DE3889810T2

DE3889810T2 - Digitales Übertragungsverfahren mit Pseudo-Mehrstufen und bipolaren Kodierungstechniken.

Info

Publication number: DE3889810T2
Application number: DE3889810T
Authority: DE
Inventors: Botaro Hirosaki; Hiroshi Shimizu; Yasuhiro Tsujimura; Toshihisa Yoshida
Original assignee: NEC Corp; Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1987-08-21
Filing date: 1988-08-19
Publication date: 1994-09-08
Anticipated expiration: 2008-08-20
Also published as: EP0304081A2; EP0304081A3; JPS6451725A; US5093843A; AU607252B2; CA1332452C; DE3889810D1; AU2146688A; EP0304081B1; JPH0748675B2

Description

Die Erfindung betrifft allgemein ein digitales Übertragungsverfahren zum Übertragen eines digitalen Signals über ein Metallkabel mit einer Übertragungsdämpfungscharakteristik f
Mit der Einführung moderner Technologien bei Datenendgeräten sind diese nunmehr in der Lage, mit einer Geschwindigkeit in der Größenordnung van Megabits pro Sekunde zu arbeiten. Es sind verschiedene Netze entwickelt worden, die eine wirksame Datenübertragung zwischen Hochleistungsdatenendgeräten ermöglichen. Die meisten dieser Netze verwenden optische Fasern als Übertragungsmedien. Optische Übertragungsmedien sind zwar ausreichend geeignet zur Übertragung derartig schneller Daten von Datenendgeräten zu Netzzugriffspunkten, sie erfordern jedoch die Verwendung optischer Sender-Empfänger, die die Kosten für die Datenendgeräte bedeutend erhöhen. Eine sehr einfache Methode zur Lösung dieses Problems ist die Verwendung verdrillter Leitungspaare. Die über Leitungspaare übertragenen Signale werden jedoch deutlich gedämpft, wenn sich die Frequenz des Signals erhöht, was in der Formel f x 1 ausgedrückt wird, wobei f die Frequenz des übertragenen Signals und 1 die Länge der Übertragungsleitung ist. Mehrpegelsignale und Pseudo-Mehrstufensignale sind bekannt als wirksames Verfahren zur Übertragung schneller Daten über ein verdrilltes Leitungspaar. Für Mehrpegelsignale braucht man jedoch einen adaptiven Entzerrer auf der Empfangsseite des Systems, um die Intersymbol-Störung (an Abtastpunkten) automatisch zu unterdrücken, die in Anwendungen, wo Signale mit vier Pegeln oder mehr übertragen werden, deutlich stärker wird. Da der adaptive Entzerrer eine definierte Trennung der Abtastwerte durchführen muß, wenn ein sehr genauer Betrieb gefordert wird, würde die Hardware, die erforderlich wäre, um solche Anforderungen zu implementieren, bedeutend an Umfang zunehmen. Pseudo-Mehrstufensignale lösen dieses Problem. Bei einer bestimmten Anzahl von Signalpegeln zeigt ein Vergleich zwischen Mehrpegelsignalen und Pseudo-Mehrstufensignalen, daß die letzteren vorteilhafter sind bei Verwendung von Übertragungsleitungen mit der Dämpfungscharakteristik f. Die Pseudo- Mehrstufentechnik filtert das codierte Signal zu stark und macht das Übertragungsspektrum schmaler als die Nyquist- Bandbreite (f&sub0;/2, wobei f&sub0; die Symbol-Taktfrequenz ist). Dies führt zu Datenbitströmen mit einem geringen Betrag an Taktkomponenten und macht es einer nichtlinearen Taktwiedergewinnungsschaltung schwer, das erforderliche Taktsignal zu erzeugen.
