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Die Erfindung bezieht sich auf ein System zum Übertragen von
Datensignalen mit einer bestimmten Symbolfrequenz 1/T von einem Datensender zu einem
Datenempfänger über einen Kanal eines Übertragungsmediums mit mehreren Kanälen;
wobei der Datensender eine über einen Datencodierer und ein Übertragungsfilter mit
dem genannten Kanal verbundene Datensignalquelle aufweist, wobei dieser Kanal ein
dispersiver Übertragungskanal mit einem im wesentlichen Minimum-Phasencharakter
ist, wobei dieser Übertragungskanal Intersymbolinterferenz sowie einen Rauschanteil
und Übersprechen von ähnlichen Datensignalen in den anderen Kanälen des
Übertragungsmediums in das übertragene Datensignal einführt; wobei der Datenempfänger
einen Entzerrer vom entscheidungsrückgekoppelten Typ aufweist, der mit einem
zwischen dem genannten Kanal und einem ersten Eingang einer Differenzschaltung
vorgesehenen Vorwärtsfilter, einem an den Ausgang der Differenzschaltung
angeschlossenen, von der aus dem Übertragenen Datensignal rückgewonnenen
Symbolfrequenz 1/T gesteuerten Datensignalregenerator, sowie einem zwischen dem Ausgang
des Datensignalregenerators und einem zweiten Eingang der Differenzschaltung
vorgesehenen Rückkopplungsfilter versehen ist, und wobei das Vorwärtsfilter einen
Tiefpaßfilterteil aufweist.
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Ein derartiges System ist bekannt aus einem Artikel: "Berechnung der
Schrittfehlerwahrscheinlichkeit bei ternärer Datenübertragung auf
Teilnehmeranschlußleitungen unter Berücksichtigung des Nebensprechens" von H. Schenk, Frequenz, Heft
38, Nr. 3, Seiten 67-71, 1984, wobei es sich um den Einfluß der Kanaleigenschaften
und des Übersprechens auf die Übertragung von Datensignalen über Aderpaare in dem
bestehenden örtlichen öffentlichen Fernsprechnetzwerk handelt.
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In den nächsten Dekaden wird das bestehende analoge öffentliche
Fernsprechnetzwerk in großem Umfang zur Übertragung von Datensignalen benutzt
werden und dann einen Teil eines völlig digitalen Netzwerkes, des "Integrated Services
Digital Network" (ISDN) bilden. In diesem ISDN wird jedem Teilnehmer eine durch
CCITr
und CEPT genormte Bitrate von 144 kbit/s für eine Kombination von Diensten
zur Vertügung stehen. Zusammen mit zusätzlicher Information für Synchronisation des
Empfängers von beispielsweise 8 kbit/s wird dies zu einer Übertragung von
Datensignalen führen mit einer Bitrate von 152 kbit/s über Aderpaare des bestehenden
örtlichen öffentlichen Fernsprcchnetzwerkes, die ursprünglich zur Übertragung analoger
Signale mit einer Bandbreite von etwa 4 kHz entworfen worden sind. Gewiß bei dieser
relativ hohen Bitrate werden die Unzulänglichkeiten des bestehenden örtlichen
öffentlichen Fernsprechnetzwerkes wie Leitungsdämpfung, Übersprechen und Impulsrauschen
zur Beeinträchtigung der Übertragungsqualität führen.
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Zur Bekämpfung von Intersymbolinterferenz (ISI) eignet sich insbesondere
der entscheidungsrückgekoppelte Entzerrer (DFE) und zwar wegen der im wesentlichen
nacheilenden Art von ISI in einer ISDN-Umgebung, wobei diese Art herrührt aus dem
Minimum-Phasencharakter der Aderpaare in den Fernsprechkabeln des örtlichen
öffentlichen Fernsprechnetzwerkes. Zum Ausgleichen nacheilender ISI weist der DFE
ein Rückkopplungsfilter auf, das auf Basis einer beschränkten Anzahl von N bereits
getroffener Symbolentscheidungen eine Replik dieser nacheilenden ISI synthetisiert und
diese Replik von der durch ein Vorwärtsfilter vorbearbeiteten Version des empfangenen
Datensignals subtrahiert. Dieses Vorwärtsfilter hat zur Aufgabe, alle durch das
Rückkopplungsfilter nicht ausgleichbaren Störungen, namentlich die außerhalb des
Zeitraums mit der lange NT des Rückkopplungsfilters auftretende ISI, Übersprechen
von Nachbaraderpaaren und Impulsrauschen, zu unterdrücken. Dieses Vorwärtsfilter
soll eine einfache, vorzugsweise nicht-adaptive Struktur aufweisen und dennoch über
einen breiten Bereich von Umgebungsverhältnissen wie verschiedenen Kabellängen,
verschiedenen Übersprechpegeln und verschiedenen Übersprecharten wirksam sein.
Weiterhin soll der Amplitudenpegel des durch dieses Vorwärtsfilter unterdrückten
Übersprechens möglichst wenig von den immer vorhandenen Phasendifferenzen
zwischen übersprechenden und erwünschten Datensignalen abhängig sein. Zum Schluß
soll dieses Vorwärtsfilter Hochfrequenzstörungen, namentlich Impulsrauschen, auf
effektive Weise unterdrücken. Diese Ziele sind offensichtliche pluriform und sogar
teilweise strittig.
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Die Komplexität dieser Entwurfsproblematik hat offenbar dazu geführt,
daß bei bekannten Übertragungssystemen mehr oder weniger Ad-hoc-Lösungen für das
Vorwärtsfflter angewandt werden, und zwar namentlich Tiefpaßfilter, wie bekanntlich
zur linearen Glättung (siehe beispielsweise den genannten Artikel von Schenk). Die
Bemessung derartiger herkömmlicher Vorwärtsfilter bedeutet im wesentlichen ein relativ
delikates Gleichgewicht zwischen Übersprechen und Rest-ISI: eine Beschränkung der
Filterbandbreite ergibt eine bessere Unterdrückung von Übersprechen auf Kosten von
extra Rest-ISI und umgekehrt. Die optimale Bandbreite ist also stark abhängig von
örtlichen Umgebungsverhältnissen, die in örtlichen öffentlichen Fernsprechnetzwerken
nur schwer vorhersagbar und außerdem oft zeitabhängig sind. Außerdem wird bei der
Bemessung derartiger Vorwärtsfilter nicht der Umstand berücksichtigt, daß gegenseitige
Phasendifferenzen zwischen übersprechenden und erwünschten Datensignalen einen
signifikanten Einfluß auf die augenblickliche Übertragungsqualität ausüben können.
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Die Erfindung hat nun zur Aufgabe, eine neue Konzeption des
Vorwärtsfilters in einem System der eingangs beschriebenen Art zu schaffen, wobei diese
Konzeption es ermöglicht, bei gleichbleibender Komplexität des Rückkopplungsfilters
eine verbesserte Übertragungsqualität zu schaffen bzw. bei gleichbleibender
Übertragungsqualität eine geringere Komplexität des Rückkopplungsfilters zu schaffen.
