォアワードフィ
ルタは帰還フィルタによって除けない干渉、特に帰還フ
ィルタの長さＮＴのスパンの外側で起こる残留ｌ５Ｉ（
ｒｅｓｉｄｕａｌ　１５１）、隣接ワイヤベアーからの
漏話およびインパルス雑音を抑制することを目的として
いる。このフィートフォアワードフィルタは簡単な構造
、好ましくは非適応構造（ｎｏｎ−ａｄａｐｔｉｖｅ　
５ｔｒｕｃｔｕｒｅ）を有すべきであり、しかしケーブ
ル長の変化、漏話レベルの変化、および異なるタイプの
漏話のような広い範囲の周囲条件にわたって動作できな
くてはならない。このフィードフォアワードフィルタに
よって抑制された漏話の振幅レベルは漏話と所望のデー
タ信号の間の常に存在する相対位相差にできる限り僅か
しか存在しない。最後に、このフィードフォアワードフ
ィルタは特にインパルスｉｆのような高周波妨害を効率
的に抑制すべきである。これらの目的は明らかに雑多で
あり、かつ部分的には矛盾している。

この設計問題の複雑性は、既知の伝送システムにおいて
フィードフォアワードフィルタの多少ともアトホックな
解（ａｄｈｏｃ　５ｏｌｕｔｉｏｎ）が線形等化として
知られた低域通過フィルタを特に使用しているという事
実を明らかに導いている（例えば、シェンクによる上記
の論文を比較せよ）。そのような通常のフィードフォア
ワードフィルタの設計は本質的に漏話と残留ＩＳＩの間
のむしろデリケートなバランスとなっている。すなわち
、フィルタ帯域幅の制限は付加残留ＩＳＩを代償として
より良い漏話抑制を生じている（あるいはその逆）。こ
のように、最大帯域幅はローカル公衆電話回線網では殆
ど予知できず、さらにしばしば時間に依存している漏話
レベルのようなローカルな周囲条件にかなり強く依存し
ている。このほかに、そのようなフィードフォアワード
フィルタを設計する場合、漏話と所望のデータ信号の間
の相対位相差が瞬時伝送品質（ｉｎｓＬａｎｔｅｎｅｏ
ｕｓ　ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ　ｑｕａｌｉｔｙ）に
著しく影響できるという事実を考慮していない。

本発明の目的は前文で述べられたタイプのシステムのフ
ィードフォアワードフィルタの新奇な概念を与えること
であり、この概念はフィードフォアワードフィルタの同
じ複雑性で改良された伝送品質を実現できるか、あるい
はおなし伝送品質でフィードフォアワードフィルタの複
雑性を減らすことができるかである。

それに対して、本発明によるシステムは、フィードフォ
アワードフィルタが実質的に最小位相特性と、周波数ｆ
＝１／（（Ｎ＋１）Ｔ）に近い周波数「、に対して著し
い最大値Ｉ　Ｗ（ｆｍ）　ｌを有する振幅周波数特性１
ｊｎ（ｆ）ｌを有する低域通過フィルタセクションを具
え、ここでＮＴは多数のＮ個の連続データシンボルに対
応スる帰還フィルタのメモリスパン（ｍｅｍｏｒｙ　５
ｐａｎ）であり、この最大値Ｉ　Ｗ（ｆｍ）　Ｉは上記
のチャネルのメモリスパンが大きくなりかつ数値Ｎが小
さくなるにつれて大きくなり、そして振幅周波数特性Ｉ
　Ｗ（ｆ）　ｌがｒｌを越える周波数で実質的にゆっく
り減少することを特徴としている。

事実、ｌ　Ｗ（ｆ）　ｌの適当な最大値１轄（ｆｍ）　
ｌは周波数ｆ＝０に対する固定値Ｗ（Ｏ）から、データ
信号源の出力とフィードフォアワードフィルタの出力と
の間の伝送セクションの直線部分のインパルス応答の実
効７１１間が（Ｎ＋２）Ｔより小さいかあるいはそれに
等しくなるまで増大するｌ　ｗ（ｒ、）　ｌを有するこ
とにより簡単に決定できる。

たとえ本発明がＮＲＺ（Ｎｏｎ−Ｒｅｔｕｒｎ−ｔｏ−
Ｚｅｒｏ）および＾旧（Ａｌｔｅｒｎａｔｅ−Ｍａｒｋ
−Ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ）のような線形ラインコード（ｌ
ｉｎｅａｒ　１ｉｎｅ　ｃｏｄｅ）を使用するローカル
公衆電話回線網のワイヤペアーを通るデータ信号の伝送
システムの分野の研究から始まり、そしてこのタイプの
伝送システムは今後論議するととはいえ、本発明はそれ
に限定されない。と言うのは、同じ原理は４Ｂ／３Ｔタ
イプの３進ブロツクコードのような別のラインコードや
ディジクル信号の記録・再生に用いられるような異なる
タイプの伝送システムにも適用できるからである。後の
ケースでは、チャネルはローカル公衆電話回線網のケー
ブルのワイヤペアーによって構成されていなか、しかし
く磁気テープあるいは光ディスクのような）多重トラッ
ク記録媒体上のトランクによって構成されている。これ
らのシステムのチャネルはまた漏話、すなわち隣接トラ
ックからの漏話をこうむる分散伝送チャネルであり、そ
してそれらの伝達特性はフィードフォアワードフィルタ
の前に挿入された適当なフィルタを用いて最小位相特性
に変換することができる。

本発明の実施例およびそれらの利点を図面を参照して説
明する。

この伝送システムの説明は、既存のローカル公衆電話回
線網のケーブルのワイヤペアーが伝送設備を構成し、そ
してデークイ３号が１４４ｋ　ｂｉｔ／秒のｌ５ＤＮ標
準ネットピット速度と１５２ｋ　ｂｉｔ／秒の伝送速度
（ライン速度）を有する２進デ一タ信号であるケースに
ついて与えられている。たとえｌ５ＤＮに対する既存の
ローカル公衆電話回線網の使用が実際の２ワイヤライン
にわたる全二重伝送（ｆｕｌｌ−ｄｕｐｌｅｘ　ｔｒａ
ｎｓｍｉｓｓｉｏｎ）を要求していてもぐ利用可能な帯
域幅の効率的使用のためのエコーキャンセレーションの
必要性のような）固有の特殊問題は二の説明では無視さ
れている。さらに（加入者から市内交換機への）一方向
のみの伝送が第１図の基本図を参照して論議されている
。と言うのは、（市内交換機から加入打への）他の方向
の伝送は同様なやり方で基本的に実行されるからである
。

