DE19843145B4

DE19843145B4 - Verfahren zur Sequenzerfassung und Sequenz-Ausgleicheinrichtung

Info

Publication number: DE19843145B4
Application number: DE19843145A
Authority: DE
Inventors: Sreen A. La Jolla Raghavan
Original assignee: National Semiconductor Corp
Current assignee: National Semiconductor Corp
Priority date: 1997-11-20
Filing date: 1998-09-21
Publication date: 2004-02-12
Anticipated expiration: 2018-09-22
Also published as: DE19843145A1; JPH11196137A; KR19990044821A; JP3459879B2; KR100278215B1; US6038269A

Abstract

Verfahren zur Erfassung der Sequenz eines Datenübertragungskanals mit einem Symbolalphabet, das A Symbole umfaßt, und mit einer Kanalfunktion f(z), mit folgenden Verfahrenschritten:
Empfangen eines Eingangssymbols in einem k-ten Zeitschritt, wobei das Eingangssymbol ein Symbol aus einer Eingangssymbolsequenz ist;
Berechnen einer Reihe von Verzweigungsmaßen für das Eingangssymbol, wobei jedes Verzweigungsmaß in der Reihe der Verzweigungsmaße ein Maß der Differenz zwischen dem Eingangssymbol und einer Reihe von vorausgesagten Eingangsymbolen ist;
Berechnen eines Zustandsmaßes für jedes der A Symbole in dem Symbolalphabet für den k-ten Zeitschritt, wobei das Zustandsmaß abhängig ist von dem Zustandsmaß für den (k – 1)-ten Zeitschritt und der Reihe der Verzweigungsmaße;
Ermitteln eines Vergleichsergebnisses für jedes der A Symbole in dem Symbolalphabet abhängig von dem Zustandsmaß für jedes der A Symbole in dem Symbolalphabet und Speichern des Vergleichsergebnisses für jedes der A Symbole für den k-ten Zeitschritt in einem Rückverfolgungsspeicher, wobei der Rückverfolgungsspeicher eine Speichertiefe von M hat;
wenn der k-te Zeitschritt ein Rückverfolgungs-Zeitschritt ist, Rückverfolgen und Ausgeben einer besten Symbolsequenz gestützt auf die Vergleichsergebnisse, die im Rückverfolgungsspeicher gespeichert sind, wobei der Rückverfolgungsschritt jeden L-ten Zeitschritt auftritt, wobei L größer als eins und kleiner als M ist.

