DE69632975T2

DE69632975T2 - Taktrückgewinnung in einem netzwerksynchronisierten Modem

Info

Publication number: DE69632975T2
Application number: DE69632975T
Authority: DE
Inventors: Ehud Alexander Ocean Township Gelblum; James Emery Fair Haven Mazo
Original assignee: AT&T Corp; AT&T IPM Corp
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1995-03-30
Filing date: 1996-03-20
Publication date: 2005-07-21
Anticipated expiration: 2016-03-21
Also published as: IL117649A0; CA2170931A1; TW289193B; CN1135129A; KR960036403A; IL117649A; JPH08293819A; EP0735716A2; US5757849A; CA2170931C; JP3338282B2; MX9601094A; DE69632975D1; EP0735716B1; EP0735716A3; KR100380951B1

Description

Hintergrund der Erfindung
Die Erfindung betrifft eine Datenübertragungseinrichtung, beispielsweise Modems, insbesondere Modems, die mit dem Netzwerk synchronisiert sind.
Für eine große Anzahl von Teilnehmern ist das örtliche Telefonnetz nach wie vor das Hauptübertragungsmedium zwischen der Datenübertragungseinrichtung des Teilnehmers, beispielsweise einem Modem, und der örtlichen Telefonzentrale, die Bestandteil des öffentlichen Fernsprechnetzes ist (PSTN; Public Switched Telephone Network). Die Ortsanschlussleitung ist ein analoges Übertragungsmedium, in welchem Modem-Übertragungssignale auf das Sprachband mit einer Nenn-Bandbreite von 3,5 Kilohertz (3,5 kHz) beschränkt werden. Mit der Zunahme der Anzahl und der verschiedenen Arten von datenorientierten Diensten, so z. B. Prodigy^®, und dem einfachen Zugriff auf Information über das bekannte Internet, haben Teilnehmer den Wunsch gezeigt, die Datenübertragungsgeschwindigkeiten über diejenige der Ortsanschlussleitung hinaus, also über das hinaus zu steigern, was derzeit handelsübliche Modems leisten.
In der anhängigen US-Anmeldung der Anmelderin von Ayanoglu et al. mit dem Titel "A High-Speed Modem Synchronized to a Remote Codec", Aktenzeichen 07/963539, eingereicht am 20. Oktober 1992; N. R. Dagdeviren mit dem Titel "A Modem with Received Signals and Transmitted Signals Comprising Signal Sets", Aktenzeichen 08/080161, eingereicht am 21. Juni 1993; und Ayanoglu et al. mit dem Titel "High-Speed Quantization-Level-Sampling Modem with Equalization Arrangement", Aktenzeichen 08/176742, eingereicht am 3. Januar 1994, ist eine Hochgeschwindigkeits-Modem-Technologie offenbart worden, die die Datenübertragungsgeschwindigkeit gegenüber der Amtsleitung beträchtlich erhöht. Insbesondere beschreiben diese Patentanmeldungen eine Hochgeschwindigkeits-Modem-Technologie, bei der ein Modem sowohl zeitlich als auch bezüglich Quantisierungspegeln mit Analog-Digital-(A/D-) und Digital-Analog-(D/A-)Wandlern, das sind Quantisierungsgeräte des öffentlichen Telefonnetzes (PSTN), synchronisiert ist. Diese Synchronisierung ermöglicht in wirksamer Weise die Verwendung einer Untermenge von Quantisierungspegeln als Zeichenalphabet und reduziert dadurch erheblich das Quantisierungsrauschen, welches durch das öffentliche Fernsprechnetz auf die gesendeten Datensignale gelangt. Im Ergebnis wird die Datenübertragungsgeschwindigkeit beträchtlich gesteigert, beispielsweise ermöglicht es dieses Synchronisationsverfahren einem Modem, bei der Taktrate des öffentlichen Telefonnetzes zu arbeiten, und unter gewissen Voraussetzungen ergibt sich keine Bandbeschränkung bei der öffentlichen Amtsleitung, so dass theoretisch eine Datenrate von 64 Kilo-Bit pro Sekunde (kb/s) über die Amtsleitung erreicht werden kann. Ein Modem, welches von dieser Hochgeschwindigkeits-Modem-Technologie Gebrauch macht, wird hier als "Quantisierungspegel-Abtastungs"-Modem (QLS-Modem) bezeichnet, und die in einem QLS-Datenübertragungssystem übertragenen Signale werden hier als "gepulste" Signale bezeichnet.
Wie gerade ausgeführt, muss es, damit das Modulationsschema des oben beschriebenen QLS-Modems funktioniert, eine zeitliche Synchronisation sowohl in Senderichtung als auch in Empfangsrichtung zwischen dem QLS-Modem und einem Netzwerk-Abtasttakt im öffentlichen Telefonnetz geben. Diese Synchronisation ist deshalb notwendig, weil der Netzwerk-Abtasttakt die Abtastzeitpunkte jedes Quantisiergeräts steuert, welches sich innerhalb des öffentlichen Telefonnetzes befindet. Beispielsweise müssen von einem QLS-Modem zu der Ortszentrale gesendete Datensymbole den A/D-Wandler innerhalb der Ortszentrale zu exakt dem Zeitpunkt erreichen, zu dem der A/D-Wandler jede Abtastung liest. In ähnlicher Weise muss ein empfangendes QLS-Modem mit dem Netzwerk-Abtasttakt seiner lokalen Zentralstelle synchronisiert sein. Unglücklicherweise führen mögliche Abweichungen im zeitlichen Ablauf, gemessen als zeitlicher Jitter, Nachbarzeichenstörung in die einzelnen empfangenen Datensignale ein. Bei diesen hohen Datengeschwindigkeiten ist der maximal zulässige zeitliche Jitter in einem QLS-Datenübertragungssystem typischerweise sehr gering. Beispielsweise beträgt der maximal zulässige zeitliche Jitter für eine Datenübertragungsrate von mehr als 42 Kilo-Bit/Sekunde (kb/s) weniger als 70 Nanosekunden (ns).
Das US-Patent 4 868 850 offenbart ein Verfahren zum Reduzieren der Schulungszeit für ein Mehrpunkt-Modemsystem.
Das US-Patent 4 792 940 offenbart ein Umschulungsverfahren für träge Duplex-Modems, die als Hardware ausgebildete Echoauslöscherelemente enthalten.
Das US-Patent 5 214 671 offenbart einen adaptiven Entzerrer zum Vergleichen einer Entzerrungsfehlerberechnung mit einem vorbestimmten Wert.
Offenbarung der Erfindung
Wir stellen ein Zeitsteuersystem vor, welches ein QLS-Modem mit einem Netzwerk-Abtasttakt im öffentlichen Telefonnetz synchronisiert. Insbesondere wird ein Zeitsteuersignal einem gepulsten Signal überlagert, welches von dem öffentlichen Telefonnetz zu einem empfangenden QLS-Modem gesendet wird. Ansprechend auf dieses empfangende Zeitsteuersignal synchronisiert das empfangende QLS-Modem mit dem Netzwerk-Abtasttakt.
Darüber hinaus stellen wir ein Verfahren zum Löschen des Echosignals vor, welches durch die Übertragung eines Zeitsteuersignals von einem Modem auf Netzwerkebene zu einem empfangenden QLS-Modem erzeugt wird. Das Verfahren sorgt für die Messung der Echostärke, die von einer Sendeseite empfangen wird, für das Senden des entgegengesetzt bewerteten gemessenen Echosignals und zum Addieren des zusätzlichen Signals entsprechend dem entgegengesetzten Wert des gemessenen Signals auf jegliche weiterhin übertragenen Signale.
Bei einer Ausführungsform der Erfindung enthält das gepulste Signal Daten enthaltende Abtastungen, die von einem QLS-Modem am anderen Ende oder einer Quelle innerhalb des Netzwerks geliefert werden, und mindestens einer keine Teilnehmerdaten enthaltenden Abtastung (NUDB = non-user-databearing), wobei der Pegel dieser NUDB-Probe sich periodisch abwechselt oder ändert. Das empfangende QLS-Modem extrahiert aus diesem sich periodisch wechselnden Signalpegel Zeitsteuerinformation zum Synchronisieren des QLS-Modems mit dem Netzwerk-Abtasttakt. Darüber hinaus verwendet das empfangende QLS-Modem die extrahierte Zeitsteuerinformation, um mögliche Verzerrungseffekte der NUDB-Probe auf die Daten enthaltenden Abtastungen des empfangenden QLS-Signals auszulöschen.
