KR100380951B1 - 데이터통신장비에이용하기위한방법 - Google Patents

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Abstract

양자화-레벨-샘플링(Quantization-Level-Sampling; QLS) 모뎀에 대한 타이밍(timing) 기법으로서, 공중 전화 교환망(PSTN)로부터 QLS 모뎀으로 전송된 다운스트림 펄스 신호(downstream pulsed signal)내에 타이밍 정보를 제공한다. 이 타이밍 정보에 응답하여, QLS 모뎀은 PSTN 네트워크 샘플링 클럭에 대해 동기화된다. 특히, 이 펄스 신호는 원단 QLS 모뎀(far-end QLS modem)에 의해 제공된 데이터-함유 샘플(data-bearing samples) 및 레벨이 주기적으로 교류되는 적어도 하나의 비 사용자 데이터 함유(non-user-data-bearing; NUDB) 샘플을 포함한다. 이 QLS 모뎀은 이러한 주기적인 교류 신호 레벨로부터 타이밍 정보를 추출하여 네트워크 샘플링 클럭에 대해 QLS 모뎀을 동기화시킨다.

Description

데이터 통신 장비에 이용하기 위한 방법{TIMING RECOVERY IN A NETWORK-SYNCHRONIZED MODEM}
본 발명은 데이터 통신 장치, 예를 들면, 모뎀에 관한 것으로, 특히 네트워크에 동기되는 모뎀에 관한 것이다.
다수의 사용자를 위해, 전화 가입자 회선(telephone local-loop)은 사용자의 데이터 통신 장치, 즉, 모뎀과 공중 교환 전화망(public switched telephone network, PSTN)의 일부인 지방 집중국(local central office) 사이의 주요한 전송매체이다. 전화 가입자 회선은 모뎀 전송 신호가 3.5 킬로헤르쯔(kHz)의 공칭 대역폭을 갖는 음성대역으로 제한되는 아날로그 전송 매체이다. 이용 가능한 프로디지(Prodigy)?와 같이 많은 각종 데이터 지향 서비스(data-oriented services)와 잘 알려진 인터넷을 통한 간단한 정보 억세스가 증가함에 따라, 사용자는 현재의 재고 모뎀(off-the-shelf modems)에서는 이용할 수 없는, 전화 가입자 회선을 통하는 데이터 송신 속도를 증가시키고자 하는 욕구를 나타내어 왔다.
동시 계속 출원중이며 본 출원인에게 공동 양도된, 아야노글루 등(Ayanoglu et al)에 의한 "A High-Speed Modem Synchronized to a Remote Codec"이란 명칭의1992 년 10 월 20 일에 출원된 미합중국 특히 출원 제 07/963539 호와; 엔.알.다그데비렌(N.R. Dagdeviren에 의한 "A Modem with Received Signals and Transmitted Signals Comprising Signal Sets"이란 명칭의 1993 년 6 월 21 일에 출원된 미합중국 특허 출원 제 08/080161 호와; 아야노글루 등에 의한 "High-Speed Quantization-Level-Sampling Modem with Equalization Atrrangement"이란 명칭의 1994 년 1 월 3 일에 출원된 미합중국 특허 출원 제 08/176742 호에 전화 가입자 회선을 통한 데이터 전송 속도를 현저히 증가시키는 고속 모뎀 기술이 개시되어 있다. 특히, 이들 특허 출원은 시간 및 양자화 레벨 모두에 있어서 모뎀이 아날로그-디지털(A/D) 및 디지털-아날로그(D/A) 변환기, 즉, PSTN 의 양자화 장치에 동기되는 고속 모뎀 기술을 개시한다. 이러한 동기화는 양자화 레벨의 서브세트가 신호 알파벳으로서 이용되도록 효율적으로 인에이블시키고 이에 의해 임의의 전송된 데이터 신호상에 대해 PSTN 에 의해 초래되는 양자화 노이즈를 크게 감소시킨다. 결과적으로, 데이터 전송 속도는 크게 증가된다. 예를 들면, 이러한 동기화 방법은 모뎀이 PSTN 클럭 속도로 동작할 수 있게 하고, 특정의 가정하에서, 예를 들면, 전화 가입자 회선에 있어서 대역제한이 없다는 가정하에서, 이론적으로 전화 가입자 회선상에서 64 킬로비트/초(kb/s)의 데이터 속도가 성취될 수 있다. 이후 본 명세서에서 이러한 고속 모뎀 기술을 이용하는 모뎀은 "양자화-레벨-샘플링"(quantization-level-sampling; QLS) 모뎀으로서 지칭되며, QLS 데이터 통신 시스템에서 통신된 신호는 본 명세서에서 "펄스" 신호로서 지칭된다.
전술한 바와 같이, 전술한 QLS 모뎀의 변조 방법을 동작시키기 위해서는, PSTN 내의 네트워크 샘플링 클럭(network smapling clock)과 QLS 모뎀 사이의 송신 및 수신 양방향으로 타이밍 동기화가 이루어져야 한다. 이러한 동기화는 필수적인데, 그 이유는 네트워크 샘플링 클럭은 PSTN 내에 배치된 임의의 양자화 장치의 샘플링 시점을 제어하기 때문이다. 예를 들면, QLS 모뎀으로부터 그의 지방 집중국으로 송신된 데이터 심볼(data symbles)은 A/D 변환기가 각 샘플을 판독하는 순간에 지방 집중국의 A/D 변환기에 정확히 도달해야 한다. 마찬가지로, 수신 QLS 모뎀은 자신의 지방 집중국의 네트워크 샘플링 클럭과 동기화되어야 한다. 불행하게도, 타이밍 지터(timing jitter)로서 측정되는 타이밍에 있어서의 임의의 편차는, 제각기 수신된 데이터 신호에 심볼간 간섭(intersymbol interference)을 제공한다. 이러한 높은 데이터 속도에서는, QLS 데이터 통신 시스템내의 최대 허용가능한 타이밍 지터가 전형적으로 매우 작다. 예를 들면, 42 킬로비트/초(kb/s) 보다 큰 데이터 전송 속도에 대한 최대 허용 가능한 타이밍 지터는 70 나노-초 미만이 될 수 있다.
본 방법은 PSTN에 있어서 QLS 모뎀을 네트워크 샘플링 클럭에 동기화하는 타이밍 시스템을 제공한다. 특히, 타이밍 신호는 PSTN으로 부터 수신 QLS 모뎀으로 송신되는 펄스 신호(pulsed signal)상에 중첩된다. 이 수신된 타이밍 신호에 응답하여, 수신 QLS 모뎀은 네트워크 샘플링 클럭에 동기된다.
본 발명의 실시예에서, 펄스 신호는 네트워크내의 소스(source) 또는 원단 QLS 모뎀(far-end QLS modem)에 의해 제공될 수도 있는 데이터-함유 샘플(data-bearing samples) 및 레벨이 주기적으로 교류되거나 또는 변화되는 적어도 하나의비-사용자-데이터-함유(non-user-data-bearing; NUDB) 샘플을 포함한다. 수신 QLS 모뎀은 이러한 주기적인 교류 신호 레벨로부터 타이밍 정보를 추출하여 QLS 모뎀을 네트워크 샘플링 클럭에 동기화시킨다. 또한, 수신 QLS 모뎀은 추출된 타이밍 정보를 이용하여 수신된 QLS 신호의 데이터-함유 샘플에 대한 NUDB 샘플의 임의의 왜곡 효과를 제거한다.
