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Die
Erfindung betrifft digitale Datenübertragungssysteme und spezieller
die Korrektur der Abwanderung oder Verschiebung der Basislinie in
Basisband-Transceiversystemen.
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Die
dramatische Zunahme der Rechenleistung der Tischrechner, angetrieben
durch Intranetgestützte Operationen,
und der zunehmende Bedarf an zeitkritischem Datenaustausch zwischen
Nutzern, hatte die Entwicklung der Hochgeschwindigkeits-Ethernet-LANs
(LAN = Local Area Network; lokale Netze) angetrieben. Das 100Base-TX
Ethernet (siehe IEEE Norm 802.3u-1995 CSMA/CD Access Method, Typ
100 Base-T), das vorhandene Kupferkabel der Kategorie 5 (CAT-5)
verwendet, und das sich neu entwickelnde 1000Base-T Ethernet (siehe
IEEE Entwurf P802.3ab/D4.0 Physical Layer Specification for 1000
Mb/s Operation on Four Pairs of Category 5 or Better Twisted Pair
Cable (1000 Base-T)) für
die Datenübertragung
im Bereich von Gigabit/s über
Kupferkabel der Kategorie Datenklasse 5 erfordern neue Techniken
bei der Symbolverarbeitung mit Hochgeschwindigkeit. Mit Kabeln der
Kategorie 5 können Übertragungen
im Bereich von Gigabit pro Sekunde erreicht werden, indem vier verdrillte
Paare (twisted pair) und eine Übertragungsrate
von 125 Megasymbole/s auf jedem Paar eingesetzt werden, wobei jedes
Symbol zwei Bit entspricht.
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Physisch
werden die Daten mit einer Reihe Spannungsimpulse übertragen,
wobei jede Spannung ein oder mehrere Datenbits darstellt. Jede Spannung
in der Reihe wird als ein Symbol bezeichnet, und die gesamte Reihe
der Spannungen wird als ein Symbolalphabet bezeichnet.
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Ein
gut bekanntes System zum Übertragen
von Daten mit hohen Geschwindigkeiten ist die NRZ-Signalbildung
(NRZ = Non Return to Zero; Signalbildung ohne Rückkehr nach null). Bei der
binären
NRZ-Signalbildung ist das Symbolalphabet {A} gleich {–1, +1}.
Eine logische „1" wird als eine positive
Spannung übertragen,
während
eine logische „0" als eine negative
Spannung übertragen
wird. Bei 125 M Symbole/s ist die Impulsbreite jedes Symbols (die
positive oder negative Spannung) gleich 8 ns.
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Ein
anderes gut bekanntes Verfahren für die Hochgeschwindigkeits-Symbolübertragung
ist MLT3, das ein dreistufiges System beinhaltet. (siehe American
National Standard Information system, Fibre Distributed Data Interface
(FDDI) – Teil:
Token Ring Twisted Pair Physical Layer Medium Dependent (TP-PMD),
ANSI X3.263:1995). Das Symbolalphabet für MLT3 ist {A} = {–1, 0, +1}.
Bei der MLT3-Übertragung
wird eine logische „1" entweder durch eine –1 oder
eine +1 übertragen,
während
eine logische „0" als eine 0 übertragen
wird. Bei einer Übertragung
von zwei aufeinanderfolgenden logischen „1"en muß das System bei dem Übergang
durch null gehen. Eine Übertragung
der logischen Folge („1", „0", „1") würde zur Übertragung
der Symbole (+1, 0, –1) oder
(–1, 0,
+1) führen,
abhängig
von den Symbolen, die vor dieser Folge übertragen wurden. Wenn das
unmittelbar vor der Folge übertragene
Symbol +1 war, dann werden die Symbole (+1, 0, –1) übertragen. Wenn das vor dieser
Folge übertragene
Symbol –1
war, werden die Symbole (–1,
0, +1) übertragen.
Wenn das unmittelbar vor dieser Folge übertragene Symbol 0 war, wird
das erste Symbol der übertragenen
Folge +1 sein, wenn die vorhergehende logische „1" als –1 übertragen wird, und es wird –1 sein,
wenn die vorhergehende logische „1" als +1 übertragen wurde. Die tatsächlichen
Spannungspegel, die übertragen
werden, sind üblicherweise
+1 V, 0 V und –1
V für das
Symbol +1, das Symbol 0 bzw. das Symbol –1.
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Bei
der MLT3-Norm muß das
Erfassungssystem jedoch zwischen 3 Pegeln unterscheiden, anstatt
zwischen zwei Pegeln wie bei einem üblicheren zweistufigen System.
Das Signal-Rauschverhältnis, das
zum Erreichen einer bestimmten Bitfehlerrate notwendig ist, ist
bei der MLT3-Signalbildung höher
als bei zweistufigen Systemen. Der Vorteil des MLT3-Systems ist
jedoch, daß das
Energiespektrum der von dem MLT3-System ausgesendeten Strahlung
auf niedrigere Frequenzen konzentriert ist und daher leichter die
Strahlungsemissionsnormen der FCC für die Übertragung über verdrillte Kabelpaare erfüllt. Andere
Datenübertragungssysteme können ein
Symbolalphabet mit mehr als zwei Spannungspegeln in der physischen
Schicht verwenden, um mehrere Datenbits mit jedem einzelnen Symbol
zu senden. Bei dem Gigabit-Ethernet werden z.B. über verdrillte Kabelpaare der
CAT-5 fünfstufige
impulsamplitudenmodulierte (PAM) Daten mit einer teilweisen Antwortformung
bei einer Baudrate von 125 Mbaud übertragen. (Siehe IEEE-Entwurf
P802.3ab/D4.0 Physical Layer Specification for 1000 Mb/s Operation
on Four Pairs of Category 5 or Better Twisted Pair Cable (1000 Base-T)).