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Das erfindungsgemäße System weist dazu das Kennzeichen auf, daß der
Tiefpaßfilterteil einen im wesentlichen Minimum-Phasencharakter und eine Amplitude-
Frequenzkennlinie W(f) mit einem ausgeprägten Maximum W(fm) für eine
Frequenz fm in der Nähe der Frequenz f = 1/(N+ 1)T), wobei NT die einer Anzahl von
N aufeinanderfolgender Datensymbole entsprechende Speicherlänge des
Rückkopplungsfilters ist, wobei der Wert W(fm) dieses Maximums größer ist, je nachdem die
Speicherlänge des genannten Kanals größer ist und je nachdem die Anzahl N kleiner ist,
und wobei die Amphtude-Frequenzkennlinie W(f) im wesentlichen allmählich
abfällt für Frequenzen f über fm
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In der Praxis läßt sich ein geeigneter Wert W(fm) des Maximums von
W(f) auf einfache Weise dadurch bestimmen, daß dafür gesorgt wird, daß
W(fm) von einem festen Wert W(0) für die Frequenz f = 0 solange zunimmt, daß
die effektive Dauer der Stoßantwort des linearen Teils des Übertragungsteils zwischen
dem Ausgang der Datensignalquelle und dem Ausgang des Vorwärtsfilters kleiner ist als
(N+2)T oder diesem Wert entspricht.
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Obschon die Erfindung herrührt aus Untersuchungen auf dem Gebiet von
Systemen zur Übertragung von Datensignalen über Aderpaare des örtlichen öffentlichen
Fernsprechnetzwerkes unter Anwendung linearer Leitungscodes, wie NRZ (Non Return
to Zero) und AMI (Alternate Mark Inversion) und dieser Typ von
Übertragungssystemen nachher beschrieben wird, beschränkt sich Erfindung überhaupt nicht darauf,
da dieselben Prinzipien auch für andersartige Leitungscodes, wie ternäre Blockcodes der
4B/3T-Klasse und für Übertragungssysteme anderer Art, wie bei der Aufzeichnung und
Wiedergabe digitaler Signale gebraucht, angewandt werden können. Im letzteren Fall
werden die Kanäle nicht durch Aderpaare in einem Kabel des örtlichen öffentlichen
Fernsprechnetzwerkes gebildet, sondern durch Spuren auf einem
Mehrspuren-Aufzeichnungsmedium (wie Magnetband oder einer optischen Scheibe). Die Kanäle in
diesen Systemen sind ja dispersive Übertragungskanäle, die Übersprechen-behaftet sind,
und zwar Übersprechen von Nachbarspuren, und ihre Übertragungskennlinie kann mit
Hilfe eines geeigneten Filters vor dem Vorwärtsfilter zu einer
Minimum-Phase-Kennlinie umgeformt werden.
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Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und
werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
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Fig. 1 einen Basis-Schaltplan eines Systems zur Übertragung von
Datensignalen über Aderpaare in einem Kabel des örtlichen öffentlichen
Fernsprechnetzes;
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Fig. 2 ein Modell des Systems nach Fig. 1 zum Beschreiben des
Einflusses von ISI, Übersprechen und Rauschen auf die Übertragung des erwünschten
Datensignals,
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Fig. 3A, 3B und 3C die Stoßantwort des Leitungscodierers in dem Sender
nach Fig. 1 für drei in vielen Bereichen angewandte Leitungscodes;
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Fig. 4 die Amplitude-Frequenzkennlinie eines herkömmlichen
Vorwärtsfilters in dem Empfänger nach Fig. 1;
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Fig. 5A die Amplitude-Frequenzkennlinie zweier Vorwärtsfilter nach der
Erfindung, sowie die Kennlinie nach Fig. 4 und Fig. 5B ein für Nah-Übersprechen
repräsentatives Leistungsspektrum;
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Fig. 6A wieder die Amplitude-Frequenzkennlinien der Fig. 5A, Fig. 6B
die Amplitude-Frequenzkennlinie eines Aderpaares in einem Fernsprechkabel, und Fig.
6C die Amplitude-Frequenzkennlinie der Kaskadenschaltung der Vorwärtsfilter nach den
Fig. 6A und dem Aderpaar nach Fig. 6B:
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Fig. 7A und 7B Stoßantworten des Leitungscodierers bzw. der
Kaskadenschaltung des Leitungscodierers und des Aderpaares bei Anwendung des
AMI-Leitungscodes und des Aderpaares nach Fig. 6B, und Fig. 7C und 7D die System-Stoßantwort in
dem Fall nach Fig. 7B bei Verwendung des herkömmlichen Filters nach Fig. 4 bzw.
der neuen Filter nach Fig. 5A;
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Fig. 8 ein Beispiel einer einfachen Ausgestaltung eines erfindungsgemaßen
Filters; und
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Fig. 9 einige graphische Darstellungen zur Erläuterung der mit einem
herkömmlichen Filter bzw. einem erfindungsgemäßen Filter erzielbaren
Übertragungsqualität.
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Die Erläuterung des vorliegenden Übertragungssystems wird gegeben falls
Aderpaare in einem Kabel des bestehenden örtlichen öffentlichen Fernsprechnetzwerkes
die Übertragungsmöglichkeit bilden und die Datensignale binäre Datensignale mit einer
für ISDN genormten Netto-Bitrate von 144 kbit/s und einer Übertragungsrate
(Leitungsrate) von 152 kbit/s. Obschon die Verwendung des bestehenden örtlichen öffentlichen
Fernsprechnetzwerkes für ISDN in der Praxis eine Voll-Duplexübertragung über
Zweidrahtleitungen erfordert, bleiben die damit zusammenhängenden spezifischen
Probleme (wie die Notwendigkeit von Echokompensation für eine wirtschaftliche
Verwendung der verfügbaren Bandbreite) in dieser Erläuterung außer Betracht.
Weiterhin wird nur die Übertragung in nur einer Richtung (von dem Teilnehmer zu der
Ortszentrale) anhand des Basisplans nach Fig. 1 beschrieben, weil die Übertragung in
der anderen Richtung (von der Ortszentrale zu dem teilnehmer) im Grunde auf dieselbe
Art und Weise erfolgt.
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In dem System nach Fig. 1 werden die binären Datensignale mit einer
Bitrate von 152 kbit/s von einem Datensender 1 (beim Teilnehmer) zu einem
Datenempfänger 2 (in der Ortszentrale) über ein Aderpaar 3(1) in einem Fernsprechkabel 3
mit vielen Aderpaaren 3(1) - 3(M) übertragen. In einer ISDN-Umgebung wird dieses
Fernsprechkabel 3 zu jedem Zeitpunkt verschiedene binäre Datensignale übertragen,
wobei die Übertragung all dieser Datensignale von einem gemeinsamen
Taktimpulssignal mit einer Frequenz von 1/T = 152 kHz gesteuert wird, wobei dieses
Taktimpulssignal von einer (nicht dargestellten) Quelle in der Ortszentrale herrührt.