第１図のシステ１、において、複数のワイヤペアー３（
１）−３（Ｍ）を有する電話ケーブル３のワイヤペアー
３（１）を通して（加入者ステーションにおける）デー
タ送（３機１から（市内交換機における）データ受信機
２に１５２ｋ　ｂｉｔ／秒のビア）速度で２進デ一タ信
号が送信される。ＴＳＤＮ環境において、この電話ケー
ブル３は任意の時点で異なる２進デ一タ信号を運び、同
時にすべてのこれらの信号の伝送は速度１／Ｔ　＝　１
５２ＫＩｌｚの共通りロック信号によって制御され、こ
のクロック信号は市内交換機のく示されていない）ソー
スから発生される。

データ送信機ｌはシンボル速度１／Ｔで２進デ一タ信月
を供給するために共通りロック信号で同期されたデータ
信号源４を具えている。これらの２進デ一タ信号はデー
タ符号器５と伝送フィルタ６を通してワイヤペアー３（
１）に供給され、そのワイヤペアーは実質的に最小位相
特性の分散伝送チャネルであり、かつ伝送されたデータ
信号中にシンボル間干渉（ＩＳＩ）を導く。その上、伝
送されたデータ信号はインパルス雑音の形をした妨害と
、電話ケーブル３の残りのワイヤペアー３　（２）−３
（Ｍ）を通して運ばれた同様なデータ信号からの漏話を
受けている。ワイヤペアー３（１）を通るこの伝送の間
に生じた妨害はデータ受信機２で対抗される。

データ受信機２はワイヤペアー３（１）と差回路９の第
１入力の間に接続されたフィードフォアワードフィルタ
８を含む決定帰還タイプの等化器、クロック抽出器（ｃ
ｌｏｃｋ　ｅｘｔｒａｃｔｅｒＨｌを用いて伝送された
データ信号から復元されたシンボル速度１／Ｔによって
制御されかつ差回路９の出力に接続されたデータ信号再
生器１０、およびデータ信号再生器１０の出力と差回路
９の第２入力の間に接続された帰還フィルタ１２を具え
ている。再生された２進デ一タ信号は市内交換機の入力
から最終宛先までの全通路を表わす信号シンク（ｓｉｇ
ｎａｌ　５ｉｎｋＨ３に印加されている。

この基本形において、第１図のデータ信号再生器ＩＯは
各Ｔ秒毎に差回路９の出力信号をナンプルするサンプル
リング回路１０（１）と、２進デ一タ信号の公称レベル
の間の中央における決定しきい値（ｄｅｃｉｓｉｏｎ　
ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ）を持つ２進シンボル決定回路１０
　（２）を含んでいる。２進シンボル決定に基いて帰還
フィルタ１２はデータ信号再生器１ｏの入力信号を得る
ために差回路９を用いてフィードフォアワードフィルタ
日の出力信号から抽出されるポストカーシブなＩＳＩの
キャンセリング信号を形成する。

この帰還フィルタ１２は因果インパルス応答（ｃａｕｓ
ａｌｉｍｐｕｌｓｅ　ｒｅｓｐｏｎｓｅ）と連続データ
シンボルの数Ｎに対応するメモリスパンＮＴを有し、従
って任意の時点で形成されたキャンセリング信号は既に
なされたＮ個の連続２進シンボル決定（Ｎ　ｃｏｎｓｅ
ｃｕｔｉｖｅｂｉｎａｒｙ　ｓｙｍｂｏｌ　ｄｅｃｉｓ
ｉｏｎ）の加重された組合わせである。加重回数（帰還
フィルタ１２の係数）は、キャンセリング信号ができる
だけポストカーシブなＴＳＩの良好な複製であるように
調整されている。

この調整は、例えばジュー・ジー・プロアキス（ｊ、Ｇ
、Ｐｒｏａｋｉｓ）の著書、「ディジタル通信（Ｄｉｇ
ｉｔａｌＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）　Ｊ　、マクグ
ロウヒル社（Ｍｃ　Ｇｒａｗ−Ｉｌｉｌｌ）、１９８３
年、第６章、第６．５節、頁３８２−３８６に記載され
たような既知のアルゴリズムと技術を具体化することに
よる適応的やり方で一般に実行されている。このことは
データ信号再生器１０の入出力信号を受信する適応回路
１２（１）の存在によって第１図に示されている。

ＤＦＩＥ回路本体（９，１０，１１，１２）は帰還フィ
ルタ１２のスパンＮＴ内でポストカーシブなＩＳＩのみ
を除くことができるから、このスパンＮＴの外の残留Ｉ
ＳＩならびにインパルス雑音および隣接ワイヤベアー３
　（２）　−３（Ｍ）からの漏話はフィードフォアワー
ドフィルタ８を用いて最良可能なやり方で前もって抑制
すべきである。予算に基いて、このフィードフォアワー
ドフィルタ８は簡単であり好ましくは非適応構成を有し
なくてはな４ず、一方、それは電話ケーブル３の−長さ
の変化、予知の困難な漏話レベルの変化、および一般に
近端漏話（ｎｅａｒ−ｅｎｄｃｒｏｓｓｔａｌｋ：ＮＥ
ＸＴ）と遠端漏話（ｆａｒ−ｅｎｄ　ｃｒｏｓｓｔａｌ
ｋ：Ｆｌ！ＸＴ）に分解できる異なるタイプの漏話のよ
うなローカル公衆電話回線網における広い範囲の周囲条
件にわたって動作しなければならない。なおＮＩＥＸＴ
は一般にローカル公衆電話回線網で目立っている。ｌ５
ＤＮ環境において、電話ケーブル３は任意の時点で種々
の２進デ一タ信号を運び、すべてのこれらの信号の伝送
は速度１／Ｔを有する共通りＩコック信号によって制御
されている。漏話によって生じたこれらのデータ信号間
の干渉はデータ受信機２の決定時点（ｄｅｃｉｓｉｏｎ
　１ｎｓｔａｎｔ）でのみ関連し、そしてこの干渉の効
果を決定する場合に、これらのデータ信号のサイクル定
常性（ｃｙｃｌｏｓＬａｔｉｏｎａｒｙｎａｔｕｒｅ）
は、平均、分散、自己相関のような信号集団（ｓｉｇｎ
ａｌ　ｅｎｓｅｍｂｌｅ）の性質が期間Ｔによる周期的
時間依存性を有している事実をどの特性が反映している
かを考慮せねばならない。これについてはジュー・シー
・エッチ・キャンベル（Ｊ、Ｃ，Ｈ。