Description

Die Erfindung betrifft die Verbesserung des Signal-Rauschverhältnisses eines digitalen Übertragungssystems, das unter einer Intersymbol-Interferenz (einer Störung durch gegenseitige Beeinflussung der Symbole) leidet.
Die dramatische Zunahme der Rechenleistung von Tischgeräten, die durch netzinterne (Intranet)-Operationen angesteuert werden, und die erhöhte Nachfrage nach zeitkritischen Datenübergaben zwischen den Nutzern hat die Entwicklung von Hochgeschwindigkeits-Ethernet-LANs angespornt. Das Ethernet 100BASE-TX, das vorhandene Kupferdrähte der Kategorie 5 verwendet, und das sich neu entwickelnde Ethernet 1000BASE-T für die Übertragung von Daten im Bereich von Gigabit/s über eine Kupferleitung der Kategorie 5 erfordern neue Techniken für die Hochgeschwindigkeits-Symbolverarbeitung. Zusätzlich wird die Hochgeschwindigkeitsverarbeitung von Daten bei bestehenden Schaltfeldern benötigt, die heute Daten mit einer Geschwindigkeit von 1000 Mb/s pro Anschluß verarbeiten können müssen. Die Übertragung im Bereich von Gigabit/s kann erreicht werden, indem man vier verdrillte Doppelleitungen verwendet und eine Übertragungsrate von 125 Mega-Symbole/s auf jedem Paar realisiert, wobei jedes Symbol zwei Bits entspricht.
Physisch werden Daten mit mehreren (einem Satz) Spannungen übertragen, wobei jede Spannung ein oder mehrere Datenbits darstellt. Jede Spannung in dem Satz wird als ein Symbol bezeichnet, und der gesamte Spannungssatz wird als ein Symbol-Alphabet bezeichnet.
Ein System zum Übertragen von Daten mit hohen Geschwindigkeiten ist die NRZ-Signalbildung (NRZ = Non Return to Zero; Aufzeichnungsverfahren in Wechselschrift). Bei der NRZ-Signalbildung ist das Symbol-Alphabet {A} gleich {–1, +1 }. Eine logische „1" wird als eine positive Spannung übertragen, während eine logische „0" als eine negative Spannung übertragen wird. Bei 125 Mega-Symbolen/s beträgt die Impulsbreite jedes Symbols (die positive oder negative Spannung) 8 ns.
Ein anderes Modulationsverfahren für die Hochgeschwindigkeits-Symbolübertragung ist MLT3, bei dem es sich um ein dreistufiges System handelt. (Siehe American National Standard Information System, Fibre Distributed Data Interface (FDDI) – Pari: Token Ring Twisted Pair Physical Layer Medium Dependent (TP-PMD), ANSI X3.263:199X) Das Symbolalphabet ist bei MLT3 gleich {A} = {–1, 0, +1 }. Bei der MLT3-Übertragung wird eine logische 1 entweder durch +1 oder –1 übertragen, während eine logische 0 als 0 übertragen wird. Bei Übertragung von zwei aufeinanderfolgenden logischen „1"en muß das System nicht durch 0 gehen. Eine Übertragung der logischen Folge („1", „0", „1") würde zu einer Übertragung der Symbole (+1, 0, –1) oder (–1, 0, +1) führen, abhängig davon, welche Symbole vor dieser Folge übertragen wurden. Wenn das unmittelbar vor der Folge übertragene Symbol +1 war, dann werden die Symbole (+1, 0, –1) übertragen. Wenn das unmittelbar vor der Folge übertragene Symbol –1 war, werden die Symbole (–1, 0, +1) übertragen. Wenn das unmittelbar vor dieser Folge übertragene Symbol 0 war, wird das erste Symbol der übertragenen Folge +1 sein, wenn die vorhergehende logische „1" als –1 übertragen wurde, und es wird –1 sein, wenn die vorhergehende logische „1" als +1 übertragen wurde.
Das Erfassungssystem muß bei der MLT3-Norm jedoch zwischen 3 Ebenen unterscheiden, anstelle der zwei Ebenen in einem üblicheren zweistufigen System. Das Signal-Rausch-Verhältnis,das benötigt wird, um eine bestimmte Bitfehlerrate zu erreichen, ist bei der MLT3-Signalbildung größer als bei zweistufigen Systemen. Der Vorteil des MLT3-Systems besteht jedoch darin, daß das Energiespektrum der ausgesendeten Strahlung bei dem MLT3-System auf niedrigere Frequenzen konzentriert ist und daher leichter die FCC-Strahlungsemissionsnormen für die Übertragung mittels verdrillter Doppelleitungen erfüllt. Andere Übertragungssysteme können ein Symbol-Alphabet mit mehr als zwei Spannungspegeln in der physischen Schicht verwenden, um mit jedem einzelnen Symbol mehrere Datenbits zu übertragen.
Ein Blockdiagramm eines üblichen Datenübertragungssystems ist in 1A gezeigt. In 1A sind die übertragenen Daten durch die Symbolfolge {a_k} dargestellt. Die übertragenen Symbole in der Folge {a_k} sind Elemente des Symbol-Alphabets {A}. In dem Fall der zweistufigen NRZ-Signalbildung ist das Symbol-Alphabet {A} gegeben durch {–1, +1 }. Der Index k bezeichnet den Zeitindex für dieses Symbol, d.h. die Abtastzeit k, wobei das übertragene Symbol gegeben ist durch a_k. Die Kanalantwort wird durch die Kanalfunktion f(z) dargestellt. Das Signal x_k wird mit dem Rausch-Abtastwert n_k summiert, um das Zufallsrauschen auf der Übertragungsleitung darzustellen. Das Signal, das sowohl unter der Kanalverzerrung als auch dem Zufallsrauschen leidet, wird in den Detektor eingegeben.
Der Einfachheit halber wird ein Basisband-Übertragungssystem angenommen, obwohl die gezeigten Techniken leicht auf Durchlaßband-Übertragungssysteme erweitert werden können. (Siehe E.A. LEE und D.G. MESSERSCHMITT, DIGITAL COMMUNICATIONS (1988)) Es wird auch angenommen, daß das Kanalmodell den Effekt der Sende- und Empfangsfilterung umfaßt. Zusätzlich wird angenommen, daß der Übertragungskanal linear ist, so daß sich zwei überlappende Signale einfach als eine lineare Überlagerung addieren. Die Kanalfunktion kann daher als Polynom wie folgt definiert werden: f(Z) = f0 + f1Z–1 + f2Z– 2 + ... + fNZ– N, (1) wobei f₀, ..., f_j, ..., f_N Polynomkoeffizienten sind, welche die verteilten Komponenten des (k – j)-ten Symbols darstellen, das in dem a_k-ten Symbol vorhanden ist, und N ist eine ganzzahlige Abbruchzahl, die so gewählt wird, daß f_j für j > N vernachlässigbar ist. Das Polynom f(Z) stellt die Z-Transformation der Frequenzantwort des Übertragungskanals dar. (Z^– ¹ entspricht einer Verzögerung von einer Periode.) Siehe A.V. OPPENHEIM und R. W.
SCHAFER, DISCRETE-TIME SIGNAL PROCESSING 1989.
Das nicht rauschbehaftete Ausgangssignal des Kanals zur Abtastzeit k ist dann gegeben durch: xk = f0⋅ak + f1⋅ak_i + ... + fN⋅ak –N, (2) wobei, ohne Verlust der Allgemeingültigkeit, f₀ als 1 angenommen werden kann. Das Kanalausgangssignal zur Zeit k hängt somit nicht nur von den übertragenen Daten zur Zeit k, sondern auch von vergangenen Werten der übertragenen Daten ab. Dieser Effekt ist als „Intersymbolinterferenz" (ISI) bekannt; siehe LEE und MESSERSCHMITT, a. a. O.
Die Intersymbolinterferenz ist ein Resultat der verteilten Natur des Übertragungskanals. Die IEEE-Normen für LANs (lokale Netze) fordern, daß die Systeme Daten über ein wenigstens 100 Meter langes Kabel senden und empfangen können. 1C zeigt einen Übertragungsbitstrom einschließlich der Effekte der Verteilung. 1D zeigt das Leistungsspektrum des verteilten Impulses über der Frequenz. Bei einem 100 Meter langen Kabel wird die Signalstärke bei der Nyquistfrequenz von 62,5 MHz am Empfangsende des Kabels um beinahe 20 dB reduziert. Bei dieser Verteilung kann ein einzelnes Symbol auf der gesamten Leitung andere Symbole beeinflussen.
