KR20000064958A - 아날로그 가입자 접속을 위한 고속 통신 시스템 - Google Patents

Abstract

본 발명은 현존 전화 회선을 통해 현존하는 방법을 사용하여 가능한 비율 보다 높은 비율로 데이터 전송을 가능하게 하는 새로운 데이터 통신 시스템을 개시한다. 두 개의 양측의 통신 지점에 대한 새로운 비대칭 구성을 사용하므로써, 데이터 비율에 대한 현재 수용된 최대 이론적 한계를 더 이상 수용하지 않는다. 통신 한쪽끝은 디지털 전화망에 직접적으로 접속되는 반면에, 다른 한쪽은 일반적인 전화 접속을 사용한다. 이것은 단일 전화 회선 인터페이스 및 단일 아날로그 가입자 회선을 위한 보상에 대한 전송 문제를 감소시킨다. 이러한 보상 및 감소된 클록 동기화를 제공하는 수단이 또한 생성되어, 시스템의 실제적인 구현을 가능하게 한다. 상기 새로운 시스템은 64,000비트/초까지의 비율을 달성할 수 있으며, 광대역 오디오 전송, 비디오 전송, 네트워킹, 팩시밀리 전송 및 원격 컴퓨터 액세스를 포함한 대부분의 활성 영역에서 넓은 유용성을 가진다.

Description

아날로그 가입자 접속을 위한 고속 통신 시스템

데이터 통신은 현대 사회의 여러 분야에서 중요한 역할을 수행한다. 뱅킹 트랜잭션, 팩시밀리, 컴퓨터 네트워크, 원격 데이터 베이스 액세스, 신용 카드 비준 및 과다한 다른 응용은 모두 한 지점에서 다른 지점으로 디지털 정보를 빠르게 이동시킬 수 있는 능력에 달려있다. 이러한 전송 속도는 상기와 같은 서비스의 품질에 직접적으로 영향을 미치며, 많은 경우에 있어서, 응용은 소정의 중요한 근본적인 능력이 없이는 실현하기 불가능하다.

최하위 레벨에 있어서, 대부분의 이러한 디지털 데이터 통화량(traffic)은 전화 시스템을 통해 수행된다. 컴퓨터, 팩시밀리 기계 및 다른 장치는 종종 일반적인 전화 접속 또는 많은 유사한 특성을 공유하는 전용 회선을 통해 서로와 통신한다. 다른 경우, 먼저 데이터는 본래 음성 전송을 위해 설계된 전화 시스템과의 호환 가능한 형태로 변환되어야 한다. 수신 측에서는 전화 신호는 데이터 스트림으로 다시 변환되어야 한다. 이같은 두 타스크는 모뎀에 의해 수행된다.

모뎀은 상기 요구에 해당하는 두 가지의 타스크; 전화 시스템에 의해 이송될 수 있는 음성 신호로 데이터 스트림을 변환하는 변조 및 음성 신호를 취하여 데이터 스트림을 재구성하는 복조를 수행한다. 한쌍의 모뎀, 즉 접속의 각 단에 위치한 모뎀은 두 지점 사이에서의 양방향 통신을 허용한다. 음성 신호에 대한 제약은 데이터가 모뎀을 사용하여 전송될 수 있는 전송 속도에 대한 한정을 생성한다. 이같은 제약은 제한된 대역폭 및 잡음과 크로스토크에 의한 데이터의 성능 저하(degradation)를 포함한다. 전화 시스템은 일반적으로 300Hz와 3,400Hz 사이의 주파수 범위에 속하는 신호만을 이송할 수 있다. 이러한 범위를 벗어난 신호는 급격히 감소한다. 이같은 범위는 인간의 음성 스펙트럼에 의해 상당한 부분을 차지하기 때문에, 전화 시스템의 설계에 사용된다. 그러나, 채널의 대역폭은 최대 달성 가능한 데이터 비율을 결정하는 한 인자가 된다. 모든 나머지 인자를 일정하게 하면, 데이터 비율은 대역폭에 직접적으로 비례한다.

다른 인자는 음성 신호 또는 통신 종점이 제어할 수 없는 임의의 다른 신호의 왜곡이다. 이것은 전화 시스템에 의해 이송된 다른 신호(크로스토크), 전기적 잡음 및 한 형태에서 다른 형태로 신호를 변환함에 의해 유도되는 잡음에 대한 전기적 픽업을 포함한다. 최종 타입은 상세한 설명에서 설명될 것이다.

일반적인 사용을 위해, 모뎀은 대부분의 전화 접속을 통해 동작 가능하게 설계된다. 따라서, 모뎀은 최악의 상황에 대해 설계되어야 하며, 이것은 대역폭 제한 및 제거될 수 없는 상당한 잡음을 포함한다. 그렇다하더라도 모뎀 설계에 대한 실질적인 진보가 지난 수년간의 이루어졌다. 초당 28,800비트까지의 상승된 속도로 동작할 수 있는 장치가 현재 통상적으로 사용 가능하다. 본 명세서에서 참조문으로 인용한 (1994) International Telecommunication Union, Telecommunication Standardization Sector(ITU-T), Recommendation V.34, Geneva, Switzerland 을 참조하라. 그러나, 채널 대역폭 및 잡음 레벨에 기초한 이론적인 쟁점은 가능한 최대 속도가 거의 획득되었으며 추가의 중요한 증가가 주어진 제약과는 상당히 다르다는 것을 나타낸다. 이것은 본 명세서에서 참조문으로 인용한 C.E. Shannon의 "A Mathematical theory of Communication," Bell System Technical Journal 27:379-423, 623-656(1948)에서 개시되었다.

불행히도, 초당 30,000 비트(또는 초당 3,600 바이트)에 근접한 속도가 많은 데이터 통신 응용을 실행 가능케 할지라도, 일반적인 모뎀 전송은 여전히 모든 사용에 대해 충분히 빠르지 않다. 이같은 속도에서, 문자(text)의 전송은 빠르고, 디지털화된 연설과 같은 저품질의 음성이 수용 가능하다. 그러나, 팩시밀리 또는 정지 이미지 전송은 느린 반면에, 고품질의 음성은 제한되고 풀모션 비디오(full-motion video)는 만족스럽게 달성되지 않는다. 요약하면, 증가된 데이터 전송 능력이 요구된다. 이것은 새로운 응용을 위해 필수 불가결한 것이며, 많은 현재의 응용의 수행을 최대화하기 위해 필수적인 것이다.

물론 전화 회사, 케이블 텔레비젼 제공업자 및 다른 회사가 이같은 증가된 데이터 전송 요구를 무시하지는 않는다. 부가적인 모뎀에 대한 요구를 제거하고, 회사 및 주택에 대한 증가된 속도의 데이터 접속을 제공하는 한 방법은 한쪽 끝과 다른 한쪽 끝을 잇는(end-to-end : 이하 엔드 투 엔드) 디지털 접속을 제공하는 것이다. 이같은 서비스를 제공하는 방법은 Integrated Services Digital Network(ISDN)이다. 각각 본 명세서에서 참조문으로 인용된, International Telecommunication Union, Telecommunication Standardization Sector(ITU-T), "Integrated Services Digital Networks (ISDNs)", "Recommendation I. 120, Geneva, Switzerland(1993) 및 John Landwehr의 "The Golden Splice : Beginning a Golbal Digital Phone Network", Northwestern University(1992)를 참조하라. ISDN은 현존하는 아날로그 가입자 회선을 160,000비트/초 디지털 접속으로 대체한다. 대부분의 장거리 및 상호 국간 통화량(inter-office traffic)이 이미 디지털적으로 수행되기 때문에, 이같은 디지털 가입자 회선은 한쪽 끝과 다른 한쪽 끝을 잇는 디지털 음성, 컴퓨터 데이터 또는 임의의 다른 타입의 정보 전송을 위해 사용될 수 있다. 그러나. 가입자 회선상에서 이같은 전송율을 달성하기 위해, 특정 장치가 회선의 양쪽 끝에 설치되어야 한다. 실제로, 전체 전화 네트워크는 현재 음성 전송 네트워크에서 일반적인 데이터 전송 서비스로의 변화가 수행하고 있으며, 음성은 특정한 하나의 데이터 형태일 뿐이다.

일단 인스톨되면, 각각의 기본 ISDN 링크는 64,000비트/초가 가능한 두개의 데이터 채널, 16,000비트/초의 능력을 가지는 제어 채널, 감소된 통화 접속 시간 및 다른 장점을 제공한다. 이러한 비율로, 팩시밀리 및 정지 이미지 전송은 거의 순간적이며, 고품질의 음성은 실현 가능하고, 원격 컴퓨터 접속은 5배의 속도 증가의 이점을 가진다. 풀 모션 비디오를 향한 소정의 진보도 역시 달성될 수 있다.

ISDN의 아래쪽은 그것의 유용성 또는 그것의 결여가 된다. ISDN을 사용하기 위해, 사용자의 중앙국은 이러한 서비스를 제공하도록 업그레이드되어야 하며, 사용자는 전제에 기초한 (전화와 같은) 장치를 디지털 장치로 교체하여야 하고, 중앙국에서의 각각의 개별적인 회선 인터페이스는 디지털 데이터 스트림을 이송하도록 수정되어야 한다. 이러한 마지막 단계, 각 전화 및 중앙국 사이의 수많은 아날로그 접속을 디지털 링크로 변환하는 것은 방대한 양이 된다. 이같은 타스크의 크기는 ISDN의 개발은 느리고, 적용 범위는 유입되는 소정의 시간에 대해 산발적이라는 것을 규정한다. 시골 및 희박한 인구 밀도의 지역은 이러한 서비스를 누릴 수 없다.

고속의 데이터 통신 서비스를 잠재적으로 제공할 수 있는 다른 현존 하부 구조는 케이블 텔레비젼 시스템이다. 낮은 대역폭을 통해 사용자에게 접속되는 전화 시스템과는 달리, 케이블 시스템은 접속을 상당한 부분의 주택에 대해 높은 대역폭을 제공한다. 이러한 배선 상의 사용되지 않은 능력(capability)은 초당 수십 또는 심지어 수백 또는 수백만 비트의 데이터 율을 제공할 수 있다. 이것은 풀 모션 디지털 비디오를 포함한 상기의 계획된 모든 서비스에 적합한 것 이상이다. 그러나, 케이블 시스템은 심각한 문제점-- 네트워크 구조의 문제점을 지닌다. 전화 시스템은 지점 대 지점간의 접속을 제공한다. 즉, 각각의 사용자는 사용자 접속의 전체 능력을 총체적으로 사용하며, 그것은 다른 사용자와 공유하지 않고 다른 사용자에 의한 사용에 기인하여 직접적으로 손해를 입지 않는다. 반면에 케이블 시스템은 광대역 접속을 제공한다. 동일한 신호가 각각의 사용자 접속에 나타나기 때문에 모든 사용자에 의해 전체 능력이 공유된다. 따라서, 전체 능력이 높더라도, 이것은 사용자 요구 서비스의 개수로 나누어진다. 이러한 구조는 모든 사용자가 케이블의 원래 설계 목적, 즉 텔레비젼 분배와 같은 동일한 데이터를 요구하는 경우에 효과적이지만 상이한 데이터 요구를 가지는 사용자의 통신에는 효과적이지 않다. 대도시 지역에 있어서, 각각의 사용자에게 사용 가능한 데이터 능력은 ISDN 또는 모뎀 접속을 통한 경우보다는 상당히 적게 된다.

많은 수의 사용자에게 고속 데이터 접속을 제공하기 위하여, 케이블 시스템은 작은 인구로 케이블 대역폭을 효율적으로 공유하는 사용자 인구에 대한 상이한 세그먼트를 분리하도록 수정될 수 있다. 그러나, ISDN과 유사하게, 이것은 도래할 수년간 부분적인 서비스만을 제공하는 느리고 값비싼 처리가 될 것이다.

모뎀을 설계하기 위해 사용된 방법은 수십년 동안 변화하지 않은 채 유지된 전화 시스템의 모델에 상당히 기초한다. 즉, 모뎀은 한정된 대역폭(400-3400Hz) 및 신호 레벨 보다 30db 정도 낮은 부가적인 잡음 성분을 가지는 아날로그 채널로서 모델링된다. 그러나, 전화 시스템의 대부분은 현재 상호-국간의 통신(inter-office communication)을 위해서 아날로그 파형에 대한 샘플링된 표현의 디지털 전송을 사용한다. 각각의 중앙국에서, 아날로그 신호는 64,000비트/초의 PCM(펄스 폭 변조) 신호로 변환된다. 이어 수신국(receiving office)은 가입자 회선 상에 상기 신호를 위치시키기 전에 아날로그 신호를 재형성한다. 제 1 근사화에 대해, 이러한 생성에 의해 유도된 잡음은 아날로그 시스템 상에서 관찰된 것과 유사하며, 잡음 소오스는 꽤 다르다. 본 명세서에서 참조문으로 인용한, K.Pahlavan 및 J.L. Holsinger등의 "A Model for the Effect of PCM Compandor on the Performance of High Speed Modems", Golbecom'85, 758 내지 762쪽(1985)을 참조하라. 디지털 교환 방식을 사용하는 전화 접속에서 발견된 대부분의 잡음은 아날로그 파형을 디지털 파형으로 변환하기 위해 요구된 아날로그-디지털 변환기에 의한 양자화에 의거한다.

상술한 바와 같이, 대부분의 전화 접속은 현재 약 64,000비트/초의 비율로 중앙국 간에 디지털적으로 전해진다. 더욱이, ISDN 서비스는 가입자 회선을 통해 이러한 비율보다 상당히 높게 전송 가능하다는 것을 증명한다. 이러한 인자를 이용한 전송 체제를 설계하는 것도 가능하다는 것이 제안되었다. Kalet 등은 도 2에 도시된 시스템을 가정하였으며, 상기 시스템에서는 전송기의 중앙국에서 발생하는 아날로그-디지털 변환이 양자화 에러 없이 달성될 수 있도록 전송측이 정확한 아날로그 레벨 및 타이밍을 선택한다. 본 명세서에서 참조문으로 인용한, I.Kalet, J.E.Mazo 및 B.R. Saltzberg 의 "The Capacity of PCM Voiceband Channels", IEEE International Conference on Communications'93, 507 내지 511 쪽, Geneva, Switzerland(1993) 참조. J.E. Mazo의 수학적인 결과를 사용하여, 통신 경로의 제 2 가입자 회선의 수신측에서 사용 가능한 아날로그 레벨만을 사용하여 디지털 샘플을 재구성하는 것이 이론적으로 가능하다는 것이 추측된다. 본 명세서에서 참조문으로 인용한, 1J.E. Mazo의 "Fast-Than-Nyquist Signaling", Bell System Technical Journal, 54;1451-1462(1975)를 참조하라. 결과적인 시스템은 56,000 내지 64,000 비트/초의 데이터 율을 얻을 수 있다. 이러한 시스템의 단점은 이론상 가능성 이상의 어떤 것도 실현될 수 있거나 또는 실현될 수 없다라는 것이다. Kalet 등은 "이것은 곤란한 실행상의 문제이며 우리는 적당한 해결책이 가능하다는 여부만을 추측할 뿐이다"라고 Id. 510쪽에 진술하였다.