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Der Datensender 1 weist eine zu dem gemeinsamen Taktimpulssignal
synchronisierte Datensignalquelle 4 auf zum Liefern binärer Datensignale mit einer
Symbolfrequenz 1/T. Diese binären Datensignale werden über einen Datencodierer 5
und einem Sendefilter 6 einem Aderpaar 3(1) zugeführt, das einen dispersiven
Übertragungskanal bildet mit einem im wesentlichen Minimum-Phasencharakter und zu
Intersymbolinterferenz (ISI) in dem übertragenen Datensignal führt. Außerdem ist das
übertragene Datensignal Störungen in Form von Impulsrauschen und Übersprechen
gleichartiger Datensignale, die von den übrigen Aderpaaren 3(2) - 3(M) des
Fernsprechkabels 3 übertragen werden, ausgesetzt. Die bei dieser Übertragung über das
Aderpaar 3(1) entstandenen Störungen werden in dem Datenempfänger 2 bekämpft.
Dazu weist der Datenempfänger 2 einen Entzerrer 7 vom entscheidungsrückgekoppelten
Typ auf, der mit einem Vorwärtsfilter 8 zwischen dem Aderpaar 3(1) und einem ersten
Eingang eines Differenzkreises 9, einem an den Ausgang des Differenzkreises 9
angeschlossenen, von der aus dem übertragenen Datensignal mit Hilfe eines
Taktimpulsextraktors 11 zurückgewonnenen Symbolfrequenz 1/T gesteuerten
Datensignalregenerator 10, und einem zwischen dem Ausgang des Datensignalregenerators 10 und
einem zweiten Eingang des Differenzkreises 9 vorgesehenen Rückkopplungsfilter 12
versehen ist. Die regenerierten binären Datensignale werden einer Signalsenke 13
zugeführt, welche die ganze Strecke von dem Eingang der Ortszentrale bis an die
schlußendliche Bestimmung darstellt.
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In der Basisform weist der Datensignalregenerator 10 nach Fig. 1 einen
Abtastkreis 10(1) auf, der das Ausgangssignal des Differenzkreises 9 alle T Sekunden
abtastet, und einen binären Symbolentscheidungskreis 10(2) mit einer
Entscheidungsschwelle in der Mitte zwischen den Nennpegeln der binären Datensignale. Auf Basis der
binären Symbolentscheidungen bildet das Rückkopplungsfilter 12 ein
Kompensationssignal für nacheilende ISI, das mit Hilfe des Differenzkreises 9 von dem Ausgangssignal
des Vorwärtsfilters 8 subtrrhiert wird zum Erhalten des Eingangssignals des
Datensignalregenerators 10. Dieses Rückkopplungsfilter 12 hat eine kausale Stoßantwort und
eine Speicherlänge NT, die einer Anzähl von N aufeinanderfolgender Datensymbole
entspricht, so daß das gebildete Kompensationssignal zu jedem Zeitpunkt eine
gewichtete Kombination von N aufeinanderfolgenden bereits getroffenen binären
Symbolentscheidungen ist. Die Gewichtungsfaktoren (Koeffizienten des Rückkopplungsfilters 12)
werden derart eingestellt, daß das Kompensationssignal eine möglichst genaue Replik
der nacheilenden ISI ist. Diese Einstellung erfolgt meistens auf adaptive Weise unter
Verwendung bekannter Algorithmen und unter Anwendung bekannter Techniken, wie
beispielsweise beschrieben in dem Buch: "Digital Communications" von J.G. Proakis,
McGraw-Hill, 1983, Kapitel 6, Abschnitt 6,5, Seiten 382 - 386. Dies ist in Fig. 1 auf
schematische Weise angegeben durch das Vorhandensein eines Adaptationskreises 12(1),
der die Ein- und Ausgangssignale des Datensignalregenerators 10 erhält.
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Da der eigentliche DFE-Kreis (9, 10, 11,12) nur die nacheilende ISI
innerhalb des Zeitabschnitts NT des Rückkopplungsfilters 12 entfernen kann, soll Rest-
ISI außerhalb des Zeitabsehnitts NT sowie das Impulsrauschen und Übersprechen von
benachbarten Aderpaaren 3(2) - 3(M) mit Hilfe des Vorwärtsfllters 8 zuvor möglichst
unterdrückt werden. Aus Kostenerwägungen soll dieses Vorwärtsfilter 8 eine einfache,
vorzugsweise nicht-adaptive Struktur aufweisen, während es dennoch über einen breiten
Bereich von Umgebungsverhältnissen in dem örtlichen öffentlichen Fernsprechnetzwerk,
wie verschiedensten Längen des Fernsprechkabels 3, verschiedensten und schwer
vorhersagbaren Ubersprechpegeln und verschiedenen Typen von Übersprechen, meistens
unterschieden in Nah- (NEXT) und Fern-Übersprechen (FEXT) wirksam sein soll,
wobei NEXT meistens in dem örtlichen öffentlichen Fernsprechnetzwerk überherrscht.
In einer ISDN-Umgebung befördert das Fernsprechkabel 3 zu jedem Augenblick
verschiedene binäre Datensignale, wobei die Übertragung all dieser Datensignale durch
ein gemeinsames Taktimpulssignal mit einer Frequenz 1/T gesteuert wird. Die durch
Übersprechen verursachte Interferenz zwischen diesen Datensignalen ist nur zu den
Entscheidungszeitpunkten in dem Datenempfänger 2 relevant und beim Bestimmen des
Einflusses dieser Interferenz soll der zyklostationäre Charakter dieser Datensignale
berücksichtigt werden, der zum Ausdruck gelangt in der Tatsache, daß Eigenschaften
des Signalgefüges wie Mittelwert, Varianz und Autokorrelation eine periodische
Zeitabhängigkeit mit einer Periode T aufweisen, siehe die Artikel: "The Cyclostationary
Nature of Crosstalk Interference from Digital Signals in Multipair Cable" Teile I und II
von I.C. Campbell, A.J. Gibbs und B.M. Smith in IEEE Trans. Commun. Haft COM-
31, Nr. 5, Seiten 629-637 und 638-649, Mai 1983. Durch diese Zyklostationarität
können gegenseitige Phasendifferenzen zwischen übersprechenden Datensignalen und
dem erwünschten Datensignal auf die augenblickliche Übertragungsqualität einen großen
Einfluß haben. Es ist daher erwünscht, daß der Amplitudenpegel des von dem
Vorwärtsfilter 8 unterdrückten Übersprechens möglichst wenig von diesen gegenseitigen
Phasendifferenzen abhängig ist.
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Der Einfluß von ISI, Übersprechen und Rauschen auf die Übertragung des
erwünschten Datensignals in dem System nach Fig. 1 kann anhand des in Fig. 2
dargestellten Systemmodell, das mit einigen reallschten Voraussetzungen aus Fig. 1
abgeleitet wurde, beschrieben werden. In den Fig. 1 und 2 sind entsprechende Elemente
mit denselben bezugszeichen angegeben.