Das Rauschelement des Signals wird durch die Folge {n_k} dargestellt. Das verrauschte Ausgangssignal des Kanals ist somit gegeben durch yk = xk + nk, (3) wobei angenommen wird, daß die Abtastwerte des Rauschens {n_k} unabhängige und identisch verteilte Gaussche Zufallsvariablen (siehe LEE und MESSERSCHMITT, i. a. O.) mit einer Varianz von σ² sind.
Die meisten Übertragungssysteme des Standes der Technik verwenden zwei Arten von Detektoren zum Bekämpfen der durch Gleichung (2) beschriebenen ISI. Diese zwei Detektoren, der lineare Entzerrer und der Entscheidungs-Rückkopplungsentzerrer, sind in 1B gezeigt.
Ein linearer Entzerrer, oder lineare Ausgleicheinrichtung (Equalizer), mit (m + 1) Multiplikatoren ist in 2 gezeigt. In 2 wird das Symbol y_k in eine Verzögerungsanordnung 10 eingegeben, welche Verzögerungselemente (D₁ bis D_m) aufweist, die bei jeder Stufe das Symbol um eine Zeitperiode verzögern. Ein Satz Multiplizierer 20, der die Multiplizierer M₀ bis M_m umfaßt, multipliziert jedes der m + 1 Symbole, die von der Anordnung aus Verzögerungselementen D₁ bis Dm kommen, mit einem entsprechenden Koeffizienten C₀ bis C_m. Der Ad dierer 30 addiert die Ausgänge der Multiplizierer M₀-M_m, um das Ergebnissignal zu erhalten. ak = C0yk + C1yk –1 + ... + CmYk –m. (4)
Das Signal a_k, das von dem linearen Entzener kommt, wird in eine Entscheidungsstufe 40 eingegeben, die über das Ausgangssymbol a_k entscheidet. Das Ausgangssymbol a_k ist das Symbol aus dem Symbol-Alphabet {A}, welches das Eingangssignal a_k' am besten annähert.
Die Multipliziererkoeffizienten C₀ bis C_m definieren eine Übertragungsfunktion T, die gegeben ist durch: T = C0 + C1Z–1 + ... + CmZ–m. (5)
Die Koeffizienten C₀ bis C_m können von einem intelligenten Algorithmus in einem adaptiven Chip gewählt werden, um die Arbeitsweise des Entzeners zu optimieren. Ein linearer Entzener, der null erzwingt, (ZFLE; Zero-Forcing Linear Equalizer) hat eine Übertragungsfunktion T, die durch die Inverse der Frequenzantwort des Kanals gegeben ist. Ein linearer Entzener, der auf der Basis des minimalen mittleren quadratischen Fehlers arbeitet, (MMSE-LE; Minimum Mean Squared Error Based Linear Equalizer) optimiert den mittleren quadratischen Fehler zwischen den gesendeten Daten und den erfaßten Daten und findet somit einen Kompromiß zwischen der nicht ausgeglichenen ISI am Ausgangsanschluß des Entzeners und der Varianz des Rauschens.
Der Hauptnachteil eines linearen Entzeners besteht darin, daß er zwar die ISI aufgrund des Kanals beseitigen kann, jedoch auch eine Verstärkung des Rauschens bewirkt. Dies gilt insbesondere bei einem Kanal wie der verdrillten Kupfer-Doppelleitung, bei der die Frequenzantwort des Kanals über der übertragenen Signalbandbreite eine erhebliche Dämpfung erfährt. Bei Kanälen mit verdrillter Doppelleitung (die in Anwendungen wie dem 10/100/1000BASE-TX-Ethernet und digitalen Teilnehmerschleifen häufig verwendet werden) wird somit das Rauschen {n_k} durch den linearen Entzerrerdetektor verstärkt, und die Unempfindlichkeit gegen Rauschen wird verringert.
3 zeigt einen Entscheidungs-Rückkopplungsentzener (DFE; Decision Feedback Equalizer) mit N_ff Multiplizierern in dem Mitkopplungsfilter und N_fb Multiplizierern in dem Rückkopplungsfilter. Das Eingangssignal y_k wird in das Mitkopplungsfilter 100 eingegeben. Das resulierende Signal wird zu dem resultierenden Signal aus dem Rückkopplungsfilter 200 im Addierer 300 addiert. Das addierte Signal wird in die Schaltung 400 eingegeben, die das Ausgangssymbol a_k des Entzeners ermittelt.
In dem Mitkopplungsfilter 100 wird das Eingangssignal y_k in eine Mitkopplungs-Verzögerungsanordnung eingegeben, welche die Verzögerungselemente D₁ ^ff bis D_ff–1 ^ff aufweist. Jedes Verzögerungselement verzögert das Signal um eine Periode, so daß die Verzögerungsanordnung 101 N_ff-1 vergangene Eingangssignal speichert. Jedes der gespeicherten Signale wird mit einem entsprechenden Koeffizienten C₀ bis C_Nff–1 von den Multiplizierern M₀ ^ff bis M_Nff _–1 ^ff multipliziert. Die Ergebnisse jedes der Multiplizierer M₀ ^ff bis M_Nff _– ₁ ^ff werden in einem Addierer 103 miteinander addiert, so daß das in den Addierer 300 auf der Leitung 301 eingegebene Signal gegeben ist durch ak' = C0yk + C1yk–1 + ... + CNff-1yk–Nff+1. (6)
sDas Rückkopplungsfilter 200 gibt das Aussgangssymbol a_k in eine Rückkopplungs-Verzögerungsanordnung 201 ein, welche Verzögerungselemente D₀ ^fb bis D_Nfb–1 ^fb aufweist. Die Rückkopplungs-Verzögerungsanordnung 201 speichert N_fb-1 vergangene ermittelte Symbole â_k _–Nfb+1 bis â_k _–1. Die Ausgangssymbole der Rückkopplungs-Verzögerungsanordnung 201 werden in Multiplizierer 202, M₀ ^fb bis M_Nfb–1 ^fb, eingegeben. Die resultierenden Signale von den Multiplizierern 202 werden in einem Addierer 203 addiert, so daß das Eingangssignal des Addierers 300 auf der Leitung 302 gegeben ist durch:
Der Addierer 300 addiert das Eingangssignal auf der Leitung 301 mit dem invertierten Eingangssignal auf der Leitung 302, um a_k'-a_k'' zu erhalten, das an das Entscheidungselement 400 weitergegeben wird. Das Entscheidungselement 400 entscheidet über das Ausgangssymbol â_k. Das Ausgangssymbol â_k, das von dem Entscheidungselement 400 abgeleitet wird, ist das Symbol in dem Symbol-Alphabet {A}, welches das Signal a_k'-a_k'' am Eingangsanschluß des Entscheidungselementes 400 am besten annähert.
Der DFE arbeitet nach dem Grundsatz, daß dann, wenn die vergangenen, übertragenen Daten richtig erfaßt wurden, die ISI-Wirkung dieser vergangenen Datensymbole aus den aktuellen, empfangenen Signalen vor deren Erfassung eliminiert werden kann. Bei einem DFE, der null erzwingt (ZF-DFE; Zero-Forcing-DFE) wird die Übertragungsfunktion des Mitkopplungsfilters mit endlicher Impulsantwort (FF-FIR; Feed-Forward Finite Impulse Response Filter) auf 1 eingestellt (d.h. C₀ = 1 und C₁ bis C_m sind 0), und die Übertragungsfunktion des Rückkopplungs-FIR (FB-FIR; Feedback-FIR) ist gegeben durch [f(z) – 1], wobei f(z) die Kanalübertragungsfunktion oder Kanalfunktion ist.
Da die vergangenen, erfaßten Datenabtastwerte kein Rauschen enthalten, entsteht bei dem DFE keine Vergrößerung des Rauschens. Der DFE leidet jedoch unter einer Fehlerfortpflanzung. Wenn eines der vergangenen, erfaßten Symbole falsch ist, leitet sich die Wirkung dieses Fehlers in der Zukunft auf weitere Symbolentscheidungen aus.
Zusätzlich hat der DFE den Nachteil, daß die Abtastleistung, die sich aus dem Streuungsvermögen des Kanals ergibt und durch die ISI-Koeffizienten dargestellt wird, vor der Erfassung des aktuellen Symbols verworfen und somit verschwendet wird. Genauer gesagt verfügt das System über Informationen in bezug auf die aktuellen übertragenen Datensymbolen, die bereits in den zuvor empfangenen Symbolen enthalten ist, welche der DFE nicht verwendet.
Da der Entzener ein Rückkopplungsentzener ist, ist ferner die Pipeline-Verarbeitung des Rückkopplungs-Filterbetriebs nicht möglich, anders als bei einem linearen Entzerrer, der im Pipeline-Betrieb (durch fortlaufende Wiederholungen von Operationen) arbeiten kann. Ein weiterer Nachteil des DFE im Vergleich zu einem linearen Entzerrer besteht darin, daß der lineare Entzener nur mit vergangenen Eingangssignalen des Detektors arbeitet, während der Betrieb des DFE abhängig von vergangenen Ausgangssymbolen ist.