본 발명의 특성에 따르면, 본 출원인은 PSTN 내의 A/D 및 D/A 변환기가 동일한 네트워크 샘플링 클럭에 따라 동작하므로, QLS모뎀을 다운스트림 샘플링 주파수에 동기화시키는 것은 QLS모뎀을 업스트림 샘플링 주파수에 동기화시키는 것과 동등하다는 것을 깨달았다. 이러한 원리를 이용하여, 본 발명의 타이밍 시스템은 모든 타이밍 정보를 단지 다운스트림 펄스 신호에만 포함시키며, 수신 QLS 모뎀은 양 방향에 대해 동기화를 획득한다.
본 발명의 개념을 설명하기 전에, 몇가지 배경 정보를 제공하기 위해 QLS 데이터 통신 시스템의 전반적인 동작이 설명된다. 필요시, 부가적인 정보는 전술한 미합중국 특허 출원으로부터 얻어질 수 있다. 제 1 도는 QLS 모뎀(203), PSTN(309), 및 QLS 모뎀(205)을 포함하는 QLS 데이터 통신 시스템의 블럭도이다. 간단하게, QLS 모뎀(203)으로부터 QLS 모뎀(205)으로의 전송 방향만이 제 1 도에 도시되어 이하에서 설명된다. 반대 방향으로, 즉, QLS 모뎀(205)으로부터 QLS 모뎀(203)으로의 전송 방향도 유사한 방식으로 처리할 것이다. QLS 모뎀(205)과 QLS 모뎀(202) 사이의 데이터 접속이 이미 존재하여, 예를 들면. 호출 설정(call setup), 트레이닝(training)등이 완료되고, 데이터가 QLS 모뎀(205)과 QLS모뎀(203) 사이에서 통신하고 있는 것으로 가정된다.
또한, 실시예에서 PSTN 네트워크(309)는 8000 샘플/초의 샘플링 속도로 동작하고 μ-법칙 코덱(301 및 315)을 사용하며, 이 μ-법칙 코드(301 및 315)는 300 Hz - 3.3 kHz 의 공칭 주파수 범위로 전화 가입자 회선(217 및 219)의 응답을 제한하는 대역제한 필터를 구비하는 것으로 가정된다. 따라서 가입자 회선(217 및 219)은 이용 가능한 6kHz의 양측 대역폭을 갖는 것으로 여겨질 수 있다. 본 분야에서 통상적으로 알려진 바와 같이, μ-법칙 코덱(301 및 315)은 코드-디코더로서, 이것은 μ-법칙 코딩을 이용하여 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환시키고, 반대로 디지털 신호를 아날로그 신호로 변환시킨다. 데이터 전송은 네트워크-레벨 QLS 모뎀(305)(이하 기술되는)을 통해 PSTN(309)상에서 디지털 포맷으로 발생한다. μ-법칙 코덱(301 및 315)이 A-법칙 로더-디코더로 교체되는 점을 제외하고 유럽 전화 네트워크에도 유사한 시나리오가 있다. 유럽 A-법칙 코딩은 미합중국 μ-법칙 코덱에 비해 전적으로 아날로그적이므로, 본 특허에서 기술되는 모든 프로세스는 두 코덱에 대해 동일하게 적용된다. QLS 모뎀의 기본 개념(underlying concept)은 QLS 모뎀이 시간 및 양자화 레벨에 있어 아날로그-디지털(A/D) 및 디지털-아날로그(D/A) 변환기, 즉, PSTN 의 양자화 장치에 대해 동기화되는 개념이다. 이러한 동기화는 임의의 전송된 데이터 신호상에서 PSTN 에 의해 도입되는 양자화 노이즈를 감소시키고, 결과적으로 데이터 전송 속도를 크게 증가시킨다.
양자화 레벨에 있어 동기화는, 각각의 QLS 모뎀에서, 신호 알파벳으로 μ-법칙 양자화 레벨 자신을 이용함으로써 성취된다. 결과적으로, 각각의 데이터 심볼은255개의 μ-법칙 양자화 레벨 또는 샘플 레벨들 중 한 레벨과 동등하고 따라서 대략 8 개의 사용자 데이터 비트를 표시한다. 따라서 전송된 데이터 심볼 시퀀스는 네트워크상에서 디지털 형태로 명백히 전송된다.
기본 나이퀴스트 이론(basic Nyquist theory)으로부터, W Hz 의 양측 대역폭을 갖는 채널은 W 심볼/초 이하의 속도로 낮은 왜곡 신호를 지지할 수 있음이 알려져 있다. 따라서, 이용 가능한 양측 가입자 회선 대역폭이 대략 6kHz일 경우, 최대 심볼 속도는 약 6000 심볼/초이다. μ-법칙 샘플 레벨이 신호 알파벳으로서 이용되므로, 이 최대 심볼 속도는 6000 심볼/초로서 동등하게 정해진다.
반대로, PSTN(309)이 8000 샘플/초로 샘플링할 수 있는 것으로 가정되었다. 결과적으로, PSTN(309)에 의해 수신된 8 샘플링중 기껏해야 6 샘플링만이 임의로 선택될 수 있다. 즉, 모뎀의 출력이 6000 샘플링/초로 대역 제한되는 경우 독립적인 8000 샘플/초를 선택하여 모뎀을 통해 그들을 전송하는 것은 불가능하다. 본 실시예에서, 이들 6000 샘플/초의 각각은 8 비트를 나타내므로, 실용적인 대역폭 조건을 고려한 경우일지라도 전화 가입자 회선상에서는 48kbps까지의 전송 속도를 실행할 수 있다.
통상적으로 서술되는 바와 같이, QLS 모뎀(203)으로부터 얻어진 아날로그 신호는, 본 명세서에서 아날로그 샘플은, 프레임 시퀀스에 있어서 M 심볼의 그룹으로, 샘플들로 전송되는 "펄스 신호"로서 지칭된다. 각 프레임은 N 클럭 주기를 구비하고, 여기서 각 클럭 주기는 PSTN(309)의 네트워크 샘플링 클럭의 주기(Ts)와 동일하다. 따라서, 프레임의 주기(Tp)는 NTs와 같다. 펄스신호의 각 프레임에서, M 샘플의 그룹은 본 명세서에서 "사용자 데이터 함유"(UDB) 샘플로서 지칭되는 반면, (N-M) 샘플의 그룹은 "비사용자 데이터 함유"(NUDB) 샘플로서 칭해진다. 본 실시예에서, M = 6 샘플/초는 N = 8 클럭 주기를 구비하는 프레임으로 전송되고, 여기서 8000 샘플링/초에 대해, 네트워크 샘플링 클럭의 주기(Ts)는 125 마이크로-초(μ sec)이고, 따라서 Tp= 1 밀리-초(msec.)이다. 따라서, 8개의 출력 샘플 중 6 샘플이 전송된 양자화 레벨로 구동되는 반면, 즉, UDB 샘플인 반면, 나머지 두 샘플은 NUDB 샘플이다. 나이퀴스트 이론에 따르면, NUDB 샘플은 임의로 선택될 수 없으므로, 이들은 QLS 모뎀(203) 및 네트워크-레벨 QLS 모뎀(305)(이하 기술되는)에 의해 0으로 세트된다.