앞의 문제점을 해결하기 위한 종래의 시도에 대한 예는, 본 명세서에서 참조문으로 인용한 미국 특허 번호 제 5,265,125 및 5,166,955호에 개시된 Ohta에 의한 논문에서 발견된다. Ohta는 통신 채널을 통해 전송되거나, 기록 매체로부터 재생된 PCM 신호를 재구성하기 위한 장치를 개시하였다. 이러한 특허는 "왜곡 채널을 통해 전송된 멀티 값의 신호를 재구성하는 일반적인 문제를 처리하기 위한 문헌에서 많은 종래 기술을 예증한다". 예를 들어, 본 명세서에서 참조문으로 인용한, Richard D. Gitlin, Jeremiah F. Hayes 및 Stephen B. Weinstein 등의 "Data Communication Principles" Plenum (1992)을 참조하라. 그러나, 이같은 종래 기술은 비선형 양자화기로부터의 출력을 다루는 방법의 적용을 고려하지 않거나, 전화 가입자 회선을 통해 전송된 디코딩 디지털 데이터에 대한 특정 문제점을 처리하지도 않는다. 더욱이 클록을 PCM 데이터로부터 샘플링 비율을 재구성하는 것에 대한 문제점은 PCM 신호가 2개 값 이상을 취할 때는 사소한 것이 되지 않는다. 예를 들어 Ohta의 특허에 있어서, 이진 입력 신호에 의존하는 간단한 클록 재생 체제가 사용된다. 이러한 타입의 클록 재생은 전화 시스템에서 사용되는 멀티 값의 코드와 함께 사용될 수 없다. 또한 시간에 따른 드리프트 및 회선 조건을 변화시키는 것에 대한 보상은 PCM 재구성에 대한 종래 기술에는 포함되지 않은 적응 시스템의 사용을 요구한다.

따라서, 요구된 또는 바람직한 데이터 통신 능력 및 유용 가능한 데이터 통신 능력 사이의 결정적인 불균형이 존재한다. 현존하는 모뎀은 적절한 능력을 제공하지 않으며, 새로운 디지털 접속 해결 방안은 일반적인 유용성과는 수년 정도 떨어져 있다. ISDN 능력을 사용하여 현존하는 하부 구조를 수리하는 것은 크기 설정 가능한 타스크이며, 그것의 사용이 널리 퍼지기까지 수십년을 소비할 것이다. 데이터 전송에 대한 새로운 방법은 많은 현재의 응용을 즉각적으로 유용하게 할뿐만 아니라, 그렇지 않을 경우에 상기 서비스는 상기 하부 구조가 요구를 충족시킬 때까지 대기하여야 하는 여러 가지의 새로운 서비스를 유용 가능하게 한다.

따라서, 현존하는 전화 회선을 통해 높은 비율로 데이터를 수신하기 위한 능력을 제공하는 데이터 전송에 대한 새로운 시스템을 제공하기 위한 요구가 존재한다.

아날로그 접속과 함께 사용되어야 하는 (ISDN과 같은) 디지털 전화 시스템을 위해 설계된 시스템, 장치 및 응용을 인에이블시키는 개선된 데이터 전송 시스템에 대한 요구도 역시 존재한다.

모든 가입자 회선을 고비용적으로 대체하지 않고 전화 시스템의 디지털 하부 구조를 사용하는 것을 가능하게 하는 개선된 데이터 전송 시스템에 대한 요구가 존재한다.

고품질의 디지털 음성, 음악, 비디오 또는 다른 요소들을 사용자에게 분배하기 위한 수단을 제공하는 고속 통신 시스템을 생성하는 것도 바람직하다. 이같이 개선된 데이터 전송 시스템은 주문형, (개별적으로 주문된) 정보, 데이터 또는 다른 디지털 요소들을 수 많은 사용자에게 분배하기 위한 수단을 유용하게 제공한다.

팩시밀리, POS 시스템(Point-Of-Sale), 원격 목록 관리, 신용 카드 비준, 원거리 컴퓨터 네트워킹과 같은 상업적인 응용에 대한 증가된 쓰루풋을 제공하는 고속 통신 시스템에 대한 요구가 존재한다.

본 발명의 분야는 일반적으로 데이터 통신 장치, 보다 구체적으로는 전화 접속을 통해 디지털 데이터를 전송하기 위한 장치에 속한다.

도 1은 일반적인 모뎀 데이터 접속을 도시한 블록도.

도 2는 가정 대칭 디지털 시스템에 대한 실시예를 도시한 블록도.

도 3은 본 발명의 특징에 따른 고속 분배 시스템을 도시한 블록도.

도 4는 본 발명의 특징에 따른, 도 3의 엔코더(150)의 하드웨어적 구성에 대한 블록도.

도 5는 본 발명에 특징에 따른, 도 3의 엔코더(150)의 기능을 도시한 블록도.

도 6은 본 발명의 특징에 따른, 도 5의 DC 제거기(184)의 기능을 도시한 블록도.

도 7a는 본 발명의 특징에 따른, 엔코더(150)에 인가되는, 시간에 관계되는 데이터 스트림(100)에 대한 그래프.

도 7b는 본 발명의 특징에 따른, 도 3의 디지털 네트워크 접속(132)에 인가되는, 시간에 관계되는 일반적인 엔코더(150)의 출력에 대한 그래프.

도 7c는 본 발명의 특징에 따라 선형 형태로 변환한 후 엔코더(150)로부터의 출력 신호가 되는, 시간에 관계되는 도 6의 선형 값(194)에 대한 그래프.

도 8은 본 발명의 특징을 이해하기 위해, 현존 디지털 회선 인터페이스의 기능을 도시한 블록도.

도 9는 본 발명의 특징에 따른, 도 3에 도시된 디코더(156)의 하드웨어적 구성에 대한 블록도.

도 10은 본 발명의 특징에 따른, 도 3의 디코더(156)에 대한 기능을 도시한 블록도.

도 11a는 본 발명의 특징에 따른, 시간과 관계되는 도 10의 아날로그 신호(154)에 대한 그래프.

도 11b는 본 발명의 특징에 따라 디코더(156) 내에서 형성되며 시간과 관계된 도 10의 보상 신호(274)에 대한 그래프.

도 11c는 본 발명의 특징에 따라 디코더(156) 내에서 형성되며 시간과 관계된 도 10의 추정 코드 스트림(280)에 대한 그래프.

도 11d는 본 발명의 특징에 따라 디코더(156)에 의해 발생되며 시간과 관계된 도 3 의 데이터 스트림(126)에 대한 그래프.

도 11e는 본 발명의 특징에 따라, 디코더(156)에 의해 발생되며 시간과 관계된 도 10의 에러 신호(272)에 대한 그래프.

도 12는 본 발명의 특징에 따른, 도 10의 반전 필터(inverse filter : 268)를 도시한 블록도.

도 13은 본 발명의 특징에 따른, 도 12의 피드-포워드 이퀄라이저(300)를 도시한 블록도.

도 14는 본 발명의 특징에 따른, 도 13의 필터 탭(300)을 도시한 블록도.

도 15는 본 발명의 특징에 따른, 도 10의 클록 추정기(264)를 도시한 블록도.

도 16은 본 발명의 특징에 따른, 도 10의 클록 동기화기(260)의 기능을 도시한 블록도.

도 17은 본 발명의 특징에 따른 반전 채널을 사용한 엔드 투 엔드 비대칭 시스템을 도시한 블록도.

도 18은 데이터 베이스 서버를 사용한 본 발명의 특징의 응용을 도시한 블록도.

도 19은 고속 팩시밀리 시스템에 응용한 본 발명의 특징을 도시한 블록도.

도 20은 본 발명의 특징에 따른, 디지털 전화 릴레이를 도시한 블록도.

본 발명의 일 특성은, 공지된 모뎀 또는 공지된 방법의 데이터 전송보다 증가된 비율로 현존하는 전화 접속을 통해 데이터를 전송하기 위한 시스템을 포함한다. 본 발명은 두 가지 중대한 의견;

1. 근본적인 전화 시스템이 PCM 전송을 사용하는 디지털이며,

2. 고속 데이터 비율은 한 방향에서만 요구되고 이것의 소오스는 전화 시스템으로의 디지털 액세스를 나타낸다는 의견을 사용하므로써, 종래의 방법을 능가하는 중요한 개선점을 달성한다.

본 발명의 일 특성은 종래 시스템을 사용하여 획득 가능한 것 보다 높은 데이터 전송율을 달성하기 위해, 상술한 의견을 이용한다. 상술한 제 2 의견은 중앙 서버로부터의 정보를 액세스 및 검색하기 위해 모뎀의 최대 사용을 주장한다. 게다가, 본 발명은 데이터 베이스 액세스 및 주문형 비디오 또는 오디오와 같은 고속 데이터 비율을 요구하는 응용에 대해 특히 유용하다고 밝혀졌다. 이같은 응용은 본 발명을 통해 달성 가능한 높은 데이터 전송율을 사용하여 실현될 수 있다.

본 발명의 중요한 특성은 간단하고 극도로 효과적이라는 것이며; 즉 회선을 변경하지 않고 사용자가 자신의 현존하는 아날로그 접속을 사용하면서 데이터 제공업자를 디지털 전화망에 직접적으로 접속시키는 것을 허용한다는 것이다.

이같은 구성은 사용자의 데이터 장치가 동작되어야 하는 모델을 크게 변화시킨다. 현존 모뎀은 대역폭 제한 및 전체 전송 경로를 통해 신호를 성능 변화케하는 다수의 동일하지 않은 잡음 소오스를 처리하여야 한다. 반면에, 본 발명의 특성은 중앙국에서 사용자의 집 또는 사물실까지 대부분의 경로를 통해 디지털적으로 데이터를 운반하고, 상기 경로의 최종 세그먼트에 대해서는 데이터를 아날로그 형태로 변환한다. 이같은 변환이 더이상 요구되지 않기 때문에, 유용하게 현존 모뎀에 대한 우선적인 잡음 소오스 중 하나, 즉 아날로그-디지털 변환 도중의 양자화 잡음은 완전히 제거된다. 더욱이, 디지털 대 아날로그 변환 동안의 양자화 잡음은 결정론적인 현상으로 모델링되며, 이에 따라 상당히 감소된다.

본 발명의 상술한 특성을 사용하므로써, (예를 들어 ISDN에 의한) 디지털 네트워크로의 직접 액세스를 가지는 데이터 소오스는 데이터의 소비자에게 서비스하는 중앙국으로 정확한 데이터를 전송할 수 있다. 요구된 모든 장치는 중앙국의 디지털 대 아날로그 변환기에서 수행된 필터링에 기인하고 전송 회선에 기인한 데이터 신호의 왜곡을 보상하는 가입자 회선의 사용자측에서의 장치이다. 이같은 두 왜곡은 본 명세서에서 설명한 바와 같이 현존 디지털 신호 처리 하드웨어를 사용하여, 적절하게 처리될 수 있다.

이러한 방법이 사용자로부터 서버로 데이터를 궤환시키는 데에는 사용될 수 없을 지라도, 서버에서 사용자로 64,000비트/초까지의 능력을 가지고 20,000 내지 30,000비트/초의 궤환 능력을 가지는 비대칭 채널을 제공하는 현존 모뎀은 사용 가능하다는 것을 주지하여야 한다.

본 발명의 특성이 개별적인 사용자에게 종래의 모뎀 또는 종래 방식의 데이터 전송을 사용하여 얻어질 수 있는 것보다는 향상된 속도로 (오디오, 비디오, 정보 등과 같은) 소정 타입의 디지털 데이터가 전송되는 것을 가능하게 한다고 여겨진다. 더욱이 케이블 텔레비젼 분배 시스템과는 달리, 본 발명은 풀 데이터 비율로 동시에 상이한 데이터를 요구하는 임의의 개수의 사용자를 서비스할 수 있다.

원격 컴퓨터 액세스, 고속 팩시밀리 전송등과 같은 현존 응용에 대해 증가된 동작 속도를 제공하는 것 이외에, 본 발명의 소정 특징은 다수의 새로운 응용을 가능하게 한다는 것이다. 이것은 고품질의 오디오 또는 음악 전송, 주문형 비디오, 정지 화상 전송, 비디오폰, 원격지간 회의 또는 높은 데이터 비율이 요구되는 유사한 응용을 포함한다.

본 발명의 다른 특징은 상기 신호의 아날로그 표현으로부터 멀티 값의 PCM 데이터 신호를 재구성하는 것이다. 이것은 새로운 클록 동기화(clock synchronization) 기술을 적응 균등화(adaptive equalization)와 조합하는 새로운 방식을 사용하여 달성된다.

앞서의 설명에 부가하여, 본 발명의 다른 특징 및 장점은 (1)전화선의 가입자 측에서 아날로그 신호만을 사용하여 전화 시스템의 디지털 PCM(pulse-code modulated) 데이터 스트림을 효과적으로 재구성하는 능력; (2) 전화선의 가입자 측에서 아날로그 신호만을 사용하여, PCM 데이터의 클록 주파수와 위상을 재구성할 수 있는 능력; (3) 중앙국에 부가적인 장비를 추가하지 않거나 전화 시스템을 수정하지 않고, 중앙국과 가입자측 간의 효율적인 데이터 비율을 증가시키는 능력; 및 (4) 상기 디지털 데이터가 한 번 이상의 아날로그 형태로의 변환, 필터링, 왜곡 또는 잡음의 추가로 인한 성능 변화에 기인하여 수정된 후에 상기 디지털 데이터를 재구성하는 능력을 포함한다.

본 발명의 상기 기술들은 도면을 참조한 아래와 같은 상세한 설명을 고려하여 쉽게 이해될 수 있다.

종래의 모뎀 데이터 접속

종래의 모뎀 데이터 접속이 도 1에 도시되었다. 이같은 시스템의 동작은 공지되어 International Telecommunication Union과 같은 조직 기관에 의해 표준화된다. 모뎀(104) 및 모뎀(124)에 의존하여, 데이터는 제 1 사용자 데이터 스트림(100)을 통해 28,800비트/초까지의 비율로 인가된다. 모뎀(104)은 데이터 스트림(100)을 아날로그 신호로 변환하고, 이것은 가입자 회선(106)으로 인가되며, 상기 가입자 회선은 전화 교환기(108)에 접속된다. 이어 상기 아날로그 신호는 전화망(114)을 통해 네트워크 접속(112)을 경유하여 운반되고, 네트워크 접속(118)을 경유하여 결국에는 제 2 가입자에게 서비스를 제공하는 전화 교환기(120)에 도달한다. 이어 상기 신호는 아날로그 형태로 가입자 회선(122)을 통해 제 2 가입자 모뎀(124)으로 전송되며, 상기 모뎀(124)은 상기 신호를 데이터 스트림(100)의 지연된 버젼이 되는 데이터 스트림(126)으로 변환한다. 정확하게 유사한 방식으로, 데이터 스트림(128)은 전화망을 통해 모뎀(124), 가입자 회선(122), 전화 교환기(120), 네트워크 접속(116), 전화망(114), 네트워크 접속(110), 전화 교환기(108), 가입자 회선(106) 및 데이터 스트림(102)의 지연된 버젼을 형성하는 모뎀(104)을 경유하여 이동한다.