Die Druckschrift WO97/11544 beschreibt ein Maximum-Likelihood-Datenerfassungsschema, das ein Verfahren zum Schätzen des Rauschens in einem Ausgangssignal eines Entzeners und Mittel zum Schätzen von Verzweigungsmaßen vorsieht.

Symbolinterferenzen werden mittels einer Nachschlagetabelle unterdrückt, die von einem Maximum-Likelihood-Empfänger adressiert werden.

Die Druckschrift US 5,809,079 beschreibt einen Berechnungsschaltkreis für Verzweigungsmaße in einem Viterbi-Decodierer, der die Quadrate der Differenz zwischen empfangenen und vorhergesagten Abtastwert durch lineare Funktionen annähert.

Die Druckschrift US 5,654,667 beschreibt ein Verfahren, das ein phasengedrehtes Signal mittels berechneter Verzweigungsmaßen schätzt und einen Vorhersagekoeffizienten durch sequentielle Fehlerminimierung ermittelt, so daß die gewichtete Summe eines quadratischen Fehlers zwischen dem empfangenen und dem zurückverfolgten Zeichen minimiert wird, nachdem ein Rückverfolgungspfad ermittelt wurde.

Der Viterbi-Decodierer gemäß Druckschrift DE 19626 076 erkennt einen maximalen Zweigmaßwert und entscheidet, ob ein Zustand rückverfolgt werden kann. Nicht rückverfolgbare Ungleichheiten werden gezählt, um zu ermitteln, ob eine Synchronisierung vorliegt.

Bisherige Verfahren und Vorrichtungen, die auf einem DFE- oder Viterbialgorithmus beruhen, weisen die obengenannten Nachteile auf und führen bei schlechten Bedingungen zu einer nicht ausreichenden Signalqualität. Insbesondere wird die Signalenergie eines Zeichens, welche durch die Intersymbolinterferenz auf andere Zeichen übertragen wird, nicht genutzt und tritt dadurch als Störung auf.

Die vorliegende Erfindung sieht ein neues Erfassungsverfahren mit den Verfahrensschritten von Anspruch 1 sowie einen neuen Sequenzdetektor mit den Merkmalen von Anspruch 7 vor. Der Sequenzdetektor schätzt eine gesamte Sequenz oder Folge aus übertragenen Daten ab und verwendet den gesamten oder fast den gesamten Abtastge halt in den ISI-Symbolen. Dies führt zu einer erheblichen Verbesserung im Leistungsvermögen des Detektors. Der Detektor, der hier vorgestellt wird, kann ebenso auf NRZ- wie auf MLT3-Normen sowie alle anderen Normen angewendet werden, die für die Übertragung von Symbolen noch entwickelt werden können.

Viele Systeme verwenden analoge Signalverarbeitungstechniken, um die ISI aus dem System zu entfernen. Bei der vorliegenden Erfindung wird ein digitaler Signalprozessor (DSP) verwendet. Der größte Teil des Rauschens stammt daher von dem Fehler in dem Analog-Digital-Signalwandler. In diesem Fall wird der Rauschterm n_k zu dem Eingangssignal x_k am Empfangerende des Übertragungsdrahtes addiert. Die digitale Verarbeitung hat den Vorteil, daß digitale Chips weniger Leistung erfordern und stabiler sind als analoge Chips.

Ein Algorithmus, der Viterbi-Algorithmus (siehe B. SKLAR, DIGITAL COMMUNICATIONS, FUNDAMENTALS AND APPLICATIONS (1988)), wird in dem Sequenzdetektor dazu verwendet, die Größe der ISI aufgrund der vorhergehenden Symbole, die in dem Signal auftritt, welches momentan erfaßt wird, zu verfolgen. Eine Minimierungsprozedur wird eingesetzt, welche die wahrscheinlichste Gruppe aus Symbolen berechnet, aufgrund derer das momentan beobachtete Signal entstanden sein kann.