Von der Taktwiedergewinnung her ist die bipolare Codierungstechnik geeignet. Da ein Signal als Signal mit ausgedehnten Taktkomponenten gilt, wenn es eine hohe spektrale Energiedichte in der Nähe der Frequenz f&sub0;/2 hat, ist das bipolar codierte Signal das richtige. Das bipolare Signal hat jedoch einen größeren Hauptstrahlungskeulen-Energiedichtebereich als das bei Pseudo-Mehrstufensignalen der Fall ist und erfordert dadurch einen Breitband-Entzerrer, was zu einem niedrigen Signal-Rausch-Verhältnis führt. Außerdem wird aufgrund der Verwendung von Dreipegel-Signalen bei der bipolaren Codierung das Problem des Signal-Rausch-Verhältnisses noch komplexer.
Fig. 1 ist ein Blockschaltbild eines bekannten digitalen Übertragungssystems mit einem (1, 1)-Pseudo-Mehrstufensignalaufbau (was bekannt ist als Pseudo-Mehrstufensignal der Klasse 1). Ein binärer digitaler Eingangsdatenstrom an mit Symboltaktintervallen T wird über einen Vorcodierer 45, der durch eine Verzögerungsleitung der Länge T gebildet wird, und einen Modulo-2-Addierer geführt und mit einem Zwischendatenstrom bn codiert (wobei n eine Sequenznummer ist, die jeweils ein Symbol bezeichnet). Der Zwischendatenstrom bn wird mittels einer (1, 1)-Umsetzungsschaltung 46 in einen (1, 1)-Mehrpegeldatenstrom cn umgesetzt, der über eine Übertragungsleitung 47 an einen Analog-Digital-Wandler 48 auf der Empfangsseite des Systems übertragen wird. Wie in der Zeichnung dargestellt, besteht diese (1, 1)-Umsetzungsschaltung aus einer Verzögerungsleitung der Länge T und einem Addierer. Der (1, 1)- Mehrpegeldatenstrom cn wird mittels eines Analog-Digital- Wandlers 48 in ein digitales Signal umgewandelt und einem Übertragungsleitungsentzerrungsfilter 49 zugeführt, um den Übertragungsverlust auszugleichen. Das Ausgangssignal des Entzerrungsfilters 49 wird an einen Decodierer 50 angelegt, wo das Eingangssignal in einen digitalen Ausgangsdatenstrom dn umgesetzt wird, der eine Kopie des Originaldatenstroms ist.
Es gelten folgende Beziehungen zwischen den Datenströmen an, bn, cn und dn:
bn = bn-1 an
cn = bn + bn-1
dn = [cn]mod2 (wobei gilt: dn = 0, wenn cn gerade ist, dn = 1, wenn cn ungerade ist), wobei Modulo-2-Summierung bedeutet.
Wenn {an} = {1 0 1 1 0 0 1 0 1}, dann
{bn} = {1 1 0 1 1 1 0 0 1}
{cn} = {1 2 1 1 2 2 1 0 1} und
{dn} = {1 0 1 1 0 0 1 0 1}.
Wie in Fig. 2a dargestellt, ist die spektrale Komponente des (1, 1)-Pseudo-Mehrstufensignalcodes bei der halben Taktfrequenz deutlich klein, was auf der Empfangsseite des Systems eine Schwierigkeit mit sich bringt, nämlich die Taktsignale wiederherzustellen. Dagegen hat das bipolar codierte Signal einen spektralen Höchstwert bei der halben Taktfrequenz, wie in Fig. 2b dargestellt, was bedeutet, daß das bipolare Signal reich ist an Taktinformationen.
Im Hinblick auf das Signal-Rausch-Verhältnis bei einer f-Übertragungsleitung sind die (1, 1)-Pseudo-Mehrstufensignale vorteilhaft gegenüber den bipolaren Signalen, da die ersteren nur die Hauptstrahlungskeule des Spektrums auf der Empfangsseite des Systems detektieren müssen, während die letzteren eine Breitband-Hauptstrahlungskeule des Spektrums detektieren müssen, was dazu führt, daß das Signal-Rausch- Verhältnis abfällt. Deshalb führt die Verwendung von Pseudo- Mehrstufensignalen, die eine Verbesserung des Signal-Rausch- Verhältnisses bezweckt, zu einer schlechten Taktwiedergewinnungsfähigkeit, während die Verwendung der bipolaren Signaltechnik zu einem niedrigen Signal-Rausch-Verhältnis führt.
GB-A-2 061 674 offenbart ein System zur magnetischen Aufzeichnung und Wiedergewinnung von digitalen Signalen mit einem Vorcodierer und einem (1, -1)-Umsetzer für einen Videorecorder und mit einem Transformator zum Koppeln der Signale an einen Magnetkopf. Dieser Transformator wirkt wie eine Übertragungsleitung.