이러한 시스템은 전화 시스템이 일측 사용자 전화 접속에서 인가된 아날로그 신호를 왜곡과 함께 다른 사용자 측에서 재생하고, 전화 시스템에 대해 규정된 표준 값의 세트 보다 크지 않게 지연시킨다는 것을 가정한다. 한 방법은 이러한 값에 기초하여, 대략 35,000비트/초 이상의 비율로 데이터를 전송하는 것은 불가능하다는 것을 보여준다. 이러한 시스템은 예상할 수 없는 변화보다는 실제로 신호에 대한 결정적인 변화가 되는 많은 세부적인 왜곡을 무시한다. 이같은 결정적인 변화 중 하나는 전화망(114)이 디지털적으로 구현되는 경우의 양자화 잡음이다. 현존 모뎀은 왜곡을 제거하는 데 있어서 이러한 중요한 잡음 소오스를 인식하지 않고 있으며, 이에 따라, 그들의 데이터 비율을 한정시킨다. 이것은 현존 모뎀 시스템의 핵심적인 단점--낮은 데이터 비율 및 현재 가정의 테두리안에서 가능한 최대의 개선에 대한 이론적인 제한이 된다.

도 1에 도시된 종래의 모뎀 데이터 접속의 상술한 단점 및 불리한 점을 극복하기 위해, 데이터 전송 비율을 증가시키기 위한 방법은 가정적인 대칭 디지털 통신 시스템을 생성한다. 이같은 시스템은 디지털 전화망과의 조합하여 도 2에 도시된다.

앞에서 언급된 Kalet 등에 의해 개시된 이러한 시스템은 새로운 가정; 근본적인 하부 구조가 디지털 전화망(134)이 된다는 것을 제외하고는 현존하는 모뎀과 유사하다. 동작은, 신호가 디지털 전화망(134) 내부와 디지털 네트워크 접속(138), 디지털 네트워크 접속(132), 디지털 네트워크 접속(136) 및 디지털 네트워크 접속(138)의 상부에서는 디지털 형태로 운반된다는 점을 제외하고는 상술한 종래의 모뎀 시스템의 동작과 유사하다. 각각의 사용자는 가입자 회선(122) 및 가입자 회선(106)을 경유하여 정보를 전화 교환기(120) 및 전화 교환기(108)에 각각 전송하기를 요구하며, 상기 교환기에서는 아날로그 및 디지털 전화망(134)에 의해 사용된 표준 디지털 포멧 사이의 변환이 수행된다.

종래의 모뎀과는 다르게, 이같은 시스템의 속도를 디지털 전화망(134)내에서 내부적으로 사용되는 것보다 작게, 일반적으로 56,000 또는 64,000비트/초로 한정하는 어떠한 이론적인 논쟁도 발견되지 않았다. 따라서, 이같은 시스템이 64,000비트/초까지의 데이터 비율을 얻는 것은 가정적으로 가능하다. 그러나, 이같은 시스템은 실제로 감소되어질 수 없거나, 이같은 시스템을 구현할 수 있다는 어떠한 증거도 없다. 이러한 시스템의 저자는 "이것은 실제적인 문제이며, 적당한 해결이 가능하더라도 우리는 단지 추측할 수 있을 뿐이다"라고 언급하고 있다.

상기 문제점은 근본적인 네트워크가 디지털이고 관찰된 신호 왜곡의 대부분이 양자화 잡음에 기초한다는 지식을 이용하기 위해, 신호를 엔코딩하도록 전송 모뎀이 자신의 아날로그 출력을 통해서만 네트워크에 의해 선택된 디지털 레벨을 제어하여야 한다는 것이다. 아날로그/디지털 변환에 기인한 왜곡은 송신기 및 수신기 측에서 모두 발생하지만 단지 원하는 신호에 부가되어 조합된 왜곡은 직접적으로 관찰 가능하다. 더욱이, 전기적 잡음 및 크로스토크에 기인한 부가적인 왜곡은 또한 가입자 회선(122) 및 가입자 회선(106) 상에서도 발생한다. 이러한 왜곡 성분을 원하는 신호로부터 서로 분리하는 것은 어렵고 어쩌면 불가능한 작업이다.

본 발명의 특징은 이러한 방법의 단점을 제거하는 방법이다. 상기 방법은, 구현 가능한 방식의 기본적인 디지털 네트워크 개념을 이용하여, 다른 임의의 공지된 해결책을 사용하여 가능한 것보다 더 높게 획득할 수 있는 데이터 비율을 제공한다.

샘플링 비율 변환

아래의 설명에서와 같이, 왜곡된 아날로그 표현으로부터 PCM 데이터를 회복하기 위한 시스템은 디지털 스트림으로부터 아날로그 값으로 PCM 데이터를 변환하기 위해 사용되는 것에 디코딩 클록을 동기화하는 방법을 요구한다. 이러한 동기화의 디지털 구현은 디지털 데이터 시퀀스가 재샘플링되는 것을 요구하여, 아날로그-디지털 변환기에 의해 사용되는 비율로부터 PCM 데이터로부터의 변환에 사용되는 비율과 인접한 비율로 자신의 비율을 변화시킨다. 이것을 얻기 위해 앞서 공지된 기술은 성능면에서 엄밀히 제한되거나, 계산적으로 집중되게 된다. 예를 들어 본 명세서에서 참조문으로 인용한, R.E. Crochiere 및 L.R. Rabiner 등의 "Multirate Digital Signal Processing", Prentice-Hall, Englewood Cliffs, NJ,1983 참조. 상호 관계가 시간과 관계되어 변화되는 두개의 개별적인 클록 사이에서 샘플링 비율을 변환시키는 것은 작업을 더욱 복잡하게 한다.

본 발명의 특징은 최소의 계산 비용을 사용하여 이같은 변환을 수행하는 방법이다. 상기 방법은 연속적으로 변화 가능한 입력/출력 샘플링 비율의 비를 수용하며, 높은 정확도로 상기 변환을 수행한다. 개시된 기술은 90dB 의 안티 엘리어싱(anti-aliasing) 제거(rejection)보다 더 많은 값을 얻을 수 있고, 현존하는 프로세서상에 실시간으로 구현될 수 있다.

전체 시스템

도 3은 제안된 시스템에 대한 개요를 도시한다. 도 3에 도시된 시스템을 사용하는 방법은 현재의 데이터 통신 회로 또는 모뎀에 대한 방법과 동일하다. 데이트 스트림(100)에 적용된 데이터는 소정 시간 이후에 데이터 스트림(126)에서 나타난다. 데이터 스트림(100)은 데이터 스트림을 전화 시스템과 호환 가능한 포멧으로 변환하는 기능을 가지는 엔코더(150)에 인가된다. 변환된 데이터는 디지털 네트워크 접속(132)을 통해 디지털 전화망(134)에 인가된다. 변환된 데이터는 디지털 네트워크 접속(138)을 경유하여 클라이언트의 전화 중앙국에서 나타나며, 상기 중앙국에는 회선 인터페이스(140)가 위치된다. 이러한 점에서, 클라이언트가 디지털 네트워크 접속(138)으로부터 클라이언트 회선 인터페이스로 디지털 접속으로의 직접적 디지털 액세스를 가진다면, 전송이 완료된다. 그러나, 대부분의 사용자와 유사하게 클라이언트가 전화망으로의 직접적 디지털 액세스를 갖지 않는다면, 이것은 불가능하며, 다음의 추가적인 동작이 요구된다.

회선 인터페이스(140)는 디지털 네트워크 접속(138)상의 디지털 데이터를 디지털 전화의 표준 규정에 부합하는 방식으로 아날로그 형태로 변환한다. 아날로그 형태는 가입자 회선(122) 상에서 클라이언트 전제 장비로 이동되며, 상기 클라이언트 전제 장비에서는 하이브리드 네트워크(152)가 회선을 종결시키고 아날로그 신호(154)를 생성한다. 하이브리드 네트워크(152)는 2선식 양방향 신호를 한쌍의 일방향 신호로 변환하는 표준 부품이다. 디코더(156)는 회선 인터페이스(140)에 의해 수행된 아날로그 형태로의 변환에 의해 유도된 왜곡을 보상 및 추정하기 위해 아날로그 신호(154)를 사용하며, 디지털 네트워크 접속(138)의 추정을 야기하며, 이것은 디지털 네트워크 접속(132)에 인가된 디지털 데이터와 동일하다고 가정되어야 한다. 엔코더(150)에 의해 수행된 변환은 이어 역변환되고, 디코더(156)는 원래 데이터 스트림(100)에 대한 지연된 추정이 되는 데이터 스트림(126)을 출력한다.

도 3에서 모든 엘리먼트는 공지되어 있고 아래에서 설명되어질 엔코더(150) 및 디코더(156)룰 제외하고는 현재 디지털 전화 시스템 내에 존재한다는 것을 주지하여야 한다. 또한 정상 동작에서 일어나는 정확한 조건에 대해 디코더(156)를 초기화 및 적응하는 방법이 아래에서 설명될 것이다.

엔코더의 물리적 구현

도 4는 도 3의 엔코더(150)에 대한 한 가지의 가능한 구현을 도시한 블록도이다. 도 3으로부터의 데이터 스트림(100)은 AT&T DSP32C와 같은 디지털 신호 프로세서(160)의 직렬 데이터 입력에 인가된다. 이러한 프로세서는 판독 전용 메모리(168, ROM), 랜덤 액세스 메모리(166, RAM) 및 Advanced Micro Devices Am79C30A와 같은 ISDN 인터페이스 회로(164)와의 통신을 위해 프로세서 버스(162)를 사용한다. ROM(168)은 다음 부분에서 설명되는 기능적 특성을 가지는 저장 프로그램을 포함한다. RAM(166)은 프로그램 저장 및 파라미터를 위해 사용된다. ISDN 인터페이스 회로(164)는 또한 ISDN 접속(170)을 포함하며, 상기 접속은 Northern Telecom NT1과 같은 망종단 장치(172) 및 연속적으로 도 3에 도시된 디지털 네트워크 접속(132)에 접속된다.

완전 기능 구현(fully-functional implementation)을 형성하기 위해, 디코더, 오실레이터 및 글루 논리 회로(glue logic)와 같은 추가의 부가적인 엘리먼트가 도 4에 도시된 기본적인 블록도에 부가되도록 요구된다. 이같은 부가물들은 공지되어 있으며 기술 분야의 당업자에게는 명백한 것들이다.

엔코더(150)에 대한 다음 설명은 물리적인 컴포넌트보다는 기능적인 면에 관한 것이며, 상기 모든 컴포넌트는 예를 들어 공지된 디지털 신호 처리 기술을 사용한 디지털 신호 프로세서(160)를 위한 프로그램 또는 서브루틴으로 구현된다.

엔코더 동작

도 5는 도 3의 엔코더에 대한 기능적 블록도를 도시한다. 서버로부터 클라이언트까지의 채널은 데이터 스트림으로 제공된 임의의 디지털 데이터부터 시작한다. 엔코더(150)는 이러한 비트 스트림을 바람직하게 8,000 샘플/초의 전화 시스템 클록 비율로 샘플링된 8 비트 워드의 시퀀스로 변환한다. 이것은 직렬 대 병렬 변환기(180)에서 시작하는 동작의 시퀀스에 의해 달성되며, 이것은 데이터 스트림(100)에서 독출된 각 8 비트씩 분류하여, 8비트 코드 스트림(182)으로 병렬의 8 비트 값의 스트림을 출력한다. 이러한 매핑은 바람직하게 출력 워드가 끝날때까지, 8 비트 코드 스트림(182)의 최하위 비트 부분에서 데이터 스트림(100)으로부터 독출된 각각 제 1의 8 비트가 다음의 중요 비트 부분을 차지하는 연속 비트를 사용하여 교체되도록 수행되며, 상기 처리는 반복된다. DC 제거기(184)는 균일한 간격으로, 바람직하게는 8개의 샘플당 한번씩 추가의 8 비트 값을 삽입하여, 삽입된 값에 관련된 아날로그 값이 8비트 코드 스트림(182) 상의 모든 이전 값에 대한 합의 음수가 된다. 이것은 전화 시스템이 종종 신호 상의 소정의 DC 바이어스를 감소시키거나 제거하기 때문에 요구된다. DC 제거기(184)는 수신된 아날로그 신호에서 DC 성분을 감소시키기 위한 회로 수단의 일례이다.

도 5의 DC 제거기(184)의 상세한 기본적인 엘리먼트는 도 6에 도시된다. 두개의 입력 선택기(190)로부터 출력된 코드 스트림(186)은 또한 μ법칙대 선형 변환기(μlaw to linear converter :192)에 의해 선형 값(194)으로 변환되며, 상기 변환기(192)는 표준 μ법칙 대 선형 변환 테이블을 사용하는 256-엘리먼트의 룩업 테이블로서 구현될 수 있다. 선형 값(194)의 값은 유니트 지연 값에 해당하는 DC 오프세트(198) 및 이전의 DC 오프세트(202)를 형성하기 위해, 가산기(196)와 유니트 지연(200)에 의해 누산 및 취소된다. DC 오프세트(198)는 선형대 μ법칙 변환기(204)에 인가되며, 상기 변환기(204)는 μ법칙 대 선형 변환기(192)와 동일한 룩업 테이블을 사용하지만 역의 매핑을 수행한다. DC 오프세트(198)가 테이블 내의 최대 또는 최소 값 보다 크거나 또는 작다면, 각각의 최대 또는 최소의 엔트리가 사용된다는 것이 주지되어야 한다. DC 복원 코드(206)는 선형대 μ법칙 변환기(204)에 의해 생성되어 2 입력 선택기(190)의 일측 입력으로서 인가된다. 2 입력 선택기(190)는 DC 복원 코드(206)로부터 단일 값을 독출 및 출력한 이후에, 8비트의 코드 스트림(182)로부터 바람직하게 7개의 연속된 값을 독출하여 코드 스트림으로 이러한 값을 출력하므로써 동작한다. 이러한 동작 시퀀스가 계속적으로 반복된다.

도 5를 참조하여, 코드 스트림(186)은 ISDN 변환기(188)의 입력 리드에 인가되며, 이것은 ISDN 신호로의 공지된 변환을 제공한다. ISDN 변환기(188)의 기능은 Advanced Mcro Devices Am79C30을 포함하는 현존하는 여러 집적 회로에 의해 직접적으로 구현된다. ISDN 변환기(188)의 출력은 또한 도 3의 엔코더(150)의 출력이 되는 디지털 네트워크 접속(132)을 형성한다.

추가의 이해를 위해, 엔코더(150)에 의해 사용되는 소정의 신호가 도 7a 내지 도 7c에서 도시되었다. 도 7a는 데이터 스트림(100)의 샘플에 대한 시퀀스를 도시한다. 직렬대 병렬 변환기(180) 및 DC 제거기(184)에 의한 처리 이후, 코드 스트림(186)이 도 7b에 도시된다. DC 제거기(184)내에서, 코드 스트림(186)에 대한 선형 동치, 즉 선형 값(194)은 도 7c에 도시되었다.