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Das Datensignal an dem Aderpaar 3(1) ist Übersprechen vieler
gleichartiger Datensignale ausgesetzt, die über alle übrigen Aderpaare 3(2)-3(M) befördert
werden können. Die Geometrie des Fernsprechkabels 3 führt jedoch dazu, daß eine
geringe Anzahl übersprechender Datensignale einen relativ großen störenden Einfluß hat
und daß die übrigen übersprechenden Datensignale nur einen geringen Einfluß ausüben.
Der Netto-Effekt dieser letzteren Gruppe läßt sich realistisch modellieren als gefärbtes
stationäres Gaußsches Rauschen, auch wenn die zusammenstellenden Übersprechanteile
selbst zyklostationär, siehe beispielsweise die genannten Artikel von Campbell u.a..Die
stärksten Übersprechanteile dürfen jedoch nicht modelliert werden als stationäres
Rauschen, sonden müssen unter Berücksichtigung ihres zyklostationären Charakters
modelliert werden. In Fig. 2 ist nun einfachheitshalber nur der vorherrschende
Übersprechanteil dargestellt, und zwar der Anteil, der von dem Aderpaar 3(2) in dem
Fernsprechkäbel 3 herrührt, welches Paar mit dem Aderpaar 3(1) ein sog. Doppelpaar
"quad" bildet, siehe den genannten Artikel von Schenk. Weiterhin ist der Abtastkreis
10(1) des SignaIregenerators 10 in Fig. 1 nun vor dem Eingang des Differenzkreises 9
in Fig. 2 vorgesehen, diese zur Vereinfachung der Beschreibung der Signale in dem
DFE-Kreis, aber auch für die Wirkung des DFE-Kreises ist diese Änderung von
geringer Bedeutung.
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In der Hauptsignalstrecke nach Fig. 2 liefert die Datensignalquelle 4 eine
binäre Datenreihe ak mit ak ε{-1, + 1} Mittels eines Datencodierers 5 wird diese
Datenreihe ak in ein Leitungssignal umgewandelt
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wobei c(t) die Stoßantwort des Datencodierers 5 ist. Zur Vereinfachung der Analyse ist
in Fig. 2 vorausgesetzt, daß Bearbeitungen, wie differentielle Codierung oder nicht-
lineare Vorcodierung in der Datensignalquelle 4 stattgefunden haben, so daß der
Datencodierer 5 als linear Codierer (Leitungscodierer) betrachtet werden darf. Auf die
Ergebnisse der Analyse hat diese Voraussetzung keinen wesentlichen Einfluß. Zur
Erläuterung zeigt Fig. 3 die Gestalt einer Stoßantwort c(t) des Leitungscodierers 5 für
drei oft angewandte Leitungscodes, und zwar für AMI (Alternate Mark Inversion) in
Fig. 3A, für NRZ (Non-Return to Zero) in Fig. 3B und für Bi-Phase in Fig. 3C. Nach
Übertragung über das Sendefilter 6 und das Aderpaar 3(1) mit einer kombinierten
Stoßantwort h(t) und über das Vorwärtsfilter 8 mit einer Stoßantwort w(t) tritt am
Eingang des Abtastkreises 10(1) ein Signal z(t) auf, daß der untenstehenden Gleichung
entspricht:
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wobei das Symbol "*" den linearen Konvolutionsoperator bezeichnet und wobei
(c*h*w)(t) die System-Stoßantwort der Hauptsignalstrecke nach Fig. 2 darstellt. In der
Formel (2) beschreibt der Term d(t) den Einfluß additiver Störungen in der Form des
Impulsrauschens (thermisches Rauschen kann in örtlichen öffentlichen
Fernsprechnetzwerken meistens vernachlässigt werden).
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Der zyklostationäre Übersprechanteil des Störterms d(t) rührt von dem
Aderpaar 3(2) her, das mit dem Aderpaar 3(1) ein Doppe1paar ("Quad") bildet. An das
Aderpaar 3(2) ist ein Datensender gleichen Aufbaus wie der Datensender 1 in Fig. 1
angeschlossen, wobei eine Datensignalquelle 14 einem Leitungscodierer 15 eine
Datenreihe bk mit bk ε{-1, +1} liefert mit ebenfalls einer Stoßantwort c(t), und wobei
das auf diese Weise erhaltene Leitungssignal
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über ein Sendefilter 16 dem Aderpaar 3(2) zugeführt wird. Die Kopplung des
Aderpaares 3(2) mit dem Aderpaar 3(1) ist in Fig. 2 durch eine Koppelstrecke 17 dargestellt,
die über einen Summierer 18 an dem Eingang des Vorwärtsfilters 8 an das Aderpaar
3(1) angeschlossen ist, wobei die Kombination des Sendefilters 16 und der
Koppelstrecke 17 eine Stoßantwort g(t) ergibt. Die übrigen Übersprechanteile und das
Impulsrauschen werden in Fig. 2 durch eine Rauschquelle 19 gebildet, die dem Summierer 18
ein stationäres Rauschsignal n(t) liefert. Der Störterm d(t) in der Formel (2) wird dann
gegeben durch
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wobei die Verzögerung τ den Phasenunterschied zwischen dem vorherrschenden
übersprechenden Datensignal und dem erwünschten Datensignal bezeichnet, wobei
dieser Phasenunterschied einen großen Einfluß auf die augenblickliche
Übertragungsqualität haben kann.
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Zum Erhalten von Schätzungen a k des ursprünglichen Datensignals ak
wird das Ausgangssignal z(t) des Vorwärtsfilters 8 zu Zeitpunkten t = t&sub0; + kT
abgetastet und erfolgt Bekämpfüng nacheilender ISI dadurch, daß das
Rückkopplungsfilter 12 mit einer geeigneten Stoßantwort Pk versehen wird, für die gilt:
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und dadurch, daß diesem Rückkopplungsfilter 12 die Symbolentscheidungen a k
zugeführt werden, die von dem Symbolentscheidungskreis 10(2) gebildet werden.
Wegen des endlichen Zeitabschnitts mit der Länge NT des Rückkopplungsfilters 12 wird
das Ausgangssignal zu einem bestimmten Zeitpunkt k ausschließlich durch bereits
getroffene Symbolentscheidungen a k-i mit i ε {1,...,N}. Unter normalen
Betriebsverhältnissen sind diese Symbolentscheidungen richtig, d.h.:
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so daß alle nacheilenden ISI innerhalb des Zeitabschnitts mit der Länge NT des
Rückkopplungsfilters 12 aus der abgetasteten Version z(t&sub0; + kT) des Ausgangssignals
z(t) des Vorwärtsfilters 8 entfernt wird.