Gemäß einem Merkmal der Erfindung haben wir erkannt, dass, weil sowohl die A/D- als auch die D/A-Wandler im öffentlichen Telefonnetz auf der Grundlage des gleichen Netzwerk-Abtasttakts arbeiten, das Synchronisieren des QLS-Modems hin zu einer geringeren Abtastfrequenz äquivalent ist zum Synchronisieren des QLS-Modems zu einer höheren Abtastfrequenz. Unter Ausnutzung dieses Prinzips gibt unser Zeitsteuersystem sämtliche Zeitsteuerinformation ausschließlich in das stromabwärtige gepulste Signal, und das empfangende QLS-Modem behält die Synchronisation für beide Richtungen.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 ist ein Blockdiagramm eines Teils eines Quantisierungspegel-Abtastungs-QLS-(Quantization-Level-Sampling)Datenübertragungssystems;
2 zeigt einen beispielhaften Bestandteil einer DS0-Darstellung eines von einem QLS-Modem gelieferten gepulsten Signals;
3 ist ein Blockdiagramm eines Netzwerkebenen-QLS-Modems;
4 ist ein anschauliches Zeitsteuermuster, welches die Prinzipien der vorliegenden Erfindung umsetzt bei der Verwendung innerhalb eines QLS-Datenübertragungssystems;
5 ist eine μ-Gesetz-Codiertabelle (μ-Law-Tabelle);
6 ist ein Blockdiagramm eines Teils eines Netzwerkebenen-QLS-Modems als Ausführungsform der Prinzipien der Erfindung;
7 ist ein Blockdiagramm eines Teils eines QLS-Modems als Ausführungsform der Prinzipien der Erfindung;
8 ist ein beispielhaftes Flussdiagramm einer Anlaufphase für eine Ausführungsform der Prinzipien der Erfindung;
9 ist ein anschauliches Flussdiagramm eines Verfahrens zum Kompensieren eines Echosignals des Zeitsteuersignals; und
10 ist ein Blockdiagramm eines Teils eines Senders eines QLS-Modems zur Verwendung bei dem Verfahren aus 9.
Detaillierte Beschreibung
Bevor das erfindungsgemäße Konzept beschrieben wird, wird der allgemeine Arbeitsablauf eines QLS-Datenübertragungssystems beschrieben, um eine gewisse Hintergrundinformation zu bieten. Zusätzliche Information kann auf Wunsch aus den o. g. US-Patentanmeldungen gewonnen werden. 1 ist ein Blockdiagramm eines QLS-Datenübertragungssystems, welches ein QLS-Modem 203, ein öffentliches Fernsprechnetz (PSTN) 309 und ein QLS-Modem 205 enthält. Aus Gründen der Einfachheit ist in 1 nur die Richtung des Sendens von dem QLS-Modem 203 zum QLS-Modem 205 dargestellt und wird im Folgenden beschrieben. Die Übertragung in die entgegengesetzte Richtung, d. h. von dem QLS-Modem 205 zum QLS-Modem 203, erfolgt in ähnlicher Weise. Es sei angenommen, dass es eine Datenverbindung zwischen dem QLS-Modem 205 und dem QLS-Modem 303 bereits gibt, beispielsweise einen Rufaufbau, und dass ein Schulungslauf und dergleichen bereits abge schlossen sind und Daten zwischen dem QLS-Modem 205 und dem QLS-Modem 203 übertragen werden.
Außerdem sei angenommen, dass in dem Beispiel das öffentliche Fernsprechnetz 309 mit einer Abtastrate von 800 Abtastungen/s arbeitet und μ-Gesetz-Codecs 301 und 315 verwendet, die ein Bandbegrenzungsfilter enthalten, welches das Ansprechverhalten von Teilnehmerleitungen 217, 219 auf einen Nennfrequenzbereich von 300 Hz–3,3 kHz begrenzt. Damit können die Teilnehmerleitungen 217 und 219 als Leitungen mit einer verfügbaren zweiseitigen Bandbreite von 6 kHz betrachtet werden. Wie aus dem Stand der Technik bekannt ist, sind μ-Gesetz-Codecs 301 und 315 Codierer-Decodierer, die von der μ-Codierung Gebrauch machen, um ein Analogsignal in eine digitale Darstellung umzuwandeln, und umgekehrt. Eine Datenübertragung erfolgt in einem digitalen Format über das öffentliche Telefonnetz 309 durch ein Netzwerkebenen-QLS-Modem 305 (dies wird unten noch beschrieben). Ein ähnliches Szenario existiert in den europäischen Telefonnetzen, nur dass die μ-Codecs 301 und 315 ersetzt sind durch A-Law-Codierer/Decodierer. Da die europäische A-Law-Codierung dem amerikanischen μ-Law-Gegenstück vollständig analog ist, sind sämtliche in diesem Patent beschriebenen Prozesse auf beide Fälle gleichermaßen anwendbar. Das einem QSL-Modem zugrunde liegende Konzept besteht darin, dass das QLS-Modem sowohl zeitlich als auch bezüglich Quantisierungspegeln den Analog-Digital-(A/D-) als auch den Digital-Analog-(D/A-)Wandlern, das sind die Quantisierungsgeräte des öffentlichen Telefonnetzes, synchronisiert ist. Diese Synchronisierung reduziert in starkem Maß das Quantisierungsrauschen, welches von dem öffentlichen Telefonnetz den übertragenen Datensignalen beigefügt wird, so dass im Ergebnis eine starke Erhöhung der Datenübertragungsgeschwindigkeit erreicht wird.
Die Synchronisation der Quantisierungspegel wird erreicht, indem in jedem QLS-Modem die μ-Law-Quantisierungspegel selbst als Digitalisieralphabet verwendet werden. Im Ergebnis ist jedes Datensymbol äquivalent zu einem der 255 μ-Law-Quantisierungspegel oder Abtastpegel, mithin repräsentativ für ungefähr 8 Benutzer-Datenbits. Auf diese Weise wird die gesendete Datensymbolfolge explizit über das Netzwerk in digitaler Form übertragen.
Durch die grundlegende Nyquist-Theorie ist es bekannt, dass ein Kanal mit zweiseitiger Bandbreite von W Hz in der Lage ist, eine Zeichengebung geringer Verzerrung mit einer Rate von nicht mehr als W-Symbolen/s zu unterstützen. Bei einer Verfügbarkeit von 6 kHz in einer doppelseitigen Teilnehmerleitungsbandbreite beträgt mithin die maximale Symbolrate etwa 6000 Symbole/s. Da die μ-Law-Abtastpegel als Zeichengebungsalphabet verwendet werden, ist diese maximale Symbolrate äquivalent zu den angegebenen 6000 Abtastungen/s.
Im Gegensatz dazu wurde angenommen, dass das öffentliche Telefonnetz 309 in der Lage ist, eine Abtastung mit 8000 Proben/s vorzunehmen. Im Ergebnis lassen sich höchstens 6 von jeweils 8 über das öffentliche Telefonnetz 309 empfangenen Abtastungen beliebig auswählen. In anderen Worten: Es ist nicht möglich, 8000 unabhängige Proben/s zu wählen und sie über das Modem zu leiten, wenn der Ausgang des Modems auf 6000 Proben/s bandbegrenzt ist. Da im vorliegenden Beispiel jede dieser 6000 Proben/s für 8 Bits steht, ist eine Übertragungsrate von bis zu 28 kbps über eine Ortsleitung auch dann möglich, wenn man praktische Bandbreitenbetrachtungen berücksichtigt.