회선 인터페이스

다음의 설명을 참조로 하여, 도 8은 본 발명의 특징을 사용하기 위해 일반적인 전화 시스템에서 발견되는 것과 같은, 도 3의 회선 인터페이스(140)에 대한 기능 모델을 도시한다. 이같은 인터페이스는 공지되어 있으며, 디지털 전화 교환기에서 현재 사용되고 있다는 것을 주지하여야 한다. 도 3의 디지털 전화망(134)은 샘플당 8비트의 μ법칙으로 엔코딩된 디지털 데이터 스트림을 디지털 네트워크 접속(138)을 통해 도 8에 도시된 μ법칙대 선형 변환기(210)로 전송한다. μ법칙 대 선형 변환기(210)는 공지된 μ법칙 대 선형 변환을 수행하여, 각각의 샘플을 선형 값(212)으로 변환한다. 선형 값(212)은 공지된 방식으로 전화 시스템 클록(236)을 사용하여 샘플링되는 디지털 대 아날로그 변환기(214)에 의해 아날로그 신호(216)로 변환된다. 간략화를 위해 도 3에는 도시되지 않았을지라도, 전화 시스템 클록(236)은 디지털 전화망(134)에 의해 발생된다. 아날로그 신호(216)는 이어 필터링된 신호(220)를 형성하기 위해 저역 통과 필터(218)에 의해 평활 처리된다. 저역 통과 필터(218)의 주요 목적은 대략 3100 Hz의 컷오프 주파수를 가지는 저역 통과 기능을 제공하는 것이다. International Telecommunication Union은 International Telecommunication Union, Telecommunication Standardization Sector(ITU-T), "Transmission Performance Characteristics of Pulse Code Modulation" Recommendation G.712, Geneva, Switzerland, 1992년 9월에 디지털 대 아날로그 변환기(214) 및 저역 통화 필터(218)에 대한 특성을 표준화시켰다.

필터링된 신호(220)는 4선식 대 2 선식 변환기(222)에 의해 가입자 회선(122)상으로 멀티플렉싱된다. 가입자 회선(122)은 양방향성이며; 가입자 회선(122) 상에 유입되는 신호는 4선식대 2선식 변환기(222)에 인가되어 필터링되지 않은 신호(234)로서 출력된다. 필터링되지 않은 신호(234)는 위에서 언급된 기준으로 ITU-T에 의해 표준화된 대역 통과 필터(232)에 인가된다. 대역 통과 필터(232)로부터의 출력, 즉 필터링된 신호(230)는 아날로그 대 디지털 변환기(228)에 의해 선형 값(226)으로 변환된다. 선형 값(226)은 표준 선형 대 μ법칙 변환을 수행하는 선형 대 μ법칙 변환기(224)에 의해 디지털 네트워크 접속(136)으로 변환된다. 도 3에 도시된 시스템에 있어서, 디지털 네트워크 접속(136)은 사용되지 않으며, 간략화를 위해 생략되었다는 것을 주지하여야 한다.

디코더의 물리적 구현

도 9는 도 3의 디코더(156)의 가능한 실현에 대한 블록도를 도시한다. 도 3으로부터의 아날로그 신호(154)는 Crystal Semiconductor CS5016과 같은 집적 회로로서 존재하는 아날로그 대 디지털 변환기(240)에 의해 샘플링된다. 이것은 직렬 디지털 입력 리드 중 하나를 경유하여 AT&T DSP32C와 같은 디지털 신호 프로세서의 뱅크(bank)(248)에 접속된 디지털 입력 신호(246)를 생성하기 위해, 오실레이터(242)에 의해 발생된 클록 신호(244), 바람직하게 16kHz의 클록 신호를 사용한다. 상기 프로세서는 또한 서로 접속되고 RAM(252) 및 ROM(252)에 프로세서 버스(250)를 통해 접속된다. ROM(252)은 다음 부분에서 설명되어질 기능적 특징을 가지는 저장 프로그램을 포함한다. 디지털 신호 프로세서의 뱅크(248)는 도 3의 디코더(156)의 최종 출력이 되는 데이터 스트림(126)을 생성한다.

완전 기능 구현을 형성하기 위해, 디코더, 오실레이터 및 글루 논리 회로와 같은 추가의 부가적인 엘리먼트가 도 9에 도시된 기본적인 블록도에 부가되도록 요구된다. 이같은 부가물들은 공지되어 있으며, 기술 분야의 당업자들에게는 명백한 것들이다.

디코더(156)에 대한 다음 설명은 물리적인 컴포넌트 보다는 기능적인 면에 관한 것이며, 상기 모든 컴포넌트는 예를 들어 공지된 디지털 신호 처리 기술을 사용한 디지털 신호 프로세서 뱅크(248)를 위한 프로그램 또는 서브루틴으로 구현된다.

디코더 동작

도 10은 도 3의 디코더(156)에 대한 기능적 구조를 도시한다. 도 3의 아날로그 신호(154)는 입력 데이터를 디코더(156)에 제공한다. 아날로그 신호(154)는 아날로그 대 디지털 변환기(240)에 공급되어 디지털 입력 신호(246)로, 바람직하게는 샘플당 16비트 정밀도를 가지는 초당 16,000 샘플로 샘플링된 신호로 변환된다. 아날로그 대 디지털 변환기(240)는 Crystal Semiconductor CS5016과 같은 집적 회로로서 존재한다. 디지털 입력 신호(246)는 동기화된 신호(266)를 형성하기 위해 주기 추정(262)에 의해 분리된 간격으로 디지털 입력 신호(246)를 보간 및 재샘플링하는 클록 동기화기(260)에 의해 처리된다. 클록 동기화기(260)의 동작은 다음 부분에서 설명될 것이다. 동기화된 신호(266)는 보상 신호(274)를 재구성하기 위해 아래에서 설명될 역필터(inverse filter : 268)에 의해 필터링된다. 역필터(268)의 목적은 도 8의 저역 통과 필터(218)를 제 1 컴포넌트로 가지는 도 3의 회선 인터페이스(140)에 의해 수행된 변환을 역변환하기 위한 것이다. 도 10을 참조하여, 역 필터(268)는 또한 동기화된 신호(266)내에 내재하는 타이밍 에러를 제공하는 지연 에러 추정(270)을 출력하며, 클록 동기화기(260)에 의해 사용될 주기 추정(262)을 계산하기 위해 상기 지연 에러 추정은 아래에서 설명될 클록 추정기(264)에 의해 사용된다. 보상 신호를 이산 세트로부터 시퀀스 값으로 변환하기 위해 결정 수단이 사용된다. 예로서, 보상 신호(274)는 추정 코드 스트림(280)을 제공하기 위해 선형대 μ법칙 변환기(276)를 사용하여 근사의 등가 8비트 μ법칙의 워드로 변환된다. 앞서 설명한 바와 같이, 선형 대 μ법칙 변환기(276)는 간단한 룩업 테이블로서 구현될 수 있다.

정상적인 동작에 있어서, 교환기(292)는 추정 코드 스트림(280)을 원하는 출력 신호(286)로 다시 게이팅하며, 상기 출력 신호는 선형값을 형성하기 위해 μ법칙 대 선형 변환기(278)에 의해 선형 신호로 다시 변환되고, μ법칙대 선형 변환기(278)는 앞서 설명한 바와 같이 간단한 룩업 테이블로 구현될 수 있다. 초기화에 있어서, 교환기(292)는 (도 3에 도시되지 않은) 미리 결정된 트레이닝 패턴(288)이 원하는 출력 신호(286)로 게이팅되는 방식으로 설정된다. 이러한 사용은 아래에서 설명될 것이다.

선형 값(284)은 보상 신호(274)의 원하는 값에 대한 추정을 제공한다. 이것은 보상 신호(274)가 선형 값(284)에 가능한 근접한 방식으로 역 필터(274)를 적응적으로 업데이트하기 위해 사용된다. 이러한 적응은 디코더(156)의 파라미터를 조정하기 위한 트레이닝 수단의 일례이며, 이것은 아래에서 역 필터(268)의 설명에서 더 설명될 것이다. 감산기(282)는 보상 신호(274)와 선형 값(284)을 사용하여 에러 신호를 계산한다. 에러 신호(272)는 피드백 루프내의 역필터(268)의 입력 리드로 재차 인가된다. 추정 코드 스트림(280)은 또한 데이터 추출기(290)를 통해 전달되며, 상기 데이터 추출기는 도 3의 엔코더(150)에 의해 수행된 변환을 역변환시켜 디코더의 최종 출력 데이터 스트림(126)을 형성한다.

단지 설명을 목적으로, 도 10에 제공된 소정 신호에 대한 예가 도 11a 내지 도 11e에 도시되었다. 도 11은 시간에 관계되는 디코더(156)로의 일반적인 입력 아날로그 신호(154)를 도시한다. 이러한 신호의 처리 동안에, 디코더(156)는 도 11b에 도시된 보상 신호(274)를 형성한다. 이러한 신호는 도 11c에 도시된 추정 코드 스트림(280)을 형성하기 위해 추가로 처리된다. 최종적으로, 도 10의 데이터 추출기(290)는 도 11d에 도시된 데이터 스트림(126)을 출력한다. 디코더(156) 내부에서의 사용을 위해 형성된 에러 신호(272)는 도 11e에 도시된다.

상술한 바와 같이, 아날로그 대 디지털 변환기(2490), 감산기(282), 선형 대 μ법칙 변환기(276), 교환기(292) 및 μ법칙대 선형 변환기(278), 도 10의 모든 것들은 공지된 것이며, 기술 분야의 당업자에 의해 용이하게 구현될 수 있다. 다음의 설명은 나머지 블록; 역필터(268), 클록 추정기(264), 클록 동기화기(260) 및 데이터 추출기(290)에 대한 구현 및 동작에 대하여 설명된다.

역필터

도 12는 도 10의 역필터(268)에 대한 내부 상세도를 도시한다. 역필터(268)는 출력 신호(보상 신호(274))를 형성하기 위해 입력 신호(동기화 신호(266))에 대해 선형 필터링 동작을 수행하므로써 동작하는 균등화 수단의 일례이다. 역필터(268)는 또한 보상 신호(274)와 원하는 신호 사이의 부정합을 나타내는 에러 신호(272)를 수신한다. 필터는 에러 신호(272)가 최소가 되도록 자신의 필터링 기능을 업데이트하기 위해 에러 신호(272)를 사용한다. 이같은 적응 필터 구조는 공지되어 있으며; 예를 들어 본 명세서에서 참조문으로 인용한 Richard D. Gitlin,Jeremiah F. Hayes 및 Stephen B. Weinstein등의 "Data Communication Principles" Plenum(1992) 참조. 그러나, 간략화를 목적으로 여기에서는 역필터(268)에 대한 바람직한 구현을 개시하였다. 게다가 역필터(268)는 도 10의 클록 추정기(264)에 의해 사용되는 지연 에러 추정(270)을 형성한다.

동기화된 신호(266)는 적응 업데이트를 수행하기 위해 정정 신호(324)를 사용하는 동안에 부분적 보상 신호(302)를 생성하는 피드-포워드 이퀄라이저(feed-forward equalizer)(300)에 인가된다. 피드-포워드 이퀄라이저(300)의 동작은 아래에서 설명될 것이다. 피드-포워드 이퀄라이저(300)는 또한 도 10의 클록 추정기(264)에 의해 사용되는 지연 에러 추정(270)을 출력한다. 부분 보상 신호(302)가 이어 다운 샘플러(304)에 의해 두개의 인자를 사용하여 다운 샘플링되어, 다운 샘플링 신호(306)를 형성한다. 다운 샘플러(304)는 자신의 입력 리드로부터 두개의 연속한 값을 반복적으로 독출하고 자신의 출력 리드에 상기 연속된 값중 선행한 것을 출력하므로써 동작하고, 제 2의 값은 버린다. 이어 다운 샘플링 신호(306)는 보상 신호(274)를 형성하기 위해 감산기(308)에 인가된다. 보상 신호(274)는 도 10의 연속된 단계에서 사용되며, 유니트 지연(310)에도 인가되어 지연 신호(312)를 형성한다. 이어 지연 신호(312)는 피드백 이퀄라이저(314)의 입력 리드에 인가되어 왜곡 추정(316)을 형성한다. 피드백 이퀄라이저(314)는 피드-포워드 이퀄라이저(300)와 유사하며, 아래에서 상세히 설명될 것이다. 왜곡 추정(316)은 감산기(308)에 제 2 입력을 제공한다. 도 10의 에러 신호(272)는 도 12의 이득 엘리먼트(318)에서 일정한 인자를 사용하여 스케일링되어 정정 신호(320)를 형성하며, 상기 정정 신호는 피드백 이퀄라이저(314)의 제 2 입력 신호로서 인가된다. 피드백 이퀄라이저(314)는 정정 신호(320)를 사용하여 적응 업데이트를 수행한다.

에러 신호(272)는 또한 에러 신호(272)의 각각의 샘플 사이에 제로를 삽입하므로써, 업 샘플러(326)에 의해 인자를 사용하여 업샘플링된다. 업샘플러(326)는 정정 신호(324)를 제공하기 위해 이득 엘리먼트에 의해 스케일링되는 업 샘플링 에러 신호(328)를 생성한다. 피드백 이퀄라이저(314)와 피드-포워드 이퀄라이저(300)에 의한 정정 신호(320) 및 정정 신호(324)의 사용은 아래에서 설명될 것이다. 이득 엘리먼트(322) 및 이득 엘리먼트(318)의 파라미터(kf 및 kb) 값은 각각 바람직하게 10-2에서 10-15이다. 최적의 값은 과도한 실험 없이 기술 분야의 당업자에 의해 용이하게 취하여 질 수 있다.

피드-포워드 및 피드백 이퀄라이저

도 13은 도 12의 피드-포워드 이퀄라이저(300)에 대한 내부 구조를 도시한다. 피드-포워드 이퀄라이저(300)는 체인 형태로 접속된 바람직하게 8--128개의 동일한 필터 탭(330)으로 구성된다. 제 1 필터 탭(TAP 1 ; 330)은 도 12의 동기화 신호(266)를 받아들이고, 최종 필터 탭(330)은 도 12에서 사용된 부분 보상 신호(302)를 출력한다. 각각의 사이에 개재된 탭은 두 개의 입력 신호; 제 1 입력(332) 및 목표 입력(336)을 취하여 두개의 출력 신호; 제 1 출력(334) 및 목표 출력(338)을 형성한다. 각각의 필터 탭(330)은 또한 지연 에러 추정(270)을 계산하기 위해, 지연 추정(342)에 의해 사용되는 탭 가중치(340)를 출력 신호로서 제공한다. 동작 동안, 정정 신호(324)를 입력 신호로 사용하여, 각각의 필터 탭(330)은 적응 업데이트를 수행한다.

도 14는 도 13의 각 필터 탭(330)의 기능을 상세히 도시한다. 도 14에 도시된 바와 같은 표준 신호 처리 블록을 사용하여, 각각의 탭은 두개의 입력, 즉 제 1 입력(332)과 목표 입력(336)을 가지며, 두 개의 출력, 즉 제 1 출력과 목표 출력(338)을 제공한다. 제 1 입력(332)은 유니트 지연(350)에 의해 한 샘플 정도 지연되어 제 1 출력(334)을 형성한다. 반면에 제 1 입력(332)은 또한 승산기(352)를 사용하여 탭 가중치(340) 만큼 곱하여져서 가중치 입력(354)을 제공한다. 가중치 입력(354)은 가산기(356)에 의해 목표 입력(336)에 가산되어 목표 출력(338)을 형성한다.

탭 가중치(340)의 적응 업데이트는 승산기(366)를 사용하여 정정 신호(324)에 제 1 입력 신호(332)를 곱하므로써 수행된다. 승산기 출력 값(364)은 탭 에러 추정을 제공하고, 감산기(362)를 사용하여 이전의 값(360)에서 감산되어 탭 가중치(340)을 형성한다. 이전의 값(360)은 입력으로 탭 가중치(340)를 사용하여 유니트 지연(358)에 의해 형성된다. 각각의 필터 탭(330)은 또한 탭 가중치(340)를 출력한다.