Bei einer anderen Ausführungsform wird der Kanal linear entzerrt, um eine verkürzte Impulsantwort g(Z) der Länge L ≤ N zu erhalten. Der Detektor mit verkürzter Sequenz (reduzierter Sequenzdetektor) führt eine Sequenzerfassung unter der Annahme durch, daß der gesamte entzerrte Kanal durch g(Z) wiedergegeben wird. Bei noch einer anderen Ausführungsform werden dem Detektorsystem eine lineare Entzerrung und eine DFE-Filterung hinzugefügt, um die Realisierung zu vereinfachen.

Die Erfindung ist im folgenden anhand bevorzugter Ausführungsformen mit Bezug auf die Zeichnung näher erläutert. In den Figuren zeigt:
1A ein übliches digitales Datenübertragungssystem;
1B zwei übliche Erfassungssysteme zur Bekämpfung der ISI;
1C die Verteilung über dem Übertragungskanal für einen Impuls;
2 einen linearen Entzener mit einem FIR-Filter;
3 einen Entscheidungs-Rückkopplungsentzener;
4 ein Blockdiagramm des Sequenzdetektor für ein Beispiel eines ISI-Kanals;
5 ein Gitterdiagramm für den beispielhaften ISI-Kanal der 4;
6 einen reduzierten Sequenzdetektor mit einem linearen Entzener;
7 einen reduzierten Sequenzdetektor mit einem linearen Entzener und einem Entscheidungsrückkopplungs-Sequenzentzener;
8 ein Blockdiagramm eines Detektors für den ISI-Kanal 1 + g₁z^–1 + g₂z^– ²;
9 ein Gitterdiagramm für N = 1, das sich für eine Anwendung mit einer dreistufigen Signalbildung eignet;
10 ein Blockdiagramm eines Sequenzentzeners für N = 1 und eine dreistufige Signalbildung;
11 ein Gitterdiagramm für N = 1 und eine fünfstufige Signalbildung; und
12 ein Blockdiagramm eines Sequenzentzeners für N – 1 und eine fünfstufige Signalbildung.
4 zeigt ein Blockdiagramm eines Sequenzdetektors für den Fall {A} = {–1, +1} und N = 1 gemäß der vorliegenden Erfindung, obwohl dieses System auch für größere Alphabete und eine stärkere ISI-Störung (A > 2 und N > 1) verallgemeinerbar ist. Der Detektor umfaßt eine Verzweigungsmaß-Erzeugungseinheit 10, eine Additions-Vergleichs-Auswahleinheit (ACS; Add-Compare-Select) 12, eine Rückverfolgungsschaltung 14, einen LIFO-Puffer (Last-In-First-Out) 16 und eine Anfangszustands-Ermittlungseinheit 18.
Die ISI (Intersymbol-Interferenz) in dem Sequenzdetektor oder Sequenzentzerrer, der in 4 gezeigt ist, wird von nur einem zuvor übertragenen Symbol verursacht. Somit gilt: yk = ak + f1ak – 1 + nk. (8)
Der Sequenzdetektor schätzt die übertragene Datensequenz oder -folge {a_k} aus der Folge der empfangenen Signale {y_k} ab.
Der Zustand des Detektors S_k wird als die Schätzwerte der vergangenen Datensymbole definiert. Im allgemeinen hat ein System mit einem Symbolalphabet, das A Symbole umfaßt, und dessen Intersymbol-Interferenz von N vorgehenden Symbolen beeinflußt wird, A^N mögliche Zustände. Jeder Zustand entspricht einem möglichen Weg durch die N vorhergehenden Symbole. Für System mit zwei Symbolen {A} = {+1, –1 } und N = 2 wird es zum Beispiel vier mögliche Sequenzzustände des Systems geben: das Symbol +1 zur Zeit k – 2 und das Symbol +1 zur Zeit k – 1; das Symbol +1 zur Zeit k – 2 und das Symbol –1 zur Zeit k – 1; das Symbol –1 zur Zeit k – 2 und das Symbol +1 zur Zeit k – 1; und das Symbol -1 zur Zeit k – 2 und das Symbol –1 zur Zeit k – 1. Der Se quenzdetektor für das in 4 gezeigte Beispiel umfaßt zwei Zustände, +1 und -1, die den zwei Symbolen in dem Alphabet {A} entsprechen.
Das Gitterdiagramm, welches die Zustandübergänge von der Zeit (k-1) zur Zeit k bei dem in 4 gezeigten Beispiel wiedergibt, ist in 5 dargestellt. Ein Gitterdiagramm bietet ein graphisches Mittel, um vorauszusagen, welches Ausgangssignal sich in dem Kanal bei Übergängen von einem Zustand zur Zeit k – 1 zu einem anderen Zustand zur Zeit k ergäbe. Aus dem Gitterdiagramm der 5 ergibt sich, daß ein Übergang vom Zustand +1 zur Zeit k – 1 zu einem Zustand +1 zur Zeit k zu einem vorausgesagten Ausgangssignal von 1 + f₁ (ohne Rauschen) führen würde. Ein Übergang vom Zustand –1 zur Zeit k – 1 zum Zustand –1 zur Zeit k würde zu einem vorausgesagten Ausgangssignal von –1 – f₁ führen. Ein Übergang vom Zustand –1 zur Zeit k – 1 zum Zustand +1 zur Zeit k führt zu einem vorausgesagten Ausgangssignal von 1 – f₁, und ein Übergang vom Zustand +1 zur Zeit k – 1 auf einen Zustand -1 zur Zeit k führt zu einem vorausgesagten Ausgangssignal von –1 + f₁.
Bei dem in 4 gezeigten Detektor erzeugt die Verzweigungsmaßeinheit 10 vier Abstandsmaße, welchen den vier Zweigkennungen in dem Gitterdiagramm der 5 entsprechen. Bei dem bevorzugten Ausführungsformen sind die Abstandsmaße durch die euklidischen Abstände gegeben:
Mk(0) = [yk – 1 – f1]2, Mk(1) = [yk + 1 – f1]2, (9) Mk(2) = [yk – 1 + f1]2 und
Mk(3) = [yk + 1 + f1]2.
Es können andere Maße als Abstandsmaße verwendet werden, welche die Differenz zwischen dem Eingangssymbol und den vorausgesagten Symbolen unter Annahme wiedergeben, daß alle möglichen Zustandsübergänge verwendet werden können. Im allgemeinen wird es ein Verzweigungsmaß für Übergänge von einem Zustand S' zu einer Zeit k – 1 auf einen Zustand S zu einer Zeit k geben, wobei in einem System mit A Symbolen und N in die Schätzung einfließenden Symbolen A^2N Übergänge möglich sind, wenn alle Übergänge zulässig sind.
Die Additions-Vergleichs-Auswahl-Schaltung (ACS) der 4 aktualisiert das Zustandsmaß für jeden möglichen Zustand des Systems, das in diesem Beispiel mit p_k(+1) und p_k(–1) bezeichnet ist, in jedem Zeitschritt k. Bei einem zwei-symboligen System, wie dem von 4, sind die Zustandsmaße gegeben durch: pk(+1) = min[pk –1(+1) + Mk(0), pk –1(–1) + Mk(2)] und pk(–1) = min[pk –1(+1) + Mk(1), pk –1(–1) + Mk(3). (10)
Im allgemeinen stellen die Zustandsmaße die akkumulierten Abstandsmaße der vergangenen Zustände entlang der Übergangswege dar, bei denen das akkumulierte Abstandsmaß minimiert wird. Das Übergangsmaß für den Zustand S in der Zeitperiode k, p_k(S), ist das akkumulierte Abstandsmaß für die vorausgehenden Zustände entlang eines Übergangsweges, der in der Zeitperiode k bei dem Zustand S endet, wobei der Zustand S einer der möglichen Zustände des Systems ist. Zur Zeit k – 1 kann der Zustand des Systems irgendeiner der Zustände S' in der Gruppe aus möglichen Zuständen des Systems sein. p_k(S) ist daher gleich dem minimalen p_k– ₁ (S') plus dem Abstandsmaß für den Übergang von S' auf S. Ein mathematischer Beweis, das diese Technik zum kleinsten Erfassungsfehler führt, ist am Ende dieser Beschreibung angefügt.
Bei dem Beispiel der 4 werden die Vergleichsergebnisse d_k(+1) und d_k(–1) der Rückverfolgungsschaltung 14 für jeden der beiden Zustände gespeichert. Die Vergleichsergebnisse geben den Zustand für die Zeitperiode k – 1 an, der zu dem Zustandsmaß p_k(S) für den Zustand S in der Zeitperiode k führt. Bei dem Beispiel der 4 mit zwei Symbolen und N = 1 wird dann, wenn pk –1(+1) + Mk(0) ≤ pk –1(–1) + Mk(2), (11) ein Datenwert von „+1" für die Zeit k in dem Speicher gespeichert, der dem Zustand +1 in der Rückverfolgungsschaltung zugewiesen ist, d_k(+1). Andernfalls wird für die Zeit k eine „–1" in dem Speicher gespeichert, der dem Zustand +1 in der Rückverfolgungsschaltung zugewiesen ist. Ähnliche Ergebnisse werden in dem Speicher gespeichert, die dem Zustand –1 in der Rückverfolgungsschaltung zugewiesen ist. Allgemeiner gesprochen weist d_k(S) auf den Zustand S' zur Zeit k – 1, aus dem sich das niedrigste Zustandsmaß ergibt, mit dem man zu dem Zustand S zur Zeit k kommt.