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Aufgrund der vorhergehenden Formeln entsteht am Eingang des
Symbolentscheidungskreises
10(2) eine Schätzung a k des ursprünglichen Datensignals ak, für
das gilt:
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Die Formel (7) zeigt, daß die Schätzung a des ursprünglichen Datensignals ak aus dem
gewünschten Signalanteil ak(c*h*w)(t&sub0;) besteht und weiterhin aus Störtermen, die Rest-
ISI, gefiltertes Übersprechen und gefiltertes Rauschen darstellen. Die Störterme
zerlegen sich in eine zyklostationäre Kategorie (Rest-ISI und gefiltertes Übersprechen,
zweiten und dritten Term in dem rechten Glied der Formel (7)) und eine stationäre
Kategorie (gefiltertes Rauschen, vierten Term in der Formel (7)), wobei die
erstgenannte Kategorie in der Praxis meistens vorherrscht. Es ist nun die Aufgabe des
Vorwärtsfilters 8 den kombinierten Einfluß der beiden Kategorien von Störungstermen
zu minimieren.
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Wie obenstehend erläutert, sind die Anforderungen an das Vorwärtsfilter 8
pluriform und sogar teilweise strittig. Die Komplexität dieses Anforderungenpakets hat
offenbar dazu geführt, daß bei herkömmlichen Systemen mehr oder weniger Ad-hoc-
Lösungen für das Vorwärtsfilter 8 angewandt werden, und zwar in Form einfacher
Tiefpaßfflter mit einer nahezu flachen Amplitude-Frequenzkennlinie W(f) in dem
Durchlaßband, wie diese zur linearen Glättung bekannt sind. Zur Erläuterung zeigt Fig.
4 die Form von W(f) in logarithmischem Maßstab wenn für eine Bitrate von 152
kbit/s ein Vorwärtsfilter 8 gemäß dem genannten Artikel von Schenk benutzt wird (siehe
die Gleichung (6) in diesem Artikel mit dem Wert r = 0,5 auf Seite 71), Durch die
Wahl der Grenzfrequenz dieses Vorwärtsfilters 8 wurde versucht, den kombinierten
Effekt von Übersprechen und Rest-ISI zu minimieren. Eine derartige Bemessung führt
jedoch zu einem relativ kritischen Gleichgewicht zwischen Übersprechen und Rest-ISI.
Denn eine Beschränkung der Filterbandbreite ergibt eine bessere
Übersprech-Unterdrückung (die bei höheren Frequenzen ausgeprägter ist), aber durch die mit dieser
Beschränkung einhergehende Steigerung der effektiven Dauer der System-Stoßantwort
(c*h*w)(t) tritt zusätzliche Rest-ISI auf und umgekehrt. Die optimale Bandbreite dieses
herkömmlichen Vorwärtsfilters 8 ist also ziemlich stark abhängig von den örtlichen
Umgebungsverhältnissen, wie Kabellängen, Übersprechpegeln und Übersprecharten, die
in den örtlichen öffentlichen Fernsprechnetzwerken stark schwanken können.
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Die Erfindung schafft nun eine völlig andere Ausgestaltung des
Vorwärtsfilters 8. Bei einem Speicher-Zeitabschnitt des Rückkopplungsfilters 12 mit der Länge
von NT weist das Vorwärtsfilter 8 nach dieser Ausgestaltung einen Tiefpaßfilterteil mit
einer im wesentlichen Minimum-Phasenkennlinie und einer
Amplitude-Frequenzkennlinie W(f) , die, im Gegensatz zu dem herkömmlich im wesentlichen flachen verlauf
im Durchlaßband ein ausgeprägtes Maximum aufweist für eine Frequenz fm in der Nähe
der Frequenz f = 1/((N+ 1)T) und für Frequenzen f über fm im wesentlichen allmählich
abfällt, wobei der Wert W(fm) dieses Maximums größer ist, je nachdem die
physikalische Länge L des Aderpaares 3(1) in dem Fernsprechkabel 3 größer ist und je
nachdem die Speicherlänge NT Meiner ist.
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In der Praxis kann ein geeigneter Wert W(fm) auf einfache Weise
dadurch bestimmt werden, daß man bei bestimmten Werten von L und NT diesen Wert
W(f) von dem festen Wert W(0) bei der Frequenz f = 0 solange zunehmen läßt,
daß die effektive Dauer der System-Stoßantwort (c*h*w)(t) des linearen Teils des
Übertragungsteils zwischen dem Ausgang der Datensignalquelle 4 in dem Datensender 1
und dem Ausgang des Vorwärtsfilters 8 in dem Datenempfänger 2 kleiner ist als
(N+2)T oder diesem Wert entspricht. Eine derart geringe Dauer ist selbstverständlich
nicht erzielbar, wenn ein unpraktisch kleiner Wert für NT mit beispielsweise N < 5
gewählt wird.
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Fig. 5A zeigt die auf diese Weise erhaltene Form von W(f) in
logarithmisehem Maßstab in dem fall, wo binäre Datensignale von 152 kbit/s mit Hilfe
eines AMI-Leitungscodes über ein Aderpaar 3(1) eines oft verwendeten Typs übertragen
werden (Aderquerschnitt 0,4 mm, Kapazität 46 nF/km) mit einer Länge L = 4 km, und
wobei weiterhin ein Rückkopplungsfilter 12 eine Stoßantwort mit einer Dauer NT = 5T
aufweist (N = 5). Dieser betrachtete Fall ist indikativ für die schlimmst denkbare
Situation, die in der Praxis bei Übertragungssystemen für ISDN auftreten kann. Zum
Vergleich ist zugleich die Form von W(f) für ein herkömmliches Vorwärtsfilter 8
dargestellt (siehe Fig. 4), und zwar durch eine gestrichelte Linie und in einem
derartigen Maßstab, daß in beiden Fällen zu dem optimalen Abtastzeitpunkt (also bei einem
optimalen Wert von t&sub0; zur Detektion des Datensymbols ak zu dem Zeitpunkt (t&sub0; + kT)
die Amplitude des erwünschten Signalanteils ak(c * h * w) (t&sub0;) in dem rechten Glied der
Formel (7) denselben wert hat.
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Zur Erläuterung der besseren Übersprech-Unterdrückung zeigt Fig. 5B ein
für Nah-Übersprechen (NEXT) repräsentatives Leistungsspektum mit einem
ausgeprägten Maximum für eine Frequenz in der Nähe der Nyquist-Frequenz f = 1/(2T). Auf
Kosten eines wesentlich größeren Wertes für Frequenzen f in der Nähe von f =
1/((N+ 1)T) = 1/(6T) hat die Amplitude-Frequenzkennlinie W(f) des neuen
Vorwärtsfilters (die gezogene Linie in Fig. 5A) einen wesentlich geringeren Wert als der
des herkömmlichen Vorwärtsfilters (gestrichelte Linie in Fig. 5A) für Frequenzen in der
Nähe der Nyquist-Frequenz f = 1/(2T). Obschon die schwachen spektralen
Übersprechanteile (mit einer Frequenz f in der Nähe von f = 1/((N+ 1)T) = 1/(6T) auf diese
Weise verstärkt werden, wird der wichtigste Teil des Übersprechspektrums um die
Nyquist-Frequenz f = 1/(2T) herum auf diese Weise gerade besser gedämpft als bei
dem herkömmlichen Vorwärtsfilter. Auf diese Weise wird netto eine wesentlich bessere
Übersprech-Unterdrückung erzielt.