도 13을 참조하여, 각각의 필터 탭(330)은 지연 추정기(342)에 인가된다. 지연 추정기(342)는 추정;

을 사용하여 전체 필터의 지연 에러 추정(270)을 계산하고, 여기에서 w_i는 i번째 탭 가중치(340)에 대한 생략형이다. 이러한 방식으로, 지연 추정기(342)는 도 10의 주기 추정(262에서의 에러 정도를 결정하기 위한 추정 수단을 제공한다.

도 10의 상술한 피드-포워드 이퀄라이저(300)는 또한 피드-백 이퀄라이저(314)에도 적용된다. 피드백 이퀄라이저(314)의 구조 및 동작은 지연 추정기(342)가 요구되는 것을 제외하고 피드-포워드 이퀄라이저(300)와 동일하므로, 지연 에러 추정(270)과 동일한 어떠한 출력도 존재하지 않는다. 또한 피드 백 이퀄라이저(314)는 피드-포워드 이퀄라이저(300)와는 상이한 개수, 바람직하게는 피드 포워드 이퀄라이저(300) 개수의 1/4 내지 1/2 사이의 탭을 사용한다. 피드-포워드 이퀄라이저(300) 및 피드백 이퀄라이저(314) 모두를 위한 탭의 최적 개수는 실험을 거치지 않고 당업자에 의해 용이하게 취하여 질 수 있다.

클록 추정기

도 15는 도 10의 클록 추정기(264)의 기본 컴포넌트들을 도시한다. 클록 추정기(264)는 주기 추정(262)을 업데이트하기 위해 지연 에러 추정(270)을 사용하는 회로 수단의 일례이다. 클록 추정기(264)로 입력되는 신호, 즉 지연 에러 추정(270)은 아날로그 대 디지털 변환기(240)를 위해 사용되는 클록의 정확도에 의존하지만, 루프 이득(370)에 의해 인자(k₁), 바람직하게는 10^-1내지 10^-8의 범위의 인자를 사용하여 스케일링되어 위상 에러(374)를 생성한다. 위상 에러(374)는 루프 필터(376)를 사용하여 필터링되어 주기 오프세트(378)를 형성한다. 루프 필터(376)는 위상 동기 루프의 설계로 당업자에게 공지된 설계를 가지는 저역 통과 필터이다. 주기 오프세트(378)는 가산기(372)에 의해 공칭 주기(380)에 가산되어 주기 추정(262)을 생성한다. 공칭 주기(380)는 도 8의 전화 시스템 클록(236)의 주파수보다 앞선, 도 10의 아날로그 대 디지털 변환기(240)의 샘플링 비율의 절반 비율의 추정이 된다. 전화 시스템 클록(236) 및 아날로그 대 디지털 변환기(240)에 의해 사용된 클록은 공통 소오스로부터 유도되지 않기 때문에, 정확한 비율은 파라미터의 바람직한 선택을 위해 1.0과는 아주 약간 다르게 된다. 동작 도중, 주기 추정(262)은 도 10의 역필터(268)에 의해 제공된 현재 에러에 대한 추정을 사용하여 이러한 비율을 정련 및 트래킹(tracking)한다.

클록 동기화기

도 10의 클록 동기화기에 대한 기능적 블록도가 도 16에 도시되었다. 클록 동기화기(260)의 기능은 보간되어야 하며, 주기 추정(262)에 의해 분리된 간격으로 자신의 입력 신호를 재샘플링한다. 예를 들어, 주기 추정(262)이 2.0의 값을 가진다면, 디지털 입력 신호(246)로부터 독출된 모든 두번째 샘플은 동기화 신호(266)로서 출력될 것이다. 주기 추정(262)이 정수가 아니면, 클록 동기화기(260)는 출력 샘플을 형성하기 위해 입력 샘플들 사이에서 적절하게 보간하도록 요구된다.

클록 동기화기(260)는 요구된 각각의 출력 샘플에 대한 한 사이클의 동작을 수행한다. 각각의 사이클은 도 10의 주기 추정(262)의 값을 독출하는 누산기(424)에서 시작한다. 누산기(424)는 독출된 모든 입력 값에 대한 실행 합을 형성하고, 이러한 합을 실제 값의 샘플 인덱스(sample index ; 426)로서 출력한다. 이것은 업샘플링된 샘플 인덱스(430)를 형성하기 위해 이득 엘리먼트(428)를 사용하여, 인자(N^μ), 바람직하게는 10 내지 400 정도의 범위의 인자에 의해 스케일링된다. 최적의 값(N^μ)은 실험을 거치지 않고 기술 분야의 당업자에 의해 용이하게 얻어질 수 있다. 정수/분수 스플리터(432)는 업샘플링된 샘플 인덱스(430)를 샘플 인덱스(422)와 분수 값(414)으로 분해한다. 예를 들어 업샘플링된 샘플 인덱스(430)가 10.7의 값을 가진다면, 정수/분수 스플리터(432)는 샘플 인덱스(422)를 10.0으로 설정하고, 분수 값(414)을 0.7로 설정한다.

샘플 선택기(398)에 인가된 입력 신호들 중 하나는 디지털 입력 신호(246)에서 시작하는 일련의 동작에 의해 형성된다. 업 샘플러(390)는 디지털 입력 신호(246)에서 값을 독출하고, N^μ-1개의 제로 값에 이은 디지털 입력 신호(246)로부터 독출된 값으로 이루어진 N^μ개의 샘플을 출력한다. 업샘플러(390)로부터의 출력 스트림, 즉 업샘플링 입력 신호(392)는 4kHz와 같은 통과 대역 컷오프 주파수를 가지는 저역 통과 필터(394)에 인가된다. 업샘플러(390) 및 저역 통과 필터(394)의 설계는 공지되어 있다. 예를 들어 본 명세서에서 참조문으로 인용한, R.E. Crochiere 및 L.R. Rabiner등의 "Multirate Digital Signal Processing", Prentice-Hall, Englewood Chffs, NJ, 1983을 참조하라. 저역 통과 필터(394)는 샘플 선택기(398)의 입력으로 사용되는 필터링된 업샘플링 신호(396)를 형성한다.

샘플 선택기(398)는 샘플 인덱스(422)로부터 값을 독출하고, 샘플 개수(sⁿ)로서 이것을 해석하는 선택 수단의 일례이다. 상기 선택기는 시스템이 초기화된 이후로 필터링된 업 샘플링 신호(396)에 접속된 자신의 입력 리드로부터 독출되는 샘플의 개수를 나타내는 내부 카운트를 포함한다. 상기 선택기는 필터링된 업샘플링 신호(396)로부터의 추가의 샘플을 독출하고, 샘플(400)이 필터링된 업샘플링 신호(396)에서 독출된 모방 샘플(sⁿ)이 되고 샘플(402)이 모방 샘플(sⁿ⁺¹)이 되도록 출력 샘플을 형성한다. 이어 샘플(400)은 샘플 컴포넌트(408)를 형성하기 위해, 승산기(404)를 사용하여 분수 값(414)에 의해 스케일링된다. 유사하게 샘플(402)은 샘플 컴포넌트(410)를 형성하기 위해 승산기(406)를 사용하여 분수 값(416)에 의해 스케일링된다. 분수 값(416)의 크기는 감산기(420)를 사용하여 계산된 것과 같이 1, 유니트 상수에서 분수값(414)의 크기를 감한 것이 된다. 샘플 컴포넌트(408) 및 샘플 컴포넌트(410)는 가산기(412)에서 가산되어 동기화된 신호(266)를 형성하며, 상기 동기화 신호는 또한 도 10의 클록 동기화기(260)의 출력이 된다. 승산기(404), 승산기(406) 및 가산기(412)의 조합은 샘플 선택기(398)에 의해 선택된 샘플을 조합하기 위한 보간 수단의 일례이다.

클록 동기화기(260)는 또한 다른 응용에서 또는 독립형 샘플링 비율 변환기로서 사용될 수 있다. 일반적으로, 동기화 신호(266)는 단지 상이한 샘플링 비율을 가지지만 디지털 입력 신호(246)와 등가이다. 두 비율에 대한 비는 시간에 관계되어 변화하는 주기 추정(262)에 의해 특징지워진다.

선형 보간이 원하는 결과에 대해 대략적인 근사화가 되는 것으로 보일지라도 실제로 이것은 상당히 정확하다는 것을 주지하여야 한다. 업샘플러(390)에 의한 과잉 샘플링에 의해, 필터링된 업샘플링 신호(396)는 DC 주변에서 좁은 폭을 가지는 것을 제외하면 어디에서건 거의 제로가 되는 주파수 스펙트럼을 가진다. 보간 동작은 주파수 영역에서 이러한 좁은 대역폭의 이미지를 효율적으로 생성한다. 선형 보간의 기능은 이러한 이미지를 필터링 출력하기 위한 것이다. 일반적인 구현은 이러한 것을 달성하기 위해, 예리하고 계산적으로 값비싼 저역 통과 필터를 사용한다. 선형 보간기가 매우 취약한 특성의 저역 통화 필터일지라도, 원하지 않은 이미지가 나타나는 바로 그 주파수에서 매우 깊은 스펙트럼 노치를 가진다. 이것은 종래의 기술에서의 많은 계산을 없앰과 동시에 상기 방법을 매우 정확하게 하는 좁은 엘리어싱 이미지를 가지는 이러한 노치의 배치에 대한 조합이다.

데이터 추출기

도 3의 디코더(156)의 최종 단계가 도 10의 데이터 추출기(290)이다. 데이터 추출기(290)의 기능은 도 3의 엔코더(150)에 의해 수행된 변환을 역변환시키는 것이다. 이러한 변환(transformation)은 도 5에 도시된 직렬대 병렬 변환기(180) 및 DC 제거기(184)로 이루어진다.

이러한 변환을 역변환하기 위해, 데이터 추출기(290)는 DC 제거기(184)에 의해 데이터 스트림에 삽입된 값들을 우선적으로 제거한다. 이것은 입력으로부터 독출된 모든 8번째 샘플을 간단하게 버림(8샘플당 한번의 바람직한 비율을 사용하여 DC 제거는 DC 제거기(184)에 의해 수행된다고 가정)으로써 수행된다. 이러한 것이 수행되면, 남아 있는 8비트 값의 스트림은 한번에 각각의 워드 중에서 1 비트를 출력하므로써, 직렬 데이터 스트림(126)으로 다시 변환될 수 있으며, 이것은 최하위 비트에서 시작한다. 이같은 기술은 기술 분야의 당업자에게 공지되었다.

시스템 초기화

우선 서버와 클라이언트 사이에 접속이 설정될 때, 도 3의 엔코더(150) 및 디코더(156) 모두는 서로에게 공지된 상태에서 시작한다. 엔코더(150)내에서 다음의 초기화가 수행된다.

1. 도 5의 DC 제거기(184)는 자신의 다음 출력이 모방 DC 복원 코드(206)가 되도록 설정된 도 6의 두 개의 입력 선택기(190)를 사용하여 초기화된다.

2. 도 6의 유니트 지연(200)의 출력, 즉 이전의 DC 오프세트(202)는 0.0으로 초기화된다.

3. 도 5의 코드 스트림(186)은 일시적으로 DC 제거기(184)로부터 디스카운트된다. N_c, 바람직하게는 16-128개의 공지된 시퀀스 대신에, 값이 N_t회, 바람직하게 100-5000회 반복된다. N_c및 N_t의 사용에 대한 최적의 값은 실험을 거치지 않고 기술 분야의 당업자에 의해 용이하게 획득될 수 있다.

디코더(156)의 설계에 매어 있는 N_c의 선택은 바람직하게 도 12의 피드-포워드 이퀄라이저(300)에서의 탭 개수의 절반이 된다. 보편성을 잃지 않고, 엔코더(150)에 의해 반복적으로 전송된 코드 값에 대한 시퀀스에 대한 한 가지 가능한 선택은 표 1에 도시되었다. 도 10의 트레이닝 패턴(288)으로 인가된, 동일한 시퀀스도 역시 엔코더(150)에 의해 사용된다.

N_t회 반복된 시퀀스가 출력되면 코드 스트림(186)은 DC 제거기(184)에 재접속되고 디코더(156)로부터의 다음 출력은 DC 제거기(184)로 재접속되고 디코더(156)로부터의 후속 출력은 도 3의 데이터 스트림(100)으로 인가된 입력에 해당한다.

도 3의 디코더(156)내에서는 아날로그 신호(154)로부터 제 1 샘플이 독출되기 전에 다음의 초기화가 수행된다.

1. 도 10의 교환기(292)는 원하는 출력 신호(286)에 대해 게이트 트레이닝 패턴(288)을 설정한다.

2. 도 10의 데이터 추출기(290)는 다음 입력 값, 즉 추정 코드 스트림(328)이 DC 동등화 값으로 간주되고 이에 따라 버려지는 방식으로 설정된다.

3. 도 12의 유니트 지연(310)은 지연된 신호(312)로서 제로를 출력하도록 초기화된다.

4. 도 12의 업샘플러(326)는 자신의 다음 출력, 즉 업샘플링 에러 신호(328)가 모방 에러 신호(272)가 되는 방식으로 초기화된다.

5. 도 12의 다운샘플러(304)는 자신의 다음 입력 값, 즉 부분 보상 신호(302)가 다운 샘플링 신호(306)로서 복사되도록 초기화된다.

6. 도 12의 피드백 이퀄라이저(314) 및 피드-포워드 이퀄라이저(300)내에서 도 14의 각각의 유니트 지연(350)은 제로 출력을 갖도록 초기화된다.

7. 도 12의 피드백 이퀄라이저(314)내에서, 도 14의 각각의 유니트 지연(358)은 제로로 초기화된다.

8. 피드-포워드 이퀄라이저(300)내에서, 도 14의 각각의 유니트 지연(358)은 제로로 초기화된다.

9. 도 16의 누산기(424)는 실제 값의 샘플 인덱스(426)로 제로의 값을 출력하도록 초기화된다.

10. 저역 통과 필터(394)는 모두 제로 입력의 내부 상태를 갖도록 초기화된다.

11. 업샘플러(390)는 자신의 출력, 즉 업샘플링 입력 신호(392)가 디지털 입력 신호(246)의 값이 되도록 초기화된다.

이어 디코더(156)는 N_c-N_t값이 도 10의 추정 코드 스트림(280)에서 형성될 때까지 앞서 설명한 것처럼 동작한다. 이러한 지점에서, 교환기(292)는 추정 코드 스트림(280)을 원하는 출력 신호(286)로 게이팅하도록 이동한다. 이러한 지점에서 부터, 데이터 스트림(126)은 도 3에 도시된 바와 같이 데이터 스트림(128)에서 독출된 데이터와 일치하여야 한다.