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1A zeigt ein übliches Übertragungssystem 100 zum Übertragen
von Daten über
eine herkömmliche
Verdrahtung mit verdrillten Kupferkabelpaaren mit hohen Geschwindigkeiten.
Das Übertragungssystem 100 umfaßt einen
Sender 101, einen Sendekoppler 102, eine Sendekanal 103,
einen Empfangskoppler 104 und einen Empfänger 105.
Der Sender 101 empfängt
Daten in der Form eines Symbolstroms von einem Host 111 über eine
medienunabhängige
Schnittstelle (MII) 112 und koppelt die modulierten Daten
in das Übertragungsmedium 103 über den
Sendekoppler 102. Der Empfangskoppler 104 empfängt eine
modulierte Wellenform von dem Übertragungsmedium 103 und
koppelt die modulierte Wellenform in den Empfänger 105. Die in dem
Empfänger 105 empfangene
modulierte Wellenform leidet unter den Effekten der Intersymbolinterferenz (ISI),
die durch Kanalverzerrung, Sende- und Empfangsfilter im Sender 101 und
im Empfänger 105 und
die Koppler 102 und 104 verursacht werden. Der
Empfänger 105 gibt
die empfangenen Daten nach der Korrektur der Kanalverzerrung an
den Host 113 über
eine medienunabhängige
Schnittstelle 114 aus.
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Die
Intersymbolinterferenz kann durch eine Entzerrung in dem Empfänger 105 ausgeglichen
werden. Ein Teil der Effekte aufgrund der Koppler 102 und 104,
die üblicherweise
Transformatoren sind, werden jedoch durch die Entzerrung in dem
Empfänger 105 nicht
ausreichend kompensiert. Diese Effekte umfassen die Basislinienabwanderung
und Killerpakete.
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Die
Basislinienabwanderung bezieht sich auf das Ergebnis einer Übertragung
von Symbolen in Basisband-Transceiversystemen (Transceiver = Sender-Empfänger), wenn
die meisten der Symbole identische Polarität haben, wenn z.B. bei einer
MLT-3-Übertragung
eine lange Reihe aus Einsen oder negativen Einsen gesendet wird.
In diesem Fall scheint das Ausgangssignal von dem Sender 101 ein
Gleichstromsignal zu sein (von dem Sender 101 wird konstant
1 V übertragen,
wenn eine lange Reihe von +1 Symbolen gesendet wird). Die Basislinie
des Sendesignals wird abhängig
von der Polarität
der gesendeten Daten im allgemeinen nach oben oder unten verschoben.
Die Koppler 102 und 104 sind überlicherweise Induktivitäten und
lassen daher keine Gleichspannungen durch. Der Nettoeffekt ist,
daß das
Eingangssignal des Empfängers 105 unter
einem exponentiellen Verfall leidet, der Absenkung oder „Basislinienabwanderung" genannt wird und
schließlich
zu erhöhten
Fehlerraten bei dem Empfänger
führt,
wenn der Effekt der Basislinienabwanderung nicht richtig kompensiert
wird.
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Zusätzlich führen einige
bestimmte Datenfolgen zu Spannungspegeln von Spitze zu Spitze oder
Spannungsspitzenwerten bei dem Empfänger, die wesentlich höher als
bei anderen Datenfolgen sind. Obwohl der Sender 101 ein
Signal mit einer Spannung von 2 V Spitze zu Spitze ausgibt, kann
aufgrund der Effekte der Koppler 102 und 104 das
Eingangssignal am Empfänger 105 abhängig von
bestimmten Symbolfolgen so hoch wie etwa 4 V Spitze zu Spitze sein.
Eine Folge aus gesendeten Symbolen, die zu besonders hohen Spitzenwertspan nungen
beim Empfänger 105 führt, wird
als ein „Killerpaket" bezeichnet. Ein
Beispiel eines Killerpakets, das die Anforderungen an die Übertragung
eines 100 BaseTX-Systems erfüllt, ist gegeben in American National
Standard for Information Systems, ANSI X3.263:1995, Fibre Distributed
Data Interface (FDDI) – Teil: Token
Ring Twisted Pair Physical Layer Medium Dependent (TP-PMD), März 1995.
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Um
Symbolströme
zu verarbeiten, die Killerpakete enthalten, müssen die Analog-Digital-Wandler in dem Empfänger 105 auch
die statistisch weniger wahrscheinlichen Signale mit höherem Spannungspegel empfangen,
die sich aus solchen Paketen ergeben. Dies führt entweder zu erhöhten Kosten
für die
Analog-Digital-Wandler (d.h. die Verwendung von Analog-Digital-Wandlern
mit höherer
Auflösung),
zu einem Verlust der Auflösung
der Erfassungsschaltung des Empfängers,
weil die Auflösung
des Analog-Digital-Wandlers so niedrig eingestellt wird, daß auch die
Spannungen im höheren
Bereich verarbeitet werden können,
oder dazu, daß der
Analog-Digital-Wandler die Eingangssignale, die sich aus Killerpaketen
ergeben, abschneidet. All diese Lösungen sind somit nicht wünschenswert.
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Die
Korrekturen bei Basislinienabwanderung und Empfang von Killerpaketen
waren bisher abhängig von
einem Modell des Transformators und wurden zumindest teilweise mit
analogen Schaltungen realisiert. 1B zeigt
eine Korrekturschaltung, die häufig
eingesetzt wird. Der Empfänger 105 empfängt Signale
von einem Sendekanal 110. Die Signale von dem Sendekanal 110 umfassen
Verzerrungen aufgrund von Filtern in dem Sender 101 (1A), Filtern im Empfänger 105, Intersyrnbolinterferenz
(ISI) aufgrund des Transportmediums und der Effekte der Koppler 102 und 104.
Die Effekte der Koppler 102 und 104 auf das Signal
werden im Addierer 106 korrigiert und im Entzerrer (Equalizer) 107 ausgeglichen
(1B). Ein Doppelbegrenzer (Slicer) 108 empfängt die
Signale von dem Entzerrer 107 und entscheidet über einen
Ausgangssymbolstrom.