QLS 모뎀(203)이 가입자 회선(217)을 통해 6000 샘플/초 데이터를 제공하도록 하기 위해서는, 부가적인 설계 조건이 고려되어야 한다. 전술한 아야노글루 등에 의한 미합중국 특허 출원 "High-Speed Quantzation-Level-Sampling Modem with Equalization Arrangement"에 기술된 바와 같이, 신호(h(t))가 모든 f 에 대해 │f│≤l/(2T) 이고, l = 0, ± 1, ± 2,... 인 나이퀴스트 주파수 변환 (f+i/T) 중 적어도 MR개에서, 양측 비 소멸 스펙트럼 지지(non-vanishing spectral support)를 갖는 경우, 송신기 및 수신기 필터를 지정할 수 있게 됨에 따라 M 사용자로부터의, M 데이터의 각각은 다른 데이터 스트림으로 부터의 간섭없이도 복원될 수 있다. 이러한 작업 상태를 실현하는 송신기 및 수신기 필터 세트는 통상의 분야에서 잘 알려진 바와 같은 일반화된 제로 포싱(generalized sero-forcing; GZF) 기준을 따르는 것으로서 칭해질 수 있다. 전술한 아야노글루 등에 의한 미합중국 특허 출원에 지정되어 있는 바와 같이, 이러한 분석은 송신기 필터 세트 또는 수신기 필터 세트가 고정되는 경우, 고정된 세트가 특정의 스펙트럼 요건을 충족하면, 한 세트가 다른 세트를 선택하는 융통성을 가지고 있음을 나타내도록 확장될 수 있다. 특히 고정된 필터 세트의 부재가 순수한 지연 소자이고, 2 지연 값이 동일하지 않은 경우, 이들 스펙트럼 요건은 거의 항상 충족되며, GFZ기준을 실현하도록 다른 필터 세트를 선택할 수 있다. 이러한 개념은 단일의 사용자가 M/T 속도 심볼 시퀀스를 전송하되, 심볼간의 시간 간격이 불균일한 QLS 모뎀을 설계하기 위한 기초를 형성한다.
제 1 도는 라인(217)상에 펄스 신호를 제공하는 QLS 모뎀(203)의 송신기 부분의 예시적인 블럭도를 도시한다. 사용자 데이터(229)는 양자화 레벨의 이용에 제한이 가해지지 않는 경우 대략 48 kbps 의 속도로 송신 QLS 모뎀(203)에 제공된다. 인코더(233)는 사용자 데이터(229)를 6 개의 병렬 1000 심볼/초 채널 심볼 스트림(235-240)으로 인코드한다. 즉, 예시적으로 인코더(233)는 M/T 속도 샘플 스트림을 제공하는데, 여기서 M = 6 이고, 1/T = 1 kHz 이다. 전술한 바와 같이, 인코더(233)는 μ법칙 양자화 레벨 자체를 신호 알파벳으로서 이용한다. 송신소자(221)는 6 개의 송신기 필터(251-256)를 포함하고, 각각의 이러한 필터(또는 송신 등화기)는 채널 심볼 스트림들 중 하나에 대해 작동한다. 송신기 필터 출력(261-266)은 송신기 합산장치(transmitter summer)(270)로 합산되고, 합산장치 출력 신호(272)는 디지털-아날로그 변환기(279)에 의해 아날로그 형태로 변환되고필터링된다. 후자는 가입자 회선(217)을 통한 전송을 위해 펄스 신호를 PSTN(309)의 지방 집중국(도시되지 않음)에 제공한다.
PSTN(309)의 집중국(도시되지 않음)에서, 코덱(301)은 8000 심플/초의 속도로 펄스 신호를 필터링 및 샘플링하고, 이들 샘플 전압을 양자화하여 네트워크 레벨 모뎀(305)(도시되지 않음)을 통과하는 PSTN(309)을 통해 코덱(315)으로 전송되는 DSO 디지털 시퀀스로 인코딩한다. 이러한 수정된 DSO 디지털 시퀀스 부분이 제 2 도에 예시적으로 도시되어 있다. DSO 부분(302)은 프레임(303) 및 프레임(207)에 걸친 라인(217)상의 펄스 신호의 디지털 표시이다. UDB 샘들은 di(i = 1 내지 20)로 표시되는 반면, NUDB 샘플은 0으로 세트된다.
송신 QLS 모뎀(203)으로 부터의 신호 전송을 완료하기 위해, 코덱(315)은 DSO 시퀀스를 가입자 회선(219)상에서 수신 QLS 모뎀(205)으로 송신되는 다른 펄스신호로 변환한다. 이 펄스 신호는 QLS 모뎀(205)의 수신기 소자(223)에 의해 수신된다. 수신된 펄스 신호는 8000 샘플링/초의 속도로 샘플링하는 A/D 변환기(281)에 의해 디지털 형태로 변환된다. 이와 같이 하여 얻어진 디지털 신호(283)는 여섯개의 병렬 수신기 필터(291-296)에 의해 처리된다. k 번째 수신기 필터(또는 수신 등화기) RXk(294)는 1000 샘플/초의 속도로 디지털 샘플(454)의 스트림을 생성하며, 이들 샘플은 QLS 모뎀(203)의 k 번째 송신 등화기 Txk(254)에 입력된 대응하는 송신된 샘플링 스트림(238)의 측정치이다. 샘플 스트림(451-456)은 255개의 가능한 μ-법칙 샘플링 레벨 중 가장 근접한 레벨에 대응하는 8-비트 워드로 각각의 샘플링을매핑하는 슬라이서(slicers)(461-466)에 의해 처리된다. 6 개의 슬라이서 출력 심볼 스트림(471-476)은 최고 48 kbps 의 속도로 6 개의 1000 심볼/초 채널 심볼 스트림을 단일의 사용자 출력 스트림(230)으로 매핑하는 디코더(480)에 의해 처리된다.
이상 QLS 데이터 통신 시스템의 동작이 기술되었으며, 이제부터 네트워크-레벨 QLS 모뎀(305)을 설명한다. 네트워크-레벨 QLS 모뎀(305)은 PSTN(309)에 의해 제공되는 고속 데이터 서비스 제공의 일부인 이러한 네트워크-레벨 QLS 모뎀의 풀(pool)을 나타낸다. 이러한 풀은 소정 수의 방법으로, 예를 들면, 이 고속 데이터 서비스에 연관된 사전 정의된 전화 번호를 통해 액세스될 수 있다. 일단 이러한 풀이 액세스되면, 그 다음에 후속하는 데이터 접속이 네트워크-레벨 QLS 모뎀(305)을 통해 스위치된다. 후자는 "A Modem with Received Signals and Transmitted Signals Comprising Signal Sets"이란 명칭의 엔.알.다그데비렌의 전술한 미합중국 특허 출원에 기술된 바와 같은 코드 변환 프로세스로 구현된다. 이 코드 변환 프로세스는 PSTN(309)내에 발생하는 하이브리드 누출을 보상하고 NUDB 샘플링이 0으로 세트되도록 보장한다. 본 실시예의 목적을 위해, 각각의 네트워크-레벨 QLS 모뎀은 단순히 디지털로 표시된 펄스 신호를 수신하고 송신하는 것으로 가정된다.
네트워크-레벨 QLS 모뎀의 예시적인 실시예가 제 3 도에 도시되어 있다. 네트워크-레벨 QLS 모뎀(305)은 디지털 신호 프로세서(DSPs) 및 연관된 회로를 구비하여 에코우 제거 및 코드 변환 작업을 수행한다. 라인(304 및 306)은 교환 지방국 A/D변환기에서 필터링되고 양자화되어, 이미, 디지털 DSO 포맷인 상태인 것으로 가정한다. 네트워크-레벨 QLS 모뎀(305)은 라인(304 및 306)을 통해 QLS 데이터 접속장치로 접속된다. 특히, 디지털 신호(301)는 라인(302)에서 에코우를 추정하도록 에코우 제거장치(70)에 의해 이용된다. 코드 변환기(60)는 라인(303)상의 데이터 함유 샘플링을 자신의 수신 배열로부터 송신 배열로 변환하고 이들 라인(306)을 통해 국소 캐리어(local carrier)로 전송한다. 본 설명의 목적을 위해, 코드 변환기(60 및 65)에 의해 수행된 코드 변환은 중요하지 않다.