Daher ist es eine Aufgabe der Erfindung, ein digitales Übertragungsverfahren bereitzustellen, das die Vorteile der Pseudo-Mehrstufentechnik und der bipolaren Codierungstechnik kombiniert und die bekannten Nachteile ausschließt.
Ein digitales Übertragungssystem, wie hier beschrieben, weist auf: einen Signalgeber mit einem (1, 0, -1)-Vorcodierer zum Vorcodieren eines unipolaren digitalen Eingangsdatenstroms und einen bipolaren Umsetzer zum Umsetzen des Ausgangssignals des (1, 0, -1)-Vorcodierers in ein bipolares Signal, das über eine Übertragungsleitung an einen Signalempfänger übertragen wird. Der Empfänger weist ein Leitungsentzerrungsfilter zum Ausgleichen von Verlusten, die während des Signaldurchlaufs durch die Übertragungsleitung auftreten, und einen (1, 1)- Entzerrer zum Entzerren des Ausgangssignals des Entzerrungsfilters auf. Eine Taktwiedergewinnungsschaltung leitet Abtasttaktimpulse aus dem Ausgangssignal des Leitungsentzerrungsfilters ab. Entsprechend den Abtasttaktimpulsen detektiert ein Decodierer Symbole aus dem Ausgangssignal des (1, 1)-Entzerrers, um eine Kopie des ursprünglichen digitalen Datenstroms zu erzeugen.
Unter einem besonderen Aspekt der Erfindung hat der (1, 0, -1)-Vorcodierer eine Umwandlungsfunktion 1/(1 z&supmin;²), die implementiert wird durch einen Modulo-2-Addierer zur Modulo-2- Summierung des unipolaren digitalen Eingangsdatenstroms mit einem zweiten Signal und durch eine Verzögerungsleitung zum Einführen einer Verzögerungszeit 2T in ein Ausgangssignal des Modulo-2-Addierers und zum Übergeben des verzögerten Signals an den Modulo-2-Addierer als das zweite Signal (wobei T Intervalle zwischen aufeinanderfolgenden Symbolen sind). Der bipolare Umsetzer hat eine Umwandlungsfunktion 1 - z&supmin;¹, die implementiert wird durch eine zweite Verzögerungsleitung, die eine Verzögerungszeit T in das Ausgangssignal des Vorcodierers einführt, und durch einen Subtraktor zum Subtrahieren des Ausgangssignals der zweiten Verzögerungsleitung vom Ausgangssignal des Vorcodierers.
Der (1, 1)-Entzerrer im Empfänger hat eine Umwandlungsfunktion 1 + z&supmin;¹, die realisiert wird durch eine dritte Verzögerungsleitung zum Einführen einer Verzögerungszeit T in das Ausgangssignal des Leitungsentszerrungsfilters und durch einen Addierer zum Summieren des Ausgangssignals der dritten Verzögerungsleitung mit dem Ausgangssignal des Leitungsentzerrungsfilters, und unterdrückt die höheren Frequenzkomponenten des Ausgangssignals des Leitungsentzerrungsfilters. Der Decodierer führt eine Modulo-2-Umsetzung mit dem Ausgangssignal des (1, 1)-Entzerrers durch, so daß das bipolare Format des Ausgangssignals des (1, 1)-Entzerrers in ein unipolares Format umgesetzt wird.
Nachstehend wird die Erfindung ausführlich mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben. Dabei zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild eines bekannten digitalen Übertragungsverfahrens;
Fig. 2a und 2b grafische Darstellungen der spektralen Energiedichten eines herkömmlichen Pseudo-Mehrstufen- bzw. eines bipolaren Codierungssystems;
Fig. 3 ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen digitalen Übertragungsverfahrens; und
Fig. 4 ein Schaltbild eines typischen Beispiels für das Leitungsentzerrungsfilter gemäß Fig. 3.