Allgemein gesagt wird das resultierende Analogsignal aus dem QLS-Modem 203 hier als ein "gepulstes Signal" bezeichnet, in welchem analoge Proben in Gruppen von M Symbolen oder Abtastungen in einer Sequenz von Rahmen gesendet werden. Jeder Rahmen beinhaltet N Taktperioden, wobei jede Taktperiode der Periode des Netzwerk-Abtasttakts T_S des öffentlichen Telefonnetzes 309 entspricht. Die Periodendauer des Rahmens, T_P beträgt daher NT_S. In jedem Rahmen des gepulsten Signals wird die Gruppe von M Proben hier als "Benutzerdaten enthaltende" Proben (UDB; user-data-bearing) bezeichnet, wohingegen die Gruppe von (N–M) Proben als "benutzerfreie Daten (NUDB; non-user-data-bearing) bezeichnet werden. Im vorliegenden Beispiel werden M = 6 Proben in einem Rahmen mit N = 8 Taktperioden gesendet, wobei für 8000 Proben/s die Periodendauer des Netzwerk-Abtasttakts T_S 125 Mikrose kunden (μs) entspricht, so dass gilt T_P = 1 Millisekunde (ms). Damit werden 6 bon jeweils 8 der Ausgangs-Proben auf den gesendeten Quantisierungspegel gebracht, d. h. sind UDB-Proben, während die übrigen beiden Proben NUDB-Proben sind. Da nach der Nyquist-Theorie die NUDB-Proben nicht beliebig gewählt werden können, werden sie von dem QLS-Modem 203 und dem Netzwerkebenen-QLS-Modem 305 auf null gesetzt (was unten beschrieben wird).
Damit das QLS-Modem 203 eine Datenrate von 6000 Proben/s über die Ortsleitung 217 liefert, müssen zusätzliche Entwurfserwägungen berücksichtigt werden. Wie in der oben beschriebenen US-Patentanmeldung von Ayanoglu et al. mit dem Titel "High Speed Quantization-Level-Sampling Modem with Equalization Arrangement" beschrieben ist, wurde gezeigt, dass, wenn ein Signal h(t) einen zweiseitigen nicht verschwindenden Spektralanteil bei mindestens M der Nyquist-Frequenz eine Umsetzung (f + 1/T), 1 = 0, ±1, ±2, ... für alle f mit |f| ≤ 1/(2T) aufweist, die Möglichkeit besteht, Sender- und Empfängerfilter in der Weise zu spezifizieren, dass jeder von M Datenströmen von M Benutzern ohne Störung wiedergewonnen werden kann aus den übrigen Datenströmen. Ein Satz von diesen Zustand von Angelegenheiten realisierenden Sender- und Empfängerfiltern lässt sich betrachten, als erfüllte er das aus dem Stand der Technik bekannte Kriterium der zwangsweisen Nullsetzung (GZF). Wie in der oben angesprochenen US-Patentanmeldung von Ayanoglu et al. ausgeführt ist, lässt sich diese Analyse erweitern, um zu zeigen, dass, wenn entweder der Satz von Senderfiltern oder der Satz von Empfängerfiltern feststeht, man die Wahlmöglichkeit für den anderen Satz hat, demzufolge der feste Satz gewisse Spektralanforderungen erfüllt. Insbesondere dann, wenn Elemente des fixen Filtersatzes reine Verzögerungselemente sind und wenn nicht zwei der Verzögerungswerte identisch sind, so sind diese Spektralanforderungen nahezu immer erfüllt, und es besteht die Möglichkeit, den anderen Filtersatz so zu wählen, dass das GZF-Kriterium erfüllt wird. Dieser Gedanke bildet die Grundlage für den Entwurf eines QSL-Modems, in welchem ein einzelner Anwender eine Raten-M/T-Symbolsequenz sendet, allerdings mit einem ungleichmäßigen zeitlichen Abstand zwischen den Symbolen.
1 ist ein anschauliches Blockdiagramm des Senderteils des QLS-Modems 203, welches ein gepulstes Signal auf eine Leitung 217 gibt. Benutzerdaten 229 werden an das QSL-Modem 204 mit einer Rate von etwa 48 kbps gegeben, wenn bezüglich der Quantisierungspegel keine Beschränkungen existieren. Ein Codierer 233 codiert die Benutzerdaten 229 in sechs parallele 1000 Symbole/s umfassende Kanalsymbolströme 235–240, d. h. der Codierer 233 liefert einen Raten-M/T-Probenstrom mit M = 6 und 1/T = 1 kHz. Wie oben ausgeführt, verwendet der Codierer 233 die μ-Gesetz-Quantisierungspegel selbst als Signalgebungsalphabet. Eine Senderkomponente 221 enthält sechs Senderfilter 251–256, von denen jedes Filter (oder Sender-Entzerrer) einen der Kanalsymbolströme bearbeitet. Ausgangssignals der Senderfilter 261–266 werden in einem Sender-Summierer 270 aufsummiert, und das Summenausgangssignal 272 wird von einem Digital-Analog-Wandler 279 in analoge Form umgesetzt und gefiltert. Der Wandler liefert ein gepulstes Signal zur Übertragung über die Teilnehmerleitung 217 zu einer (nicht gezeigten) Ortsvermittlungsstelle des öffentlichen Telefonnetzes (PSTN) 309.
An der Ortsvermittlungsstelle (nicht dargestellt) des Telefonnetzes 309 filtert ein Codec 301 das gepulste Signal und tastet es mit einer Rate von 8000 Proben/s ab, und es quantisiert und codiert diese Probenspannungen zu einer digitalen DS0-Sequenz, die durch das Telefonnetz 309 über ein Netzwerk-Modem 305 (dies wird noch unten beschrieben) zu einem Codec 315 gelangt. Ein beispielhafter Ausschnitt dieser modifizierten digitalen DS0-Sequenz ist in 2 gezeigt. Der DS0-Abschnitt 302 ist eine digitale Darstellung des gepulsten Signals auf der Leitung 217 über dem Rahmen 303 und dem Rahmen 307. Die UDB-Proben werden dargestellt durch d_i (i = 1 bis 12), während die NUDB-Proben auf null gesetzt sind.
Um die Signalübertragung von dem sendenden QLS-Modem 203 aus zu vervollständigen, wandelt der Codec 315 die DS0-Sequenz um in ein weiteres gepulstes Signal, wie es über die Teilnehmerleitung 219 zu dem empfangenden QLS-Modem 205 gesendet wird. Dieses gepulste Signal wird von der Empfängerkomponente 223 des QSL-Modem 205 empfangen. Das empfangene gepulste Signal wird von einem A/D-Wandler 281, der mit einer Geschwindigkeit von 8000 Abtastungen/s arbeitet, in digitale Form umgewandelt. Das resultierende digitale Signal 283 wird von sechs parallelen Empfängerfiltern 291 bis 296 bearbeitet. Das k-te Empfängerfilter (oder der Empfängerentzerrer) RX_k 294 erzeugt einen Strom digitaler Abtastwerte oder Proben 454 mit einer Rate von 1000 Abtastungen/s, wobei diese Abtastwerte Abschätzungen des entsprechenden gesendeten Probenstroms 238 sind, die in den k-ten Senderentzerrer Tx_k 254 des CLS-Modems 203 eingegeben wurde. Die Probenströme 451 bis 456 werden von Abkappern 461 bis 466 bearbeitet, die jede Probe auf ein 8 Bits umfassendes Wort entsprechend dem nächstgelegenen der 255 möglichen μ-Gesetz-Abtastwerte abbilden. Die sechs Abkapper-Ausgangssymbolströme 471 bis 476 werden von einem Decodierer 480 verarbeitet, der die sechs 1000 Symbole/s umfassenden Kanalsymbolströme abbildet in einen einzigen Benutzerdaten-Ausgangsstrom 230, der eine Rate von bis zu 48 kbps hat.