Wenn dekodiert werden soll, verfolgt die Rückverfolgungsschaltung die Übergänge von dem besten möglichen aktuellen Zustand (dem Zustand mit dem kleinsten Zustandsmaß) zurück und holt die Daten aus dem Rückverfolgungsspeicher. Wenn die Rückverfolgungstiefe 2⋅TB ist, kann erwartet werden, daß alle TB/2 Abtastzeiten eine Rückverfolgung von TB Werten erfolgt und die Rückverfolgungsschaltung TB/2 Datensymbole ausgibt. (TB ist eine gerade, ganze Zahl). Eine größere Rückverfolgungstiefe führt zu einem geringeren Fehler bei der Ermittlung der endgültigen Symbolfolge, wobei hierfür jedoch auf dem Chip mehr Speicher vorgesehen werden muß. Übliche Rückverfolgungstiefen sind 8 oder 16 Werte.
Während der Rückverfolgungsprozedur wählt die Anfangszustands-Bestimmungseinheit 18 den Anfangszustand gestützt darauf, welches Zustandsmaß geringer ist. Die Rückverfolgungsschaltung 14 verfolgt die Sequenz zurück durch die gespeicherten Vergleichsergebnisse. Die frühesten Symbole, die sich bei den frühesten Zuständen ergeben, die frühesten TB/2 Symbole bei den Beispielen mit A = 2 und N = 1, werden in den LIFO-Puffer 16 geschrieben. Bei den bevorzugten Ausführungsformen werden neue Vergleichsergebnisse bei den Speicherstellen gespeichert, die von den zuvor ausgegebenen Ergebnissen besetzt waren.
Die Rückverfolgungsschaltung 14 ermittelt die optimale Symbolfolge gestützt auf die Zustandsmaße, die in der Anfangszustands-Bestimmungseinheit 18 gespeichert sind. Die Anfangszustands-Bestimmungseinheit löst auch die Rückverfolgungsprozedur durch Einstellen einer Anfangssequenz aus.
Die LIFO-Schaltung 16 kehrt einfach die aus dem Rückverfolgungsspeicher kommenden Daten zeitlich um, weil die Rückverfolgung in Richtung von der aktuellen Zeit zur vorhergehenden Zeit ausgeführt wird.
Sequenzerfassung mit linearer Entzerrung.
Wenn die ISI-Länge N des Kanals groß ist, oder wenn die Größe des übertragenen Symbolalphabets A groß ist, wird das obige Verfahren der vollständigen Sequenzabschätzung bei hohen Symbolraten unpraktikabel. Eine vollständige Sequenzabsschätzung erfordert die Realisierung von A^N Zuständen in dem Detektor. Die bevorzugte Ausführungsform der Erfindung, die in 6 gezeigt ist, verwendet daher einen linearen Entzener (Equalizer) zum Reduzieren der Anzahl der ISI-Symbole, welche zu dem Sequenzdetektor gelangen.
Bei diesem Beispiel wird angenommen, daß die Größe des in den Kanal eingegebenen Alphabets 2 ist, d.h. A = {–1, +1 }, und daß die reduzierte ISI-Länge (die der Sequenzdetektor sieht) gleich L = 1 ist. Wie zuvor erwähnt, ist diese Technik auch auf größere Alphabete anwendbar, und die reduzierte Länge kann mehr als ein interferierendes Symbol umfassen.
Das Ausgangssignal des linearen Entzeners 20 ist bei A = 2 und L = 1 gegeben durch: rk = ak + g1⋅ak –1 + hk , (12) wobei g₁ der ausgeglichene oder entzerrte ISI-Koeffizient ist, und h_k ist die Rausch-Komponente des Ausgangssignals des linearen Entzeners 20. Die Übertragungsfunktion des linearen Entzeners (in Z-Transformationsnotation, siehe A.V. OPPENHEIM und R. W. SCHÄFTER DISCRETE-TIME SIGNAL PROCESSING, (1989)) ist gegeben durch: E(z) = (1 + g1z–1)/f(z) (13) Der Koeffizient g₁ wird so gewählt, daß die Varianz des Rauschens am Ausgang des Entzeners 20 minimiert wird.
Bei der bevorzugten Ausführungsform wird die reduzierte Sequenzentzerrung adaptiv realisiert. Eine Architektur, die für diese adaptive Realisierung verwendet werden kann, ist ein linearer Entzener mit einer Übertragungsfunktion C(Z) = 1/f(Z), dem ein (1 + g₁z^–1)-Filter adaptiv folgt. Durch adaptives Realisieren beider Entzerrer kann bei jeder Kabellänge eine optimale Leistung erreicht werden. Der lineare Entzener C(Z) kann mit Hilfe des Algorithmus der kleinsten mittleren Quadrate (LMS; least mean squares) (siehe E.A. LEE und D.G. MESSERSCHMITT, DIGITAL COMMUNICATIONS (1988)) und ein Filter mit endlicher Impulsantwort (FIR-Filter), wie in 2 gezeigt, adaptiv realisiert werden.
Der Koeffizient g₁ wird in dem Sequenzdetektor 22 adaptiv gewählt, indem die Frequenzantwort des linearen Entzeners C(Z) beachtet wird. Aus dem linearen Entzener wird die Kanalfrequenzantwort abgeleitet, und g₁ wird aus einer Nachschlagetabelle ausgewählt. Bei einer besonderen Ausführungsform werden zwei mögliche Werte für g₁ (0 und %) verwendet. Einer der zwei möglichen Koeffizienten wird für g₁ gewählt, indem die beiden größten Koeffizienten des linearen Entzeners C(Z) beobachtet bzw. berücksichtigt werden.
Die Vorteile der Kombination der linearen Entzerrung mit der Sequenzerfassung 22 sind unter anderem (a) eine verringerte Komplexität des Sequenzdetektors 20, insbesondere bei großen N, und (b) eine verringerte Rauschzunahme bei der linearen Entzerrung.
Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der 6 wird die Anzahl der Zustände in der Abschätzung der Symbolfolge von 2^N auf 2 reduziert. Diese Sequenz-Abschätzeinrichtung, die mit einer geringeren Anzahl Zustände arbeitet, kann mit Hilfe des Viterbi-Algorithmus realisiert werden, der in Verbindung mit der vorhergehenden Ausführungsform beschrieben wurde, wobei f₁ durch g₁ ersetzt wird, um den linearen Entzener anzupassen, und bei den Maßberechnungen der Gleichung 5 wird y_k durch r_k ersetzt.
Sequenzerfassung mit linearer Entzerrung und Entscheidungsrückkopplung
7 zeigt eine Ausführungsform einer Sequenzabschätzung mit reduzierten Zuständen, die mit einer linearen Entzerrung und einer Entscheidungsrückkopplung arbeitet. Bei dieser Ausführungsform gleicht der lineare Entzerrer 24 den Kanal auf ein vorgegebenes ISI-Polynom G(z) der Länge M < N aus. In 7 wird angenommen, daß M gleich 2 ist; G(z) ist dann gegeben durch: G(z) = 1 + g1z–1 + g2z–2 (14) und die lineare Übertragungsfunktion des Entzerrers ist gegeben durch: E(z) = G(z)/f(z). (15)
Die Erfassungstechnik kann im allgemeinen für jede Kombination aus M und N verwendet werden, solange M < N. Obwohl diese Technik mit Alphabeten jeder Größe realisiert werden kann, ist die Alphabetgröße bei dem in 8 gezeigten Beispiel A = 2. Bei der bevorzugten Ausführungsform werden die Koeffizienten g₁ und g₂ wieder adaptiv gewählt.
Um eine Sequenzabschätzung mit Hilfe des oben erläuterten Viterbi-Algorithmus auszuführen, muß der Sequenzdetektor vier Zustände realisieren (wenn die Datensymbole binäre Werte haben). Eine Sequenzabschätzung mit verringerten Zuständen verwendet dagegen nur zwei Zustände, wie in 8 gezeigt ist. Die Verzweigungsmaßberechnung in dem Gitterdiagramm berücksichtigt nun die Intersymbolinterferenz aufgrund von Symbolen, die zwei Abtastwerte zuvor übertragen wurden. Bei dem in 8 gezeigten Blockdiagramm sind die Verzweigungsmaße wie folgt gegeben:
Mk(0) = [rk – g2dk–1(+1) – 1 – g1]2, Mk(1) = [rk – g2dk–1(+1) + 1 – g1]2, (16) Mk(2) = [rk – g2dk–1(–1) – 1 + g1]2, und
Mk(3) = [rk – g2dk–1(–1) + 1 + g1]2.
Auf diese Weise wird die ISI aufgrund des übertragenen Symbols zur Zeit (k – 2) aus dem empfangenen Abtastwert r_k entfernt, bevor das Verzweigungsmaß des Sequenzdetektors berechnet wird, das die ISI aufgrund des übertragenen Symbols zur Zeit (k – 1) berücksichtigt. Nach dieser Berechnung wird die zuvor beschriebene Berechnung durchgeführt, um die ISI aufgrund des (k – 1)-ten übertragenen Symbols zu entfernen.
Anwendung im schnellen 100Base-TX-Ethernet
Eine Ausführungsform dieser Erfindung, die sich für Anwendungen im schnellen 100Base-TX-Ethernet eignet (siehe Institute of Electrical and Electronics Engineers, New York, IEEE Standard 802.3u–1995 CSMA/CD Access Method, Type 100Base-T (1995); American National Standard Information Systems, Fibre Distributed Data Interface (FDDI) – Part: Token ring twisted pair physical layer medium dependent (TP-PMD), ANSI X3.263:199X) umfaßt eine dreistufige Signalbildung. Das heißt die binären Daten werden physisch mit Hilfe des MLT3-Modulationsverfahrens übertragen. Eine Abbildung einer binären Folge für die dreistufige Übertragung wird durch die folgende Tabelle wiedergegeben:
Bei der obigen Abbildung ist klar, daß eine Übertragungsfolge von {–1, +1 } (Symbol –1 zur Zeit k – 1 auf Symbol +1 zur Zeit k) ungültig ist, ebenso wie die Folgen {+1, 0, +1} und {–1, 0, –1}.
Ein Gitterdiagramm für ein Symbolalphabet {–1, 0, +1 } und N = 1, welches die obigen Beschränkungen für zulässige Folgen berücksichtigt, ist in 9 gezeigt. In 9 ist die Kanalfunktion gegeben durch 1 + g₁z^–1.
Ein Blockdiagramm eines Sequenzdetektors zum Ausgleichen des ISI-Kanals mit f(z) = 1 + f₁z^–1 ist in 10 gezeigt. In 10 wird von der Verzweigungsmaß-Erzeugungseinheit 12 ein Eingangssymbol y_k empfangen. Die Verzweigungsmaß-Erzeugungseinheit erzeugt sieben Verzweigungsmaße, welche den sieben zulässigen Übergängen entsprechen, die in dem Gitterdiagramm der 9 gezeigt sind. Die Verzweigungsmaße werden in eine Additions-Vergleichs-Auswahl-Schaltung (ACS) 14 eingegeben, welche die Zustandsmaße P_k und die vorrausgesagten Ergebnisse D_k berechnet. Die Zustandsmaße P_k werden in die Anfangspunkt-Bestimmungseinheit 20 eingegeben, und die vorausgesagten Ergebnisse D_k werden in die Rückverfolgungsschaltung 18 eingegeben.
Bei diesem Beispiel sind die sieben Verzweigungsmaße gegeben durch:
Mk(0) = [yk – 1 – f1]2;
Mk(1) = [yk – 1]2 ; Mk(2) = [yk – f1]2; (17) Mk(3) = [yk]2;
Mk(4) = [yk + f1]2;
Mk(5) = [yk + 1]2; und
Mk(6) = [yk + 1 + f1]2.
Wenn der Sequenzdetektor mit einem linearen Entzerrer 20 kombiniert wird, wie in 6 gezeigt, wird das in den Sequenzdetektor der 10 eingegebene Symbol y_k durch das Ausgangssignal des linearen Entzerrers r_k = y_k + g₁y_k _–1 gemäß Gleichung 12 (unter Vernachlässigung des Rauschens), ersetzt, und der Sequenzdetektor wird an den linearen Entzerrer angepaßt, indem g₁ = f₁ eingestellt wird.
Die in der ACS-Schaltung 14 berechneten drei Zustandsmaße sind dann:
pk(+1) = min{pk –1(+1) + Mk(0), pk –1(0) + Mk(1)};
pk(0) = min{pk –1(+1) + Mk(2), Pk –1(0) + Mk(3), Pk –1(–1) + Mk(4)}; und pk (+1) = min{pk –1(0) + Mk(5), Pk –1(–1) + Mk(6)}. (18)
Die Ergebnisse der ACS-Schaltung 14 sind gegeben durch:
Diese Zustände und Zustandsmaße werden in dem Speicher der Rückverfolgungsschaltung 16 gespeichert.
Wie oben beschrieben geht die Rückverfolgungsschaltung 16 von dem besten möglichen aktuellen Zustand (dem Zustand mit dem kleinsten Zustandsmaß) zurück und holt die Daten aus dem Rückverfolgungsspeicher. Das Symbol mit dem niedrigsten Zustandsmaß wird an den LIFO-Puffer 18 ausgegeben, der seine zuletzt eingegebenen Daten zuerst ausgibt, weil das am frühesten empfangene Eingangssymbol das Symbol ist, über das zuletzt entschieden wird.
Der oben beschriebene Sequenzdetektor, der sich für das schnelle 100Base-TX-Ethernet eignet, kann zusätzlich mit einem linearen Entzener 20 kombiniert werden, wie er im Zusammenhang mit 6 beschrieben wurde, oder mit einer Kombination aus einem linearen Entzener 24 und einer Entscheidungs-Rückkopplungseinheit gemäß 7.
Anwendung bei einem 1000Base-T-Weitverkehrs-Kupfernetz Das von der Normenkommission IEEE 802.3ab gewählte Modulationsformat für das Gigabit-Ethernet für Kupferkabel der Kategorie 5 verwendet eine fünfstufige NRZ-Signalbildung, die durch das Symbolalphabet A = {+2, +1, 0, –1, -2} dargestellt wird. (Siehe IEEE 802.3ab, GIGABIT LONG HAUL COPPER PHYSICAL LAYER STANDARDS COMMITTEE, 1997).
Ein Gitterdiagramm für diese Anwendung ist in 11 gezeigt, wobei angenommen wird, daß N = 1 und die Kanalfunktion f(z) = 1 + f₁z^– ¹. Ein Blockdiagramm des Sequenzdetektors ist in 12 gezeigt. In 12 wird das Eingangssignal y_k von der Verzweigungsmaß-Erzeugungseinheit 10 empfangen. Die Verzweigungsmaß-Erzeugungseinheit 10 berechnet die 25 Verzweigungsmaße M_k, die in die ACS-Schaltung 12 eingegeben werden. Die ACS-Schaltung 12 berechnet die fünf Zustandsmaße P_k und die fünf Vergleichsentscheidungen D_k, die in die Anfangszustands-Ermittlungseinheit 18 bzw. die Rückverfolgungsschaltung 14 eingegeben werden. Die Rückverfolgungsschaltung, die ein Eingangssignal von der Anfangszustands-Ermittlungseinheit erhält, gibt die beste Symbolsequenz {a_k} für die Ausgabe an den LIFO-Puffer 16 aus.
Die Verzweigungsmaße sind für N = 1 und f(z) = 1 + f₁z^–1 gemäß diesem Beispiel gegeben durch:
Die Zustandsmaße werden in der ACS-Schaltung 12 wie folgt aktualisiert: pk(i) = minj={–2,–1,0,1,2 }{pk –1(j) + Mk(2 + 1 + 5i)}; für i = {2, 1, 0, –1, -2}. (21)
Die ACS-Ergebnisse für jeden der fünf Zustände sind gegeben durch: Dk(i) = j wenn pk(+1) = pk –1(j) + Mk(2 + j + 5i); für i = {2, 1, 0, –1, -2}; j = {2, 1, 0, –1, -2}. (22)
Der oben beschriebene Sequenzentzener für die fünf Zustände oder Stufen kann in Verbindung mit dem in Bezug auf 6 beschriebenen linearen Entzener verwendet werden. Bei dieser Anwendung wird das Eingangssignal y_k durch das Ausgangssignal des linearen Entzeners r_k = Y_k + g_i*a_k _–1 ersetzt, wie bei der Gleichung 12 oben (unter Vernachlässigung des Rauschens). Die Kanalfunktion des Sequenzentzerrers ist dann gegeben durch f₁ = g₁, um den linearen Entzener anzupassen. Zusätzlich kann auch eine Entscheidungsrückkopplungs-Entzerrung eingesetzt werden, wie sie in Verbindung mit 8 beschrieben wurde.
Die obigen Beispiele dienen lediglich der Erläuterung und sollten in keiner Weise so verstanden werden, daß sie den Bereich der Erfindung beschränken. Der Bereich der Erfindung wird lediglich durch die folgenden Ansprüche bestimmt.
Für den oben durch Gleichung 8 beschriebenen ISI-Kanal erhält man eine Abschätzung der Folge der übertragenen Datensequenz {b_k} der Länge N durch:
Es sei definiert, daß:
Die obige Rekursion ist die Basis für die Aktualisierungsgleichung, d.h. Gleichung 10, oben.