임의의 네트워크 QLS 데이터 통신 장치, 예를 들면, 네트워크 레벨 QLS 모뎀(305)에 있어 타이밍의 복원은 관심사가 아닌데 그 이유는 임의의 네트워크 장치는 네트워크내의 클리어 타이밍 신호(clear timing signal)를 정확히 수신하기 때문이다. 그러나, 전술한 바와 같이, 전술한 QLS 모뎀의 변조 방법을 동작시키기 위해서는, QLS 모뎀 및 PSTN 의 네트워크 샘플링 클럭 사이에서 수신 및 송신 방향으로 타이밍 동기화가 이루어져야 한다. 이러한 동기화는 필수적인데 그 이유는 PSTN 내에 배치된 네트워크 샘플링 클럭이 임의의 양자화 장치의 샘플링 시점을 제어하기 때문이다. 예를 들면, QLS 모뎀으로부터 그의 지방 집중국으로 전송된 데이터 심볼은 A/D 변환기가 각 샘플을 독출하는 정확한 순간에 분국의 A/D 변환기에 도달해야 한다. 마찬가지로, 수신 QLS 모뎀은 그의 지방 집중국의 네트워크 샘플링 클럭에 동기화되어야 한다. 불행하게도, 타이밍 지터로서 추정된 타이밍에 있어서의 임의의 편차는 제각기 수신된 데이터 신호에 심볼간 간섭을 제공하는데 그 이유는 양자화 장치가 다른 펄스가 없는 상태에서는 신호를 더 이상 샘플링하지 않기 때문이다. 이러한 높은 데이터 속도에서는, QLS 데이터 통신 시스템내의 허용 가능한 최대 타이밍 지터가 전형적으로 매우 작다. 예를 들면, 42 킬로비트/초(kb/s)를 초과하는 데이터 전송 속도에 대한 최대 허용 가능한 타이밍 지터는 70 나노-초 미만이 될 수 있다.
"A High-Speed Modem Synchronized to a Remote Codec"이란 명칭의 아야노글루 등의 전술한 미합중국 특허 출원에 기술된 바와 같이, 다수의 동기화 방법이 제안되었다. 모든 이들 기법은 통상 QLS 데이터 접속의 개시 부분동안 트레이닝 신호를 등화하는 수신 QLS 모뎀에 촛점이 맞추어져 있다. 이러한 등화에 의해, 타이밍 지연은 통상의 분야에서 알려져 있는 바와 같이 조정될 수 있다. 그후, 통상의 적응적 등화 방법이 취해쳐서 타이밍을 유지할 수 있다. QLS 모뎀에서의 등기화는 송신 및 수신 양 방향으로 필요하므로, 이러한 등화는 송신 및 수신 경로 모두에서 수행된다.
전술한 등화 방법이 네트워크 샘플 클럭에 QLS 모뎀을 동기화하는데 이용될 수 있는 반면, 본 출원인은 대안적인 타이밍 시스템을 제공한다. 본 발명에 따르면, 타이밍 신호는 펄스 신호와 중첩되며, 이 펄스 신호는 PSTN 으로부터 수신 QLS 모뎀으로 송신된다. 이러한 수신된 타이밍 신호에 응답하여, 수신 QLS 모뎀은 네트워크 샘플링 클럭 주파수에 동기된다.
다음의 설명에 있어서, 임의의 내부 네트워크 타이밍 지터가 매우 작은 고주파 지터여서 샘플간의 편차가, 예를 들면, 약 10 내지 20ns 로 심하지 않거나, 또는 이 지터가 장기간(Iong-term)이고 위상 동기 루프(PLL)에 의해 추적될 수 있으며 PSTN(309)으로부터 수신 QLS 모뎀으로의 경로 및 그의 반대 경로에 누적된 일주지연(round-trip delay)에 의한 약간의 저하(degradation)가 야기되는 것으로 암묵적으로 가정된다.
전술한 바와 같이, 펄스 신호에 있어서, NUDB 샘플은 임의의 데이터를 전송하는데 이용될 수 없는데, 이는 전화 가입자 회선상의 6 kHz 의 이용가능한 대역폭에 대해 6000 샘플/초의 나이키스트 제한과 어긋나기 때문이다. 특히, M = 6 및 N = 8 의 경우, 임의의 데이터를 송신하기 위해 두개의 NUDB 샘플을 이용하면 심볼 간 간섭을 초래하는데, 이 심볼간 간섭은 임의의 선형 수신 등화기에 의해 완화될 수 없다. 그러나, 본 출원인은 비-제로 NUDS 샘플의 클래스를 이용하면 수신기에서 완화 불가능한 간섭을 야기시키지 않고도 네트워크 샘플링 클럭에 수신 모뎀을 동기화시킬 수 있음을 알았다. 특히, 본 출원인이 제안하는 방법은 네트워크로부터 수신 QLS 모뎀으로의 다운스트림 송신 스트림상에 순수한 톤( 및 부수적인 하모닉스(concomitant harmonics))을 중첩하는, 즉, 부가하는 것을 요구한다. 이러한 톤은, 임의의 정보-운반 데이터 샘플의 값을 변경시키지 않도록 각 프레임에서 이용되지 않는 샘플중 한 샘플을 조작하는 것 만으로 삽입된다.
앞서의 실시예와 연속하여, 6-out-of-8 펄스 신호 방법이 이용되어 6 개의 샘플, 즉, UDB 샘플이 데이터를 전송하고, 2 개의 이용되지 않는 시간 슬롯이 전송되는 것으로 가정된다. 비록 예시적인 목적을 위해 연속적인 것으로 기술되었다하더라도, 프레임내의 NUDB 샘플 또는 UDB 샘플이 연속적일 필요는 없다. 본 발명의 실시예에서, 정상적일 경우 0 으로 유지될 수 있는 각 8 샘플 프레임중 마지막 샘플은 연속적인 프레임에서 +A 및 -A 의 레벨로 교번적으로 세트된다. 즉, 프레임주기(Tp)에 있어서, 펄스 신호는 데이터 함유 샘플을 포함하며, 이 데이터 함유 샘플은 원단 QLS 모뎀과, 이러한 NUDB 샘플 레벨이 교번하는 적어도 하나의 비사용자 데이터 함유(NUDB) 샘플에 의해 제공된다. 이것은 제 4 도에서 수신 QLS 모뎀에 송신된 펄스 신호에 중첩되는 타이밍 패턴을 나타내는 프레임(11 및 12)으로 예시되어 있다. 통상적으로, 전이중 전송을 위해 A 의 선택은 모뎀에서의 강한 수신 톤(strong received tones) 대 하이브리드를 통하는 저누화 톤(low cross-talk) 사이의 중간점이다. 다운스트림 방향으로, 예를 들면, PSTN 네트워크(304)로부터 수신 QLS 모뎀으로, A 는 레벨 64, 또는 최대 4015.5 유닛중에서 247.5 유닛으로 선택된다. 제 5 도에 도시된 바와 같이 이들 유닛은 잘 알리진 μ-법칙 코딩에 적합하다.