도 3의 데이터 스트림(100) 및 데이터 스트림(126) 상의 값이 정확하게 일치되도록 엔코더(150) 및 디코더(156)가 초기화 모드로 진입하고 나가는 것도 역시 보장되어야 한다. DC 제거기(184)에 의해 수행된 DC 복원을 방해하는 것이 이러한 동기화를 달성하기 위한 방법의 일례이다. 트레이닝을 시작하는 것을 신호로 알리기 위해(시그널링하기 위해), 코드 스트림(186)은 예를 들어 16 샘플에 대한 정상 DC 복원 주기 보다 오래 합법적인 최대 코드 값으로 설정된다. 이것은 코드 스트림(186)을 동일한 개수의 샘플에 대한 합법적인 최소 코드 값으로 설정한 이후에 이어진다. 이어 트레이닝 패턴은 이러한 동기화 패턴을 따른다. 유사하게, 최종 트레이닝은 상기의 동기화 패턴의 순서를 바꿈으로써 -- 최대 값에 이은 최소 값을 반복하므로써 시그널링된다. 이러한 동기화 패턴은 디코더(156)에 의해 검출될 수 있으며, 교환기(292)를 제어하기 위해 사용될 수 있다.

이같은 동기화를 위한 다른 기술도 공지되었으며, 현존 모뎀에서 사용된다. 예를 들어, 앞서 언급한 ITU-T, V.34를 참조하라.

대안적인 지연 추정기

앞의 설명에 있어서, 지연 추정기(342)는 피드-포워드 이퀄라이저(300)내의 필터 탭 가중치의 고찰에 의해 형성된다. 다른 지연 추정 수단도 역시 가능하다. 예를 들어 도 10의 에러 신호(272) 및 보상 신호(274)는 다음;

과 같은 지연 에러 추정(270)을 형성하기 위해 사용될 수 있으며, 여기에서 △은 지연 에러 추정(270)이며, v는 보상 신호(274)이고 e는 에러 신호(272)이며, k는 실험을 거치지 않고 기술 분야의 당업자에 의해 용이하게 취득될 수 있는 파라미터이다. k의 값은 관찰된 신호 잡음과 클록 지터의 적절한 조합에 의존한다. 지연 에러 추정(270)을 형성하기 위한 지연 추정 수단을 구현하기 위한 임의의 다른 방법도 역시 본 발명에서 사용될 수 있다.

대안적인 디코더 초기화 방법

상술한 바와 같이, 디코더(156)의 파라미터는 공지된 데이터 시퀀스가 전송되는 동안 트레이닝 주기에 따른 혼합된 초기화 값을 사용하여 설정될 수 있다. 상술한 방식은 기초적인 샘플 단위로 역필터(268) 및 클록 추정기(264)의 파라미터에 대한 연속한 업데이트를 수행하기 위해 트레이닝 시퀀스를 사용한다.

모든 파라미터에 대한 단일 블록의 업데이트를 수행하는 것도 가능하다. 트레이닝 시퀀스를 전송하는 동안에, 단지 디코더(156)는 디지털 입력 신호(246)로서 나타난 값을 저장한다. 전체 트레이닝 시퀀스가 전송되면, 디코더(156)는 획득된 값의 분석을 수행하고, 자신 내부의 파라미터에 대한 계산을 수행한다.

파라미터 추정을 수행하기 위해 요구된 계산은 다음과 같다.

1. 비율 추정 수단을 사용하여 획득된 신호의 기본적인 디지털 주기(T_u)를 계산한다. 이것은 자동 코릴레이션 분석(autocorrelation analysis)과 같은 공지된 임의의 다양한 신호 처리 기술을 사용하여 수행된다. 나아가, 아날로그 대 디지털 변환기(240)에 대한 바람직한 샘플링 비율의 사용을 가정하여, 주기(T_U)는 트레이닝 시퀀스의 길이인 N_c의 대략 2배라고 공지되었다. 단지 소오스의 차는 전화 시스템 클록(236)의 샘플링 비율과 아날로그 대 디지털 변환기(240)의 샘플링 비율의 절반 사이의 차에 기인한다.

2. 도 15의 공칭 주기(380)를 다음;

과 같이 초기화한다.

3. 동기화 신호(266)를 형성하기 위해, 제로로 설정된 지연 에러 추정(270)을 사용하여 클록 동기화기(260)를 통해 신호를 전송하므로써, 디지털 입력 신호(246)를 재샘플링한다.

4. 2 - N_c열 및 N_t행을 가지는 행렬(Y)을 형성한다. Y의 엘리먼트는 위에서 계산된 것과 같이 동기화 신호(266)의 값이 된다. 이것들은 동기화 신호(266)의 연속 샘플을 사용하여 제 1 행에 제 2행 등을 연속하여 채우므로써 행렬내에 저장된다.

5. r, 즉 2·N_c의 엘리먼트 벡터를 형성하기 위해 U의 각각의 행에 대한 평균을 계산한다.

6. 다음의 식;

을 사용하여, 입력 신호의 잡음 성분의 에너지(σ²)에 대한 추정을 계산하며, 여기에서 Y_ij는 Y의 I열 J열의 엘리먼트이다.

7. 표 1에 도시된 것들과 같이 μ법칙대 선형 변환기(278)와 같은 변환기를 통해 트레이닝 시퀀스 값을 전송하므로써, N_c, 엘리먼트 벡터, c를 계산한다.

8. 다음과 같은 N_f+ N_b열 및 N_c행을 가지는 행렬(A)을 형성하며,

여기에서 N_f는 도 12의 피드-포워드 이퀄라이저(300)에서의 필터 탭의 개수이며, N_b는피드백 이퀄라이저(314)의 필터 탭의 개수이다. 예를 들어 N_c= 3이고, N_f= 4이며, N_b= 2라면,

가 된다.

9. 다음의 식;

에서 e²를 최소화시키는 N_f+ N_b개의 엘리먼트 벡터(x)의 값을 찾는다.

이것은 기술 분야의 당업자에게 명백한 선형 대수, 미적분 및 반복법에서 공지된 기술을 사용하여 풀 수 있다.

10. 피드-포워드 이퀄라이저(300)의 각 탭에 대해 도 14의 이전 값(360)을 x₁...xN_f를 사용하여 각각 초기화한다.

11. 피드백 이퀄라이저(314)의 각 탭에 대해 이전의 값(360)을 xN_f+1 .. xN_fNb 을 사용하여 각각 초기화한다.

12. 이러한 파라미터가 계산되면, 정상적인 동작이 시작된다. 상기 파라미터가 실질적으로 앞서 설명된 것과 같이 에러 신호(272)에 기초한 적응 업데이트에 기인하여 변화된다는 것을 주지하여야 한다.

상술한 시퀀스는 트레이닝 시퀀스를 사용하여 디코더(156)의 초기화를 수행하는 다른 방법의 일례로서 도시되었다. 다른 방법 및 수많은 다양한 방법이 사용 가능하다. 예를 들어 수신된 트레이닝 시퀀스는 정상 모드 및 트레이닝 모드 사이의 전환시 과도 현상에 대한 효과를 제거하기 위하여 각 끝에서 잘릴 수도 있으며, 선형 대 μ법칙 변환기(276) 및 μ 법칙 대 선형 변환기(278)에서 정확한 과도 레벨은 트레이닝 정보를 사용하여 조정될 수 있으며, 각각의 이전의 값(360)에 대한 수정된 식이 사용될 수도 있다.

대안적인 바람직한 트레이닝 절차

이하 도 3의 엔코더(150) 및 디코더(156)를 트레이닝 하는 바람직한 단계를 설명한다.

1. 엔코더(150)는 디지털 전화망으로 반복 패턴을 전송한다. 이러한 패턴은 총 M×N개의 코드워드를 제공하기 위해 N개의 PCM 코드워드의 M개의 반복된 시퀀스로 이루어진다. 본 명세서에서 사용된 용어 "PCM 코드워드"는 디지털 전화망(134)에 의해 사용되는 코드워드 세트를 언급한다. N개의 PCM 코드워드는 서로 상반되는 두 개의 값에서 랜덤하게 선택된다. 예를 들어 PCM 코드워드(0x14 및 0x94)는 전화망의 μ법칙의 압신 규칙(companding rule)하에 서로 상반되는 것에 상응한다. 무작위 선택은 또한 각각의 두 PCM 코드워드가 정확하게 N/2회 사용되도록 강요된다. 이것은 트레이닝 시퀀스는 어떠한 DC 컴포넌트도 포함하지 않는다는 것을 보장한다.

2. 디코더(156)는 PCM 코드워드 패턴과 동등한 아날로그가 되는 아날로그 신호(154)를 수신하여, M 및 N의 앞선 인식을 사용하여 상기 신호를 저장한다. 상기 아날로그 신호(154)는 16,000샘플/초의 공칭 비율로 샘플링 및 저장된다.

3. 저장된 시퀀스는 표준 신호 처리 기술을 사용하여, 자신의 반복 비율을 찾기 위해 분석된다. 반복 비율과 관련된 주기가 N/8000초가 되더라도, 디코더 클록의 정확한 값과 전화망(134)에 의해 사용된 클록 사이의 차이에 기인한 약간의 불일치가 존재한다. 반복 비율에 있어서의 이러한 불일치는 디코더의 클록을 조정하는데 사용되며, 정정된 클록을 사용하여 저장된 신호를 재샘플링한다. 이러한 기술은 측정된 주기가 정확하게 예상된 주기와 정합될 때까지 여러번 반복된다.

4. 잡음 레벨은 테스트 패턴의 M번 반복에 따른 변화를 관찰하므로써 바람직하게 측정된다. 각각의 반복은 동일하여야 하며, 그것은 이러한 변화를 야기하는 잡음일 뿐이다. 제 1 또는 최종을 포함한 소정의 반복은 평균에서 상당한 차이가 존재하는 경우에는 무시되어야 한다. 이것은 최종 영향, 간헐적인 잡음의 돌발 또는 크로스토크를 제거 또는 감소시킨다.

5. 고려된 반복의 평균 신호 레벨이 결정되어, 길이 2N을 가지는 평균 수신 시퀀스를 제공한다. 상기 길이(2N)는 입력되는 아날로그 신호(154)를 16000샘플/초로 샘플링하는 것으로부터 발생한다.

6. 최적의 이퀄라이저는 공지된 전송 시퀀스, 평균 수신 신호 레벨 및 잡음 추정을 사용하여 설계된다. 최소 평균 제곱 에러를 가지는 이퀄라이저는 공지된 방식을 사용하여 선형 방정식 세트를 푸는 것으로 구하여 진다. 특히, 8000샘플/초로 동작하는 20-탭 결정-피드백 이퀄라이저에 이어 16,000샘플/초로 동작하는 90개의 탭을 가지고 부분적으로 이격된 이퀄라이저의 조합이 사용될 수 있다.

7. 평균 제곱 에러 추정 및 이퀄라이저 설정은 아래에서 설명될 반전 채널(reverse channel)이 사용될 때 엔코더(150)로 다시 전송될 수 있다. 엔코더(150)는 통신 링크의 쓰루풋을 최대화하는 코드워드 세트 및 엔코딩 방법을 선택하는 데에 이러한 값을 사용한다.

트레이닝이 완료된 후, 엔코더(150)는 링크를 통해 데이터 전송을 시작한다. 디코더(156)는 수신된 신호를 보상하기 위해 계산된 클록 조정 및 이퀄라이저 설정을 사용하고, 이어 어떤 PCM 코드워드가 엔코더(150)에 의해 전송되는가를 결정한다. 선택은 PCM 코드워드를 데이터 시퀀스로 변환하기 위해 추가로 처리된다. 게다가, 보상 신호 및 근사 실제 PCM 코드워드 사이의 측정된 편차는 연속 에러 측정으로 사용된다. 이러한 에러 측정은 디코더(156)내의 이퀄라이저 및 클록 조정 회로에 다시 인가되어, 연속적인 업데이트를 허용하고, 소정의 드리프트를 방지한다. 이러한 에러 측정은 또한 재트레이닝이 초기화되어야 한다는 것을 엔코더(150)가 인지하는 경우에 회선의 품질이 상당히 변하는지의 여부를 결정하는 데에 사용된다.

반전 채널에 대한 추가 설명

도 17은 상술한 통신 시스템을 반전 채널과 조합한 본 발명의 일 특성을 도시한다. 데이터 스트림(100)이 도 3을 참조하여 설명된 바와 같이 엔코더(150)에 인가된다. 이것은 차례로 디지털 네트워크 접속(132)을 통해 디지털 전화망(134)에 접속된다. 데이터는 클라이언트의 중앙국의 네트워크에서 디지털 네트워크 접속(138)을 통해 나타난다. 디지털 정보는 회선 인터페이스(140)에 의해 아날로그 형태로 변환되고, 아날로그 형태로 가입자 회선(122)상에 위치된다. 클라이언트의 전제 장비, 즉 하이브리드 네트워크(152)는 유입되는 아날로그 신호(448)를 형성하고, 에코 소거기(442)는 아날로그 신호(154)를 형성하기 위해 출력되는 아날로그 신호(444)에서 유입되는 아날로그 신호(448)에 대한 기여도를 제거한다. 아날로그 신호(154)는 데이터 스트림(126)을 제공하는 디코더(156)에 인가된다. 클라이언트로부터의 데이터 스트림(128)은 현재 모뎀에서 사용되는 것과 같은 공지된 기술에 따라 변조기(446)에 의해 출력되는 아날로그 신호(444)로 변환되고, 에코 소거기(442)에 인가될 뿐만 아니라 하이브리드 네트워크(152)를 통해 가입자 회선(122) 상에 제공된다. 중앙국에서, 이것은 회선 인터페이스(140)에 의해 디지털 네트워크 접속(136)으로 변환된다. 디지털 전화망(314)은 디지털 네트워크 접속(136) 상의 데이터를 디지털 네트워크 접속(130)으로 전송한다. 복조기(440)는 이러한 신호를 서버를 위한 데이터 스트림(102)으로 변환한다.

도 17에 도시된 것과 같이, 반전 채널을 사용한 시스템에 대하여, 디코더(156)는 양방향 통신을 제공하기 위해 V.34 변조기와 같은 종래의 변조기(446)에 결합된다. 이같은 경우에 있어서, 바람직하게 에코 소거기(442)는 변조기(446)의 출력이 디코더(156)의 입력처럼 나타나는 것을 방지한다.

일반적인 에코 소거기가 사용되더라도, 본 명세서에서 기술한 시스템의 신호 특성은 유용하게 사용되어질 수 있는 특정 목적을 가진다. 특히, 유입되는 아날로그 신호(154)는 거의 DC에서 4kHz까지의 주파수 성분을 가지는 반면에, 변조기(446)로부터 출력되는 신호는 400Hz 내지 3400Hz 범위로 보다 엄격하게 대역 한정된다. 유입되는 채널과 출력되는 채널 사이의 대역폭에 있어서의 이러한 비대칭성은 비대칭 에코 소거기를 사용하므로써, 이용될 수 있다. 게다가, 출력되는 채널의 대역폭이 더욱더 감소된다면, 비대칭성은 더욱 증가될 것이며, 비대칭 에코 소거기의 장점이 증가될 것이다.

엔코더(150)의 끝의 접속에 있어서, 디지털 에코 소거기는 바람직하게 엔코더(150)와 도 17에 도시된 복조기(440) 사이에서 사용된다. 여기에서 다시, 접속의 비대칭 형태는 비대칭 에코 소거기를 사용하므로써, 사용될 수 있다.