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Der
Ausgangssymbolstrom wird von dem Transformatormodell 109 empfangen,
das eine Übertragungsfunktion
ausführt,
welche die Effekte der Koppler 102 und 104 korrigiert.
Die Übertragungsfunktion
umfaßt
Korrekturen bei Basislinienabwanderung und Empfang von Killerpaketen.
Diese Art der Korrektur, die üblicherweise
in einer analogen Schaltung umge setzt wird, ist abhängig von
dem Transformator und beruht darauf, daß die Übertragungsfunktion des Transformatormodells
genau ist. Die Korrektur, d.h. der Addierer 106, erfolgt
vor der Analog-Digital-Wandlung des Signals und führt dazu,
daß eine
analoge Schaltung oder ein Digital-Analog-Wandler, wenn die Korrektur
digital berechnet wird, benötigt
werden. Die analoge Umsetzung macht üblicherweise die Vorteile der
digitalen Signalverarbeitung, nämlich
die höhere
Zuverlässigkeit
und die höheren
Kosteneinsparungen, zunichte.
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WO
98/16039 A1 offenbart einen Empfänger
zum Korrigieren einer Basislinienabwanderung, der einen Übertragungskanal,
einen Doppelbegrenzer und ein Basislinienwander-Korrekturelement aufweist, welches vor
dem Doppelbegrenzer angeschlossen ist.
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Bingham,
J.: The Theory and Practice of Modem Design, New York; John Wiley
Sons, 1988, Seiten 159 bis 160 (ISBN: 0-471-85108-6) beschreibt
einen Empfänger
mit einem Analog-Digital-Wandler
und einer Bezugsspannungs-Erzeugungseinrichtung, die so angeschlossen
ist, daß sie
einen Kontroll-Parameter empfängt
und eine Bezugsspannung an den Analog-Digital-Wandler abgibt.
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Die
Verwendung eines Entzerrers zwischen einem Analog-Digital-Wandler
und einem Doppelbegrenzer ist aus der US-A-5,481,564 bekannt, die
einen Empfänger
mit Signalanpassung offenbart.
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Es
wird daher ein Empfänger
benötigt,
der die Basislinienabwanderung digital korrigiert und der unabhängig von
den tatsächlichen
Kopplungstransformatoren ist. Zusätzlich wird ein Empfänger gesucht,
der "Killerpakete" empfängt, ohne
nachher Verluste bei der Auflösung
für die
Analog-Digital-Wandlung zu erfahren, ohne einen teureren Analog-Digital-Wandler
verwenden zu müssen
und ohne auf eine analoge Umsetzung einer Korrekturschaltung zurückgreifen
zu müssen.
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Die
vorliegende Erfindung sieht einen Empfänger mit den Merkmalen von
Patentanspruch 1 vor.
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Erfindungsgemäß wird ein
Empfänger
eines Datenübertragungssystems
vorgesehen, der eine digitale Basislinienwanderschaltung aufweist.
Bei einer Ausführungsform
umfaßt
der Emp fänger
einen Analog-Digital-Wandler, der so angeschlossen ist, daß er Signale
von einem Transportkanal empfängt
und einen Abtastwert ausgibt, und einen Doppelbegrenzer (Slicer),
der den Abtastwert empfängt
und ein Symbol ausgibt. Die Basislinienwanderschaltung empfängt das
Ausgangssymbol von dem Doppelbegrenzer und den Eingangsabtastwert
desselben, führt
eine Übertragungsfunktion,
die einen Schätzwert
für die
Basislinienkorrektur ausgibt, digital aus und korrigiert den Ausgangsabtastwert
des Analog-Digital-Wandlers mit Hilfe des Schätzwertes für die Basislinienkorrektur.
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Die
Basislinienwanderschaltung gemäß der Erfindung
wird digital realisiert und spricht auf die Eingangssignale des
Empfängers
an. Die Realisierung ist nicht abhängig von einem Modell der Kopplungstransformatoren,
die zum Koppeln des Senders und des Empfängers zu dem Transportmedium
verwendet werden.
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Bei
einigen Ausführungsformen
wird ein Entzerrer (Equalizer) zwischen dem Analog-Digital-Wandler und dem Doppelbegrenzer
angeschlossen. Der Entzerrer kann einen linearen Entzer rer oder
einen Entscheidungs-Feedback-Entzerrer umfassen. Die Basislinienwanderschaltung
korrigiert das Ausgangssignal des Analog-Digital-Wandlers, bevor
das Signal von dem Entzerrer empfangen wird.
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Ein
weiterer Aspekt der Erfindung betrifft die Fähigkeit, Killerpakete zu empfangen.
Der Empfänger umfaßt eine
A/D-Bezugsspannungsschaltung, die gestützt auf eine Angabe der Kabellänge die
Bezugsspannung des A/D-Wandlers des Empfängers in Vorbereitung auf den
Empfang der höheren
Spitzenwertspannungen der Killerpakete einstellt. Bei einer Ausführungsform
gibt die Verstärkung
einer Verstärkungssteuerschaltung
die Kabellänge
an. Bei anderen Ausführungsformen
können
adaptiv gewählte
Entzerrerparameter verwendet werden, um die Kabellänge anzugeben.
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Die
Erfindung ist im folgenden anhand bevorzugter Ausführungsformen
mit Bezug auf die Zeichnung näher
erläutert.