Nachdem die Arbeitsweise eines QLS-Datenkommunikationssystems allgemein erläutert wurde, soll im Folgenden das Netzwerk-QLS-Modem 305 beschrieben werden. Das Netzwerk QLS-Modem 305 repräsentiert einen Pool derartiger auf Netzwerkebene angesiedelter QLS-Modems, die Teil des von dem Telefonnetz 309 angebotenen Hochgeschwindigkeits-Datendienstes ist. Auf diesem Pool kann in einer Reihe von Wegen zugegriffen werden, z. B. über eine vorab definierte Telefonnummer, die dem Hochgeschwindigkeits-Datendienst zugeordnet ist. Nachdem Zugriff auf den Pool erfolgt ist, wird die anschließende Datenverbindung über das Netzwerk-QLS-Modem 305 geleitet. Letzteres implementiert einen Codeumwandlungsprozess, wie er in der oben angesprochenen US-Patentanmeldung von N. R. Dagdeviren mit dem Titel "A Modem with Received Signals and Transmitted Signals Comprising Signal Sets" beschrieben ist. Der Codeumwandlungsprozess kompensiert einen Hybrid-Streuverlust, der innerhalb des Telefonnetzes 309 stattfindet, und er sorgt dafür, dass die NUDB-Proben auf null gesetzt werden. Für das vorliegende Beispiel sei angenommen, dass jedes Netzwerk-QLS-Modem lediglich eine digitale Darstellung eines gepulsten Signals empfange und sende.
Eine beispielhafte Ausführungsform eines Netzwerk-QLS-Modems ist in 3 gezeigt. Das Netzwerk-QLS-Modem 305 enthält einen digitalen Signalprozessor (DSP) und die dazugehörige Schaltung zum Bearbeiten der Aufgaben der Echoauslötung und Codeumwandlung. Es sei angenommen, dass die Leitungen 304 und 306 bereits ein digitales DS0-Format führen, in A/D-Wandlern der Ortsvermittlungsstelle gefiltert und quantisiert. Das Netzwerk-QLS-Modem 305 wird über Leitungen 304 und 306 in die QLS-Datenverbindung eingekoppelt, insbesondere wird ein digitales Signal 301 von einem Echoauslöscher oder einer Echosperre 70 zum Abschätzen des Echos auf der Leitung 301 verwendet. Ein Codeumwandler 60 wandelt die Daten enthaltenden Proben auf der Leitung 303 aus deren Empfangskonstellation um in eine Sendekonstellation, um die Daten über die Leitung 306 zu dem lokalen Träger zu übertragen. Für die vorliegende Beschreibung sei angenommen, dass die von den Codeumwandlern 60 und 65 vorgenommene Codeumwandlung nicht wichtig ist.
Die Zurückgewinnung der Zeitsteuerung in irgendeiner Netzwerk-QLS-Datenübertragungsanlage, z. B. in dem QLS-Modem 305 des Telefonnetzwerks, ist deshalb ohne Belang, weil jedes Netzwerkgerät implizit ein deutliches Zeitsteuersignal innerhalb des Netzwerks empfängt. Wie oben erwähnt wurde, muss es allerdings, damit das Modulationssystem des oben beschriebenen QLS-Modems arbeitet, eine zeitliche Synchronisation sowohl in Sende- als auch in Empfangsrichtung zwischen dem QLS-Modem und einem Netzwerk-Abtasttakt des Telefonnetzes geben. Diese Synchronisation ist deshalb notwendig, weil der Netzwerk-Abtasttakt die Abtastzeitpunkte jedes Quantisiergeräts steuert, welches sich innerhalb des Telefonnetzes befindet. Beispielsweise müssen die von einem QLS-Modem an dessen Ortsvermittlungsstelle gesendeten Datensymbole den A/D-Wandler der Ortsvermittlungsstelle in exakt dem Augenblick erreichen, in welchem der A/D-Wandler jeden Abtastwert liest. In ähnlicher Weise muss ein empfangendes QLS-Modem mit dem Netzwerk-Abtasttakt seine Ortsvermittlungsstelle synchronisiert werden. Unglücklicherweise führen Abweichungen in der zeitlichen Lage, gemessen als Takt-Jitter, zu einer Nachbarzeichenstörung in den jeweiligen empfangenden Datensignalen, da die Quantisierungseinrichtung nicht mehr das Signal bei den Nullen der anderen Impulse abtastet. Bei derart hohen Datenübertragungsge schwindigkeiten ist der maximal zulässige Takt-Jitter in einem QLS-Datenkommunikationssystem typischerweise äußerst gering. Beispielsweise beträgt der maximal mögliche Takt-Jitter bei einer Datenübertragungsgeschwindigkeit von mehr als 42 Kilobits (kb/s) weniger als 70 Nanosekunden (ns).
Wie in der oben erwähnten US-Patentanmeldung von Ayanoglu et al. mit dem Titel "A High Speed Modem Synchronized to a Remote Codec" beschrieben ist, wurde bereits eine Reihe von Synchronisationsverfahren vorgeschlagen. All diese Methoden konzentrieren sich im Großen und Ganzen auf ein empfangendes QLS-Modem, welches während eines Aufbauabschnitts einer QLS-Datenverbindung ein Übungssignal entzerrt. Für diesen Entzerrungsvorgang lassen sich Zeitverzögerungen in an sich bekannter Weise einstellen. Im Anschluss daran kann man von dem herkömmlichen adaptiven Entzerrungsverfahren Gebrauch machen, um die Zeitsteuerung aufrechtzuerhalten. Da die Synchronisation in einem QLS-Modem sowohl in Sende- als auch in Empfangsrichtung erforderlich ist, erfolgt diese Entzerrung sowohl im Sendeweg als auch im Emfpangsweg.
Während die oben beschriebenen Entzerrungsverfahren dazu benutzt werden können, ein QLS-Modem mit einem Netzwerk-Abtasttakt zu synchronisieren, bieten wir ein alternatives Zeitsteuersystem an. Erfindungsgemäß wird ein Zeitsteuersignal einem gepulsten Signal überlagert, welches von dem Telefonnetz zu einem QLS-Modem gesendet wird. Ansprechend auf dieses empfangende Zeitsteuersignal synchronisiert das empfangende QLS-Modem auf die Frequenz des Netzwerk-Abtasttakts.
Bei der folgenden Beschreibung wird implizit unterstellt, dass möglicher interner Netzwerk-Zeitsteuer-Jitter entweder ein sehr geringer, hochfrequenter Jitter ist, so dass Schwankungen von Abtastwert zu Abtastwert nicht gravierend sind, beispielsweise in der Größenordnung von 10 bis 20 Nanosekunden, oder das der Jitter ein Langzeit-Jitter ist und sich mit Hilfe einer Phasenregelschleife (PLL) verfolgen lässt, wobei es zu lediglich einer geringfügigen Beeinträchtigung kommt, die verursacht wird durch die Umlaufverzögerung, die sich in dem Weg von dem Telefonnetz 309 bis hin zu dem QLS-Modem und zurück aufsummiert.
Wie oben beschrieben, können in einem gepulsten Signal die NUDB-Abtastungen nicht zum Transportieren beliebiger Daten verwendet werden, da dies die Nyquist-Begrenzung von 6000 Abtastungen/s für die sechs kHz verfügbare Bandbreite auf der Telefon-Ortsnetzleitung verletzen würde. Insbesondere führt bei Werten von M = 6 und N = 8 der Versuch, die beiden NUDB-Abtastungen dazu zu benutzen, beliebige Daten zu senden, zum Zustandekommen von Nachbarzeichenstörungen, die sich durch lineare Empfangsentzerrer nicht beheben lassen. Allerdings haben wir erkannt, dass eine Klasse von von null verschiedenen NUDB-Abtastungen dazu verwendet werden kann, das empfangene Modem auf den Netzwerk-Abtasttakt zu synchronisieren, ohne dabei beim Empfänger eine nicht abzumildernde Störung einzubringen. Insbesondere bedingt das von uns vorgeschlagene Verfahren die Überlagerung, d. h. das explizite Addieren, eines reinen Tons (und damit einhergehender Oberwellen) auf den stromabwärtigen Übertragungsstrom aus dem Netzwerk zu dem empfangenden QLS-Modem. Dieser Ton wird einzig durch Manipulation einer der unbenutzten Abtastwerte in jedem Rahmen eingefügt, so dass die Werte irgendwelcher Information befördernden Daten-Abtastwerte nicht geändert werden.