Claims

Verfahren zur Erfassung der Sequenz eines Datenübertragungskanals mit einem Symbolalphabet, das A Symbole umfaßt, und mit einer Kanalfunktion f(z), mit folgenden Verfahrenschritten: Empfangen eines Eingangssymbols in einem k-ten Zeitschritt, wobei das Eingangssymbol ein Symbol aus einer Eingangssymbolsequenz ist; Berechnen einer Reihe von Verzweigungsmaßen für das Eingangssymbol, wobei jedes Verzweigungsmaß in der Reihe der Verzweigungsmaße ein Maß der Differenz zwischen dem Eingangssymbol und einer Reihe von vorausgesagten Eingangsymbolen ist; Berechnen eines Zustandsmaßes für jedes der A Symbole in dem Symbolalphabet für den k-ten Zeitschritt, wobei das Zustandsmaß abhängig ist von dem Zustandsmaß für den (k – 1)-ten Zeitschritt und der Reihe der Verzweigungsmaße; Ermitteln eines Vergleichsergebnisses für jedes der A Symbole in dem Symbolalphabet abhängig von dem Zustandsmaß für jedes der A Symbole in dem Symbolalphabet und Speichern des Vergleichsergebnisses für jedes der A Symbole für den k-ten Zeitschritt in einem Rückverfolgungsspeicher, wobei der Rückverfolgungsspeicher eine Speichertiefe von M hat; wenn der k-te Zeitschritt ein Rückverfolgungs-Zeitschritt ist, Rückverfolgen und Ausgeben einer besten Symbolsequenz gestützt auf die Vergleichsergebnisse, die im Rückverfolgungsspeicher gespeichert sind, wobei der Rückverfolgungsschritt jeden L-ten Zeitschritt auftritt, wobei L größer als eins und kleiner als M ist.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem A = 2 und das Symbolalphabet ein erstes Symbol und ein zweites Symbol umfaßt.
Verfahren nach Anspruch 2, bei dem die Kanalfunktion gleich f(z) = 1 + f₁z^–1 ist; die Reihe der vorausgesagten Eingangssymbole eine zweite zweite Voraussage von 1 + f₁, eine erste zweite Voraussage von 1 – f₁, eine zweite erste Voraussage von –1 + f₁ und eine erste erste Voraussage von –1 – f₁ umfaßt; das Berechnen der Reihe der Verzweigungsmaße die Berechnung der quadratischen Differenz zwischen dem Eingangssymbol und einem entsprechenden Symbol aus der Reihe der vorausgesagten Eingangssymbole umfaßt, wobei die Reihe der Verzweigungsmaße ein zweites zweites Verzweigungsmaß, ein erstes zweites Verzweigungsmaß, ein zweites erstes Verzweigungsmaß und ein erstes erstes Verzweigungsmaß umfaßt; das Berechnen des Zustandmaßes für das erste Symbol und das zweite Symbol für den k-ten Zeitschritt folgende Schritte umfaßt, wobei das Zustandsmaß für jedes der zwei Symbole ein erstes Zustandsmaß und ein zweites Zustandsmaß aufweist: für das Zustandsmaß des ersten Symbols wird die kleinere Größe aus folgenden Größen ausgewählt: das Zustandsmaß des zweiten Symbols für den (k – 1)-ten Zeitschritt plus das zweite erste Verzweigungsmaß und das Zustandsmaß des ersten Symbols für den (k – 1)-ten Zeitschritt plus das erste erste Verzweigungsmaß; und für das Zustandsmaß des zweiten Symbols wird die kleinere Größe aus folgenden Größen ausgewählt: das Zustandsmaß des zweiten Symbols für den (k – 1)-ten Zeitschritt plus das zweite zweite Verzweigungsmaß und das Zustandsmaß des ersten Symbols für den (k – 1)-ten Zeitschritts plus das erste zweite Zustandsmaß; und das Vergleichsergebnis für das erste Symbol und das zweite Symbol für den k-ten Zeitschritt wie folgt ermittelt wird: das Vergleichsergebnis für das erste Symbol ist das erste Symbol, wenn das Zustandsmaß des ersten Symbols gleich dem Zustandsmaß des ersten Symbols für den (k – 1)-ten Zeitschritt plus das erste erste Verzweigungsmaß ist; das Vergleichsergebnis für das erste Symbol ist das zweite Symbol, wenn das Zustandsmaß des ersten Symbols gleich dem Zustandsmaß des zweiten Symbols für den (k – 1)-ten Zeitschritt plus das zweite erste Verzweigungsmaß ist; das Vergleichsergebnis für das zweite Symbol ist das zweite Symbol, wenn das Zustandsmaß des zweiten Symbols gleich dem Zustandsmaß des zweiten Symbols für den (k – 1)-ten Zeitschritt plus das zweite zweite Verzweigungsmaß ist; das Vergleichsergebnis für das zweite Symbol ist das erste Symbol, wenn das Zustandsmaß des zweiten Symbols gleich dem Zustandsmaß des ersten Symbols für den (k – 1)-ten Zeitschritt plus das erste zweite Verzweigungsmaß ist.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem A = 3 und bei dem das Symbolalphabet ein erstes Symbol, ein zweites Symbol und ein drittes Symbol umfaßt.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem A = 5 und bei dem das Symbolalphabet ein erstes Symbol, ein zweites Symbol, ein drittes Symbol, ein viertes Symbol und ein fünftes Symbol umfaßt.
Verfahren nach Anspruch 4 oder 5, bei dem die Kanalfunktion gleich f(z) = 1 + f₁z^–1 ist.
Sequenzdetektor für einen Datenübertragungskanal mit einem Symbolalphabet mit A Symbolen und mit einer Kanalfunktion f(z) mit folgenden Merkmalen: ein Verzweigungsmaßerzeuger, der eine Reihe von Verzweigungsmaßen abhängig von einem Eingangssymbol, das in einem k-ten Zeitschritt empfangen wird, und der Kanalfunktion f(z) berechnet; eine Additions-Vergleichs-Auswahlschaltung, die mit dem Verzweigungsmaßerzeuger gekoppelt ist, um die Reihe der Verzweigungsmaße zu erzeugen, und eine Gruppe von Zustandsmaßen für den k-ten Schritt sowie eine Gruppe von Vergleichsergebnissen für den k-ten Schritt abhängig von der Gruppe der Zustandsmaße für den (k – 1)-ten Zeitschritt und der Reihe der Verzweigungsmaße berechnet; ein Anfangszustandsermittler, der mit der Additions-Vergleichs-Auswahlschaltung gekoppelt ist, um die Gruppe der Zustandsmaße zu empfangen, und einen Anfangsrückverfolgungszustand abhängig von der Gruppe der Zustandsmaße berechnet; eine Rückverfolgungsschaltung, die mit der Additions-Vergleichs-Auswahlschaltung gekoppelt ist, um die Gruppe der Vergleichsergebnisse für den k-ten Zeitschritt zu empfangen, und mit dem Anfangszustandsermittler gekoppelt ist, um den Anfangsrückverfolgungszustand zu empfangen, wobei die Rückverfolgungsschaltung die Ergebnisse für den (k – M)-ten Zeitschritt bis zum k-ten Zeitschritt speichert, wobei M eine Rückverfolgungstiefe ist, und eine beste Symbolsequenz für das Zeitintervall vom (k – M)-ten Zeitschritt bis zum (k – M + L – 1)-ten Zeitschritt für jeden L-ten Zeitschritt voraussagt, wobei L kleiner ist als M; und ein LIFO-Puffer, der mit der Rückverfolgungsschaltung gekoppelt ist, um die beste Symbolsequenz für den (k – M)-ten Zeitschritt bis zum (k - M + L – 1)-ten Zeitschritt zu empfangen und die beste Symbolsequenz in richtiger zeitlicher Reihenfolge auszugeben.
Sequenzdetektor nach Anspruch 7, bei dem A = 2 und bei dem das Symbolalphabet ein erstes Symbol und ein zweites Symbol umfaßt.
Sequenzdetektor nach Anspruch 7, bei dem A = 3 und bei dem das Symbolalphabet ein erstes Symbol, ein zweites Symbol und ein drittes Symbol umfaßt.
Sequenzdetektor nach Anspruch 7, bei dem A = 5 und bei dem das Symbolalphabet ein erstes Symbol, ein zweites Symbol, ein drittes Symbol, ein viertes Symbol und ein fünftes Symbol umfaßt.
Sequenzdetektor nach Anspruch 8, bei dem die Kanalfunktion gleich f(z) = 1 + f₁z^–1 ist; die Reihe der Verzweigungsmaße die quadratischen Differenz zwischen dem Eingangssymbol und einem entsprechenden Symbol aus einer Reihe der vorausgesagten Eingangssymbole umfaßt, wobei die Reihe der vorausgesagten Eingangssymbole eine zweite zweite Voraussage von 1 + f₁, eine erste zweite Voraussage von 1 – f₁, eine zweite erste Voraussage von –1 + f₁ und eine erste erste Voraussage von –1 – f₁ umfaßt, die Reihe der Verzweigungsmaße ein zweites zweites Verzweigungsmaß, ein erstes zweites Verzweigungsmaß, ein zweites erstes Verzweigungsmaß und ein erstes erstes Verzweigungsmaß umfaßt; das Zustandsmaß für jedes der zwei Symbole ein erstes Zustandsmaß und ein zweites Zustandsmaß aufweist, wobei: das Zustandsmaß des ersten Symbols gleich der kleineren Größe aus folgenden Größen ist: das Zustandsmaß des zweiten Symbols für den (k – 1)-ten Zeitschritt plus das zweite erste Verzweigungsmaß und das Zustandsmaß des ersten Symbols für den (k – 1)-ten Zeitschritt plus das erste erste Verzweigungsmaß; und das Zustandsmaß des zweiten Symbols gleich der kleineren Größe ausfolgenden Größen ist: das Zustandsmaß des zweiten Symbols für den (k – 1)-ten Zeitschritt plus das zweite zweite Verzweigungsmaß und das Zustandsmaß des ersten Symbols für den (k – 1)ten Zeitschritts plus das erste zweite Zustandsmaß; und das Vergleichsergebnis für das erste Symbol das erste Symbol ist, wenn das Zustandsmaß des ersten Symbols gleich dem Zustandsmaß des ersten Symbols für den (k – 1)-ten Zeitschritt plus das erste erste Verzweigungsmaß ist; das Vergleichsergebnis für das erste Symbol das zweite Symbol ist, wenn das Zustandsmaß des ersten Symbols gleich dem Zustandsmaß des zweiten Symbols für den (k – 1)-ten Zeitschritt plus das zweite erste Verzweigungsmaß ist; das Vergleichsergebnis für das zweite Symbol das zweite Symbol ist, wenn das Zustandsmaß des zweiten Symbols gleich dem Zustandsmaß des zweiten Symbols für den (k – 1)-ten Zeitschritt plus das zweite zweite Verzweigungsmaß ist; und das Vergleichsergebnis für das zweite Symbol das erste Symbol ist, wenn das Zustandsmaß des zweiten Symbols gleich dem Zustandsmaß des ersten Symbols für den (k – 1)-ten Zeitschritt plus das erste zweite Verzweigungsmaß ist.
Sequenzdetektor nach einem der Ansprüche 7 bis 11, bei dem die Rückverfolgungstiefe M gleich 8 und L gleich 2 ist.
Sequenzdetektor nach einem der Ansprüche 7 bis 11, bei dem die Rückverfolgungstiefe M gleich 16 und L gleich 4 ist.
Sequenzdetektor nach einem der Ansprüche 7 bis 13, bei dem L gleich M/4 ist.
Sequenzdetektor nach einem der Ansprüche 7 bis 14, bei dem die Kanalfunktion gleich f(z) = 1 + f₁z^–1 ist.
Sequenzdetektor nach einem der Ansprüche 7 bis 15 mit einem linearen Entzerrer, der einen Eingangsanschluß und einen Ausgangsanschluß aufweist, wobei der Ausgangsanschluß des linearen Entzerrers mit dem Eingangsanschluß des Verzweigungsmaßerzeugers gekoppelt ist.
Sequenzdetektor nach Anspruch 16 mit einem Entscheidungsrückkopplungsentzerrer, wobei der Entscheidungsrückkopplungsentzerrer zwischen dem zweiten Ausgang der Additions-Vergleichs-Auswahlschaltung und einem zweiten Eingang des Verzweigungsmaßerzeugers angeordnet ist, wobei die Reihe der Verzweigungsmaße, die von dem Verzweigungsmaßerzeuger berechnet wird, auch von dem Ausgang des Entscheidungsrückkopplungsentzerrers abhängig ist.