동작

도 17에 도시된 시스템은 두 전화 가입자; 디지털 접속을 사용하는 한 가입자와 아날로그 접속을 사용하는 또 다른 가입자 간에 전 이중 통신을 제공한다. 순방향 채널의 동작은 하나의 부가물을 가지고 도 3을 참조하여 상술한 바와 같다. 하이브리드 네트워크(152)와 디코더(156) 사이에 삽입된 에코 소거기(442)는 반전 채널의 영향을 감소시키기 위해 부가되었다. 에코 소거기(442)는 출력되는 아날로그 신호(444)를 스케일링하고 그것을 유입되는 아날로그 신호(448)에서 감산하여 아날로그 신호(154)를 생성한다. 에코 소거기에 대한 이같은 기술 및 구현은 공지되어 있다. 반전 채널은 다양한 현존 모뎀 기술을 사용하여 구현될 수 있다. 예를 들어 본 명세서에서 참조문으로 인용한, International Telecommunication Union, Telecommunication Standardization Sector(ITU-T),"A Duplex Modem Operation at Signaling Rates of up to 14,400 bit/s for Use on the General Switched Telephone Network and on Leased Point to Point 2-wire Telephone-Type Circuit" Recommendation V.32bis, Geneva, Switzerland(1991) 참조. 데이터는 변조기(446)에 의해 변조되어 전화 시스템에 의해 운반되는 출력 아날로그 신호(444)를 형성한다. 사용되는 변조 기술은 공지되었다. 예를 들어 14,000비트/초까지로 전송 가능한 방법은 위에서 설명하였다. 유사하게 28,800비트/초까지 전송 가능한 방법은, 본 명세서에서 참조문으로 인용한, International Telecommunication Union, Telecommunication Standardization Sector(ITU-T), Recommendation V.34 Geneva, Switzerland(1994)에 개시되었다.

출력 아날로그 신호(444)는 모든 전화 장치에서 실제적으로 사용되는 것과 같은 하이브리드 네트워크(152)를 사용하여 가입자 회선(122) 상에 위치된다. 하이브리드 네트워크(512)는 한쪽의 4선식 인터페이스(두개의 독립적인 단일 방향의 신호)와 다른 한쪽의 2선식 인터페이스(하나의 양방향 신호) 사이에서 변환한다. 2선식 신호는 간단하게 4선식 측 상에서의 2개의 신호의 합이 된다. 클라이언트의 중앙국에서, 전화 회사 장치는 가입자 회선(122) 상의 아날로그 신호를 전화 시스템 클록(236)을 사용하여 8,000샘플/초로 샘플링되는 디지털 네트워크 접속(136)으로 변환한다. 북아메리카에서, 이러한 변환은 일반적인 음성 신호의 신호대 잡음비를 향상시키기 위해 μ법칙으로 공지된 비선형 맵핑을 사용하여 샘플 당 8비트를 제공하도록 수행된다. μ법칙으로 변환되면, 클라이언트의 신호는 디지털 전화망(134)에 의해 상기 신호가 서버의 전제 장비에 도달할 때까지 이송된다. 서버가 전화 시스템과의 디지털 접속을 가지기 때문에, 신호는 서버의 중앙국에 의해 아날로그 형태로 변환되지 않는다. 그러나, 서버와 디지털 네트워크 접속(136) 사이에 중재한 (ISDN 'U' 또는 'S' 등) 여러 인터페이스 층이 존재한다. 그러나, 디지털 네트워크 접속(136)에 제공된 동일한 데이터가 나중에 디지털 네트워크 접속(130)에서 나타나기 때문에, 이러한 중재 하드웨어는 무시될 수 있다. 복조기(440)는 작은 예외를 가지고 현존 모뎀에서 수행되는 것과 같은 변조기(446)의 역기능을 수행한다. 자신의 입력 및 출력이 모두 디지털이기 때문에 복조기는 디지털 하드웨어로 완전히 구현될 수 있는 반면에, 현존 모뎀은 현존 모뎀은 아날로그 입력을 사용하여 역할을 수행한다. 변조기(446)를 사용하는 것과 같이, 복조기(440)의 구현도 공지되어 있으며, International Telecommunication Union, Telecommunication Standardization Sector(ITU-T), "A Duplex Modem Operation at Signaling Rates of up to 14,400 bit/s for Use on the General Switched Telephone Network and on Leased Point to Point 2-wire Telephone-Type Circuit" Recommendation V.32bis, Geneva, Switzerland(1991)와 같은 문헌에서 개시되었다. 신호의 성능 감소가 사용자의 가입자 회선에서만 발생하기 때문에, 반전 채널이 종래의 모뎀보다 우월한 성능을 나타낸다는 것을 주지하라. 현존 모뎀은 통신 경로의 양쪽 끝에서의 가입자 회선에서 발생하는 왜곡을 처리한다. 본 발명의 대안적인 구현은 다른 공지된 방법 또는 반전 채널을 제공하는 기술을 사용할 수 있으며, 또는 총체적으로 왜곡을 제거할 수 있다. 따라서, 가능한 반전 채널의 구현에 대한 설명은 단지 본 발명의 특징에 대한 범위를 한정하는 것이 아니라 설명을 위해 제공된 것이다. 반전 채널의 제공은 또한 디코더(156) 및 엔코더(150)의 동기화를 간략화시키고, 필요하다면 시스템이 재초기화되는 것을 허용한다. 시스템의 성능은 도 10의 에러 신호에 대한 고찰로 디코더(156)에 의해 모니터링될 수 있다. 에러 신호(272)가 소정의 레벨, 바람직하게는 μ법칙 선형 값 사이의 평균 차이에 대한 1/3을 초과하면, 디코더(156)는 반전 채널을 통해 엔코더(150)에 시스템이 재초기화되어야 하는 것을 통보한다.

소오스 부호화기와의 조합

엔코더(150)에 인가되기 전에, 데이터 스트림(100)에 대해 추가의 역변환 가능한 변환을 수행하도록, 도 3에 도시된 엔코더(150) 및 디코더(156)의 기능을 확장하는 것이 가능하다. 이러한 변환의 효과는 데이터 스트림(126)을 형성하기 전에 디코더(156)의 출력에 역변환을 제공하므로써, 제거될 수 있다. 이러한 변환은 유용하게 그에 한정되지 않고 소정의 역 기능을 제공한다.

에러 정정

에러 정정을 위해 공지된 소정의 방법을 사용하여 에러 정정 및/또는 검출을 제공하기 위해 데이터 스트림에 비트들이 부가될 수 있다. 이것들은 예를 들어, 콘볼루션 코드, 블록 코드 또는 다른 에러 정정 또는 문헌에 상세히 기록된 검출 체제를 포함한다. 데이터 스트림(126)에 제공된 동일한 에러 정정이 또한 도 10에 도시된 선형 대 μ법칙 변환기(276)에서 μ법칙 대 선형 변환기(278)까지의 신호 경로에 삽입된다면, 원하는 출력 신호(286), 선형 값(284) 및 에러 신호(272)의 품질은 향상되고 디코더(156)의 성능이 이득을 얻게 된다.

소오스 알파베트의 서브세트

데이터 전송을 위해 사용 가능한 256개의 가능한 μ법칙의 코드워드가 존재하더라도, μ법칙 매핑은 이러한 워드가 선형 영역에서 불균일하게 이격되도록 한다. 따라서, 소정 쌍의 코드워드는 회선 잡음 또는 다른 손상에 기인하여 디코더(156)에 의해 보다 쉽게 혼동될 수 있다. 소오스 부호화기는 감소된 총 데이터 비율을 희생시켜 디코더(156)의 정확도를 향상시키기 위해 이러한 출력을 이러한 코드워드의 서브세트로 제한할 수 있다. 이것은 또한, 디코더가 소정의 에러 기준 내에서 코드워드를 분리할 수 없다는 것을 검출하면, 코드워드 알파베트를 감소시키므로써, 열악한 회선 조건에 디코더(156)를 적응시키기 위해 사용될 수도 있다. 코드워드 세트를 감소시키므로써, 향상된 에러 마진이 감소된 데이터 비율의 희생을 야기한다. 따라서, 데이터 비율을 낮추므로써, 시스템은 성능 열화된 접속을 다룰 수 있다.

도 3, 도 17 및 도 18에 도시된 시스템에 있어서, 데이터는 디지털 전화망(134)에 의해 사용되는 8비트 PCM 코드워드의 시퀀스로서 전송된다. 가장 간단한 구현에 있어서, 모든 256개의 가능한 PCM 코드워드가 사용될 수 있으며, 데이터는 간단하게 한번에 8비트를 취할 수 있게 되며, PCM 워드로서 사용될 수 있다.

그러나, 이러한 체제는 잠제적인 문제점을 지닌다. 우선, PCM 값에 대한 표준 μ법칙의 해석에 있어서, 동일한 아날로그 값에 매핑시키는, 256 세트로부터 2개의 코드워드가 존재한다. 따라서, 단지 결과적인 아날로그 신호만을 사용하여 이러한 코드워드들을 구분하는 것은 불가능하다. 둘째, PCM 코드워드에 대한 μ법칙의 해석은 불균일적으로 이격된 아날로그 레벨에 상응한다. 조밀하게 이격된 압신 규칙에서의 레벨은 쉽게 혼란될 수 있으며, 무효가 되어야 한다. 셋째, 디지털 전화망(134)은 내부 시그널링을 위해 PCM 코드워드의 최하위 비트를 종종 사용하여 이러한 비트들을 신뢰할 수 없게 한다. 넷째, PCM 코드워드가 그들의 등가 아날로그 전압 레벨로 변환될 때, 그것들은 CODEC의 평활 필터와 같은 여러 필터 및 가입자 회선을 통해 전송된다. 이것의 결과는 소정의 주파수 성분, 현저하게 DC 및 고주파 성분이 약화된다는 것이다. 디코더(156)가 이러한 주파수 성분을 동등화시킨다면, 잡음 레벨은 필연적으로 증가하여 레벨 사이의 증가된 혼란을 야기한다. 다섯째, 디지털 전화망(134)은 μ법칙 및 A-μ 법칙의 엔코딩 모드를 사용하는 내부 통화의 경우 또는 네트워크가 재매핑에 의한 신호 레벨을 수정하기를 시도하는 경우와 같이 동일한 세트로부터 새로운 값으로 코드워드를 재매핑할 수 있다.

본 명세서에 도시된 시스템은 두 가지 방식으로 이러한 쟁점을 다룬다. 우선 디코더(150)는 256 PCM 코드워드의 서브 세트만을 사용한다. 게다가, 엔코더(150)는 결과의 아날로그 신호(154)의 소정 주파수 성분을 감소시키기 위해 이전에 전송된 코드워드를 참조하여 PCM 코드워드를 선택할 수 있다.

이러한 처리의 제 1 단계는 전송 채널의 주파수 및 잡음 특성을 식별하는 것이다. 엔코더(150)는 무작위적으로 선택된 독립적인 PCM 코드워드로 구성된 공지된 트레이닝 패턴을 송신한다. 아날로그 신호(154)와 같은 아날로그 신호로 변환될 때, 이것은 거의 평탄한 주파수 스펙트럼을 가지는 아날로그 신호를 야기한다. 디코더(156)는 왜곡된 아날로그 신호(154)를 수신하고, 이러한 왜곡을 감소시키는 동기화기 및 이퀄라이저를 구성한다. 이러한 과정에 있어서, 디코더(156)는 회선의 잡음 레벨 및 필터링 특성에 대한 측정을 얻는다. 이러한 측정은 엔코더(150)로 다시 전송된다. 이러한 단계는 "Preferred Alternate Training Procedure"라는 제목하에 개시되었다.

잡음 레벨이 알려지면, 엔코더(150)는 소정의 한 코드워드가 잡음에 기인한 다른 것과 혼동될 가능성이 소정의 프리세트 임계 가능성 이하가 되도록 PCM 코드워드의 서브세트를 선택할 수 있다. 잡음 통계를 사용하여 코드워드 사이의 요구된 최소 간격(separation)을 우선적으로 계산하므로써 상기 서브세트는 선택된다. 이어 최소의 프리세트 임계 이하 정도로 분리된 어떠한 코드워드 쌍에 대해서 최대 가능한 세트를 선택하므로써, 코드워드 세트가 선택된다. 코드워드 세트의 선택은 또한 아래에서 추가로 설명되어질 비트로빙(bitrobbing)에 의해 성능 손상될 수 있는 소정의 코드워드의 사용 불가로 제한된다.

PCM 코드워드로부터 재구성된 아날로그 신호로부터 소정 주파수를 제거하기 위해, 일례의 기술은 데이터를 포함하지 않은 추가의 코드워드를 정규적인 간격으로 삽입하는 것이다. 이러한 삽입은 출력 스펙트럼을 구체화하기 위해 사용된다. 예를 들어 DC를 제거하기 원한다면, DC 제거기(184)를 참조하여 위에서 설명한 바와 같이 일단 N개의 데이터 운반 코드워드 각각에 대해 이전 모든 코드워드의 값에 대한 음의 합에 가능한 근접하는 아날로그 값을 가지는 코드워드가 삽입된다.

일반적으로, 삽입된 코드워드는 요구된 스펙트럼을 구체화하기 위해 선택될 수 있다. 예를 들어 코드워드는 엔코더(150)에서 디지털 필터를 통해 전송될 수 있으며, 삽입된 코드가 필터의 출력 에너지를 최소화시키도록 선택된다. 저역 통과 필터 또는 거의 4kHz에 인접한 필터와 같은 디지털 필터가 제거하는 것이 바람직한 성분을 통과시키도록 선택되었다면, 이러한 절차는 상기의 성분을 최소화할 수 있다.

데이터 운반 코드워드가 256개의 가능한 코드워드의 서브세트로부터 선택되기 때문에, 데이터는 일반적으로 한번에 코드워드의 8비트 내에 간단히 위치될 수 없다. 대신에, 데이터로부터의 비트 그룹은 코드워드 시퀀스를 선택하는 데에 사용된다. 예를 들어, 서브세트가 단지 3개의 코드워드로 구성된다면, (2⁶또는 64 가능성을 가지는) 6개의 입력 비트로 이루어진 그룹을 사용하여 (3⁴=81의 가능성을 가지는) 4개의 코드워드로 이루어진 그룹의 값을 선택할 수 있다. 이러한 경우, 사용 가능한 정보 내용에 대해 소정의 낭비가 있으나, 그룹의 길이가 증가됨에 따라 이것은 감소한다.

56,000비트/초 전화 시스템의 사용

전화 시스템에 의해 사용되는 소정의 PCM 전송 체제에 있어서, 각각 8 비트의 코드워드 중 최하위 비트는 내부 동기화를 위해 사용된다. 이것은 도 5를 참조하여 설명된 엔코딩 처리가 디지털 네트워크 접속(132)에 인가된 각각의 엔코딩 값의 최하위 비트의 위치에 삽입 비트를 위치시키도록 8비트 당 제로 비트를 한번씩 삽입하여, 데이터 스트림(100)을 변환하므로써 다루어질 수 있다. 이렇게 삽입된 제로들은 앞의 처리 데이터 스트림(126)에 의해 디코더(156)에서 제거된다. 이러한 방식으로 전화 시스템의 낮은 차수 비트의 사용은 전송된 데이터에 손상을 입히지 않고, 최대 데이터 비율이 56,000비트/초까지 감소된다.