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Diese bessere Übersprech-Unterdrückung geht außerdem mit einer
Vergrößerung der Bandbreite der Kaskadenschaltung des Sendefilters 6, des Aderpaares
3(1) und des Vorwärtsfilters 8 einher, wie dies nun anhand der Fig. 6 näher erläutert
wird. Dabei zeigt Fig. 6A abermals die Amplitude-Frequenzkennlinien W(f) nach
Fig. 5A, und Fig. 6B zeigt die Amplitude-Frequenzkennlinie H(f) der
Kaskadenschaltung des Sendefilters 6 und des Aderpaares 3(1) vom bereits genannten Typ mit
einer Länge L = 4 km in dem nicht unüblichen Fall, daß das Sendefilter 6 fehlt.Der
Kürze wegen wird der Einfluß des Sendefilters 6 untenstehend außer Betracht gelassen
werden.
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Da die herkömmliche Kennlinie W(f) nach Fig. 6Afür Frequenzen bis
etwa die Nyquist-Frequenz 1/(2T) im wesentlichen flach verläuft, wird die Amplitude-
Frequenzkennlinie H(f)W(f) der Kaskadenschaltung des Aderpaares 3(1) und dieses
herkömmlichen Vorwärtsfilters 8 für diese Frequenzen hauptsächlich durch die
Amplitude-Frequenzkennlinie H(f) dieses Aderpaares 3(1) bestimmt. Dies führt zu
einem sehr schmalbandigen Charakter von H(f)W(f) , wie dies auch aus Fig. 6C
hervorgeht, in der H(f)W(f) durch eine gestrichelte Linie dargestellt ist und in der
die -3 dB-Bandbreite in diesem Fall etwa 0,04/T beträgt. Dagegen hat das neue Filter
gemäß der gezogenen Linie in Fig. 5A ein ausgeprägtes Maximum von W(f) für
eine Frequenz fm in der Nähe von f = 1/((N+ 1)T) = 1/(6T). Der ansteigende Verlauf
von W(f) bis an die Frequenz fm sorgt für einen Ausgleich des abfallenden
Verlaufes von H(f) des Aderpaares 3(1), so daß die Kaskadenschaltung des
Aderpaares 3(1) und des neuen Vorwärtsfilters 8 eine viel weniger schnell ändernde
Amplitude-Frequenzkennlinie H(f)W(f) bis an diese Frequenz fm aufweist. Die
führt zu einem Charakter von H(f)W(f) mit einem wesentlich breiteren Band, wie
dies auch aus Fig. 6C hervorgeht, in der diese Kennlinie H(f)W(f) durch eine
gezogene Linie dargestellt ist und in der die -3 dB-Bandbreite in diesem Fall etwa
1/((N+ 1)T) = 1/(6T) beträgt, was eine Verbesserung um etwa einen Faktor 4 bedeutet.
Es erübrigt sich einer näheren Erläuterung, daß diese wesentliche
Bandbreitenvergrößerung zu einer ebenfalls wesentlichen Verkürzung der Stoßantwort
(h*w)(t) der Kaskadenschaltung des Aderpaares 3(1) und des Vorwärtsfilters 8.
Insbesondere bildet die Inversion (N+ 1)T = 6T der genannten Bandbreite eine
Annäherung erster Ordnung für die effektive Dauer dieser Stoßantwort (h*w)(t). Weil
die Stoßantwort c(t) des Datencodierers 5 sich, wie aus Fig. 3 hervorgeht, über 1 oder
höchstens 2 Symbolintervalle T erstreckt, wird die System-Stoßantwort (c*h*w)(t) sich
deswegen über eine Dauer von etwa (N+2) Symbolintervalle T erstrecken, was
wesentlich weniger ist als in dem herkömmlichen Fall. Dies wird anhand der Fig. 7
näher erläutert, wobei Fig. 7A die Stoßantwort c(t) des Datencodierers 5 zeigt bei
Anwendung des AMI-Leitungscodes (siehe auch Fig. 3A), Fig. 7B zeigt die Stoßantwort
(c*h)(t) der Kaskadenschaltung des datencodierers 5 und des Aderpaares 3(1) vom
bereits genannten Typ, Fig. 7C zeigt die zugehörende System-Stoßantwort (c*h*w)(t)
bei Verwendung des herkömmlichen Vorwärtsfllters nach Fig. 5A (gestrichelte Linie),
und Fig. 7D zeigt die entsprechende System-Stoßantwort (c*h*w)(t) bei Verwendung
des neuen Vorwärtsfilters nach Fig. 5A (gezogene Linie). Wie aus den Fig. 7C und 7D
deutlich hervorgeht, ist die effektive Dauer der System-Stoßantwort (c*h*w)(t) bei
Verwendung des neuen Vorwärtsfilters (Fig. 7D) wesentlich kleiner als bei Verwendung
des herkömmlichen Vorwärtsfilters (Fig. 7C).
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Auf Grund der Formel (5) bietet diese wesentliche Verkürzung die
interessante Möglichkeit, die Speicherlänge NT des Rückkopplungsfilters 12 wesentlich
zu verringern, wodurch eine einfachere Ausgestaltung möglich ist. Wie in den Fig. 7C
bzw. 7D schematisch dargestellt, reicht in dem betreffenden Beispiel für das neue
Vorwärtsfilter 8 ein Wert NT = 5T statt des Wertes NT ≥ 12T der bei dem
herkömmlichen Vorwärtsfilter 8 erforderlich ist. Ein derartiger geringer Wert NT = 5T
bietet den hinzukommenden praktischen Vorteil, daß das Rückkopplungsfilter 12 als
äußerst einfaches Tabellensuchfilter ausgebildet werden kann, das für NT = ST um eine
Größenordnungen weniger verwickelt ist als für NT ≥ 12T.
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Der bereits beschriebene Austausch zwischen Übersprech-Unterdrückung
und Unterdrückung der Rest0ISI bei dem herkömmlichen Vorwärtsfilter 8 ist bei einem
Vorwärtsfilter 8 nach der Erfindung nicht länger kritisch, weil es sich herausstellt, daß
die Bemessung dieses Vorwärtsfilters 8 zum Erreichen einer nahezu vernachlässigbaren
Rest-ISI automatisch zu einer systematisch besseren Übersprech-Unterdrückung führt. In
dem betreffenden Beispiel wird auf diese Weise bei einer geringeren Komplexität des
Rückkopplungsfilters 12 eine verbesserte Übertragungsqualität erzielt.
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Auf Grund der obenstehenden Erläuterung läßt sich auf einfache Weise
erkennen, wie der Verlauf der beschriebenen Filterkennlinie von der physikalischen
Länge L des Aderpaares 3(1) und von der Speicherlänge NT des Rückkopplungsfilters
12 abhängig ist. Dies wird anhand der bereits beschriebenen Fig. 6 näher erläutert.