Ausführliche Beschreibung

Gemäß Fig. 3 weist ein erfindungsgemäßes digitales Übertragungsverfahren einen (1, 0, -1)-Vorcodierer 11 auf, der einen binären (unipolaren) digitalen Datenstrom Sn an einem Eingangsanschluß 10 empfängt (wobei "n" eine Sequenzanzahl ist, die jedes Symbol oder Bit kennzeichnet). Der Vorcodierer 11 weist einen Modulo-2-Addierer 20 und eine Verzögerungsleitung 21 der Länge 2T auf (wobei T die Abtasttaktintervalle zwischen aufeinanderfolgenden Symbolen sind), die verbunden ist mit dem Ausgang des Modulo-2-Addierers 20. Der Modulo-2- Addierer 20 führt eine Modulo-2-Summierung zwischen dem Eingangsdatenstrom Sn und dem Ausgangssignal der Verzögerungsleitung 21 durch. Der (1, 0, -1)-Vorcodierer 11 hat eine Umwandlungsfunktion D(z) = 1/(1 z&supmin;²), um die binären Eingangsdaten Sn in einen Zwischendatenstrom Un umzusetzen, der durch folgende Beziehung dargestellt wird: Un = Sn Un-2.
Der Zwischendatenstrom Un wird an einen bipolaren Umsetzer 12 übergeben, der durch eine Verzögerungsleitung 22 der Länge T und einen Subtraktor 23 gebildet wird, der das Ausgangssignal der Verzögerungsleitung 22 vom Ausgangssignal des Vorcodierer 11 subtrahiert. Der bipolare Umsetzer 12 hat eine Umwandlungsfunktion A(z) = 1 - z&supmin;¹, mit der er den Zwischendatenstrom Un in einen bipolaren Datenstrom Pn umsetzt, der durch folgende Beziehung dargestellt wird: Pn = Un - Un-1.
Der bipolare Datenstrom Pn wird über eine metallische Übertragungsleitung 13 mit einer f-Übertragungscharakteristik übertragen und an einen Analog-Digital-Wandler 14 angelegt, wo die Amplitude des bipolaren Signals in einen digitalen Wert umgewandelt und an ein Leitungsentzerrungsfilter 15 übergeben wird.
Das Leitungsentzerrungsfilter 15 dient dazu, Phasen- und Amplitudenverzerrungen des übertragenen Signals auszugleichen, die sich das Signal während des Durchlaufs durch das Übertragungsmedium zuzieht, und erzeugt ein Signal, das bezüglich der Wellenform dem bipolaren Eingangssignal auf der Empfangsseite der Leitung 13 entspricht.
Fig. 4 zeigt ein typisches Beispiel für das Leitungsentzerrungsfilter 15. Die digitalen Eingangsdaten Xn, die durch das Filter 15 entzerrt werden sollen, werden in eine Reihe von Ausgangssignalen Xn übertragen, was dargestellt wird durch:
Yn = A&sub0;Xn + A&sub1;Xn-1 + A&sub2;Xn-2 - B&sub1;Yn-1 - B&sub2;Yn-2
wobei A&sub0;, A&sub1;, A&sub2;, B&sub1; und B&sub2; die folgende Umwandlungsfunktion H(z) erfüllen, die sich an die Übertragungscharakteristik der Leitung 13 annähert:
Das bipolare Ausgangssignal des Leitungsentzerrers 15 wird an einen (1, 1)-Entzerrer 16 übergeben, der eine Verzögerungsleitung 24 der Länge T, die mit dem Ausgang des Filters 15 verbunden ist, und einen Addierer 25 aufweist, der das Ausgangssignal der Verzögerungsleitung 24 mit dem entzerrten Datenstrom summiert, um ein (1, 0, -1)-Pseudo-Mehrstufensignal Qn zu erzeugen, das dargestellt wird durch Qn = Pn + Pn-1. Der (1, 1)-Entzerrer 16 hat eine Frequenzumwandlungsfunktion H(f) = cos (πf/f&sub0;) (wobei H(f) = 0, wenn f > f&sub0;), um Hochfrequenzstörungen zu unterdrücken, die über die Übertragungsleitung 13 eindringen, und hat eine Übertragungscharakteristik B(z) = 1 + z&supmin;¹.