Ｃａｍｐｂｅｌ）、ニー・ジュー・ギブス（Ａ　、　Ｊ
　、　Ｇ　１ｂｂｓ）、ビー・エム・スミス（Ｂ、Ｍ、
Ｓｍ１ｔｈ）　ニよる論文、［多対ケーブルのディジタ
ル信号からの漏話干渉のサイクル定常性（Ｔｈｅ　ｃｙ
ｃｌｏｓｔａｔｉｏｎａｒｙ　Ｎａｔｕｒｅｏｆ　Ｃｒ
ｏｓｓｔａｌｋ　Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ　ｆｒｏＩ
ＩＩＤｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌｓｉｎ　Ｍｕｌｔｉ
−Ｐａｉｒ　Ｃａｂｌｅ）、パートＩ＋　　ｎ、アイト
リプルイー・トランズアクション・オブ・コミュニケー
ション（ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ、　Ｃｏｎｌｌｌ１ｕｎ
、）　％第Ｃ０Ｍ−３１巻−第５号、１９８３年５月、
頁６２９−６３７および頁６３８−６４９を比較された
い。このサイクル定常性の結果として、漏話データ信号
と所望のデータ信号との間の相対位相差は瞬時伝送品質
に大きな影響を有するであろう。従って、フィードフォ
アワードフィルタ８によって抑制された漏話の振幅レベ
ルがこれらの相対位相差にできる限り依存しないことが
望ましい。

第１図のシステムの所望のデータ信号の伝送におけるＩ
ＳＩ、漏話および雑音の効果は、第２図に表されたシス
テムモデルを参照して説明できる。

ここで第２図はいくつかの現実的仮定によって第１図か
ら導びかれたものである。第１図と第２図において、対
応する要素は同じ参照記号によって表されている。

ワイヤペアー３（１）上のデータ信号はすべての残りの
ワイヤペアー３　（２）　−３（Ｍ）を通して運ぶこと
のできる複数の同様なデータ信号からの漏話を受ける。

しかし電話ケーブル３の幾何学的形状は相対的に高い妨
害効果を有する小さい数の漏話データ信号と、殆ど僅か
の効果した持たぬ残りの漏話データ信号という結果にな
る。後者のカテゴリの全結果は、たとえ漏話成分それ自
身がサイクル定°常性であっても、色付けられた定常ガ
ウス雑音（Ｃｏｌｏｕｒｅｄ、　５ｔａｔｉｏｎａｒｙ
　Ｇａｕｓｓｉａｎ　ｎｏｉｓｅ）として現実的にモデ
ル化できる。それについてキャンベル等の上記の論文を
比較されたい。しかし著しい漏話成分は定常雑音として
モデル化できないが、しかしそれらのサイクル定常性に
ついて相当の許容を行ってモデル化すべきである。第２
図において、簡単のために著しい漏話成分のみが示され
ており、すなわち、ワイヤペアー３（１）といわゆる「
カッド（ｑｕａｄ）　Ｊを形成するワイヤペアー３（２
）から発生する電話ケーブル３の成分が示されている。

それについてはシェンクによる上述の論文を比較された
い。さらに、第１図の信号再生器１０のサンプリング回
路１０（１１は叶Ｅ回路の信号記述を簡単化するために
第２図の差回路９の入力の前に挿入されているが、ＤＩ
”Ｅ回路の動作にはこの変形はマイナーな重要性しか持
っていない。

第２図の主信号路において、データ信号ｔＡ４はａｈ　
Ｅ　　＋−１，＋１１なる２進データシーケンスａｋを
生成する。データ符号器５によってこのデータシーケン
スはライン信号 Ｓ（〇　−Σ　ａｋｃ（ｔ−ｋＴ）　　　　　　　（１
）ｋ−−（１） に変換され、ここでｃ（ｔ）はデータ符号器５のインパ
ルス応答である。解析を簡単にするために、第２図では
微分符号化（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ　ｅｎｃｏｄｉ
ｎｇ）あるいは非線形予備符号化（ｎｏｎ−１ｉｎｅａ
ｒ　ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ）のようなプロセスはデータ信
号（原４で起こるものと仮定され、従ってデータ符号器
５は線形符号器（ライン符号器）と考えられよう。この
仮定は解析の結果に重大な効果を持っていない。例示の
目的で、第３図はしばしば通用される３つのラインコー
ドに対するライン符号器５のインパルス応答ｃ（ｔ）の
形を示している。すなわら、＾旧（Ａ　ｌ　ｔｅｒｎａ
　ｔｅ−Ｍａｒｋ−Ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ）については第
３八図に、ＮＲＺ（Ｎｏｎ−ＲｅＬｕｒｎ−ｔｏ−Ｚｅ
ｒｏ）については第３Ｂ図に、そしてハイフェーズ（Ｂ
ｉ−Ｐｈａｓｅ）については第３Ｃ図に示されている。

組合せインパルス応答ｈ（ｔ）を持つ伝送フィルタ６と
ワイヤペアー３（１）、およびインパルス応答−（１）
を持つフィードフォアワードフィルタ８を通る伝送のあ
と、サンプリング回路１０ｆｍ）の入力において信号ｚ
　（ｔ）が起こり、これはｚ（ｔ）＝　　　Σ　　ａｋ
　（ｃｍｈ柿）　（ｔ−ｋＴ）　＋ｄ　（ｔ）　　（２
）ｋ−−（１） を満足し、ここで記号「＊」は線形畳込み演算子（ｌｉ
ｎｅａｒ　ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎ　ｏｐｅｒａｔｏｒ
）　　を示し、（ｃ＊ｈ＊１ｙ）（１）は第２図の主信
号路のシステムインパルス応答を表している。式（２）
において、項ｄ（ｔ）はインパルス雑音および隣接ワイ
ヤペアー３　（２）−３（Ｍ）からの漏話の形をした付
加干渉の効果を示している（ローカル公衆電話回綿綱で
は熱雑音は一般に無視できる）。

干渉項ｄ（ｔ）のサイクル定常漏話成分はワイヤペアー
３（１）と「カッド」を形成するワイヤペアーから発生
ずる。ワイヤペアー３（２）には第１図のデータ送信機
１と類似の構造を持つデータ送信機、インパルス応答ｃ
（ｔ）を有するライン符号器１５にｂｋε　（−１，＋
１　）であるデータシーケンスｂｋを生成するデータ信
号源１４が接続され、そしてこのようにして得られたラ
イン信号 Ｏｏ が送信フィルタ１６を通してワイヤペアー３（２）に印
ＪＪ口されている。ワイヤペアー３（２）とワイヤペア
ー３（１）の結合はフィードフォアワードフィルタ８の
入力における合算器（ｓｕｍｍａｔｏｒ）　１８を通し
てワイヤペアー３（１）に接続されている結合路（ｃｏ
ｕｐｌｉｎｇｐａ　ｔｈ）　１７によって第２図に描か
れており、伝送フィルタ１６と結合路１７の組合わせは
インパルス応答ｄ（ｔ）を有している。残りの漏話成分
とインパルス雑音は合算器１８に定常雑音信号ｎ（ｔ）
を供給する雑音ａ１９によって第２図に反映されている
。式（２）の干渉項ｄ（ｔ）は ｄ　（Ｌ）　＝　　Σ　　　ｂｋ（ｃ＊ｇ＊ｗ）（ｔ−
ｒ　−ｋＴ）＋　（ｎ＊ｗ）（ｔ）　　（４）ｋヨー■ によって表され、ここで遅延τは著しい漏話データ信号
と所望のデータ信号の間の位相差を示し、その位相差は
瞬時伝送品質に大きな影響を持っている。