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Eine Zunahme der physikalischen Länge L des Aderpaares 3(1) wird zu
einer Amplitude-Frequenzkennlinie H(f) mit geringerer Bandbreite als in Fig. 6B
dargestellt, führen. Zum Erhalten einer System-Stoßantwort (c*h*w)(t) mit einer gleich
bleibenden effektiven Dauer von N+2 Symbolintervallen T soll H(f)W(f) nahezu
dieselbe -3 dB-Bandbreite 1/((N+ 1)t) aufweisen wie in Fig. 6C. Dies ist nur dadurch
möglich, daß der schnelle sinkende Verlauf von H(f) durch einen entsprechend
schneller ansteigenden Verlauf W(f) bis zu der Frequenz fm zu kompensieren,
deren Lage sich nicht geändert hat. Dies führt zu einem größeren Wert des Maximums
W(fm) von W(f) als in Fig. 6A dargestellt. In der Praxis läßt sich eine
geeignete feste Bemessung des Vorwärtsfilters 8 dadurch bestimmen, daß ausgegangen
wird von der ungünstigsten Praxissituation, die bei der möglichst großen physikalischen
Länge L des Aderpaares 3(1), wobei das empfangene Datensignal ja am stärksten
gedämpft und deswegen am stärksten gestört ist. Bei kleineren physikalischen Längen L
ist die Bemessung des Vorwärtsfilters 8 dann zwar nicht völlig optimal, aber die
dadurch verursachte Verschlechterung der Übertragungsqualität wird durch die
Verbesserung infolge der geringeren Dämpfung des empfangenen Datensignals
weitgehend ausgeglichen werden.
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Für eine feste physikalische Länge L des Aderpaares 3(1)ist es ebenfalls
einfach zu erkennen, wie der Wert des Maximums W(fm) und die Frequenz fm, bei
der dieses Maximum auftritt, von der Speicherlänge NT des Rückkopplungsfilters 12
abhängig sind. Eine größere Speicherlänge NT als der in Fig. 6A verwendete Wert NT
= 5T ermöglicht es, daß die System-Stoßantwort (c*h*w)(t) sich über eine größere
effektive Länge (N+2)T erstreckt, was bedeutet, daß die Ampiitude-Frequenzkennlinie
H(f)W(f) eine kleinere -3 dB-Bandbreite 1/((N+ 1)T) aufweisen darf. Dies
bedeutet, daß der abfallende Verlauf von H(f) nur über einen geringeren
Frequenzbereich durch einen entsprechend ansteigenden Verlauf von W(f) ausgeglichen zu
werden braucht, so daß der Wert W(fm) des Maximums von W(f) , sowie die
Frequenz fm, bei der dieses Maximum auftritt, kleiner werden. In umgekehrter
Richtung ist es mit der einfachen Kennlinie des neuen Vorwärtsfilters 8 in Fig. 6A
selbstverständlich nicht möglich, den Verlauf von H(f) über einen wesentlich
breiteren Frequenzbereich als in Fig. 6 nach zu kompensieren, so daß in der Praxis kein
kleinerer Wert für NT als etwa 5T erzielbar sein wird.
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Zum Erhalten der interessanten Eigenschaften des Vorwärtsfilters 8 kann
die beschriebene Übertragungskennlinie W(f) außerdem auf einfache Weise verwirklicht
werden, wie nun erläutert wird. Es stellt sich nämlich heraus, daß es möglich ist, die
Übertragungsfunktion W(f) in guter Annäherung als Kennlinie zweiter Ordnung mit der
nachfolgenden Form zu beschreiben:
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wobei W(O) ein reeller Maßstabsfaktor ist, f&sub0; bestimmend ist für die Lage fm des
Maximums W(fm) von W(f) , α im wesentlichen bestimmend ist für den Wert
dieses Maximums, und ein geeigneter Wert von ß etwa 0,5 bis 0,8 beträgt, so daß W(f)
komplex konjugierte Pole hat. Zur Gewährleistung, daß W(f) eine
Minimum-Phasenkennlinie ist, soll α positiv sein. Dies ist erwünscht, weil dann auch die
Übertragungskennlinie der Hauptsignalstrecke in Fig. 2 im wesentlichen Minimum-Phase ist, und es
ist allgemein bekannt, daß Minimum-Phasensysteme sich durchaus eignen zur
Anwendung von entscheidungsrückgekoppelter Entzerrung.
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In dem Beispiel nach Fig. 5A mit 1/T = 152 kHz bezieht sich die
beschriebene Amplitude-Frequenzkennlinie W(f) auf eine Übertragungsfunktion
W(f) nach der Formel (8) mit dem Wert f&sub0;T = 0,155, α = 2,67 und β = 0,55.
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Die Übertragungskennlinie nach der Formel (8) läßt sich auf einfache
Weise durch ein aktives Filter zweiter Ordnung mit zwei Operationsverstärkern
verwirklichen, wie beschrieben in einem Artikel "A New Class of Second-Order RC-
Active Filters with two Operational Amplifiers" von N. Fliege, Nachrichtentechn. Z.,
Heft 26, Seiten 279-282, Juni 1973. Ein Beispiel einer derartigen Ausgestaltung ist in
Fig. 8 dargestellt. Das Filter in Fig. 8 weist zwei Operationsverstärker A&sub1; und A&sub2; auf,
deren invertierende Eingänge miteinander verbunden sind. Der Filtereingang ist über
einen Widerstand R&sub1; an den nicht invertierenden Eingang des Verstärkers A&sub1;
angeschlossen, dessen Ausgang über einen Widerstand R&sub2; zu dem invertierenden Eingang
zurückgekoppelt ist. Der Ausgang des Verstärkers A&sub1; bildet den Filterausgang, der über
einen Kondensator C an den nicht invertierenden Eingang des Verstärkers A&sub2;
angeschlossen ist, dessen Ausgang über einen Widerstand R&sub3; zu dem invertierenden Eingang
zurückgekoppelt und zugleich über einen Widerstand R&sub2; an den nicht invertierenden
Eingang des Verstärkers A&sub1; angeschlossen ist. Weiterhin ist zwischen dem nicht
invertierenden Eingang des Verstärkers A&sub1; und Erde ein Kondensator C vorgesehen und
zwischen dem nicht invertierenden Eingang des Verstärkers A&sub2; und Erde ist ein
Widerstand R&sub3; vorgesehen. Für ideale Operationsverstärker A&sub1; und A&sub2; kann abgeleitet
werden, daß die Übertragungskennlinie des Filters in Fig. 8 durch die Formel (8)
gegeben wird, wenn die nachfolgenden Beziehungen erfüllt sind: 2πf&sub0; = 1/(R&sub2;C), α =
R&sub3;/R&sub2;, 2β = R&sub2;/R&sub1; und W(0) - R²&sub2;/(R&sub1;R&sub3;). Die für Fig. 5A kennzeichnenden Werte
f&sub0;T = 0,155, α = 2,67 und β = 0,55 lassen sich auf diese Weise dadurch
verwirklichen, daß für R&sub1;, R&sub2;, R&sub3; und C die Werte 51,1 kOhm, 56,2 kOhm, 150 kOhm bzw.