Die Übertragungscharakteristik C(z) des Systems vom Ausgang des (1, 0, -1)-Vorcodierers 11 bis zum Eingang des Codierers 17 ist also gegeben durch C(z) = A(z)B(z) = 1 - z&supmin;². Da der Vorcodierer 11 die Umwandlungsfunktion D(z) = 1/(1 z&supmin;²) hat, ist die Umwandlungsfunktion E(z) eines Weges vom Eingang des Vorcodierers 11 bis zum Eingang des Decodierers 17 gegeben durch E(z) = (1 - z&supmin;²)/(1 z&supmin;²).
Das Ausgangssignal des (1, 1)-Entzerrers 16 wird an einen Decodierer 17 übergeben, der die folgende binäre Modulo-2- Umsetzung der Pseudo-Mehrstufenwellenform durchführt:
wobei Bit "±1" umgesetzt wird in Bit "1" und Bit "0" umgesetzt wird in Bit "0", um einen unipolaren Ausgangsdatenstrom Rn an einem Ausgangsanschluß 19 zu erzeugen, der eine Kopie des ursprünglichen binären Datenstroms ist, der auf der Empfangsseite des Übertragungssystems wiederhergestellt wird. Der Ausgangsdatenstrom Rn ist gegeben durch Rn = [Qn]mod2 (wobei gilt: Rn = 0, wenn Qn gerade ist, und Rn = 1, wenn Qn ungerade ist).
Bei diesem Vorcodierungsvorgang werden die Eingangsdaten so umgesetzt, daß der Ausgangssignalpegel am Detektor die ursprünglichen Daten ohne Vergleich mit dem vorherigen Abtastwert direkt anzeigt.
Wenn der Eingangsdatenstrom {Sn} gegeben ist durch einen Bitstrom {1 0 1 1 0 0 1 0 1}, dann ergeben sich die folgenden Bitströme:
{Un} = {1 0 0 1 0 1 1 1 0}
{Pn} = {1 -1 0 1 -1 1 0 0 -1}
{Qn} = {1 0 -1 1 0 0 1 0 -1}
{Rn} = {1 0 1 1 0 0 1 0 1}, wobei Übereinstimmung besteht mit dem unipolaren Eingangsdatenstrom Sn. Man erkennt also, daß das erfindungsgemäße Übertragungsverfahren einem (1, 0, -1)-Pseudo-Mehrstufenverfahren entspricht.
Der Abtasttakt des Analog-Digital-Wandlers 14, des Leitungsentzerrers 15, des (1, 1)-Entzerrers 16 und des Decodierers 17 wird erreicht durch eine Taktwiedergewinnungsschaltung 18, die ihr Eingangssignal von dem taktanteilreichen bipolaren Signal vom Ausgang des Leitungsentzerrers 15 ableitet. Somit kann die Impulsdetektierung durch den Decodierer 17 genau zu den richtigen Abtastzeiten stattfinden. Da das (1, 0, -1)- Pseudo-Mehrstufensignal sich gegenüber Übertragungsverzerrungen tolerant verhält, und zwar aufgrund der Verringerung der hohen spektralen Frequenzkomponenten durch den Verzerrer 16, der gegenüber Hochfrequenzstörungen tolerant ist, kann die Impulsdetektierung durch den Decodierer 17 mit einem hohen Signal-Rausch-Verhältnis durchgeführt werden.
In der vorstehenden Beschreibung ist nur eine bevorzugte erfindungsgemäße Ausführungsform dargestellt worden. Verschiedene Modifikationen sind für den Fachmann offensichtlich, ohne daß vom Umfang der Erfindung abgegangen werden muß, der nur durch die beigefügten Ansprüche beschränkt wird. Deshalb hat die dargestellte und beschriebene Ausführungsform lediglich erläuternden und nicht einschränkenden Charakter.