In den Figuren zeigt:
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1A ein Blockdiagramm eines bekannten Transceiversystems;
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1B eine bekannte Korrekturschaltung, die
es dem in 1 gezeigten Empfänger erlaubt,
die Basislinienabwanderung zu korrigieren und Killerpakete zu empfangen;
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2 einen
Empfänger
gemäß der Erfindung;
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3A zeigt
schematisch den Unterschied zwischen Abtastwerten, die von dem Entzerrer
des in 2 gezeigten Empfängers ausgegeben werden; und
Symbolen von dem in 2 gezeigten Doppelbegrenzer,
die von der Verstärkungssteuerschaltung
korrigiert wurden;
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3B zeigt
schematisch die Unterschiede zwischen Abtastwerten, die von dem
Entzerrer der 2 ausgegeben werden, und Symbolen
von dem Doppelbegrenzer der 2, die von
der Basislinienwanderkorrekturschaltung korrigiert wurden;
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4 zeigt
ein beispielhaftes Symbolpaket, bei dem eine Basislinienabwanderung
auftreten kann, und die Absenkung, die aus diesem Symbolpaket resultiert;
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5 zeigt
eine Ausführungsform
der Basislinienwanderkorrekturschaltung gemäß der Erfindung; und
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6 zeigt
eine Ausführungsform
der Killerpaketempfangsschaltung gemäß der Erfindung.
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2 zeigt
ein Blockdiagramm einer Ausführungsform
eines Basisbandempfängersystems 200 gemäß der Erfindung.
Das Empfängersystem 200 umfaßt in Reihe
ein Antialiasingfilter 202, einen Analog-Digital-Wandler
(ADC) 203, einen Addierer 212, einen Verstärker 201,
einen Entzerrer (Equalizer) 204 und einen Doppelbegrenzer
(Slicer) 205. Der Fachmann wird erkennen, daß die Komponenten
des Empfängersystems anders
angeordnet werden können,
z.B. kann der Verstärker 201 vor
dem Antialiasingfilter 202 angeordnet sein. Die Parameter
zum Steuern der Elemente des Empfängers 200 werden von
anderen Empfängerkomponenten
bestimmt: die Adaption 206 bestimmt die Entzerrerkoeffizienten
des Entzerrers 204; die Verstärkungssteuerung 208 bestimmt
die Verstärkung
g des Verstärkers 201;
das Wanderkorrekturelement 211 bestimmt die Größe der Abwanderung,
die von dem Addierer 212 von dem Ausgangssignal des ADC 203 subtrahiert wird;
und die Zeitwiedergewinnung bestimmt den Zeitkoeffizienten des ADC 203.
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Ein
Eingangssymbolstrom {ak} wird von einem
Sender (nicht gezeigt) in den Übertragungskanal 10 eingegeben.
Der Übertragungskanal 10 steht
für ein
verdrilltes Kupferkabelpaar oder ein anderes Übertragungsmedium, wie ein
koaxiales Kabel oder eine optische Faser, und Koppler 102 und 104 (1A). In 2 kann der
Symbolstrom {ak} NRZ, MLT3 oder jedem anderen
Symbolalphabet und Modulationsverfahren entsprechen, die in Transceivern
dieser Art verwendet werden. Die in der Folge {ak}
gesendeten Symbolen sind Bestandteile des Symbolalphabets {A}. Im
Falle der zweistufigen NRZ-Signalbildung ist das Symbolalphabet
{A} gegeben durch {–1,
+1}. Der Index k entspricht dem Zeitindex für dieses Symbol, d.h. zur Abtastzeit
k, wobei das Symbol, das zum Übertragungskanal 10 gesendet
wird, durch ak gegeben ist. Die Kanalantwort
wird durch die Kanalfunktion f(z) dargestellt. Das Signal, das unter
der Kanalverzerrung, Zufallsrauschen und einem linearen oder flachen
Signalverlust leidet, wird von dem Empfänger 200 empfangen.
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Der
Einfachheit halber wird ein Basisbandübertragungssystem angenommen,
obwohl die gezeigten Techniken leicht auf ein Durchlaßbandübertragungssystem
ausgedehnt werden können.
(Siehe E.A. Lee und D.G. Messerschmitt, Digital Communications,
1988). Es wird auch angenommen, daß das Kanalmodell den Effekt
der Filterung des Senders und des Empfängers umfaßt. Zusätzlich wird angenommen, daß der Übertragungskanal
linear ist, so daß sich
zwei überlappende
Signale einfach als lineare Überlagerung
addieren. Die Z-Transformation (siehe A.V. Oppenheim & R.W. Schafer,
Discrete-Time Signal Processing, 1989) des abgetasteten Übertragungskanals
ist gegeben durch das Kanalfunktionspolynom f(Z) = f0 + f1Z–1 +
f2Z–2 + ... + fNZ–1, (1)wobei f0, ..., f, ..., fN die
Polynomkoeffizienten sind, welche die verteilten Komponenten des
(k-j)-ten Symbols darstellen, die in dem ak-ten
Symbol vorhanden sind, und N ist eine ganzzahlige Abbruchszahl,
so daß f
für j > N vernachlässigbar
ist. Das Polynom f(Z) stellt die Z-Transformation der Frequenzantwort des Übertragungskanals
dar. (Z–1 entspricht
einer Verzögerung
von einer Periode.) (Siehe A.V. Oppenheim & R.W. Schafer, Discrete-Time Signal
Processing, 1989)
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Das
rauschfreie Ausgangssignal des Kanals zur Abtastzeit k ist dann
gegeben durch rk = f0·ak + f1·ak–1 +
... + fN·ak–N, (2)wobei f0, ohne Verlust der allgemeinen Gültigkeit,
als 1 angenommen werden kann. Das Kanalausgangssignal zur Zeit k
hängt somit
nicht nur von den gesendeten Daten zur Zeit k ab, sondern auch von
vergangenen Werten der gesendeten Daten. Dieser Effekt ist als „Intersymbolinterferenz" (ISI) bekannt. (Siehe
Lee & Messerschmitt).
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Die
Intersymbolinterferenz ist eine Folge der streuenden Natur des Datenübertragungskanals.
Die IEEE-Normen für
LAN erfordern, daß die
Systeme Daten über
mindestens 100 Meter Kabel senden und empfangen können. Bei
einem Kabel mit einer Länge
von 100 Metern wird die Signalstärke
bei der Nyquistfrequenz von 62,5 MHz am Empfangsende des Kabels
um beinahe 20 dB reduziert. Bei dieser Verteilung kann ein einziges
Symbol die Symbole auf dem gesamten Übertragungskabel beeinflussen.