原始データ信号（ｏｒｉｇｉｎａｌ　ｄｅｔａ　ｓｉｇ
ｎａｌ）　ａｋの評価（ｅｓ　ｔ　ｉ…ａ　ｔｅ）τ工
を得るために、フィードフォアワードフィルタ８の出力
信号ｚ（ｔ）はサンプリング点【・ｔｏ＋ｋＴでサンプ
ルされ、対抗ポストカーシブ（ｃｏｍｂａｔｉｎｇｐｏ
ｓＬｃｕｒｉｖｅ）ＩＳＩは適当なインパルス応答Ｐう
を持つ帰還フィルタ１２を備えることにより実行され、
これに対して が保持され、そしてこの帰還フィルタ１２にシンボル決
定回路１０　（２）によって形成されるシンホル決定（
ｓｙｍｂｏｌ　ｄｅｃｉｓｉｏｎ）　ｇｗを与える。帰
還フィルタ１２の有限スパン長ＮＴのために、その任意
の時点ｋにおける出力信号は’　　（１＋−”ＩＮｌの
以前のシンボル決定３．−８によって専ら決定される。

正規動作条件の下でこれらのシンボル決定は正しく、す
なわち 訊−ｉ　＝ａｋ−７＋Ｉε　（１，・−、Ｎ　）　　　
　　　（６）であり、従って帰還フィルター２の長さＮ
Ｔのスパン内のすべてのポストカーシブなＩｓ？はフィ
ードフォアワードフィルタ８の出力信号ｚ（ｔ）のサン
プルされたバージョンｚ　（ｔ、＋ｋＴ）から除かれる
。

シンボル決定回路１０　（２）の入力における前の式に
裁いて、原始データ信号の評価りが展開され、それにつ
いて が保持される。式（７）は原始データ信号の評価ａ。

が所望の信号成分ａ１１　（ｃ柿柿）　（ｔｏ）および
残留ＩＳＩ、フィルタされた漏話、フィルタされた雑音
をそれぞれれ表わす干渉型を具えている。干渉型はサイ
クル定常性カテゴリ（ｃｙｃｌｏｓｔａｉｏｎａｒｙ　
ｃａｔｅｇｏｒｙ）（式（７）の右手の第２項と第３項
である残留１５１　とフィルタされた漏話）と、定常カ
テゴリ（、ｔａｔｉｏｎａｒｙｃａ　ｔｅｇｏｒｙ）　
（式（７）の第４項であるフィルタされた雑音）に分割
でき、実際には前者のカテゴリが一般に優勢である。さ
て、干渉型の双方のカテゴリの結合された影響を最小に
するのがフィードフォアワードフィルタ８の役割である
。

前にも説明したように、フィードフォアワードフィルタ
８に課せられた要件は雑多であり、部分的には矛盾さえ
している。要件のこのパケットの複雑性は、通常のシス
テムでは線形等化について知られているような通過帯域
で実質的に平坦な振幅周波数特性ＩＷ（ｆ）　ｌを有す
る簡単なタイプの低域通過フィルタの形をしたフィード
フォアワードフィルタ８に対して多少ともアトホックな
解が使用されている事実を明らかに導いている。例示と
して第４図はシェンクによる上記の論文に従って１５２
ｋ　ｂｉｔ／秒の伝送速度でフィードフォアワードフィ
ルタ８が使用されている場合のｌ　Ｗ（ｆ）　ｌの形を
対数尺度で示している（頁７１で値ｒ＝０．５が与えら
れている式（６）を見られたい）。このフィードフォア
ワードフィルタ８の遮断周波数の選択により、漏話と残
留ＩＳ■の結合効果を最小にすることが試みられている
。しかしそのような設計は漏話と残留ＩＳＩの間のむし
ろクリチカルなバランスを導いている。と言うのは、フ
ィルタ帯域幅の制限は良好な漏話抑制（これは高い周波
数で更に強く表されている）を与えるが、しかしこの帯
域幅制限に伴うシステムインパルス応答（ｃ＊ｈ＊ｗ）
　（Ｌ）の実効期間の増大の結果として、付加的残留ｒ
ｓＩが起る（あるいはその逆）。この通常のフィードフ
ォアワードフィルタ８の最大帯域幅は、ケーブル長、漏
話レベルおよび漏話のタイプのようなローカルな周囲条
件にかなり強く依存し、この条件はローカル公衆電話回
線網で著しく変化するであろう。

本発明はフィードフォワードフィルタ８の全く異なる概
念を与える。長さＮＴを有する帰還フィルタ１２のメモ
リスパンによって、この概念に従うフィードフォワード
フィルタ８は実質的に最小位相特性と振幅周波数特性１
ｗ（ｒ）ｌを持つ低域通過フィルタセクションを具え、
この振幅周波数特性は通過帯域で通常の実質的に平坦な
形状とは反対に周波数ｆ　＝　１／　（（Ｎ＋　１）Ｔ
）の近くの周波数ｆ７で著しい最大値を示し、そしてｆ
ｍを超える周波数ｆで実質的にゆっくり減少し、この最
大値ｌ　ｗ（ｒ、）　ｌは電話ケーブル３のワイヤペア
ー３（１）の物理長が大きくなるにつれ、そしてメモリ
スパンＮＴが小さくなるにつれて大きくなる。

実際に、適当な値ｌ　Ｗ（ｆｍ）　ｌは、ＬとＮＴの所
与の値において、周波数ｆ＝００固定値呵０）から増大
し、データ送信機ｌのデータ信号源４の出力とデータ受
信機２のフィードフォワードフィルタ８の出力の間の伝
送セクションの線形部分のシステムインパルス応答（ｃ
＊ｈ＊ｉｍ）　（ｔ）の実効期間が（Ｎ＋２）Ｔより小
さいかあるいはそれに等しくなるまで増大する値ｌ　Ｗ
（ｆｍ）　ｌを有することにより節単に決定できる。そ
のような小さい実効期間は、もし実際的でない小さい値
が例えばＮ＜５であるＮＴを選ぶならもちろん達成でき
ない。

第５Ａ図は長さＬ　＝　４　ｋｍを有するしばしば使用
されたタイプのワイヤペアー３（１）　（ワイヤ径０．
４ｍｍ。

容量４６ｎＦ／ｋｔ）を」ｍる静１ラインコードを用い
て１５２ｋｂｉｔ／秒の２進デ一タ信号が伝送され、か
つ帰還フィルタ１２が期間ＮＴ＝５Ｔ　（Ｎ＝　５　）
を持つインパルス応答を示す場合のこの態様で達成され
たＩＷ（ｆ）の形を対数尺度で示している。考慮してい
るケースはｌ５ＤＮ用伝送システムで実際に起る想定で
きる最悪状態を示している。比較のために、通常のフィ
ードフォワードフィルタ８のｌ　Ｗ（ｆ）　ｌの形が破
線で示され（第４図を見よ）、そして実線によりかつそ
のような尺度により最適サンプリング点（時点ｔ。＋ｋ
Ｔにおけるデータシンボルａ１を検出する［。の最適値
において）における双方のケースで弐（力の右手の所望
の信号成分ａ、、（ｃ＊ｈ＊ｗ）　（ｔｏ）は同じ値を
有している。