Claims

1. Digitales Übertragungsverfahren mit:

einer Übertragungsleitung mit einer Übertragungsdämpfungscharakteristik f, wobei f die Frequenz eines Signals darstellt, das durch die Übertragungsleitung übertragen wird;

einem Vorcodierer (11) mit einer Umwandlungsfunktion (1/1 z&supmin;²) zum Vorcodieren eines unipolaren digitalen Eingangsdatenstroms, wobei Modulo-Summierung bedeutet und z ein Verzögerungsoperator ist;

einem Leitungsentzerrungsfilter (15) auf der Empfangsseite zum Ausgleichen der Verluste des übertragenen bipolaren Signals, die es während des Durchlaufs durch die Übertragungsleitung erleidet;

einem Decodierer (17) und einer Taktwiedergewinnungsschaltung (18) zum Ableiten von Abtasttaktimpulsen vom Ausgangssignal des Leitungsentzerrungsfilters (15) und Übergeben der Taktimpulse an den Decodierer (17), damit dieser eine Kopie des digitalen Datenstroms erzeugen kann,

gekennzeichnet durch

einen bipolaren Umsetzer (12) zum Umsetzen des Ausgangssignals des Vorcodierers (11) in ein bipolares Signal und zum Übertragen des bipolaren Signals durch die Übertragungsleitung an eine Empfangsseite des Systems; und dadurch, daß

ein (1, 1)-Umsetzer (16), der eine Umwandlungsfunktion 1 + z&supmin;¹ aufweist, mit dem Ausgang des Leitungsentzerrungsfilters (15) verbunden ist und der Decodierer mit dem Ausgang des (1, 1)-Umsetzers (16) zum Detektieren von Symbolen daraus verbunden ist, um die Kopie des digitalen Datenstroms zu erzeugen.

2. Digitales Übertragungsverfahren nach Anspruch 1, ferner mit einem Analog-Digital-Wandler (14) zum Umsetzen des bipolaren Signals, das durch die Übertragungsleitung übertragen wird, in einen digitalen Datenstrom und zum Anlegen des digitalen Datenstroms an das Leitungsentzerrungsfilter (15).

3. Digitales Übertragungsverfahren nach Anspruch 1 oder 2, wobei der (1, 0, -1)-Vorcodierer aufweist: einen Modulo-2- Addierer zum Modulo-2-Summieren des unipolaren digitalen Eingangsdatenstroms mit einem zweiten Signal und eine Verzögerungsleitung zum Einführen einer Verzögerungszeit 2T in ein Ausgangssignal des Modulo-2-Addierers und zum Übergeben des verzögerten Signals an den Modulo-2-Addierer als das zweite Signal, wobei T Intervalle zwischen aufeinanderfolgenden Symbolen darstellt;

wobei der bipolare Umsetzer (12) aufweist: eine Verzögerungsleitung zum Einführen einer Verzögerungszeit T in das Ausgangssignal des Vorcodierers und einen Subtraktor zum Subtrahieren des Ausgangssignals der zuletzt genannten Verzögerungsleitung vom Ausgangssignal des Vorcodierers;

wobei der (1, 1)-Umsetzer (16) aufweist: eine Verzögerungsleitung zum Einführen einer Verzögerungszeit T in das Ausgangssignal des Leitungsentzerrungsfilters (15) und einen Addierer zum Summieren des Ausgangssignals der zuletzt genannten Verzögerungsleitung mit dem Ausgangssignal des Leitungsentzerrungsfilters, wobei der (1, 1)-Umsetzer (16) höhere Frequenzkomponenten des Ausgangssignals des Leitungsentzerrungsfilters (15) unterdrückt und

wobei der Decodierer eine Einrichtung zur Durchführung von Modulo-2-Umsetzungen des Ausgangssignals des (1, 1)- Umsetzers (16) aufweist, so daß das bipolare Format des Ausgangssignals des (1, 1)-Umsetzers (16) in ein unipolares Format umgesetzt wird.