Das oben angegebene Beispiel fortführend, sei angenommen, dass ein gepulstes 6-aus-8-Signalschema verwendet wird, von denen sechs Abtastwertedaten führen, d. h. UDB-Abtastwerte sind, gefolgt von zwei unbenutzten Zeitschlitzen. Obwohl zu Anschauungszwecken als aneinander angrenzend beschrieben, ist es nicht erforderlich, dass die NUDB-Proben oder die UDB-Proben innerhalb eines Rahmens benachbart sind. Bei einer Ausführungsform der Erfindung wird die letzte Probe jedes 8 Proben umfassenden Rahmens, die normalerweise auf null gehalten wird, alternativ auf einen Pegel von +A und –A in aufeinanderfolgenden Rahmen eingestellt. Das heißt: Innerhalb einer Rahmendauer T_p enthält das gepulste Signal Daten enthaltende Abtastwerte, die von dem QLS-Modem am anderen Ende geliefert werden, und mindestens einen Abtastwert (NUDB), der keine Benutzerdaten enthält und in dem sich der Pegel dieses NUDB-Abtastwerts abwechselt. Dies ist in 4 durch Rahmen 11 und 12 dargestellt, die das Zeitsteuermuster widerspiegeln, welches einen zu einem empfangenden QLS-Modem gesendeten gepulsten Signal überlagert ist. Im Allgemeinen ist bei einer Voll-Duplexübertragung die Wahl für den Wert A ein Kompromiss zwischen starken empfangenden Tönen am Modem einerseits und geringem Nebensprechen der Töne durch den Hybrid andererseits. In stromabwärtiger Richtung, d. h. von dem Telefonnetzwerk 304 zu einem empfangenden QLS-Modem, wurde für A ein Pegel 64 gewählt, oder 247,5 Einheiten aus einem Maximum von 4015,5 Einheiten. Diese Einheiten entsprechend der bekannten μ-Gesetz-Codierung, wie in 5 gezeigt ist.
Dieses überlagerte Muster in der Form [... – A0000000A0000000 – A ...] erzeugt eine Menagerie individueller Töne, wobei allerdings die Innenbandtöne (≤ 4 Kilohertz (kHz) 500, 1500, 2500 und 3500 Hertz (Hz) sind. Bei diesem Beispiel wird der Ton mit 1500 Hz als Zeitsteuerreferenz verwendet. Während die übrigen Töne überflüssig sind, würde die Erstellung lediglich eines Tons die Hinzufügung eines Signals zu den sechs UDB-Abtastungen erfordern. Obwohl dies machbar wäre, ist es aus zwei Gründen unerwünscht. Erstens: Da die stromabwärtigen Signalabtastwerte aus einem Alphabet diskreter Werte (die μ-Gesetz-Pegel) ausgewählt werden, erweist sich die Erzeugung eines perfekten Tons eventuell als unmöglich. Zweitens: Weil die Daten enthaltenden Abtastungen den dynamischen Bereich gemeinsam mit der Zeitsteuerinformation benutzen, wird dadurch der verfügbare dynamische Bereich für aktuelle Daten effektiv reduziert.
In der Tat kann auch das allgemeinere periodische Muster [,,, – A0000000A0000000 – A ...] verwendet werden. Bei diesem Beispiel würden auch Töne mit Vielfachen von 1000 Hz entstehen, falls A ≠ B.
Da die stromabwärtige Übertragung an dem D/A-Umwandler in der Vermittlungsstelle ausgetaktet wird, kommen die vier überlagerten Innenbandtöne bei dem empfangenden QLS-Modem mit Frequenzen an, die exakt durch die Frequenz der Netzwerkeinrichtung festgelegt sind. Das empfangende QLS-Modem extrahiert aus diesem periodischen abwechselnden Signalpegel Zeit steuerinformation, um sowohl das QLS-Modem mit dem Netzwerk-Abtasttakt zu synchronisieren, als auch mögliche Verzerrungseffekte der NUDB-Abtastungen in den Daten enthaltenden Abtastwerten des empfangenen QLS-Signals zu beseitigen.
Bei diesem Beispiel wird angenommen, dass das Zeitsteuersignal einem gesendeten gepulsten Signal von einem QLS-Modem auf Netzwerkebene überlagert wird. 6 ist ein Blockdiagramm eines QLS-Modems auf Netzwerkebene, welches von den Prinzipien der Erfindung Gebrauch macht. Das Netzwerk-QLS-Modem 405 nach 6 ersetzt das Netzwerk-QLS-Modem 305 in den 1 und 3. Das Netzwerk-QLS-Modem 405 ist dem Modem 305 ähnlich, ausgenommen die Hinzufügung von Zeitsteuerprozeduren 80, 85, 90 und 95. Wie in 3 wird davon ausgegangen, dass die Leitung 304 und 306 digitale DSO-Information zu/von der Ortsvermittlungsstelle liefern, Echokompensatoren 70 und 75 für eine relative Unempfindlichkeit gegenüber Trans-Hybridecho sorgen und Code-Wandler 60 und 65 zwischen Empfangs- und Sendekonstellationen vermitteln. Darüber hinaus bringen Prozesse 90 und 95 die Energie in den NUDB-Abtastungen auf null, deren Ursache ein Zusammenkommen von Nachbarzeichenstörungen und Nah-Hybridecho ist. Prozesse 80 und 85 erzeugen Zeitsteuerabtastungen zum Einfügen in die soeben auf null gesetzten NUDB-Abtastungen, bevor die Signale 304 und 306 zu den Ortsvermittlungsstellen zurückgesendet werden.
7 ist ein Blockdiagramm eines Teils eines QLS-Modems, das von den Prinzipien der Erfindung Gebrauch macht. Aus Gründen der Einfachheit wird lediglich der Empfängerteil des QLS-Modems 505 beschrieben. Wie oben angemerkt, sendet das Netzwerk-QLS-Modem 405 einen Datenstrom (d_i), verschachtelt mit einem Zeitsteuerton (±A) in dem beschriebenen Datenformat [... d₁ d₂ d₃ d₄ d₅ d₆ 0 A d₇ d₈ d₉ d₁₀ d₁₁ d₁₂ 0 –A ...]. Der Datenstrom läuft durch die Codec-Filter und das Amtsleitungs- und Empfangsfilter, deren Kaskade durch die Kanalanwortfunktion C(ω) des Elements 500 repräsentiert wird, um an dem empfangenden QLS-Modem 505 über eine Leitung 501 anzukommen, wo er von einem Analog-Digital-Wandler 575 in ein digitales Format umgewandelt wird.
Das empfangene Signal wird an den Tonauslöscher 580 des QLS-Modems 505 gegeben. Dieses enthält ein Zeitsteuer-Ansprechfilter 565 und einen Addierer 510. Das Zeitsteuer-Ansprechfilter 565 liefert ein Signal, das eine Abtastwert-Abschätzung an das empfangene Zeitsteuersignal liefert. Die Abschätzung der Kanalantwort bezüglich des Zeitsteuersignals wird hier mit Ĉ₂ dargestellt, bestimmt in einer Anlaufphase, wie es unten erläutert wird. Der Addierer 510 subtrahiert das Ausgangssignal von dem Zeitsteuer-Ansprechfilter 565 von dem empfangenen gepulsten Signal, um dadurch das Zeitsteuersignal aus dem empfangenen gepulsten Signal zu beseitigen oder zu löschen. Folglich ist das von dem Addierer 510 über die Leitung 511 gelieferte Signal im Idealfall ein ausschließliches Datensignal. Dieses wird auf den Echokompensator 560, den Entzerrer 550 und den Abkapper 545 zwecks Wiedergewinnung des Datensignals gegeben, welches auf die Leitung 546 gelangt.