改良された漏話抑制を例示するために、第５８図はナイ
；トスト周波数ｆ　＝１／（２Ｔ）の近くの周波数で著
しい最大値を有する近端漏話（ＮＥＸＴ）を表す電カス
ベクトルを示している。ｆ　＝１／（（Ｎ＋１）Ｔ）＝
１／６Ｔの近くの周波数に対する著しく大きい値を代償
として、新しいフィードフォワードフィルタの振幅周波
数特性｜Ｗ（ｆ）｜（第肺図の実線）はナイキスト周波
数ｆ　＝１／（２Ｔ）の近くの周波数に対する通常のフ
ィードフォワードフィルタ（第５八図の破線）１　の振
幅周波数特性よりも著しく小さい値を有している。たと
えｆ　＝　１／　（（Ｎ＋１）Ｔ）　−１／　（６Ｔ）
の近くの周波数ｆを持つ弱いスペクトル漏話成分がこの
ように増幅されても、ナイキスト周波数ｆ　＝１／（２
Ｔ）の近くの漏話スペクトルの最も主要な部分はこの様
にＪ７ｊ？のフィードフォワードフィルタによるよりも
もっと良く減衰される。このように、著しく良好なネッ
ト漏話抑制が達成される。

その上、このより良い漏話抑制は第６図を参照して説明
されるように伝送フィルタ６、ワイヤペアー３（１）お
よびフィードフォワードフィルタ８の縦続配列の帯域幅
の拡大を伴っており、ここで第６八図は第５Ａ図の振幅
周波数特性｜Ｗ（ｆ）｜を示し、第６Ｂ図は伝送フィル
タ６と伝送フィルタが欠けているケースの長さＬ　＝　
４　ｋｍを持つ上述のタイプのワイヤペアー３（１）の
縦続配列の振幅周波数特性１１１（ｆ）　ｌを示してい
る。簡単のために、伝送フィルタ６の影響は今後考慮さ
れぬであろう。

はぼナイキスト周波数１／（２Ｔ）まで第６Ａ図に示さ
れた通常の特性｜Ｗ（ｆ）｜が平坦な形状を有している
から、ワイヤペアー３（１）とこの通常のフィードフォ
ワードフィルタ８の縦続配列の振幅周波数特性１＋＋（
ｎｗＯ）ｌはこれらの周波数に対してこのワイヤペアー
３（１）の振幅周波数特性Ｉｎ（ｌによって主として決
定されるであろう。これは第６Ｃ図にもまた示されてい
るように（＋＋（ｒ）ｗ（ｒ）　ｌの非常に「狭帯域」
な特性を導き、ここでｌ　１（（ｆ）Ｗ（ｆ）　ｌは破
線で示され、この場合の一３ｄＢ帯域幅は約０．０４／
Ｔである。他方、第９図の実線による新しいフィルタは
ｆ　＝１／（（Ｎ＋１）Ｔ）＝１／（６Ｔ）の近くの周
波数ｆ１でｌ　Ｗ（ｆ）　ｌの著しい最大値を有してい
る。周波数ｆ。

までの｜Ｗ（ｆ）｜の上昇はワイヤペアー３（１）のｌ
　＋＋（ｒ）　ｌの降下の補償を与え、従ってワイヤペ
アー３（１）と新しいフィードフォワードフィルタ８の
縦続配列はこの周波数ｆ。までもつと変化の少ない振幅
周波数特性＋　１１（ｆ）Ｗ（ｆ）　ｌを示している。

これは第６Ｃ図から分るようにもっと広い帯域を有する
特性＋　１１（ｆ）Ｗ（ｆ）　ｌを導き、第６Ｃ図では
この特性ＩＩＩ（ｆ）Ｗ（ｆ）　ｌは実線で示され、ま
た−３ｄＢ帯域幅はこの場合はぼ１／（（Ｎ＋１）Ｔ）
　＝１／（６Ｔ）であり、このことはほぼ因数４の改良
を意味している。もちろん帯域幅のこの著しい拡大はワ
イヤペアー３（１）とフィードフォワードフィルタ８の
縦続配列のインパルス応答（ｈｅｗ）　（ｔ）の著しい
短縮（ｓｈｏｒ　ｔｅｎ　ｉｎｇ）を同様に導いている
。さらに特定すると、上記の帯域幅の逆数（Ｎ＋１）Ｔ
＝６７はこのインパルス応答（ｈｅｗ）　（ｔ）の実効
期間の一次近似を形成している。第３図によるデータ符
号器５のインパルス応答ｃＤ）は１あるいはせいぜい２
シンボル間隔Ｔだけ拡がっているから、システムインパ
ルス応答（ｃｓｈ柿）　（Ｌ）はほぼ（Ｎ＋２）シンボ
ル間隔Ｔの期間にわたって広がり、これは通常の場合よ
りかなり少ない。これは第７図を参照して例示され、こ
こで第７Ａ図は＾旧うインコードを用いた場合のデータ
符号器５のインパルス応答ｃ（ｔ）を示しく第３Ａ図と
比較されたい）、第７Ｂ図は既に述べられたタイプのデ
ータ符号器５とワイヤペアー３（１）の縦続配列のイン
パルス応答（ｃ＊ｈ）　（ｔ）を示し、第７Ｃ図は第５
八図（破線）による通常のフィードフォワードフィルタ
を使用する場合の関連システムインパルス応答（ｃｓｈ
柿）　（ｔ）を示し、そして第７Ｄ図は第５八図に示さ
れた（実線）のような新しいフィードフォワードフィル
タを使用する場合の関連システムインパルス応答（ｃ柿
本ｗ）　（ｔ）を示している。第７Ｃ図と第７Ｄ図から
明らかに分るように、新しいフィードフォワードフィル
タを実現した場合のこのシステムインパルス応答（ｃｓ
ｈ軸）（１）の実効期間（第７Ｄ図）は通常のフィード
フォワードフィルタを使用した場合（第７Ｃ図）のそれ
よりもかなり小さい。