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Das
Rauschelement des Eingangssignals wird durch die Folge {nk} dargestellt. Das rauschbehaftete Ausgangssignals
des Kanals ist daher gegeben durch xk = rk +
nk, (3)wobei
angenommen wird, daß die
rauschbehafteten Abtastwerte {nk} unabhängige und
identisch verteilte Gauß'sche Zufallsvariablen
(siehe Lee & Messerschmitt)
mit einer Varianz von σ2 sind.
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In 2 wird
der Ausgangssignalstrom aus dem Übertragungskanal 10,
der gleich der Eingangssymbolfolge {ak}
ist, die auf die obige Weise durch den Kanal verzerrt wurde, in
das Antialiasingfilter 202 des Empfängers 200 eingegeben.
Das Antialiasingfilter 202 verhindert einen Antialiasingeffekt,
indem es das Eingangssignal, das von dem Übertragungskanal 10 empfangen
wurde, durch ein Tiefpaßfilter
führt,
um außerhalb
des Band liegendes Rauschen zu unterdrücken. Jedes konventionelle
Antialiasingfilter kann als solches als das Antialiasingfilter 202 verwendet
werden. Der Analog-Digital-Wandler (ADC) 203 tastet das
Eingangssignal ab und hält
es während
der Dauer der Symbolperiode T, die bei einer Ausführungsform
der Erfindung 8 ns beträgt, obwohl
andere Symbolperioden gewählt
werden können.
Techniken für
die Analog-Digital-Wandlung, die in dem ADC 203 eingesetzt
werden können,
sind dem Fachmann bekannt.
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Bei
einer Ausführungsform
werden die digitalisierten Ausgangssigale des A/D-Wandlers 203 korrigiert, indem
eine Basislinienwanderkorrektur Bk in dem
Addierer 212 subtrahiert, und in dem digitalen Verstärker 201 verstärkt wird.
Der Ausgangsabtastwert des Verstärkers 201 ist
dann gegeben durch yk = g(xk – Bk), (4)wobei
g der Verstärkungsfaktor
des Verstärkers 201 ist.
Der Fachmann wird erkennen, daß der
digitale Verstärker 201 irgendwo
in dem Empfänger 200 zwischen
dem ADC 203 und dem Entzerrer 204 liegen kann.
Im allgemeinen kann der Verstärker 201 auch
ein analoger Verstärker
sein, der irgendwo zwischen dem Übertragungskanal 10 und
dem ADC 203 liegt. Zwischen dem A/D-Wandler 203 und
dem Entzerrer 204 ist der Addierer 212 angeordnet.
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Der
Verstärker 201 kompensiert
Signalverluste, die in dem Übertragungskanal 10 auftreten.
Der Verstärkungsfaktor
g des Verstärkers 201 wird
von der Verstärkungssteuerung 208 eingestellt,
um die Funktion des Empfängers
zu optimieren. Ein Beispiel bekannter Werte von g für verschiedene
Kabellängen
ist in der Tabelle 1 aufgeführt.
Der Signalverlust in dem Übertragungskanal 10 hängt hauptsächlich von
der Kabellänge ab
und ist nicht von anderen Elementen des Übertragungskanals 10 abhängig. Zusätzlich ist
der Wert der Verstärkung
g nicht abhängig
von der Anordnung des Verstärkers 201 in
dem Empfänger 200.
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Die
korrigierten Abtastwerte yk werden in den
Entzerrer 204 eingegeben. In dem Entzerrer 204 wird den
Effekten der Kanalverzerrung entgegengewirkt, und der Entzerrer 204 gibt
einen Abtastwert ak' aus. Wenn der Entzerrer 204 ein
Entscheidungs-Feedback-Entzerrer ist, wird die Leitung 210 eingefügt, um den
Rückkopplungsabschnitt
des Entzerrers 204 mit den Ausgangssymbolen von dem Doppelbegrenzer 205 vorzusehen.
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Der
Entzerrer 204 kann jede Art von Entzerrerstruktur aufweisen.
Allgemein sind die zwei Entzerrerarten, die sich für den Entzerrer 204 eignen,
ein linearer Entzerrer und ein Entscheidungs-Feedback-Entzerrer. Entzerrer
dieser Art, die mit 100 oder 1000 BASE-T-Ethernet mit verdrillten
Kupferkabelpaaren der Kategorie 5, Norm 24, verwendet werden können, sind
beschrieben in „Improved
Detection for Digital Communication Receivers", US-Patentanmeldung
Nr. 08/974,450 vom 20. November 1997, angemeldet auf Sreen A. Raghavan
und übertragen
auf die Inhaberin der vorliegenden Patentanmeldung, und in „Simplified
Equalizer for Twisted Pair Channel", US-Patentanmeldung Nr. 09/020,628,
angemeldet am 9. Februar 1998 auf Sreen A. Raghavan, die ebenfalls
auf die Inhaberin der vorliegenden Patentanmeldung übertragen
wurde. Auf beide Patentanmeldungen wird hier in ihrer Gesamtheit
Bezug genommen.
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Der
Doppelbegrenzer
205 empfängt an seinem Eingang den Abtastwert
a
k' von
dem Entzerrer
204 und entscheidet über das Ausgangssymbol â
k. Die Strukur und der Betrieb des Doppelbegrenzers
205 ist
abhängig von
der Symbolmodulation des Empfängers
200.
Bei einer Ausführungsform
der Erfindung, die MLT-3-Symbole verwendet, definiert der Doppelbegrenzer
205 das
Ausgangssymbol â
k (unter der Annahme, daß die Nennwerte für a
k' {1,0;
0,0; –1,0}
sind) als:
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Für andere
Symbolalphabete sind andere Definitionen des Ausgangssymbols in
bezug auf den Eingangsabtastwert erforderlich.