Das zurückgewonnene Datensignal wird außerdem auf einen Datenauslöscher 585 gegeben. dieser enthält ein Neuumrahmungselement 570, ein Kanalmodellfilter 530, ein Verzögerungselement 520 und einen Addierer 525. Nach Wiedergewinnung des Datensignals wird dieses neu gerahmt in Form von Blöcken aus 8 (6 Datensymbole, gefolgt von 2 Nullen) mit Hilfe des Neuumrahmungselements 570, um zurück auf das Kanalmodellfilter 530 gegeben zu werden. Dieses Filter bildet eine Abschätzung der Kanalantwort für das Datensignal. Diese Abschätzung wird hier als Ĉ(ω) bezeichnet, ermittelt in der Anlaufphase, wie es untern erläutert wird. Schließlich subtrahiert der Addierer 525 das Ausgangssignal des Kanalmodellfilters 530 von einer verzögerten Version des ursprünglich angekommenen Signals, die von dem Verzögerungselement 520 (welches unten beschrieben wird) geliefert wird, um dadurch das Datensignal zu beseitigen und eine Abschätzung des Zeitsteuersignals bezüglich der Leitung 526 zu erhalten. Die Zeitsteuerungs-Rückgewinnung erfolgt mit Hilfe einer Phasenregelschleife (PLL) 535, die auf den empfangenen Ton von 1500 Hz einrastet und eine Zeitsteuerreferenz 555 steuert, damit sie ein Referenzzeitsteuersignal T ^_S auf der Leitung 565 liefert, welches repräsentativ ist für den gleichen 8000 Hz betragenden Abtasttakt, der den Ton erzeugt. Insbesondere liefert die Zeitsteuerreferenz 555 ein Referenzzeitsteuersignal T ^_S auf eine Leitung 565 und leitet außerdem von T ^_S ein 1500 Hz-Signal ab, welches auf die Leitung 554 gegeben wird. Die PLL 535 vergleicht das von der Zeitreferenz 555 erzeugte 1500-Hz-Signal mit dem empfangenen 1500-Hz-Ton und stellt die Zeitsteuerreferenz 555 so ein, dass sie die beiden 1500-Hz-Signale und damit auch T ^_S mit dem Netzwerktakt synchronisiert. Experimentell wurde eine PLL mit einer Bandbreite von 0,1 Hz verwendet. Darüber hinaus wird anschließend das Referenzzeitsteuersignal T ^_S auf den Wandler 540 gegeben, der ähnlich wie das Neuumrahmungselement 570 das Zeitsteuermuster regeneriert, welches auf das Zeitsteueransprechfilter 565 über eine Leitung 541 gegeben wird. Ansprechend auf dieses regenerierte Zeitsteuermuster liefert das Zeitsteueransprechfilter 565 die Abschätzung der Kanalantwort auf das Zeitsteuersignal, wie es oben erläutert wurde.
Ein Vorteil dieser Methode besteht in der einfachen Beschaffenheit des Zeitsteuerantwortfilters 565 aufgrund der Periodizität der Töne. Das heißt: Die Anzahl von Anzapfungen beträgt gerade doppelt so viel wie die Anzahl der Abtastwerte innerhalb eines Rahmens. Da bei diesem Beispiel von einem 6-auf-8-Pulssignalschema Gebrauch gemacht wird, benötigt das Zeitsteuerantwortfilter 565 lediglich 16 Anzapfungen. Außerdem stehen die letzten 8 Anzapfungen in Beziehung zu den ersten 8 Anzapfungen über eine einfache Relation Ĉ₂(i) = –Ĉ₂(i – 8) mit 8 ≤ i ≤ 15, so dass lediglich 8 Speicherstellen zum Speichern des Zeitsteuerantwortfilters 565 benötigt werden.
Zum Beispiel wird die Sequenz von Werten +A bei T = 16T_S platziert. Es ist eine Fundamentalidentität, das Frequenzspektrum der Töne folgendermaßen darzustellen:
wobei f₀ = 1/T. In der vorliegenden Situation ist f₀ = 500 Hz. Es gibt eine ähnliche Darstellung für Impulse "–A", versetzt um T/2. Insbesondere gilt:
Addieren der Gleichungen (1) und (2) liefert:
Aus der Gleichung (3) ergibt sich die Darstellung des erzeugten Zeitsteuersignals im Zeitbereich, hier als tones (t) bezeichnet:
Nach dem Durchlauf durch einen linearen Kanal, repräsentiert durch die oben angegebene Kanalantwortfunktion C₂(ω), empfängt das QLS-Modem folgendes Tonsignal:
wobei "odd" wie auch in den Gleichungen (3) und (4) ungerade bedeutet, a_m und φ die Dämfpungs- und Phasenverschiebungskomponenten von C₂(ω) bei der Frequenz mf₀ darstellt. Aufgrund von Kanal- und Filterdämpfungen wird der Wert a_m für m > 7 vernachlässigbar.
Zurückkehrend zur Gleichung (5) besitzt jeder individuelle Komponententon der Frequenz mf₀ eine Periode, die ein Teil-Vielfaches von T ist, und jeder Ton ändert das Vorzeichen für eine zeitliche Versetzung von T/2.
Es gilt also empfangene Töne (t) = empfangene Töne (t + kT), mit k = 0, ±1, ±2, ... (6)
Unter der Annahme, dass außerbandige Töne eine vernachlässigbare Leistung haben, lassen sich die innerbandigen Töne dadurch auslöschen, dass an das Ausgangssignal einer getakteten Verzögerungsleitung mit 16 Anzapfungen subtrahiert, dessen Werte die um 16T_S beabstandeten Werte des Tonsignals sind. Es ist dies die Funktion des in 7 gezeigten Tonauslöschers. Wie unten beschrieben ist, werden diese Werte während des Anfangs-Übungsschritts erlernt, wenn noch keine Daten gesendet werden. Außerdem müssen gemäß Gleichung (7) lediglich 8 aufeinander folgende Werte in Erinnerung gebracht werden. Die übrigen 8 sind die negativen Werte davon.
Die obige Beschreibung geht davon aus, dass die jeweiligen Kanalantwortfunktionen Ĉ₂ und Ĉ(ω) die von dem Zeitsteuerantwortfilter 565 und dem Kanalmodellfilter 530 verwendet werden, in einer Anlauf-, d. h. Übungsphase, bestimmt werden. Ein beispielhafter Bereich einer Anlaufphase ist in 8 gezeigt. Die übrigen Elemente einer Übungsphase, beispielsweise Datenraten-Einstellung etc. sind nicht dargestellt.
Im Schritt 605 in 8 sendet das Netzwerk-QLS-Modem 405 lediglich das in 4 dargestellt Zeitsteuersignal an das QSL-Modem 505. Mit diesem Referenztaktsignal generiert das QLS-Modem 505 im Schritt 610 auf der Leitung 541 ein Zeitsteuersignal. Insbesondere liefert ein Verzögerungselement 520 eine Hauptverzögerung von N Anzapfungen und leitet die Ausbreitungsverzögerung durch den Entzerrer 550. Der Wert von N sollte der halben Länge eines Entzerrers entsprechen. Da ein Entzerrer etwa 100 Anzapfungen aufweisen kann, entspricht N beispielhaft einer Verzögerung von 50 Anzapfungen. Da gleichzeitig kein Datensignal übertragen wird, liefert der Summierer 525 das Ausgangssignal von dem Verzögerungselement 520 direkt an die PLL 535. Diese verrastet bei dem 1500-Hz-Ton und leitet eine Abschätzung für einen 8000 Hz betragenden Abtasttakt T ^_S ab. Die Abschätzung wird an das Zeitsteuerantwortfilter 565 gegeben.
Nach dem Verrasten der PLL 535 und dem Abschätzen von T_S schätzt das QLS-Modem 505 anschließend die Kanalantwort bezüglich des Zeitsteuersignals ab, d. h. das QLS-Modem 505 bestimmt den Wert Ĉ₂, Schritt 615. In diesem Schritt tastet das Zeitsteuerantwortfilter 565 alle T ^_S Sekunden das empfangende Signal ab und mittelt das Signal, bei dem es sich lediglich um das Zeitsteuersignal handelt, um exakt die 16 Abtastungen umfassende Kanalantwort auf das Zeitsteuersignal zu lernen. (Wie bereits erwähnt, sind lediglich 16 Anzapfungen erforderlich, um die Kanalantwort auf das Zeitsteuersignal zu implementieren.) Diese gelernten Abtastungen werden dann in einem (nicht gezeigten) Speicher des Zeitsteuerantwortfilters 565 als die 16 Anzapfungen des Zeitsteuerantwortfilters 565 gespeichert.