式（５）に基づいて、このかなりの短縮は帰還フィルタ
１２のメモリスパンＮＴをかなり減少でき、かつもっと
簡単な実現をそれぞれ第７Ｃ図と第７Ｄ図に示すことを
可能にし、この実例では通常のフィードフォワ−ドフィ
ルタ８．で要求された値ＮＴ≧１２７の代りに値ＮＴ　
＝　５７は新しいフィードフォワードフィルタ８にとっ
て充分であろう。そのような小さい値ＮＴ　＝　５７は
、帰還フィルタ１２が非常に簡単なテーブルルックアッ
プフィルタとして設計できるという実際の付加的利点を
示し、これはＮＴ　＝　５Ｔに対してＮＴ≧１２Ｔに対
するものより桁違いに複雑でない。

通常のフィードフォワードフィルタ８における漏話抑制
と残留１ｓＩ　との間の上述のトレードオフは本発明に
よるフィードフォワードフィルタ８で最早やクリチカル
ではない。と言うのは、実際に無視できる残留ＩＳＩを
達成するこのフィードフォワードフィルタ８の設計はシ
ステム的にもっと良い漏話抑制を自然に導くように見え
る。このように、本例では改良された伝送品質が帰還フ
ィルタ１２を余り複雑にしないで達成される。

上の説明に基いて、描かれたフィルタ特性の変化がいか
にしてワイヤペアー３（１）の物理長しと帰還フィルタ
１２のメモリスパンＮＴに依存するかが節単に認識でき
る。これは前に既に論議された第６図を参照して説明さ
れよう。

ワイヤペアー３（１）の物理長りの増大は第６Ｂ図に示
されたより狭い帯域幅を持つ振幅周波数特性１１１（ｆ
）　ｌを導くであろう。（Ｎ＋２）シンボル間隔Ｔの同
じ実効期間を持つシステムインパルス応答（ｃ峠＊ｗ）
　（ｔ）を実現するために、ｌ　＋ｍ）ｗ（ｒ）　ｌは
第６Ｃ図に示されたように同じ一３ｄ［ｌ帯域幅１／（
（Ｎ＋１）Ｔ）を見掛上示す必要がある。これは周波数
ｆｍ（その位置は変化しない）までｌ　Ｗ（ｆ）　ｌの
対応する高速上昇によって１　ｕ（ｒ）　ｌの高速降下
を補償することによってのみ可能である。これは第６Ａ
図に示されたものよりＩＷ（ｆ）　ｌの最大値ｌ　Ｗ（
ｆｍ）　ｌのより大きい値を導く。実際には、フィード
フォワードフィルタ８の適当に固定された設計は、受信
データ信号が最も強く減衰され、従って最大限妨害する
最も好ましくない実際の状態（ワイヤペアー３（１）の
最大可能物理長しで起る）から出発して決めることがで
きる。もっと小さい物理長しにおいて、フィードフォワ
ードフィルタ８の設計は最適ではないが充分真である。

しかし伝送品質の結果として生ずる劣化は受信データ信
号の小さい減衰による改良で充分補償されよう。

ワイヤペアー３（１）の固定物理長りに対して、どんな
やり方で最大値１　ｗ（ｒ、）　ｌの値とこの最大値が
起る周波数ｆｍが帰還フィルタ１２のメモリスパンＮＴ
に依存するかを簡単に認識することができる。

第６八図で使用された値ＮＴ　＝　５７より大きいメモ
リスパンＮＴはシステムインパルス応答（ｃ峠軸）　（
ｔ）が大きい実効長（Ｎ＋２）Ｔにわたって延びること
を許し、これは振幅周波数特性＋　１１（ｆ）Ｗ（ｆ）
　ｌが小さい一３ｄＢ帯域幅１／　（（Ｎ＋　１）　Ｔ
）を有することを許容する事実を意味している。このこ
とはｌ　ＩＩ（ｆ）　ｌの降下がｌ　Ｗ（ｆ）　１の対
応する上昇によって小さい周波数範囲にわたって補償さ
れることのみが必要であり、従って｜Ｗ（ｆ）｜の最大
値ｌ　Ｗ（ｆｍ）　ｌのこの最大値が起る周波数ｆｍの
双方が小さくなることを意味している。

別の観点セは、第６八図の新しいフィードフォワードフ
ィルタ８の簡単な特性によって第６図に示されたかなり
の広い周波数範囲にわたってｌ　ＩＩ（ｆ）　１の変動
を充分補償し続けることは本来不可能であり、従って実
際には約５Ｔより小さい値ＮＴは達成できぬであろう。

フィードフォワードフィルタ８の魅力的な特性を得るた
めに、描かれた伝達関数Ｗ（ｆ）はこれから説明する簡
単なやり方で実現できる。と言うのは、伝達関数層（ｆ
）を の形の２次伝達関数として良好な近似で記述することは
可能であるように見えるからである。ここでＷ　（ｏ）
は実スケースファクタであり、ｆｏはＩＷ（ｆ）１の最
大値Ｉ　Ｗ（ｆｍ）　ｌの位置ｆｍに対して決定的（ｄ
ｅｃｉｓ　１ｖｅ）であり、αはこの最大値の値に対し
て実質的に決定的であり、そしてβの適当な値は約０．
５から０．８であり、従ってＷ（ｆ）は複素共役極（ｃ
ｏｍｐｌｅｘ　ｃｏｎｊｕｇａｔｅρｏｌｅ）を有して
いる。−（ｆ）が最小位相特性であることを実現するた
めに、αは正でなくてはならない。第２図の主信号路の
伝達関数がまた実質的に最小位相であるからこれは望ま
しく、そして最小位相システムが決定帰還等化の適用に
非常に適していることが一般に知られている。

１／Ｔ　＝　１５２ｋｌｌｚである第５Ａ図の実例にお
いて、描かれた振幅周波数特性ＩＷ（ｆ）　ｌはｒ、ｒ
＝０．１５５、α＝２．６７およびβ＝０．５５なる値
を持つ式（８）による伝達関数Ｗ（ｆ）に関連している
。

式（８）による伝達関数は、エヌ・フリーダ（Ｎ。

Ｆｌｉｅｇｅ）の「２つの演算増幅器を持つ２次ＲＣ能
動フィルタの新しいクラス（Ａ　Ｎｅｗ　Ｃ１ａｓｓ　
ｏｆ　５ｅｃｏｎｄ−０ｒｄｅｒ　ＲＣ−Ａｃｔｉｖｅ
　Ｆｉｌｔｈｅｒｓ　ｗｉｔｈ　ｔｗｏ　ｏｐｅｒａｔ
ｉｏｎａｌＡｍｐｌｆｉｅｒｓ）Ｊ　、と題する論文、
Ｎａｃｈｒｉｃｈｔｅｎｔｅｃｈ。

Ｚｌ、第２６巻、頁２７９−２８２．１９７３年６月に
記載されているような２つの演算増幅器を持つ２次能動
フィルタによって簡単に実現できる。そのような実現の
一例は第８図に表わされている。第８図のフィルタは２
つの演算増幅器Ａ、と八２を具え、その反転入力が相互
に接続されている。フィルタ入力は抵抗器Ｒ３を通して
増幅器Ａ、の非反転入力に接続され、増幅器Ａ、の出力
は抵抗器Ｒ２’を通してその反転入力に帰還されている
。増幅器Ａ１の出力はフィルタ出力を形成し、それはま
たキャパシタＣ′を通して増幅器へ２の非反転入力に接
続されている。