이러한 [...-A0000000A0000000A-...]의 중첩된 패턴은 개별적인 톤을 생성하나, 내부대역 톤(≤4 킬로헤르쯔(kHz))은 500, 1500, 2500, 및 3500 헤르즈(Hz)에 있다. 본 실시예에서, 1500 Hz 톤이 타이밍 기준으로서 이용된다. 다른 톤들이 불필요한 반면, 단지 하나의 톤을 제조하기 위해서는 6 UDB 샘플링에 신호를 첨가하는 것이 필요하다. 비록 이것이 행해질 수 있다 하더라도, 이것은 두가지 이유로 인해 바람직하지 않다. 먼저, 다운스트림 신호 샘플이 이산적인 값 알파벳(μ-법칙 레벨)으로부터 선택되므로, 완전한 톤을 생성하는 것은 불가능한 것으로 판명되었다. 다음에, 타이밍 정보를 갖는 "공유" 동적 범위에 대해 데이터-운반 샘플을 요구하는 것은 실질적인 데이터에 대해 이용 가능한 동적 범위를 효과적으로 감소시킨다.
실제로, 보다 일반적인 주기 패턴[...-A0000000B0000000-A...]이 또한 이용될 수 있다. 본 실시예를 위해, A≠B 인 경우 톤은 1000 HZ의 배수들에서 또한 생성될 수 있다.
다운스트림 송신은 집중국내에서 D/A 변환기에 의해 클럭 아웃(clock out)될 수 있으므로, 네개의 중첩된 내부대역 톤을 네트워크 장치의 주파수에 의해 정확히 결정된 주파수를 소유하는 수신 QLS 모뎀에 도달한다. 수신 QLS 모뎀은 이러한 주기적인 교류 신호 레벨로부터 타이밍 정보를 추출하여 네트워크 샘플링 클럭에 QLS 모뎀을 동기화하고, 수신된 QLS 신호의 데이터-함유 샘플상에서 NUDB 샘플링의 어떠한 왜곡 효과든지 제거시킨다.
본 실시예에서, 타이밍 신호는 네트워크-레벨 QLS 모뎀에 의해 송신된 펄스신호와 중첩되는 것으로 가정된다. 제 6 도는 본 발명의 원리를 채용하는 네트워크-레벨 QLS 모뎀의 블럭도이다. 제 6 도의 네트워크-레벨 QLS 모뎀(405)이 제 1 도 및 제 3 도의 네트워크-레벨 QLS 모뎀(305)으로 교체된다. 네트워크-레벨 QLS 모뎀(405)은 타이밍 가산 절차(80,85,90, 및 95)를 제외하고 네트워크-레벨 QLS 모뎀(305)과 유사하다. 제 3 도에서와 같이, 라인(304 및 306)은 교환 지방국으로 부터/교환 지방국으로 디지털 DS0 정보를 제공하는 것으로 가정되고, 에코우 제거기(70 및 75)는 트랜스-하이브리드 에코우에 대응하는 면역성을 제공하며, 코드 변환기(60 및 65)는 수신 및 송신 배열 사이를 중재한다. 또한, 프로세스(90 및 95)는 심볼-간섭 및 하이브 리드에 가까운 에코우의 합류에 의해 야기된 NUDB 샘플내의 에너지를 제거(zero-out)한다. 프로세스(80 및 85)는 신호(304 및 306)가 교환 지방국으로 역 전송되기 전에 방금 제거된 NUDB 샘플로 삽입될 타이밍 샘플을 생성한다.
제 7 도는 본 발명의 원리를 채용하는 QLS 모뎀의 일부의 블럭도이다. 간략하게, QLS 모뎀(505)의 수신기 부분이 설명된다. 전술한 바와 같이, 네트워크-레벨 QLS 모뎀(405)는 타이밍 톤(±A)에 간삽된 데이터(d1)의 스트림을 기술된 데이터 포맷[...d1d2d3d4d5d60Ad7d8d9d10d11d120-A...]으로 전송한다. 이 데이터의 스트림은 코덱 필터와, 수신 필터, 소자(500)로서 표시된 채널 응답 함수 C(ω)으로 표시되는 캐스캐이드인 가입자 회선 및 수신기 필터와, 라인(501)을 통해 수신 QLS 모뎀(505)에 도달하며 아날로그-디지털 변환기(575)에 의해 디지털 포맷으로 변환된다.
수신된 신호는 QLS 모뎀(505)의 톤 제거기(580)에 인가된다. 후자는 타이밍 응답 필터(565) 및 가산기(510)를 포함한다. 타이밍 응답 필터(565)는 수신된 타이밍 신호 자체에 샘플링된 추정치를 표시하는 신호를 제공한다. 타이밍 신호에 대한 채널 응답의 추정치는 본 명세서에서로 표시되고, 이것은 이하 기술되는 개시 단계에서 결정된다. 가산기(510)는 수신된 펄스 신호로부터 타이밍 응답 필터(565)의 출력 신호를 감산하고, 이에 의해 수신된 펄스 신호로부터 타이밍 신호를 제거하거나, 또는 없앤다. 결과적으로, 라인(511)을 통해 가산기(510)에 의해 제공된 신호는 이상적으로 단지 데이터만의 신호이다. 후자는 라인(546)상에 제공되는 데이터 신호의 복구를 위해 에코우 제거기(560), 등화기(550), 및 슬라이서(545)에인가된다.
복구된 데이터 신호는 데이터 제거기(585)에 또한 인가된다. 후자는 리프레임 소자(570), 채널 모델 필터(530), 지연 소자(520), 및 가산기(525)를 포함한다. 데이터 신호가 복구된 후, 이것은 리프레임 소자(570)에 의해 8개(앞부분의 6개의 데이터 심볼 및 뒷부분의 2개의 0)의 블럭으로 재프레임화되고 채널 모델 필터(530)를 통해 역전송된다. 후자 필터는 데이터 신호에 대한 채널 응답의 추정치를 제공한다. 이 추정치는 본 명세서에서 이하 기술되는 개시 단계에서 결정되는로 표시된다. 마지막으로, 가산기(525)는 지연 소자(520)(이하 기술되는)에 의해 제곱되는 최초의 인입 신호의 지연된 버전으로부터 채널 모델 필터(530)의 출력 신호를 감산하고, 이에 의해 데이터 신호를 제거하고, 라인(526)을 통해 타이밍 신호의 추정치를 제공한다. 타이밍 복구는 위상 동기 루프(PLL)(535)에 의해 수행되고, 이것은 수신된 1500 Hz 톤을 추종하고, 타이밍 기준(555)을 제어하여 생성된 톤과 동일한 8000 Hz 샘플링 클럭을 나타내는 기준 타이밍 신호()를 라인(556)에 제공한다. 특히, 타이밍 기준(555)은 기준 타이밍 신호()를 라인(556)에 제공하고, 라인(554)상에 제공되는로부터 1500 Hz 신호를 도출한다. PLL(535)은 타이밍 기준(555)에 의해 생성된 1500 Hz 신호와 수신된 1500 Hz 톤을 비교하고 타이밍 기준(555)을 조정하여 1500 Hz 신호를 동기화하여, 이에 의해 네트워크 클럭에를 동기화시킨다. 실험적으로, 0.1 Hz 대역폭을 갖는 PLL 이 이용되었다. 또한, 기준 타이밍 신호()는 리프레임 소자(570)와 같이 타이밍 패턴을 재생하는변환기(540)에 인가되고, 이 타이밍 패턴은 라인(541)을 통해 타이밍 응답 필터(565)에 인가된다. 이 재생 타이밍 패턴에 응답하여, 타이밍 응답 필터(565)는 전술한 타이밍 신호에 대한 채널 응답의 추정치를 제공한다.