Nach dem Schritt 516 schaltet das Netzwerk-QLS-Modem 405 das Zeitsteuersignal im Schritt 620 ab und beginnt damit, im Schritt 625 ein vorab definiertes Übungssignal zu senden. Dieses Übungssignal ist eine vorab definierte Pseudozufalls-Folge a_k, die binär sein kann und von dem Netzwerk-QLS-Modem 405 unter Verwendung sämtlicher Zeitschlitze mit einer Rate von 1/T_S gesendet wird. Im Schritt 630 wird von dem QLS-Modem 505 die Kanalabschätzung Ĉ(ω) gebildet. (Da C_ω tatsächlich nicht bekannt ist, wird die Größe abgeschätzt durch Ĉ(ω), wobei es sich um eine Annäherung der Kanalantwort über die gesamte Bandbreite handelt.) Das empfangene Übungssignal wird von dem Verzögerungselement 520 verzögert und an den Summierer 525 gegeben. Darüber hinaus legt der Prozessor 590 eine um N verzögert Version der Folge a_k über den Neuformatierer 570 an das Kanalmodell 530. Das Kanalmodell 530 ist ein adaptives Filter, welches in adaptiver Weise eine Einstellung auf den Fehler zwischen dem Kanal und dem Kanalmodell auf null bringt. Dieses Fehlersignal wird am Addiererausgang 526 geliefert. Unterstellt wird hierbei, dass der Schritt 630 rasch genug ausgeführt wird, so dass die PLL 535 nicht zu driften beginnt, d. h. es wird davon ausgegangen, dass während dieses Schritts die PLL 535 frei läuft. Es sei angemerkt, dass das resultierende Ĉω die Kanalverzögerung beinhaltet.
Nachdem die Kanalmodell-Adaption abgeschlossen ist, schaltet das Netzwerk-QLS-Modem 405 das Pseudozufalls-Datensignal im Schritt 635 aus und schaltet das Zeitsteuersignal im Schritt 640 ein, um die PLL 535 des QLS-Modems 505 erneut einzurasten. Darüber hinaus wird das abgeschätzte Ka nalmodell Ĉ(ω) von dem QLS-Modem 505 offline dazu verwendet, im Schritt 635 den Entzerrer 550 rasch anzulernen. Bezüglich weiterer Information sei auf die oben angesprochene US-Patentanmeldung von Ayanoglu et al. mit dem Titel "High Speed Quantization-Level-Sampling Modem with Equalization Arrangement" verwiesen. Alternativ können die Entzerrer 550 direkt von einem anderen Übungssignal angelernt werden, allerdings ist dies eine weniger erwünschte Option aufgrund der Langsamkeit des Echtzeitbetriebs und des unvermeidbaren Rauschens aufgrund einer geringen vorübergehenden zeitlichen Fehljustierung.
Schließlich beginnt im Schritt 645 der Dauerzustandsbetrieb. Es erfolgt eine Tonauslöschung, der Entzerrer 550 wird online geschaltet, und die Ausgangsdaten-Abschätzungen werden über das Kanalmodell 530 geleitet, um den Datenhintergrund zu subtrahieren und ein relativ sauberes Zeitsteuersignal mit hohem Rauschabstand (SNR) zur endgültigen Verrastung an die PLL 535 zu geben.
Bei der oben beschriebenen Anlaufphase wurde davon ausgegangen, dass die Gesamtkanalantwort Ĉ(ω) und die Kanalantwort auf das Zeitsteuersignal Ĉ₂, sich nicht ändern, oder sich allenfalls nur sehr langsam ändern. Wenn während Datenübertragungen die Fehlerrate über einen vorab definierten Punkt hinaus ansteigt, wird davon ausgegangen, dass eine erneute Lernphase durchgeführt wird, um diese Kanalantworten erneut abzuschätzen.
Gemäß einem Merkmal der Erfindung haben wir erkannt, dass, weil sowohl die A/D- als auch die D/A-Wandler in dem Telefonnetzwerk auf der Grundlage des gleichen Netzwerk-Abtasttakts arbeiten, ein Synchronisieren des QLS-Modems auf die stromabwärtige Abtastfrequenz äquivalent ist zum Synchronisieren des QLS-Modems auf die stromaufwärtige Abtastfrequenz. Das heißt: Da der von dem sendenden QLS-Modem "gesehene" Netzwerk-A/D-Wandler den gleichen Netzwerktakt verwendet, kennt das sendende QLS-Modem ebenfalls die Netzwerk-A/D-Abtastfrequenz. Jede fixe relative Phasenverschiebung zwischen Netzwerk und sendendem QLS-Modem wird dann in Rechnung gestellt, indem sie ein Bestandteil der Kanalkennlinie in stromauf wärtiger Richtung ist. Anschaulich gesprochen, führt ein Netzwerk-QLS-Modem zunächst während der oben angesprochenen Anlaufphase ein "Lernen des Kanals" durch. In dieser Anlaufphase empfängt das Netzwerk-QLS-Modem eine Pseudozufalls-Datensequenz, die von dem QLS-Modem geliefert wird, um eine Kanalantwort zu berechnen. Die Kanalantwort enthält jegliche Zeitverzögerung. Das Netzwerk-QLS-Modem sendet dann die berechnete Kanalantwort zurück zum QLS-Modem. Anhand dieses Prinzips gibt unser Zeitsteuersystem die gesamte Zeitsteuerinformation ausschließlich in das stromabwärtige gepulste Signal, und der empfangende Teil des QLS-Modems erhält Synchronisierung für beide Richtungen.
Der Vollständigkeit halber sei eine Sache angemerkt: Selbst für eine Halbduplexübertragung in stromaufwärtiger Richtung muss immer noch ein Zeitsteuersignal stromabwärts zu einem QLS-Modem gesendet werden. Weil aber der Hybrid in der Ortsvermittlungsstelle des Telefonnetzes vorhanden ist, verursacht dieses Zeitsteuersignal ein Nebensprechen im analogen Segment der Stromaufwärtsrichtung. Das heißt: Bei der Stromaufwärts-Übertragung erscheint ein Echo dieses Zeitsteuersignals. Dieses Echo lässt sich ähnlich behandeln wie der gewöhnliche durch den Hybrid hervorgerufene Nebensprecheffekt, der bei der Vollduplexübertragung angetroffen wird, beispielsweise lässt sich dieses Echo mit Hilfe eines Echoauslöschers in dem oben beschriebenen Netzwerk-QLS-Modem beseitigen. Allerdings haben wir gesehen, dass eine weitere Möglichkeit besteht zum Löschen dieses Echos des Zeitsteuersignals darin besteht, geeignete Analog-Abtastwerte während der Stromaufwärtsübertragung im sendenden QLS-Modem aufzuaddieren. In anderen Worten, das sendende QLS-Modem addiert nun ein zusätzliches Analogsignal, um jedes Echo des gesendeten Zeitsteuersignals auszulöschen, welches durch ein Netzwerkhybrid hervorgerufen wird. Dies ermöglicht, dass das gesendete Zeitsteuersignal in der Leistung größer wird, ungeachtet einer entsprechenden Zunahme des Echosignals, da das Echo anschließend durch die Übertragung des zusätzlichen Analogsignals aufgehoben wird. Je höher die gesendete Leistung des Zeitsteuersignals, desto besser ist die Fähigkeit des empfangenden QLS-Modems, das Signal aufzuspüren.
Ein anschauliches Verfahren zum Auslöschen des Echosignals, welches durch die Übertragung eines Zeitsteuersignals von dem Telefonnetz zu einem empfangenden QLS-Modem erzeugt wird, ist in 9 dargestellt. Diese Figur ist die gleiche wie 8, nur dass Schritte 805, 810 und 815 hinzugefügt sind. Im Schritt 805 ist das Netzwerk-QLS-Modem 405 das Ausmaß des Echosignals, welches als Ergebnis der Übertragung des Zeitsteuersignals zu dem QLS-Modem 505 während der Anlaufphase empfangen wurde. Diese Messung kann auf mehreren Wegen durchgeführt werden, beispielsweise sollten, da kein Datensignal übertragen wird, jegliche Abtastwerte in einem Rahmen in Stromaufwärtsrichtung im Idealfall den Wert null haben. Deshalb entspricht jeder gemessene Signalpegel dem Echo des gesendeten Zeitsteuersignals. Folglich wird in der Anlaufphase der zu dem gemessenen Echosignal entgegengesetzte Wert zu dem QLS-Modem 505 gesendet, Schritt 815. Das QLS-Modem 815 addiert dann ein zusätzliches Analogsignal, welches diesem entgegengesetzten Wert gleicht, auf jedes gesendete gepulste Signal, Schritt 820. Im Ergebnis führt erfindungsgemäß die anschließende Addition des Echosignals auf das gesendete Signal durch den Hybrid im Telefonnetz zur Auslöschung des Echosignals.