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Die
Multiplikationskoeffizienten des Entzerrers werden in dem Koeffizientenaktualisierungsblock 206 adaptiv
gewählt.
Die Zeitwiedergewinnung 207 verfolgt die Zeitsteuerung
der Schaltung und stellt die Zeitphase τ für die Abtast- und Haltefunktion
des Analog-Digital-Wandlers
(ADC) 203 ein. Bei den meisten Empfängern stellt die Zeitwiedergewinnung 207 die
Zeitphase τ ein,
indem sie die Nulldurchgänge
in dem Signalstrom {ak'} abschätzt und das Auftreten dieser
Nulldurchgänge
mit den erfaßten
Nulldurchgängen
des Eingangssignals vergleicht.
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Die
Verstärkungssteuerung 208 stellt
die Verstärkung
des Multiplizierers 101 durch Vergleichen des Moduls (absoluter
Betrag) des Abtastwertes ak' mit einem Soll-Schwellwert
ein. Die Verstärkung
des Multiplizierers 201 gleicht den linearen oder flachen
Verlustfaktor 1/g des Kanals aus.
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Wenn
man annimmt, daß der
Entzerrer 204 keine Verstärkung auf das Signal aufbringt,
wird die Signalamplitude durch die AGC-Schaltung 208 (AGC
= Automatic Gain Control; automatische Verstärkungssteuerung) gesteuert.
Die AGC-Schaltung 208 stellt den Mittelwert des entzerrten
oder ausgeglichenen Signals unabhängig von dem Verlust in dem
Kabel auf eine vorgegebene Konstante ein. Die Verstärkung g
zur Zeit k ist gegeben durch gk+1 = gk – β ek âk (6)
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Der
Fehler ek ist gleich der Differenz zwischen âk und ak' ek =
a'k – âk (7)
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Der
Parameter β bestimmt
die Rate, mit der sich die Verstärkung ändern kann.
Wenn er zu hoch eingestellt ist, kann der Verstärkungsparameter zu flüchtig sein.
Wenn β jedoch
zu klein ist, ist das System zu langsam, um auf die Notwendigkeit
eines veränderten
Verstärkungsfaktors
g zu reagieren. Bei den meisten Ausführungsformen der Erfindung
beträgt β ungefähr 10–3.
Der Konvergenzwert des Verstärkungsfaktors
g ist bei einem längeren
Kabel größer, weil
der quadratische Mittelwert (RMS = Root Mean Squared) der empfangenen
Signalamplitude abnimmt, wenn die Kabellänge zunimmt. Tabelle 1 zeigt
ein Beispiel der Korrelation zwischen dem Verstärkungsfaktor g und der Kabellänge.
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3A zeigt
schematisch Eingangsabtastwerte des Doppelbegrenzers 205 und
die Ausgangssymbole von dem Doppelbegrenzer 205 bei einem
MLT3-Alphabet für
den Fall, daß der
Ver stärkungsfaktor
des Verstärkers 201 eingestellt
werden muß.
In 3A stellen die dunklen Quadrate die Eingangsabtastwerte
dar, und die dunklen Kreise stellen die Symbole dar, über die
entschieden wurde. Wie dargestellt ist, sind die Eingangsabtastwerte
von den Symbolen, über
die entschieden wurde, entfernt (d.h. die Signalspannung für das Symbol
+1 ist zu hoch, und die Signalspannung für das Symbol –1 ist zu
niedrig). Wenn dagegen die Signalspannung für das Symbol +1 zu niedrig
ist, ist die Signalspannung für
das Symbol –1
zu hoch. Die Gleichung 5 gibt daher die Korrektur für die Verstärkungssteuerung
an, die diesen Fehler ausgleicht.
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3B zeigt
schematisch die Abschätzung
der Basislinienabwanderung. Jede der Signalspannungen ist im Verhältnis zu
den Symbolen, welche sie darstellen, in dieselbe Richtung verschoben.
In 3B sind die Signalspannungen für das Symbol +1, das Symbol
0 und das Symbol –1
alle zu hoch, weil die Basislinienabwanderung positiv ist. Ferner
sind die Signalspannungen um dieselbe Größe verschoben. Daher sollte
ein konstanter Wert zu jedem der Abtastwerte addiert werden, wobei
der konstante Wert abhängig
von dem Fehler selbst ist. Der Korrekturfaktor für die Basislinienabwanderung
ist daher gegeben durch Bk+1 = μb ek + Bk, (8)wobei μb die
Proportionalitätskonstante
der Korrekturschleife ist. Diese Aktualisierung, bei der Bk von dem Ausgangssignal des A/D-Wandlers 203 subtrahiert
wird, kann mit Ausgangsabtastwerten des Entzerrers digital ausgeführt werden,
funktioniert gut mit allen Formen von Killerpaketen und Zufallsdaten
und unterdrückt
kleine Größen arithmetischer
Vorspannungen in dem digitalen Datenweg. Die Korrektur der Basislinienabwanderung wird
als eine digitale phasenstarre Schleife erster Ordnung realisiert.
Bei einigen Ausführungsformen
kann der Addierer 212 eine Korrektur der Basislinienabwanderung
addieren, anstatt sie zu subtrahieren, was zu einer anderen Abschätzung für die Basislinienkorrektur
führt.
Die Konstante μb steuert die Ansprechzeit des Korrekturelements 211 für die Abwanderung.