이러한 기법의 한 장점은 톤의 주기성으로 인한 타이밍 응답 필터(565)가 단순화되는 특성이다. 즉, 탭(taps)의 수가 프레임내의 샘플 수의 두 배이다. 본 실시예예서, 6-out-of-8 펄스 신호 방법이 이용되므로, 타이밍 응답 필터(565)는 단지 16 탭 길이를 필요로 한다. 또한, 최종 8 탭은 단순한 관계식 2(i-8) 에 의해 처음 8 탭과 관련이 있고, 이 식에서 8≤i≤15 이며, 타이밍 응답 필터(565)에 저장되는데에 메모리내의 단지 8위치만이 필요하다.
예를 들면, +A 의 시퀀스는 T=16Ts에 위치된다. 톤의 주파수 스펙트럼이 다음식으로 표시될 수 있음은 근본적인 특성이다.
여기서, f0= 1/T 이다. 이리한 상태에서 f0= 500 Hz 이다. -A 펄스에 대해 유사한 표현이 존재하는데, 이것은 T/2 로 대체된다. 특히,
식(1)과 식(2)을 가산하여 다음을 산출한다. 즉,
따라서, 식(3)으로부터, 생성된 타이밍 신호에 대한 시간 영역 표현은 본 명세서에서 tones(t) 로서 표현된다. 즉,
전술한 채널 응답 함수 C2(ω)에 의해 표시된 선형 채널을 통과한 후, QLS 모뎀은
인 톤 신호를 수신하는데, am및 φm는 주파수 mf0에서 C2(ω) 의 감쇄 및 위상 쉬프트 성분을 표시한다. 추측상 m > 7 에 대한 am는 채널 및 필터 감쇄로 인해 무시할 정도이다.
식(5)으로 복귀하면, 주파수 mf0의 각 개별직인 성분 톤은 T 의 약수인 주기를 갖고, 각 톤은의 시간 대치에 대한 부호를 변화시킨다. 따라서,
따라서 외부대역 톤이 무시할 정도의 전력을 갖는다고 가정하면, 내부대역 톤은 그 값이 톤 신호의 16Ts이격된 값인 클럭 16 탭 지연 라인의 출력을 감산함으로써 제거될 수 있다. 이것은 제 7 도에서 톤 제거기의 기능이다. 이하 기술되는 바와 같이, 이들 값은 데이터가 전송되지 않는 초기 트레이닝 단계동안 인식된다. 또한, 식(7)으로부터, 단지 8 개의 연속적인 값만이 기억될 필요가 있고, 다른 8개의 값은 이들의 음의 값이다.
전술한 설명에 따르면 타이밍 응답 필터(565) 및 채널 모델 필터(530)에 의해 이용된 각각의 채널 응답 함수및(ω)이 제각기 개시, 즉, 트레이닝 단계에서 결정되는 것으로 가정하였다. 개시 단계의 예시적인 부분은 제 8 도에 도시되어 있다. 예를 들면, 데이터 속도 절충 장치등과 같은 트레이닝 단계의 다른 소자들은 도시되어 있지 않다.
제 8 도의 단계(605)에서, 네트워크-레벨 QLS 모뎀(405)은 제 4 도에 도시된 타이밍 신호만을 QLS 모뎀(505)에 송신한다. 단계(610)에서 QLS 모뎀(505)은 이러한 기준 클럭으로 부터, 라인(541)상에 타이밍 신호를 생성한다. 특히, 지연 소자(520)는 N 탭의 벌크(bulk) 지연을 제공하고 등화기(550)를 통해 전파 지연을 나타낸다. N 의 값은 등화기 길이의 절반이어야 한다. 등화기는 약 100 탭이 될 수 있으므로, N 은 예시적으로 50 탭의 지연이다. 데이터 신호가 현재 전송되고 있지 않으므로, 가산기(525)는 지연 소자(520)로부터의 출력신호를 PLL(535)에 직접 제공한다. 후자는 1500 Hz 톤을 추종하고 로크하고, 8000 Hz 샘플링 클럭()의 추정치를 도출한다. 이 추정치는 타이밍 응답 필터(565)에 인가된다.
PLL(535)이 로킹(locking)되고 Ts이 추정된 후, 단계(615)에서 QLS 모뎀(505)은 타이밍 신호에 대한 채널 응답을 추정한다. 즉, QLS 모뎀(505)은 단계(615)에서을 결정한다. 이 단계에서, 타이밍 응답 필터(565)는초 마다 샘플링하고 단지 타이밍 신호인 수신 신호를 평균화하여 타이밍 신호에 대한 16 샘플 채널 응답을 정확히 인식한다. (전술한 바와 같이, 단지 16 탭만이 요구되어 타이밍 신호에 대해 채널 응답을 구현한다.) 그리고 나서 이들 인식된 샘플은 타이밍 응답 필터(565)의 16 탭으로서 타이밍 응답 필터(565)의 메모리(도시되지 않음)에 저장된다.
단계(615)후, 네트워크-레벨 QLS 모뎀(405)은 단계(620)에서 타이밍 신호를 턴 오프시키고 단계(625)에서 사전 정의된 트레이닝 신호(predefined training signal)의 송신을 개시한다. 이 트레이닝 신호는 사전 정의된 의사 랜덤 시퀀스(ak)로서, 이진화될 수 있으며, 모든 시간 슬롯(time slots)을 이용하여 1/Ts속도 로 네트워크-레벨 QLS 모뎀(405)으로 부터 전송된다. 단계(630)에서, 채널 추정치는 QLS 모뎀(505)에 의해 형성된다. (C(ω)이 실질적으로 알려져 있지 않으므로, 이것은 전체 대역폭에 걸친 채널 응답의 근사치인으로서 추정된다.) 수신된 트레이닝 신호는 지연 소자(520)에 의해 지연되고 가산기(525)에 인가된다. 또한, 프로세서(590)는 리포맷터(reformatter)(570)를 통해 동일한 시퀀스(ak)의 N 씩 지연된 버전(delayed-by-N version)을 채널 모델(530)에 인가한다. 채널 모델(530)은 채널 및 채널 모델 출력사이의 에러를 0 으로 적응적으로 조정하는 적응 필터(adaptive filter)이다. 이 에러 신호는 가산기 출력(526)에 의해 제공된다. 단계(630)는 PLL(535)이 표류를 시작하지 않도록 충분히 신속히 수행되는 것으로 가정된다. 즉, PLL(535)는 이 단계동안 자유롭게 실행하는 것으로 가정된다. 이에 결화하는는 채널 지연을 포함하는 것을 주의해야 한다.
일단 채널 모델 적용이 종료되면, 네트워크-레벨 QLS 모뎀(405)은 단계(635)에서 의사 랜덤 데이터 신호를 턴 오프시키고 단계(640)에서 타이밍 신호를 다시 턴 온시켜 QLS 모뎀(505)의 PLL(535)를 재 록킹(re-locking)한다. 또한, 단계(635)에서 추정된 채널 모델은 QLS 모뎀(505)에 의해 오프-라인으로 이용되어 등화기(550)를 신속히 트레이닝한다. 보다 상세한 정보를 위해, 전술한 아야노글루 등에 의한 "A High-Speed Quantization-Level-Sampling Modem Equalization Arrangement"이란 명칭의 미합중국 특허 출원을 참조하라. 대안적으로, 등화기(550)는 다른 트레이닝 신호에 의해 직접 트레이닝될 수 있으나, 미세한 순간적인 트레이닝 오 조정(training misadjustments)으로부터 야기된 실시간의 완만함(slowness) 및 불가피한 노이즈는 이 등화기를 바람직한 선택사양이 되지 못하게 한다.