増幅器Ａ２の出力は抵抗ＨＲ，を通してその反転入力に
帰還され、かつ増幅器Ａ１の反転入力にも接続されてい
る。キャパシタＣはさらに増幅器Ａ１の非反転入力とア
ースの間に接続され、そしてＰ、′は増幅２ＳＡｚの非
反転入力とアースの間に接続されている。理想的演算増
幅器Ａ１と八２に対して、もし以下の関係、すなわち ２πｒｏ＝１／（ｐｚｃ） α−Ｒ３／Ｒ２ ２β−Ｒ２／Ｒ１ ＋ｖ（０）　＝Ｒ１／（ＬＲｉ） が満足されるなら第８図のフィルタの伝達関数が弐（８
）によって与えることが推定できる。第５八図の特性値
ｆ。Ｔ　＝０．１５５　、α＝２．６７、β＝０．５５
はＲ１Ｒ２，Ｒ３＋　　Ｃそれぞれを５１．１　ｋΩ、
　５６．２　ｋΩ、１５０にΩ、１２０ｐＦと選ぶこと
により実現できる。もちろん第８図に示されたフィード
フォワードフィルタ８の実施例に加えて、種々の異なる
実施例が実現可能である。

残留＋５１と漏話の達成された抑制を維持すると同時に
、この新しいフィードフォワードフィルタ８は高周波雑
音成分のより良い抑制までも実現されるように配置でき
る。これに対して、好ましい実施例では上述のフィード
フォワードフィルタ８は、はぼナイキスト周波数１／（
２Ｔ）までの周波数で実質的に一定である伝達関数と、
オクターブ当り約１８ｄＢあるいは２４ｄＢの所定の傾
斜で高い周波数に対して減少する振幅周波数特性を有す
る２次低減通過フィルタによって拡張できる。一般に知
られているように、そのような特性はバッターワースフ
ィルタおよびトムソンフィルタ（Ｂｕ　ｔ　ｔｅｒｕｏ
ｒ　ｔｈａｎｄ　Ｔｈｏｍｓｏｎ　ｆｉｌｔｅｒ）のよ
うな古典的なフィルタタイプを用いて実現でき、そして
実際には３次あるいは４次フィルタは高周波雑音成分の
適当な抑制を一般に導くであろう。はぼナイキスト周波
数１／（２Ｔ）以下の周波数でこの２次フィルタセクシ
ョンは実質的に一定の伝達関数を有するから、この周波
数範囲におけるフィートフォワードフィルタ８の振舞は
広く議論された１次フィルタセクションによって主とし
て決定されよう。それ故、残留ＩＳＩの達成された抑制
は見掛上変化しないままであり、同時に漏話の達成され
た抑制は改良されさえするであろう。これは第５．６．
７図を参照して簡単に例示できる。−３ｄＢ点でｆ　＝
０．５５／Ｔの遮断周波数を有する３次トムソンフィル
タの形をした２次フィルタセクションのケースでは、第
５Ａ図と第６八図はフィードフォワードフィルタ８の振
幅周波数｜Ｗ（ｆ）｜を示し、これはそれが１次フィル
タセクションの｜Ｗ（ｆ）｜の形状（実線）から異る限
りにおいて一点鎖線によるこれら２つのフィルタセクシ
ョンを含んでいる。第５Ａ図から、ナイキスト周波数ｒ
　＝１／（２Ｔ）の近くの第５Ｂ図の漏話スペクトルの
最も重要な部分は２次フィルタセクションの付加の結果
として明らかに良好な抑制を有することが分る。しかし
、他方、第６Ｃ図から、２次フィルタセクションの付加
はｆ　＝１／（４Ｔ）以下の周波数に対するワイヤペア
ー３（１）とフィードフォワードフィルタ８の縦続配列
の振幅周波数特性ｌ　Ｈ（ｆ）Ｗ（ｆ）　１の形がどう
てあっても実際上の影響を持っていないように見える。

前に示された第６図の説明によって、そのケースでは残
留ＩＳＩの抑制は見掛上不変のままであることはもちろ
んである。このことは実際に双方のフィルタセクション
を具えるフィードフォワードフィルタ８のケースでシス
テムインパルス応答（ｃ＊ｈ＊ｗ）　（ｔ）が１次フィ
ルタセクションしか具えないフィードフォワードフィル
タ８のケースに対する第７Ｄ図のものと実質的に異なっ
ていないうという事実によって確認される。

本発明の利点を例示するために、第９図に一対の実際の
システム、ずなわちＮＴ＝１２Ｔを持つ帰還フィルタ１
２と組合された第４図による通常のフィードフォワード
フィルタ８を有するシステム（破線）と、ＮＴ　＝　５
７を持つかなり簡単な帰還フィルタ１２と組合された新
しいフィードフォワードフィルタ８を有するシステム（
実線）について行なわれた測定によって得られた一組の
グラフが示されている。

この新しいフィードフォワードフィルタ８は、第８図に
従いかつ第５Ａ図の実線の特性を導く関連成分値を持つ
第１フイルタセクシヨンと、２つのセクションの縦続配
列およびほぼｆ　＝１／（４Ｔ）の上の周波数に対して
第５Ａ図の一点鎖線の特性を導く上述の３次トムソンフ
ィルタの形をした第２フイルタセクシヨンとを具えてい
る。双方のシステムではＡＭＩ　ラインコードと長さＬ
＝４１ａｍを持つ前述のタイプのワイヤペアー３（１）
が使用され、一方、ワイヤペアー３（１）とカッドを形
成するワイヤペアー３（２）を通して、近端漏話（ＮＥ
ＸＴ）はフィードフォワードフィルタ８の入力において
所望の受信データ信号に対して一１０ｄＢである一定平
均電力レベルで導入されている。このほかに、ガウス雑
音が調整可能な電力レベルでフィードフォワードフィル
タ８の入力に注入されている。第９図のグラフはフィー
ドフォワードフィルタ８の入力における信号、対雑音比
（ＳＮＲ）の関数としての測定ビットエラー率（ＢＥＲ
：ｂｉｔ　ｅｒｒｏｒ　ｒａｔｅ）を示し、これは所望
のデータ信号成分と漏話成分の間の特定できる最も好ま
しくない位相差τの状態のものである。１０−４あるい
はもっと小さいビットエラー率に属するＳＮＲの値に対
して、第９図は本発明によるフィードフォワードフィル
タ８の適用が通常のフィードフォワードフィルタ８を用
いて達成できるものより何倍も小さいビットエラーを導
くことを示している。