120 pF gewählt werden. Außer der in Fig. 8 dargestellten Ausführungsform des
Vorwärtsfilters 8 sind selbstverständlich noch viele andere Ausführungsformen möglich.
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Unter Beibehaltung der erzielten Unterdrückung der Rest-ISI und des
Übersprechens kann dieses neue Vorwärtsfilter 8 außerdem derart eingerichtet werden,
daß eine noch bessere Unterdrückung von HF-Störanteilen erzielt wird. In einer
bevorzugten Ausführungsform wird das bereits beschriebene Vorwärtsfilter 8 dazu um
einen zweiten Tiefpaßfilterteil mit einer Übertragungskennlinie ergänzt, die im
wesentlichen konstant ist für Frequenzen etwa bis zur Nyquist-Frequenz 1/(2T) und mit einer
Amplitude-Frequenzkennlinie, die mit einer vorgeschriebenen Neigung von
beispielsweise 18 oder 24 dB je Oktave für höhere Frequenzen sinkt. Wie allgemein bekannt,
läßt sich eine derartige Kennlinie mit Hilfe herkömmlicher Filtertypen wie Butterworth-
und Thomson-Filtern verwirklichen, wobei in der Praxis ein Filter dritter oder vierter
Ordnung im allgemeinen zu einer entsprechenden Unterdrückung hochfrequenter
Störanteile führen wird. Da dieser zweite Filterteil für Frequenzen niedriger als etwa die
Nyquist-Frequenz 1/(2T) eine nahezu konstante Übertragung hat, wird das Verhalten
des Vorwärtsfilters 8 in diesem Frequenzbereich hauptsächlich durch den eingehend
beschriebenen ersten Filterteil bestimmt werden. Dadurch wird die erzielte
Unterdrückung von Rest-ISI nahezu ungeandert bleiben, während die erzielte Übersprech-
Unterdrückung sogar noch verbessert wird. Dies läßt sich auf einfache Weise darstellen
anhand der Fig. 5, 6 und 7. Für den Fall eines zweiten Filterteils in Form eines
Thomson-Filters dritter Ordnung mit einer Grenzfrequenz von f = 0,55/T (-3 dB-Punkt)
zeigen die Fig. 5A und 6A die Amplitude-Frerluenzkennlinie W(f) des
Vorwärtsfilters 8 mit diesen beiden Filterteilen durch eine strichpunktierte Linie,
insofern diese von der Form von W(f) für den ersten Filterteil (gezogene Linie)
abweicht. Aus Fig. 5A geht hervor, daß der wichtigste Teil des Ubersprechzentrums aus
Fig. 5B um die Nyquist-Frequenz herum f = 1/(2T) wesentlich besser unterdrückt wird
durch Hinzufügung des zweiten Filterteils. Dagegen geht aus Fig. 6C hervor, daß die
Hinzufügung des zweiten Filterteils überhaupt keinen praktischen Einfluß auf die Form
der Amplitude-Frequenzkennlinie H(f)W(f) der Kaskadenschaltung des Aderpaares
3(1) und des Vorwärtsfilters 8 für Frequenzen unterhalb f = 1/(4T). Nach der
Erläuterung bei Fig. 6 erübrigt es sich zu sagen, daß dann ebenfalls die Unterdrückung
der Rest-ISI nahezu ungeändert bleibt. Dies wird bestätigt durch die Tatsache, daß die
System-Stoßantwort (c*h*w)(t) im Falle des Vorwärtsfilters 8 mit den beiden
Filterteilen in der Praxis nahezu nicht abweicht von der in Fig. 7D für den fall des
Vorwärtsfilters 8 mit nur dem ersten Filterteil.
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Zur Erläuterung des Wesens der Erfindung zeigt Fig. 9 einige graphische
Darstellungen, die durch Messung an zwei praktischen Systemen erhalten worden sind,
und zwar für ein System mit einem herkömmlichen Vorwärtsfilter 8 nach Fig. 4 in
Kombination mit einem Rückkopplungsfilter 12 mit NT = 12T (gestrichelte Linie) und
für ein System mit einem neuen Vorwärtsfilter 8 in Kombination mit einem wesentlich
einfacheren Rückkopplungsfilter 12 mit NT = 5T (gezogene Linie); diese neue
Vorwärtsfilter 8 weist einen ersten Filterteil nach Fig. 8 auf sowie die dafür
angegebenen Anteilwerte, die zu der gezogenen Kennlinie der Fig. 5A führen, und einen zweiten
Filterteil in Form des bereits genannten Thomson-Filters dritter Ordnung, die für die
Kaskadenschaltung der beiden Teile und für Frequenzen über etwa f = 1/(4T) zu der
strichpunktierten Kennlinie in Fig. 5A führt. In beiden Systemen ist der
AMI-Leitungscode angewandt und es ist ein Aderpaar 3(1) vom bereits genannten Typ mit einer
Länge L = 4 km verwendet worden, während über das Aderpaar 3(2), das mit dem
Aderpaar 3(1) ein Doppelpaar ("Quad") bildet, Nah-Übersprechen (NEXT) eingeführt
wird mit einem festen mittleren Leistungspegel am Eingang des Vorwärtsfilters 8 von
- 10 dB gegenüber dem empfangenen erwünschten Datensignal. Außerdem wird an dem
Eingang des Vorwärtsfilters 8 weißes Gaußsches Rauschen mit einem einstellbaren
Leistungspegel injiziert. Die Kennlinien der Fig. 9 zeigen die gemessene Bitfehlerrate
(BER) als Funktion des Signal-Rauschverhältnisses (SNR) an dem Eingang des
Vorwärtsfilters 8, in der Situation der denkbar ungünstigsten Phasendifferenz τ zwischen
dem erwünschten Datensignalanteil und dem Übersprechanteil. Für Werte des SNRs die
Bitfehlerraten von 10&supmin;&sup4; oder kleiner zugeordnet sind stellt es sich in Fig. 9 heraus, daß
Verwendung des erfindungsgemäßen Vorwärtsfilters 8 zu einer um viele Male kleineren
Bitfehlerrate führt als mit Hilfe des herkömmlichen Vorwärtsfilters 8 verwirklichbar
wäre. Weitere Messungen bestätigen, daß die mit Hilfe des herkömmlichen
Vorwärtsfilters 8 verwirklichte Übertragungsqualität tatsächlich wesentlich stärker abhängig ist
von der genannten Phasendifferenz τ zwischen dem erwünschten Datensignalanteil und
dem Übersprechanteil als die mit Hilfe des neuen Vorwärtsfilters 8 verwirklichte
Übertragungsqualität. Wie bereits erwähnt, geht die auf diese Weise erzielte
Totalverbesserung des Leistungspegels des Empfängers 2 nach Fig. 1 mit einer wesentlichen
Vereinfachung des Rückkopllungsfehlers 12 und damit des eigentlichen DFE-Kreises (9,
10, 11, 12) einher.