마지막으로, 안정 상태 동작은 단계(645)에서 개시한다. 톤 제거가 초래되고, 등화기(550)는 라인상에 제공되고, 그들의 출력 데이터 추정치는 채널 모델(530)을 통해 전송되어 데이터 배경을 감산하고, 최종적인 록킹(final locking)을 위해 비교적 깨끗한 (고 신호-대-노이즈 비율(SNR)) 타이밍 신호가 PLL(535)에 제공된다.
전술한 설정 단계에서, 전체 채널 응답및 타이밍 신호에 대한 채널 응답은 변화하지 않거나 또는, 이들이 변화하는 경우, 이들은 각각 매우 느리게 변화하는 것으로 가정된다, 데이터 통신동안에, 에러율이 사전 정의된포인트(predefined point)이상으로 증가하면, 재 트레이닝(re-training)이 수행되어 새로운 이들 채널 응답을 추정하는 것으로 가정된다.
본 발명의 특성에 따르면, 본 출원인은 PSTN 내의 A/D 및 D/A 변환기가 동일한 네트워크 샘플링 클럭에 따라 동작하므로, 다운스트림 샘플링 주파수에 QLS 모뎀을 동기화하는 것은 업스트림 샘플링 주파수에 대해 QLS 모뎀을 동기화하는 것과 동등하다는 것을 알았다. 즉, 송신 QLS 모뎀에 의해 "보여지는" 네트워크 A/D 변화기는 동일한 네트워크 클럭을 이용하므로, 송신 QLS 모뎀은 네크워크 A/D 샘플링 주파수도 역시 알고 있다. 업스트림 방향으로 채널 특성의 일부로서 이것을 포함시키므로써 네트워크 및 송신 QLS모뎀 사이의 임의의 고정된 상태 위상 쉬프트가 발생된다. 예시적으로 네트워크-레벨 QLS 모뎀은 전술한 개시 단계동안 우선적으로 "채널을 인식한다". 이 개시 단계에서, 네트워크-레벨 QLS 모뎀은 QLS 모뎀에 의해 제공되는 의사 랜덤 데이터 시퀀스를 수신하고, 채널 응답을 계산한다. 이 채널 응답은 소정의 시간 지연을 포함한다. 그리고 나서 네트워크-레벨 QLS 모뎀은 계산된 채널 응답을 QLS 모뎀으로 역전송한다. 이 원리를 이용하여, 본 타이밍 시스템은 모든 타이밍 정보를 단지 다운스트림 펄스 신호로 바꾸고 QLS 모뎀의 수신 부분은 두 방향에 대한 동기화를 획득한다.
종료를 위해 한 포인트에 유의해야 한다. 업스트림 방향으로 반이중 전송을 위해, 타이밍 신호는 다운스트림을 QLS 모뎀에 계속해서 전송해야 한다. 그러나, PSTN 의 집중국내의 하이브리드로 인해, 이 타이밍 신호는 업스트림 방향의 아날로그 세그먼트에 누화를 초래한다. 즉, 이 타이밍 신호의 에코우는 업스트림 송신에나타난다. 이 에코우는 전이중 수신으로 생겨난 통상의 하이브리드에 의해 초래된 누화와 같이 처리될 수 있다. 예를 들면, 이 에코우는 전술한 네트워크-레벨 QLS 모뎀내의 에코우 제거기에 의해 제거될 수 있다. 그러나, 본 출원인은 업스트림 송신동안 송신 QLS 모뎀에서 적절한 아날로그 샘플을 가함으로써 타이밍 신호의 이 에코우를 제거할 다른 가능성이 있음을 알았다. 다른 동작에서, 송신 QLS 모뎀은 부가적인 아날로그 신호를 부가하여 네트워크 하이브리브에 의해 야기된 전송된 타이밍 신호의 소정의 에코우를 제거한다. 이로 인해 에코우 신호의 대응하는 증가에 상관없이 송신된 타이밍 신호가 전력에 있어 증가하는데 그 이유는 에코우는 부가적인 아날로그 신호의 송신에 의해 순차적으로 제거되기 때문이다. 타이밍 신호의 송신된 전력이 높아질수록, 수신 QLS 모뎀의 추적하는 능력이 높아진다.
PSTN으로 부터 수신 QLS 모뎀으로의 타이밍 신호의 송신에 의해 생성된 에코우 신호를 제거하는 예시적인 방법은 제 9 도에 도시되어 있다. 후자는 단계(805,810,및 815)의 첨가를 제외하고 제 8도와 동일하다. 단계(805)에서 네트워크-레벨 QLS 모뎀(405)은 개시 단계동안 QLS 모뎀(505)에 대한 타이밍 신호 송신 결과에 따라 수신된 에코우 신호의 양을 추정한다. 이 추정은 몇가지 방법으로 수행될 수 있는데, 예를 들면, 데이터 신호가 전송되지 않으므로, 업스트림 방향으로의 프레임내의 소정의 샘플은, 이상적으로, 0 이어야 한다. 따라서, 소정의 추정된 신호 레벨은 송신된 타이밍 신호의 에코우이다. 개시 단계의 후자에서, 추정된 에코우 신호의 반대 값은 단계(815)에서 QLS 모뎀(505)으로 송신된다. 이후 QLS 모뎀(815)은 단계(820)에서 이러한 반대값인 부가적인 아날로그 신호를 임의의 전송된 펄스 신호에 부가한다. 결과적으로, 본 발명의 원리에 따라, PSTN 의 하이브리드에 전송된 신호에 대한 에코우 신호의 순차적인 가산으로 에코우 신호를 제거한다.
QLS 모뎀의 송신기 부분은 제 10 도에 도시되어 있으며, 이것은 프로세서(905)를 부가한 것을 제외하고 제 1 도의 송신기(221)와 유사하다. 후자는 송신된 펄스 신호의 가산을 위해 가산기(270)를 통해 반대 값 아날로그 신호를 생성한다. 이 반대 값 아날로그 신호는 프레임의 모든 샘플상에 걸쳐 가산된다. 따라서, 기본 데이터 신호의 동적 범위는 대응적으로 감소된다.
비록 본 발명의 개념이 적어도 하나의 교류 NUDB 샘플의 이용을 통해 펄스신호상에서 타이밍 신호를 중첩하는 문맥으로 기술되었다 하더라도, 소정의 타이밍 신호는 적어도 하나의 UDB 샘플상에서도 또한 중첩될 수 있음을 알아야 한다. 이 경우에, 타이밍 신호는 네트워크-레벨 장치로부터 생성될 필요가 없다. 실제로, 타이밍 신호원은 어떤곳이라도, 예를 들면, 송신 QLS 모뎀이 될 수 있다. 그러나, 전술한 바와 같이, UDB 샘플의 이용은 기본 데이터 신호의 동적 범위를 제한하는데 그 이유는 이 UDB 샘플이 기본 데이터 신호 및 타이밍 신호의 첨가를 나타내기 때문이다. 또한, 각각의 집중국내에 위치된 양자와 장치가 너무 조잡한 경우, 일부 타이밍 신호가 데이터로서 해석될 수 있으며 또는, 일부 데이터 신호가 타이밍 신호로서 해석될 수 있음을 알아야 한다. 마찬가지로, NUDB 및 UDB 의 조합은 타이밍 신호를 전송하는데 이용될 수 있다.