別の測定は通常のフィードフォワードフィルタを用いて
実現された伝送品質が新しいフィードフォワードフィル
タ８を用いて実現された伝送品質よりも所望のデータ信
号成分と漏話成分間の上記の位相差τにずっと強く依存
していることを確かめている。前に既に述べたように、
第１図の受信機２の性能レベルでこのように達成された
改善全体は帰還フィルタ１２のかなりの簡単化、従って
叶Ｅ回路本体（９，１０，１１，１２）の簡単化を伴っ
ている。

【図面の簡単な説明】

第１図はローカル公衆電話回路網のケーブルのワイヤペ
アーを通るデータ信号伝送システムの基本図を示し、 第２図は所望のデータ信号伝送のＩＳＩ　、漏話、およ
び雑音の効果を説明する第１図のシステムのモデルを示
し、 第３Ａ、　３Ｂ、　３Ｃ図はしばしば使用さている３つ
のラインコードに対する第１図の送信機のライン符号器
のインパルス応答を示し、 第４図は第１図の受信機の通常のフィードフォワードフ
ィルタの振幅周波数特性を示し、第５八図は本発明によ
る２つのフィードフォワードフィルタならびに第４回の
振幅周波数特性を示し、かつ第５Ｔｈｌｋは近端漏話を
表す電カスベクトルを示し、 第６八図は第５八図の振幅周波数特性を示し、第６Ｂ図
は電話ケーブルのワイヤペアーの振幅周波数特性を示し
、そして第６Ｃ図は第６Ａ図に示されたようなフィード
フォワードフィルタと第６Ｂ図に示されたようなワイヤ
ペアーとの縦続配列の振幅周波数特性を示し、 第７八図と第７Ｂ図はＡＭＩ　ラインコードと第６Ｂ図
に示されたようなワイヤペアーを使用する場合のライン
符号器およびライン符号器とワイヤペアーの縦続配列の
各インパルス応答を示し、そして第７Ｃ図と第７Ｄ図は
第４図に示されたような通常のフィルタと第論図に示さ
れたような新しいフィルタを使用ｔろ場合の第７Ｂ図の
ケースのシステムインパルス応答を示し、 第）３図は本発明によるフィルタの簡単な具体例を示し
、 第９図は通常のフィルタおよび本発明によるフィルタで
達成できる伝送品質を例示する一組のグラフを示してい
る。 １・・・データ送信機　　　２・・・データ受信機３・
・・電話ケーブル ３（１）−３（旧・・・ワイヤペアー ４・・・データ信号源 ５・・・データ符号器あるいはライン符号器６・・・伝
送フィルタ　　　７・・・等化器８・・・フィードフォ
ワードフィルタ ９・・・差回路 １０・・・データ信号再生器 １０（１）・・・サンプリング回路 １０（２）・・・２進シンボル決定回路１１・・・クロ
ック抽出器　　１２・・・帰還フィルタ１２（１）・・
・適応回路　　　１３・・・信号シンク１４・・・デー
タ信号源　　　１５・・・ライン符号器１６・・・伝送
フルイタ　　　１７・・・結合路１８・・・合算器　　
　　　　１９・・・雑音源特許出願人　　　エヌ・ベー
・フィリップス・フルーイランペンファブリケン 代理人弁理士　　杉　　村　　暁　　査問弁理士　杉　
村　興　作 （下

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、複数のチャネルを有する伝送設備の１チャネルを通
   してデータ送信機からデータ受信機まで所与のシンボル
   速度１／Ｔでデータ信号を伝送するシステムであって、
   データ送信機はデータ符号器と送信フィルタを通して上
   記のチャネルに接続されたデータ信号源を具え、上記の
   チャネルは実質的に最小位相特性の分散伝送チャネルで
   あり、この伝送チャネルは伝送されたデータ信号にシン
   ボル間干渉ならびに雑音および伝送設備の残りのチャネ
   ルの同様なデータ信号からの漏話を導入し、そしてデー
   タ受信機は上記のチャネルと差回路の第１入力の間に接
   続されたフィードフォアワードフィルタを含む決定帰還
   タイプの等化器、差回路の出力に接続されかつ伝送され
   たデータ信号から復元されたシンボル速度１／Ｔによっ
   て制御されたデータ信号再生器およびデータ信号再生器
   の出力と差回路の第２入力との間に接続された帰還フィ
   ルタを具えるものにおいて、 フィードフォアワードフィルタが実質的に 最小位相特性と、周波数ｆ＝１／（（Ｎ＋１）Ｔ）に近
   い周波数ｆ＿ｍに対して著しい最大値｜Ｗ（ｆ＿ｍ）｜
   を有する振幅周波数特性｜Ｗ（ｆ）｜とを有する低域通
   過フィルタセクションを具え、ここでＮＴは多数のＮ個
   の連続データシンボルに対応する帰還フィルタのメモリ
   スパンであり、この最大値｜Ｗ（ｆ＿ｍ）｜は上記のチ
   ャネルのメモリスパンが大きくなりかつ数値Ｎが小さく
   なるにつれて大きくなり、そして振幅周波数特性｜Ｗ（
   ｆ）｜がｆ＿ｍを越える周波数で実質的にゆっくり減少
   すること、 を特徴とするシステム。 ２、｜Ｗ（ｆ）｜の最大値｜Ｗ（ｆ＿ｍ）｜は周波数ｆ
   ＝０に対する固定値Ｗ（Ｏ）から、データ信号源の出力
   とフィードフォアワードフィルタの出力との間の伝送セ
   クションの直線部分のインパルス応答の実効期間が（Ｎ
   ＋２）Ｔより小さいかあるいはそれに等しくなるまで増
   大する｜Ｗ（ｆ＿ｍ）｜を有することによって決定され
   ることを特徴とする請求項１記載のシステム。 ３、フィードフォアワードフィルタがほぼナイキスト周
   波数＝１／（２Ｔ）までの周波数に対して実質的に一定
   である伝達特性を持つ第２低域通過フィルタセクション
   を具え、かつ振幅周波数特性が高い周波数に対して所定
   の傾斜で減少することを特徴とする請求項１もしくは２
   記載のシステム。 ４、低域通過フィルタセクションが Ｗ（ｆ）＝Ｗ（Ｏ）｛１＋ｊ　α（ｆ／ｆ＿０）／１＋
   ｊ２β（ｆ／ｆ＿０）−（ｆ／ｆ＿０）＾２｝（９）の
   形の２次伝達関数Ｗ（ｆ）を有し、ここでＷ（Ｏ）は実
   スケールファクタであり、ｆ＿０は｜Ｗ（ｆ）｜の最大
   値｜Ｗ（ｆ＿ｍ）｜の位置ｆ＿ｍに対して決定的であり
   、αは正でありかつこの最大値に対して実質的に決定的
   であり、βの値はほぼ０．５から０．８であることを特
   徴とする請求項１もしくは２記載のシステム。