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4 zeigt
eine Darstellung des übertragenen
Signals (vertikale Achse) von dem Sender
101 als eine Funktion
der Zeit t für
eine Reihe von MLT3-Symbolen mit einem Symbol {1} (d.h. {A} = {1,
1, 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1 ...}). Da das Symbol A = 1 als ein Basisbandsignal
von 1 V gesendet wird, erscheint der Symbolstrom als konstant 1
V. Die Transformatoren
102 und
104 (
1)
arbeiten jedoch als Hochpaßfilter
und lassen keine Gleichspannungen durch. Die beim Empfänger
105 tatsächlich empfangene
Spannung nimmt daher mit der Zeit ab. Diese Abnahme wird als Absenkung
bezeichnet und ist in
4 gestrichelt dargestellt. Der
beim Empfänger
200 (
2)
empfangene Spannungsabtastwert nimmt daher unter diesen Bedingungen
mit folgender Rate ab:
wobei F
3db die
Bandbreite des Transformators ist, f
s ist
die Abtastrate, und k ist die Symbolnummer in der konstanten Reihe.
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5 zeigt
ein Blockdiagramm einer Ausführungsform
des Wanderkorrekturelements
211 (
2) zum Korrigieren
dieser Absenkung. Das Wanderkorrekturelement
211 umfaßt einen
Adddierer
301 und einen Korrekturblock
302, der
die Übertragungsfunktion
ausführt, wobei Z
–1 eine
Verzögerung
von einer Periode darstellt. Eine Erweiterung der Gleichung 10 zeigt,
daß die
Gleichung 10 eine Umsetzung der Gleichung 8 ist. Die Übertragungsfunktion
der geschlossenen Schleife entspricht der Übertragungsfunktion
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Es
kann leicht nachgewiesen werden, daß die 3dB-Frequenz der Korrektur
erster Ordnung angenähert wird
durch
wobei g die Verstärkung aus
der Verstärkungssteuerung
208 ist.
Wenn f
3dB (um einen Faktor von zwei oder mehr)
größer als
das Maximum F
3dB der Koppler
102 und
104 (
1A) ist, kann die Korrektur der Basislinienabwanderung,
die von der in
5 gezeigten Schaltung ausgeführt wird,
schneller erfolgen als die Absenkung. Die Korrektur der Basislinienabwanderung
erfolgt daher mit einer schnelleren Rate als die Absenkung selbst, und
somit enthält
y
k keine der Effekte der Basislinienabwanderung.
Bei den meisten Ausführungsformen
liegt das Maximum F
3dB der Koppler
102 und
104 in
der Größenordnung
von 25 kHz, und f
3dB wird so gewählt, daß es ungefähr gleich
100 kHz ist. Wenn T gleich 8 ns ist, ist μ
bg ungefähr gleich
0,05.
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Zusätzlich ist
die Korrektur der Basislinienabwanderung gemäß der Erfindung nicht abhängig von
dem Modell des Transformators und somit unabhängig von dem Transformator.
Zusätzlich
ist die Korrektur der Basislinienabwanderung gemäß der Erfindung unabhängig von
der Korrektur der automatischen Verstärkungssteuerung, die in dem
Verstärkungssteuerelement 208 (2)
realisiert ist. Aus den 3A und 3B wird deutlich,
daß das
Basislinienwanderelement nicht auf Diskrepanzen zwischen dem Ausgangssignal
des Entzerrers und den Ausgangssymbolen des Doppelbegrenzers reagiert,
die eine Verstärkungskorrektur
erfordern, weil sich die einzelnen Korrekturen für unterschiedliche Symbole
auslöschen,
wie in den 3A und 3B gezeigt.
Die Verstärkungssteuerung 208 reagiert
nicht auf Diskrepanzen, die eine Korrektur der Basislinienabwanderung
erfordern, weil die Korrektur der Basislinienabwanderung vorausgesagt
und ausgeführt
wird, bevor die Verstärkungssteuerung 208 reagieren
kann.
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Am
Ende des Pakets mit konstanten Symbolen macht das Transceiversystem
einen Übergang
auf ein 0-Symbol (d.h. {..., 1, 1, 1, 0}). Das von dem Empfänger 200 empfangene
Signal ändert
sich normal, so daß weiter
die Basislinienabwanderung abgeglichen werden muß. Nach einer langen Reihe
von +1-Symbolen beträgt
das Eingangssignal des Empfängers 200 z.B.
beinahe 0 V. Wenn das nächste übertragene
Symbol ein 0-Symbol ist, fällt
der Empfänger 200 des
Eingangssignals um etwa 1 V auf –1 V (anstatt auf 0 V). Die
Korrektur Bk der Basislinienabwanderung,
die durch das Wanderkorrekturelement 211 realisiert wird,
korrigiert daher gleichmäßig die
fortgesetzte Abnahme des Eingangsabtastwertes xk.
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Zusätzlich zur
Basislinienabwanderung führen
die Koppler
102 und
104 (
1A)
auch das Problem der Killerpakete ein. Der Transformator kann als
ein Bandpaßfilter
modelliert werden, dessen Übertragungsfunktion
gegeben ist durch
wobei β kleiner
als und ungefähr
gleich 1 ist. Die Gleichung 13 kann erweitert werden, so daß man
Htrans =
(1 – Z–1)(1
+ βZ–1 + β2Z–2 +
...) = 1 – (1
+ β)Z–1 + β(1 + β)Z–2 – ... (14)erhält. Ein
Symbolstrom, der durch diese Übertragungsfunktion
geht, führt
zu einem Ausgangsstrom, der gleich
xk = ak – (1 + β)ak–1 + β(1 + β)ak–2 – β2(1
+ β)ak–3 (15)ist. Der
Maximalwert für
x
k tritt in der Folge {+1, 0, –1, –1, –1, –1, ...)