전술한 내용은 단지 본 발명의 원리를 예시하고 따라서 당 분야에서 통상의지식을 가진자라면 비록 본 명세서에서 명확히 기술되지 않았다 하더라도, 본 발명의 원리를 채용하고 본 발명의 정신 및 범위에 존재하는 경우 다수의 대안적인 배치가 가능함은 이해할 것이다.
예를 들면, 비록 본 발명이 본 명세서에서 이산적 기능 형성 블럭, 예를 들면, 위상 동기 루프등에 의해 구현되는 것으로 기술되었다 하더라도, 임의의 하나이상의 형성 블럭의 기능은 하나 이상의 적절한 프로그램된 프로세서, 예를 들면, 디지털 신호 프로세서를 이용하여 실행될 수 있다. 또한, 비록 각 프레임내에 8 샘플중 6 UDB 샘플을 갖는 펄스 신호의 문맥으로, 즉, 6-out-of-8 으로 예시되었다 하더라도, 다른 조합, 예를 들면, 각 프레임내에 5 샘플중 4 UDB 샘플, 각 프레임내에 7 샘플중 6 샘플등이 가능하다. 펄스 신호의 포맷을 변화시키면 생성되는 대응하는 톤이 변경됨을 알아야 한다. 예를 들면, 4-out-of-5 방법 또는 6-out-of-7 방법에서, 기본 주파수(f0)는 제각기 8000/10 = 800 Hz 및 8000/14 = 571.4286 Hz 가 될 것이다. 이들 필터 실시예중에서, 이들 주파수들은 4000 Hz의 홀수배를 가지며 이 주파수 성분의 제거가 어려워질 수 있음에 유의해야 한다. 그러나, 4000 Hz 에서 채널 감쇠는 이 주파수 성분을 효율적으로 억제할 수 있다.
비록 본 발명이 두 사용자 QLS 모뎀사이의 접속의 관점에서 기술되었다 하더라도, 이러한 필요성이 반드시 그 경우에만 해당되는 것은 아니다. 예를 들면, 데이터 접속의 한 종점은 디지털 대 아날로그인 데이터 서버 애플리케이션(data server application)일 수 있다. 이 데이터 서버 애플리케이션은 디지털 설비 및네트워크-레벨 QLS 모뎀을 통해 사용자의 QLS 호환 데이터 통신 장비와 통신한다.
제 1 도는 양자화-레벨-샘플링(QLS) 데이터 통신 시스템의 일부를 예시하는 블럭도,
제 2 도는 QLS 모뎀에 의해 제공된 펄스 신호의 DSO 표시의 일부를 예시한 도면,
제 3 도는 네트워크-레벨 QLS 모뎀의 블럭도,
제 4 도는 QLS 데이터 통신 시스템에서 이용하기 위해 본 발명의 원리를 채용한 타이밍 패턴을 예시한 도면,
제 5 도는 대표적인 μ-법칙 코딩 테이블,
제 6 도는 본 발명의 원리를 채용하는 네트워크-레벨 QLS 모뎀의 일부를 도시한 블럭도,
제 7 도는 본 발명의 원리를 채용하는 QLS 모뎀의 일부를 도시한 블럭도,
제 8 도는 본 발명의 원리를 채용하는 개시 단계의 예시적인 흐름도,
제 9 도는 타이밍 신호의 에코 신호를 제거하기 위한 방법을 예시한 흐름도,
제 10 도는 제 9 도의 방법에서 이용하기 위한 QLS 모뎀의 송신기의 일부를 도시한 블럭도.
도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명
203,205 : QLS 모뎀 217,219 : 전화 가입자 회선
310,315 : μ-법칙 코드 309 : PSTN 네트워크

Claims (8)

  1. 제 1 트레이닝 신호(a first training signal)를 수신하는 단계와;
    상기 제 1 트레이닝 신호에 대한, 채널(a channel)응답을 추정하는 제 1 탭 계수 세트(a first set of tap coefficients)를 발생하는 단계와;
    제 2 트레이닝 신호(a second training signal)를 수신하는 단계와;
    상기 제 2 트레이닝 신호에 대한, 채널 응답을 추정하는 제 2 탭 계수 세트(a second set of tap coefficients)를 발생하는 단계와;
    트레이닝 단계(training phase)동안 적어도 하나의 상기 제 1 트레이닝 신호의 에코우 신호 레벨(a level of an echo signal)을 나타내는 측정 신호(a measurement signal)를 수신하는 단계와;
    정상 상태 단계(m steady-state phase)에서, 데이터 신호(a data signal) 및 아날로그 신호(an analog signal)를 포함하는 조합된 신호(a combined signal)를 전송하는 단계-상기 아날로그 신호 레벨은 상기 수신된 측정 신호에 의해 나타난 레벨의 반대 레벨임-를 포함하는 데이터 통신 장비에 이용하기 위한 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 트레이닝 신호는 톤 시퀀스(a sequence of tones)를 나타내는 타이밍 신호(a timing signal)인 데이터 통신 장비에 이용하기 위한 방법.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 제 1 트레이닝 신호는 제각기 다수의 샘플(a number of samples)을 포함하는 프레임 시퀀스(a sequence of frames)를 나타내고, 상기 타이밍 신호는 상기 다수의 샘플중 적어도 하나의 샘플내의 주기적인 교류 신호 레벨(a periodic alternating signal level)에 의해 전송되는 데이터 통신 장비에 이용하기 위한 방법.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 2 트레이닝 신호는 제각기 다수의 샘플을 구비하는 프레임 시퀀스를 나타내고, 각 프레임내의 각각의 샘플 레벨에 의해 의사 랜덤 데이터 시퀀스(pseudo random data sequence)가 표시되는 데이터 통신 장비에 이용하기 위한 방법.
  5. 제 1 시간 간격에 타이밍 신호를 나타내는 제 1 트레이닝 신호(a first training signal)를 수신 데이터 통신 장비에 전송하는 단계와;
    상기 제 1 시간 간격과는 다른 시간 간격에 기 설정된 데이터 신호를 나타내는 제 2 트레이닝 신호를 상기 수신 데이터 통신 장비에 전송하는 단계와;
    상기 제 1 트레이닝 신호의 전송 동안에 상기 트레이닝 신호의 에코 신호를 측정하는 단계; 및
    상기 에코 측정치를 상기 수신 데이터 통신 장비에 전송하는 단계를 포함하는 데이터 통신 장비에 사용하기 위한 방법.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 타이밍 신호는 톤 시퀀스(a sequence of tones)인 데이터 통신 장비에 이용하기 위한 방법.
  7. 제 5 항에 있어서,
    상기 제 1 트레이닝 신호는 제각기 다수의 샘플(a number of samples)을 포함하는 프레임 시퀀스(a sequence of frames)를 나타내고, 상기 타이밍 신호는 상기 다수의 샘플중 적어도 하나의 샘플내의 주기적인 교류 신호 레벨(a periodic alternating signal level)에 의해 전송되는 데이터 통신 장비에 이용하기 위한 방법.
  8. 제 5 항에 있어서,
    상기 제 2 트레이닝 신호는 제각기 다수의 샘플을 구비하는 프레임 시퀀스를 나타내고, 상기 기설정된 데이터 시퀀스는
    각 프레임내의 각각의 샘플 레벨에 의해 표시되는 의사 랜덤 데이터 시퀀스(pseudo random data sequence)인 데이터 통신 장비에 이용하기 위한 방법.
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