In 10 ist ein Teil eines Senders des QLS-Modems 505 dargestellt, ähnlich dem Sender 221 in 1, nur dass hier der Prozessor 905 hinzugefügt ist. Dieser erzeugt das Analogsigna entgegengesetzten Werts zur Addition auf das gesendete gepulste Signal über den Addierer 270. Dieses Analogsigna mit entgegengesetztem Wert wird über sämtliche Abtastwerte eines Rahmens hinweg aufaddiert. Folglich verringert sich der dynamische Bereich des zugrunde liegenden Datensignals.
Obwohl das erfindungsgemäße Konzept in Verbindung mit der Überlagerung eines Zeitsteuersignals und eines gepulsten Signals durch die Verwendung mindestens eines alternierenden NUDB-Abtastwerts beschrieben wurde, sollte gesehen werden, dass mindestens einem UDB-Abtastwert jedes Zeitsteuersignal überlagert werden kann. In diesem Fall muss das Zeitsteuersignal nicht von einer Einrichtung auf Netzwerkebene generiert werden. Tatsächlich kann die Quelle des Zeitsteuersignals sich an beliebiger Stelle befinden, beispiels weise bei dem sendenden QLS-Modem. Wie bereits früher angemerkt, schränkt allerdings die Verwendung einer UDB-Probe den dynamischen Bereich des zugrunde liegenden Datensignals ein, weil diese UDB-Probe die Addition des zugrunde liegenden Datensignals und des Zeitsteuersignals repräsentiert. Außerdem sollte gesehen werden, dass, wenn die Quantisierungseinrichtungen in den betreffenden Ortsvermittlungsstellen zu grob sind, entweder ein Teil des Zeitsteuersignals als Daten interpretiert werden kann oder etwas vom Datensignal als Zeitsteuersignal interpretiert werden kann. In ähnlicher Weise kann man eine Kombination aus NUDB- und UDB-Proben zum Transportieren eines Zeitsteuersignals verwenden.
Das oben Gesagte soll die Prinzipien der Erfindung lediglich veranschaulichen, und der Fachmann erkennt, dass zahlreiche alternative Ausgestaltungen abgeleitet werden können, die zwar nicht explizit erläutert sind, aber dennoch Ausführungsformen der erfindungsgemäßen Prinzipien im Rahmen des Grundgedankens und Schutzumfangs der Erfindung bilden.
Obwohl die Erfindung hier als durch diskrete Funktionsblöcke implementiert dargestellt ist, beispielsweise eine Phasenregelschleife etc., lassen sich die Funktionen eines oder mehrerer dieser Blöcke unter Verwendung von einem oder mehreren passend programmierten Prozessoren ausgestalten, z. B. mit Hilfe eines digitalen Signalprozessors. Obwohl im Kontext eines gepulsten Signals mit 6 UDB-Proben von 8 Proben in jedem Rahmen dargestellt, d. h. in Form eines 6-auf-8-Schemas, sind andere Kombinationen möglich, beispielsweise 4 UDB-Proben aus 5 Proben in jedem Rahmen, 6 UDB-Proben aus 7 Proben in jedem Rahmen etc. Es sollte verstanden werden, dass das Ändern des Formats des gepulsten Signals die entsprechenden erzeugten Töne ändert. In einem 4-auf-5-Schema oder einem 6-aus-7-Schema würde die Grundfrequenz f₀ einen Wert von 8000/10 = 800 Hz bzw. 8000/14 = 571,4286 Hz haben. Man sieht, dass bei diesen letztgenannten Beispielen beide Frequenzen ein ungeradzahliges Vielfaches von 4000 Hz darstellen und die Auslöschung dieser Frequenzkomponente sich möglicherweise als schwierig erweist. Allerdings kann die Kanaldämpfung bei 4000 Hz zum Unterdrücken dieser Frequenzkomponente wirksam sein.
Obwohl die Erfindung in Verbindung mit zwei Benutzer-QLS-Modems beschrieben wurde, muss dies nicht der Fall sein. Beispielsweise kann ein Endpunkt der Datenverbindung eine Datenserver-Anwendung sein, die digital/analog ist. Diese Datenserveranwendung kommuniziert über eine digitale Einrichtung und ein Netzwerk-QLS-Modem mit der QLS-kompatiblen Datenverbindungseinrichtung des Benutzers.

Claims

Verfahren zur Verwendung in einer Datenübertragungseinrichtung, umfassend folgende Schritte: Empfangen eines ersten Schulungssignals; Erzeugen einer ersten Menge von Anzapfungskoeffizienten, die eine Kanalantwort auf das erste Schulungssignal abschätzen; Empfangen eines zweiten Schulungssignals; Erzeugen einer zweiten Menge von Anzapfungskoeffizienten, die eine Kanalantwort auf das zweite Schulungssignal abschätzen; Empfangen eines Messsignals, dadurch gekennzeichnet, dass das Messsignal repräsentativ ist für einen Pegel eines Echosignals von mindestens einem der Schulungssignale während einer Schulungsphase; dass in einer stationären Phase (805) ein kombiniertes Signal gesendet wird, dadurch gekennzeichnet, dass das kombinierte Signal ein Datensignal und ein Analogsignal enthält, wobei der Pegel des Analogsignals das Gegenstück des Pegels ist, der durch das empfangene Messsignal (815) repräsentiert ist.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem das erste Schulungssignal ein Zeitsteuersignal ist, welches eine Tonfolge repräsentiert.
Verfahren nach Anspruch 2, bei dem das erste Schulungssignal eine Folge von Rahmen repräsentiert, von denen jeder Rahmen eine Anzahl von Abtastungen enthält und das Zeitsteuer übertragen wird durch einen sich periodisch ändernden Signalpegel in mindestens einer aus der Anzahl von Abtastungen.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem das zweite Schulungssignal eine Folge von Rahmen repräsentiert, von denen jeder Rahmen eine Anzahl von Abtastungen enthält, und wobei die Pseudozufalls-Datensequenz repräsentiert wird durch einzelne Abtastungspegel innerhalb jedes Rahmens.
Vorrichtung zur Verwendung in einer Datenübertragungseinrichtung, umfassend: eine Einrichtung zum Bereitstellen einer Folge von Schulungssignalen für eine empfangende Datenübertragungseinrichtung; eine Einrichtung zum Koppeln der Folge von Schulungssignalen auf ein digitales Netzwerk zwecks Übertragung zu der empfangenden Datenübertragungseinrichtung; wobei ein erstes Schulungssignal repräsentativ ist für ein Zeitsteuersignal, und ein zweites Schulungssignal repräsentativ ist für eine vorab definierte Datenfolge, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung weiterhin aufweist: eine Einrichtung zum Messen eines Echosignals des ersten Schulungssignals, während das erste Schulungssignal (805) übertragen wird, und eine Einrichtung zum Übertragen eines Signals, dessen Wert demjenigen des Echosignals entgegengesetzt ist, zu der empfangenden Datenübertragungseinrichtung (810).
Vorrichtung nach Anspruch 5, bei der die Einrichtung zum Bereitstellen einer Folge von Schulungssignalen jedes Schulungssignal in eine Folge von Rahmen formatiert, von denen jeder Rahmen mehrere Abtastungen enthält, und wobei das Zeitsteuersignal repräsentiert wird durch einen periodischen wechselnden Signalpegel in mindestens einer der Abtastungen jeden Rahmens.
Vorrichtung nach Anspruch 5, bei der die mehreren Abtastungen eine Anzahl von Benutzerdaten enthaltenden Abtastungen und mindestens eine benutzerdatenfreie Abtastung umfassen, und wobei die Einrichtung zum Bereitstellen einen periodisch sich ändernden Signalpegel in der einen benutzerdatenfreien Abtastung als Zeitsteuersignal hinzufügt.