auf. In diesem Fall gilt
xk = 1 – (0) + β – β2 + β2 – β3 +
... = 1 + β (16) -
Man
beachte, daß bei
der Norm MLT3, die mit +1 V, 0 V und –1 V arbeitet, und bei β ungefähr gleich 1,
die Eingangsspannung des Empfängers 200 bei
Eingang dieses „Killerpakets" ungefähr gleich
2 V ist.
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Obwohl
ein Spitzenwertsignal von 2 V übertragen
wird, kann daher die Eingangsspannung bei dem Empfänger wegen
der Transformatoren einen Wert von 4 V Spitze zu Spitze haben. In
tatsächlichen
Systemen (siehe American National Standard for Information Systems,
Fibre Distributed Data Interface (FDDI) – Teil: Token Ring Twisted
Pair Physical Layer Medium Dependent (TP-PMD), März 1995) können Signale mit einer Spitzenwertspannung
von ungefähr
3,5 V beobachtet werden. Wenn der A/D-Wandler 203 (2)
nicht den gesamten Bereich der 4 V von Spitze zu Spitze annimmt,
wird der A/D-Wandler daher das Signal abschneiden, was zu Fehlern
am Ausgang des Doppelbegrenzers führt. Wenn jedoch ein A/D-Wandler verwendet
wird, der den gesamten Bereich von –2 V bis +2 V empfangen kann,
führt dies
entweder zu zusätzlichen
Kosten oder zu einem Verlust der Auflösung. Die frühere Lösung zum
Abschätzen
der Spitzenwertspannung für
diese Killerpakete und Subtrahieren derselben vom Eingang des Empfängers 200 vor
dem Analog-Digital-Wandler macht einen großen Teil des Zwecks des Einsatzes
der digitalen Signalverarbeitung zunichte.
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Die
Spitzenwertspannung des Eingangssignals nimmt jedoch mit zunehmender
Kabellänge
ab. Die Spitzenwertspannungen von 4 V treten daher nur bei kurzen
Kabellängen
auf. Tabelle 2 zeigt das maximale Spitzenwertsignal, das sich aus
Killerpaketen als Funktion der Kabellänge ergibt.
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6 zeigt
eine Ausführungsform
einer Korrekturschaltung zum Einstellen des A/D-Wandlers, so daß er hohe Spitzenwertspannungen
der Killerpakete bei kurzer Kabellänge verarbeiten kann, ohne
die Auflösung zu
verlieren, die zum Empfangen von Signalen über längere Kabel notwendig ist.
Ferner sind keine teureren A/D-Wandler mit hoher Auflösung notwendig.
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Der
A/D-Wandler
203 umfaßt
einen Eingangsanschluß
601 zum
Empfangen eines Eingangssignals von dem Verstärker
201, einen Eingangsanschluß
602 zum
Empfangen einer Bezugsspannung und einen Ausgangsanschluß
603 zum
Ausgeben eines digitalisierten Signals abhängig von dem Eingangssignal
und dem Bezugssignal. Die Schrittgröße des A/D-Wandlers
203 ist
gegeben durch
wobei
V
REF die Bezugsspannung ist, und N ist die
Anzahl der Bits, die von dem A/D-Wandler
203 verwendet werden.
Spannungen größer als
V
REF werden von dem A/D-Wandler
203 ab geschnitten.
Bei vielen Ausführungsformen
der Erfindung ist der A/D-Wandler
203 ein 6-Bit A/D-Wandler,
obwohl auch A/D-Wandler mit anderen Bitzahlen verwendet werden können.
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Ausführungsformen
der Erfindung umfassen eine A/D-Bezugsspannungsquelle 213.
Bei einigen Ausführungsformen
ist die A/D-Bezugsspannungsquelle 213 mit der Verstärkungssteuerschaltung 208 verbunden, um
den Verstärkungsfaktor
zu empfangen. Der Verstärkungsfaktor
variiert vorhersagbar als eine Funktion der Kabellänge, wie
in Tabelle 1 gezeigt. Bei einigen Ausführungsformen ist die A/D-Bezugsspannungsquelle 213 mit
dem Adaptionselement 206 gekoppelt, um adaptiv gewählte Entzerrerkoeffizienten
zu empfangen, die auch auf die Kabellänge bezogen (korreliert) sind.
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Die
A/D-Bezugsspannungsquelle 213 variiert die Bezugsspannung
des A/D-Wandlers 203 abhängig von der Kabellänge und
anderen Parametern, die auf die Kabellänge bezogen sind. Bei einer
Ausführungsform wird
die Bezugsspannung anfänglich
auf 2 V gesetzt, und wenn der Verstärkungsfaktor g größer als
ein Schwellwertverstärkungsfaktor
g0 ist (g0 ist z.B.
ungefähr
2,5), setzt die Bezugsspannungsquelle 213 die Bezugsspannung
auf einen niedrigeren Schwellwert zurück (z.B. auf VREF von
ungefähr
1,33 V). Andere Ausführungsformen
der Erfindung erlauben eine größere Anzahl
von Einstellungen der Bezugsspannung. Die Anzahl der diskreten Werte
für die
Bezugsspannung sollte so gewählt
werden, daß normale
Variationen der Parameter (d.h. des Verstärkungsfaktors g, der Entzerrerkoeffizienten
oder der berechneten Länge)
nicht zu einem unbeabsichtigten Umschalten der Bezugsspannung führen.
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Die
obigen Beispiele dienen lediglich der Erläuterung und sollen die Erfindung
nicht beschränken.
Der Fachmann wird erkennen, daß Abänderungen
dieser Beispiele im Bereich der Erfindung liegen. Eine Abänderung
besteht darin, daß die
Komponenten des in 2 gezeigten Empfängers in
einer anderen Reihenfolge realisiert werden können, so daß z.B. der Verstärker 201 Eingangssignale
vor dem Antialiasingfilter 202 verarbeiten kann. Zusätzlich kann
das Antialiasingfilter 202 digital realisiert werden und
dann zwischen dem A/D-Wandler 203 und dem Entzerrer 204 angeordnet
werden. Eine weitere Variation besteht in der Veränderung
des Symbolalphabets. Alle oben diskutierten Beispiele betreffen
das MLT3-Symbolalphabet, die Erfindung ist jedoch auch auf Transceiver
anwendbar, die beliebige andere Symbolalpha bete verwenden. All diese Variationen
liegen im Bereich der Erfindung. Die Erfindung ist somit nur durch
die Ansprüche
begrenzt.