디지털 전화망(134)을 통한 전송을 포함하여 장거리 전화 전송의 경우, 소정의 통화량이 인-밴드 시그널링을 사용하는 회선 상에서 운반된다. 이러한 경우, 디지털 전화망(134)은 링 지시(ring instruction) 및 다른 신호에 대한 매 6번째 PCM 코드워드의 최하위 비트("LSB")를 사용(또는 침해)할 수 있다. 이러한 기술은 일반적으로 "로빙된 비트 시그널링" 또는 간단하게 "비트로빙"으로 공지되었다. 전화 접속이 데이터를 이송하기 위해 사용된다면, 이것은 단지 7 비트만이 비트 로빙된 프레임 동안에 사용된다는 것을 의미한다. 송신기가 비트 로빙에 대한 어떠한 제어력도 가지지 않기 때문에, 이러한 문제를 처리하기 위한 한 방법은 LSB를 절대 사용하지 않는 것이며, 이에 의해 최대 데이터 비율을 (7비트/코드워드 x 8000코드워드/초) 56kbps까지 감소시킨다.

예를 들어, 도 3에 도시된 시스템은 디코더(156)가 비트로빙된 프레임을 식별하도록 하고, 이어 엔코더(150)가 비트로빙이 발생한 프레임 내의 LSB 만을 회피하도록 지시하므로써, 이러한 점을 개선시킨다. 따라서, 비트로빙을 사용하는 단일 홉(hop)은 비트 비율을 낮게; 예를 들어 56kbps 대신에 62.7kbps까지 감소시킨다. 비동기화된 링크를 통한 다수의 홉의 경우에, 비트 로빙은 상이한 위상에서 발생할 수 있어서, 비트 비율에 있어서의 추가의 감소를 야기한다.

비트로빙된 프레임의 검출은 시스템의 초기 트레이닝 동안 수행될 수 있다. 엔코더(150)는 전송 채널을 통해 공지된 패턴의 8비트 PCM 코드워드를 송신하고 디코더(156)는 자신의 수신한 결과적인 아날로그 파형으로부터의 샘플을 저장한다. 디코더(156)는 어떠한 비트 로빙도 발생되지 않는다는 가정하에 자신의 출력과 공지된 패턴 사이의 차이를 최소화하기 위해, 이러한 신호를 재동기화 및 동등화시키는 것을 시도한다. 디코더(156)는 이어 각각의 6 상에서 평균 동등화된 값을 측정한다. 즉, 첫번째, 7번째, 13번째 19번째 샘플 등에서의 에러는 평균이 되며, 이것은 6개의 평균 에러 측정을 생성하는 2번째, 8번째 14번째 샘플 등에서의 에러가 된다. 이어 디코더(156)는 1) 비트로빙되지 않음, 2) LSB를 0으로 대체하여 비트로빙된, 3) LSB를 1으로 대체하여 비트로빙된, 4) LSB를 1/2로 대체하여 비트로빙되었는지의 여부를 각각의 위상에 대해 결정한다. 어떠한 비트로빙 체제(1,2,3 또는 4)가 비트로빙이 수행된 후에 공지되는 패턴과 동등화된 신호 사이의 차를 최소화하는 지를 결정함에 따라 선택이 이루어진다.

각각의 프레임에서 발생되는 비트로빙이 결정되면, 제 1 동등화가 비트로빙을 인지하지 않을 상태에서 수행되기 때문에, 동등화 기술이 리턴된다. 이같은 두번째 전송은 보다 양호한 동등화 신호를 제공한다. 이어 비트로빙 결정은 상술한 바와 동일한 방식으로 제 2 동등화된 신호를 사용하여 입증될 수 있다.

비트로빙이 각각의 6 위상에 대해 공지되면, 디코더(156)는 바람직하게 이러한 정보를 엔코더(150)로 전송한다. 연속적인 데이터 전송에 있어서, 엔코더(150) 및 디코더(156)는 비트로빙에 의해 성능 감소될 수 있는 비트의 사용을 회피한다.

대안적인 방법으로, 엔코더(150)가 상술한 클록 동기화 및 동등화 단계가 완료된 후에 공지된 패턴의 코드워드를 송신한다. 디코더(156)는 각각의 6 위상에 대한 각각 전송된 256 PCM 코드워드에 대해서 도 10에 도시된 보상 신호(274)로 표현된 레벨과 같은, 수신된 신호 레벨을 고려한 통계를 계산한다. 평균 신호 레벨 및 변화를 포함하여, 계산된 통계치는 미리 결정된 에러 가능성을 제공하는 코드워드의 서브세트를 선택하기 위해 사용된다. 선택된 서브세트는 엔코더(150)로 전송되어 후속 전송에서 사용된다. 게다가, μ법칙대 선형 및 선형 대 μ법칙 변환기(192,276,278)는 변환기(192,276,278)의 미리 결정된 레벨 대신에 위에서 계산된 평균 레벨을 사용한다. 따라서, 이러한 방법은, 앞서서 인지하거나 명확하게 분석하지 않고, 디지털 전화망(314)에서 발생한 비트로빙 또는 재매핑을 암시적으로 처리할 수 있는 적응 변환기를 제공한다.

데이터 압축

소오스 부호화기는 기술 분야의 당업자에게 임의의 다양한 공지된 기술을 사용하여 손실이 없는 데이터 스트림(100)의 압축을 제공한다. 이에 한정하는 것은 아니지만 이것은 렘펠-지프(Lempel-Ziv) 압축, 실행 길이 부화화 및 휴프먼(Huffman) 복호화를 포함한다. 이것도 역시 공지되어있는 선택된 압축 변환에 대한 역은 데이터 스트림(126)에 적용된다.

다른 전화 시스템의 사용

상기의 방법은 음성 신호를 전달하기 위해 μ법칙과는 다른 비선형 압신 동작을 사용하는 전화 시스템과 함께 이용될 수 있다. 예를 들어, 대부분의 세계는 A-법칙과 같이 공지된 유사한 복호화를 사용한다. 본 발명의 특징은 A-법칙의 등가물을 사용하여μ법칙 대 선형 및 선형 대 μ 법칙 변환기를 대체하므로써, 이같은 시스템에도 적용될 수 있다. 이같은 등가물은 또한 256-엘리먼트 룩업 테이블을 사용하여 구현될 수도 있다. 이러한 경우, 테이블은 공지된 A-법칙 맵핑으로 채워진다. 이같은 수정은 기술 분야의 당업자에게는 명백한 것이다.

현존 모뎀과의 조합

본 발명의 특징은 또한 현존 모뎀과 함께 사용될 수 있다. 도 1에 도시된 종래의 시스템에 있어서, 모뎀(104)은 상술한 엔코더(150)의 기능을 포함하도록 수정될 수 있다. 게다가 모뎀(124)은 디코더(156)의 기능을 포함하도록 수정될 수 있다. 통화가 수정된 모뎀(104)과 모뎀(124) 사이에서 접속될 때, 양쪽은 수정되지 않은 모뎀들 사이의 일반적인 접속에 대한 것처럼 동작한다. 초기화가 완료된 후, 모뎀(104)은 국제 통신 연합(ITU)에 의해 표준화된 프로토콜과 같이 공지된 승인 프로토콜을 사용하여 모뎀(124)으로 승인 요구를 송신한다. 모뎀(124)이 디코더(156)의 실현을 포함한다면, 이것은 상기 요구에 대해 긍정적으로 반응한다. 그렇지 않으면, 요구는 거부되고 일반적인 모뎀 통신이 사용된다. 긍정적인 응답이 수신되면, 모뎀(124) 및 모뎀(104)은 도 17에 도시된 것처럼 동작하도록 전환되어 초기화된 시퀀스에서부터 시작한다. 이러한 방식으로, 조합된 모뎀/디코더는 현존 모뎀을 정보 처리 상호 운영하도록 하며, 가능한 경우에는 유용하게 본 발명의 특징을 사용하여 증가된 쓰루풋을 제공한다.

데이터베이스 서버와의 조합

본 발명의 특징은 도 18에 도시된 중앙측과 다수의 사용자 사이에서 임의의 타입(정보, 오디오, 비디오 등)의 데이터 통신을 제공하기 위해 중앙 서버와 함께 사용될 수 있다. 서버(450)는 서버 데이터를 본 명세서에서 설명된 엔코더(150)와 같은 엔코더 어레이로 이루어지고 가능하다면 복조화기(440)와 같은 복조화기 어레이로 이루어진 서버 인터페이스(454)에 제공한다. 서버 인터페이스(454)는 ISDN PRI 인터페이스와 같은 서버 접속(456)을 통해 디지털 전화망(134)에 접속된다. 서비스에 대한 각각의 가입자는 디코더(156)로 이루어진 클라이언트 인터페이스(460)을 포함하고 선택적으로 도 17에 도시된 것과 유사한 에코 소거기(442) 및 복조기(446)를 포함한다. 클라이언트 인터페이스(460)는 클라이언트 데이터 스트림(462)을 제공하기 위해 클라이언트 접속(458)을 처리한다. 전반적으로 이러한 구성은 복수의 사용자가 독립적으로 중앙 서버 또는 서버와 통신하도록 허용한다. 이같은 구성은 한정하는 것은 아니지만 오디오 또는 음악 분해, 온라인 서비스, 네트워킹 서비스, 비디오 또는 텔레비젼 분배, 음성, 정보 붑배, 신용 카드 비준, 뱅킹, 상호 작용의 컴퓨터 액세스, 본 발명의 원격 관리, POS 단말기, 멀티 미디어를 포함하는 소정 타입의 데이터 서비스에 대해 유용할 수 있다. 본 발명의 다른 구현 및 구성도 또한 이러한 그리고 다른 응용에 적용 가능하다.

고속 팩시밀리 전송

도 19에 도시된 본 발명의 특징은 고속 팩시밀리 전송을 위해 사용될 수 있다. 전송 FAX 470은 이미지를 스캔하고, 공지된 방법으로 그것을 전송 데이터 스트림(472)으로 변환시킨다. 전송 데이터 스트림(472)은 예를 들어 도 17에 도시된 것과 같은 분배 시스템(474)을 통해 수신 데이터 스트림(476)으로 변환된다. 수신 팩스(478)는 데이터 스트림을 이미지로 변환하여 프린트하거나 그렇지 않으면 디스플레이한다. 분배 시스템(474)은 전송 데이트 스트림(472)으로 대치된 데이터 스트림(100) 및 수신 데이터 스트림(476)으로 대치된 데이터 스트림(126)을 사용하여, 도 17에 도시된 바와 같이 구현될 수도 있다. 게다가, 데이터 스트림(128) 및 데이터 스트림(126)은, 본 명세서에서 참조문으로 인용한, 국제 통신 연합, 전화 통신 표준안(ITU-T), Recommunication V.17, "A 2-Wire Modem for Facsimile Applications With Rates up to 14,4000b/s" (1991년)스위스 제네바에서 개시된 바와 같은, 수신 팩스(478) 및 전송 FAX(470) 사이에서의 프로토콜 승인을 위해 사용된다. 이같은 방식으로 전송 FAX(470)로부터의 팩시밀리는 종래의 전송 체제를 사용하여 가능하였던 것보다 높은 비율로 유용하게 수신 팩스(478)로 전송된다.

ISDN/디지털 전화 릴레이

본 발명의 특징은 ISDN 또는 디지털 기술을 이용할 수 있는 소정의 응용과 함께 사용될 수도 있다. 이것은 디지털적으로 접속된 부분에서 전화망으로의 아날로그 접속만을 가지는 제 2 부분까지 전송을 위해 ISDN과 기능적 등가물을 제공한다. 이것은 도 17에 도시된 것과 같은 시스템을 사용하여 직접적으로 수행되거나, 도 20에 도시된 중개 릴레이를 사용하여 수행될 수 있다. 디지털 가입자(480)는 아날로그 가입자(490)를 향한 디지털 통화를 가능하게 하고, 상기 아날로그 가입자는 디지털 전화망으로의 직접적인 디지털 액세스를 행하지 않고 대신에 아날로그 가입자 접속(488)을 가진다. 완전 디지털 접속은 ISDN, Switched-56, T1등과 같은 디지털 접속(482)을 사용하여 디지털 가입자(480)와 릴레이 서버(484) 사이에서 개방된다. 릴레이 서버(484)는 종래의 모뎀과 같은 유용한 소정의 수단 또는 도 17에 도시된 것과 같은 시스템을 사용하여 릴레이 접속(486)을 따라 아날로그 가입자(490)와 통신한다. 기술 분야의 당업자에게 공지된 적절한 흐름 제어 방식을 사용하여, 디지털 접속이 단지 아날로그 가입자에게 개방된다는 것이 디지털 가입자에게 명확하게 된다. 이같은 접속은 음성, 데이터 디지털 FAX, 비디오, 오디오 등과 같은 소정의 디지털 통신을 위해 사용될 수 있다. 아날로그 가입자에게 디지털 접속을 제공하기 위해, 릴레이 서버(484)를 실제 디지털 전화망(134)에 구현할 수 있다는 것도 주지하여야 한다.

본 발명은 바람직한 실시예를 참조하여 도시되고 기술되고, 다양한 형태의 변화 및 변형이 첨부된 청구범위에 의해 한정된 바와 같은 본 발명의 정신 및 범위로부터 벗어나지 않고 이루어진다는 것이 당업자에게 이해된다. 예를 들어 등가의 트레이닝 요구가 도 17의 반전 채널을 사용하여 달성될 수 있다. 도 17의 반전 채널은 디코더(156)로부터 엔코더(150)로의 정보 흐름을 제어하기 위한 다른 등가적인 구성을 제공할 수도 있다. 그러나, 이같은 구성에 있어서, 본 발명은 여전히 데이터 제공자와 사용자 사이에서 데이터 전송을 제공한다. 게다가, 전화 회선의 보상은 기술 분야의 당업자에게 공지된 다른 등가 구성에 의해 달성될 수 있으며; 등가 트레이닝 절차가 사용될 수 있고, 상이한 균등화 방법이 사용될 수 있으며, 시스템이 본 발명의 범주를 벗어나지 않고, 중앙국의 등가물에 적용될 수 있다. 따라서, 기술 분야의 정상적인 당업자는 이같은 모든 등가 회로 및 수정물이 청구 범위의 범주내에 포함된다는 것을 이해할 수 있을 것이다.

부록

다음의 의사 코드 세그먼트는 본 발명의 여러 부분을 이해하기 위해 제공된다. 그들은 완전한 또는 최적의 실행으로 구성되어 있지 않다. 이러한 코드는 어떠한 부가적인 가치 상승도 없이, 상술한 기본 시스템의 동작을 설명한다는 것을 주지하여야 한다. 소프트웨어 코드로서 제공될 지라도, 실제적인 실행은 프로세서에 의해 사용된 저장 프로그램, 전용 하드웨어 또는 그들의 조합이다.

Claims (39)

1. 엔코더는 전화망의 디지털 부분에 디지털 접속하고 상기 전화망의 디지털 부분은 아날로그 루프에 의해 상기 디코더에 접속되는, 엔코더와 디코더를 구비한 통신 시스템의 트레이닝 방법에 있어서,

   상기 엔코더에서 상기 디코더로 N개의 코드워드를 M회 반복하여 전송하는 단계를 포함하는데, 상기 M 및 N은 디코더에 알려진 정수이고 상기 코드워드는 상기 전화망의 디지털 부분에 의해 사용되는 PCM 코드에 상응하며,

   상기 디코더에서 상기 전송 코드워드에 해당하는 아날로그 전압 레벨의 수신 시퀀스를 샘플링하는 단계;

   각각의 샘플과 관련된 값을 저장하는 단계;

   상기 저장된 값을 분석하는 단계; 및

   상기 분석에 따라 디코더의 파라미터를 조정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
2. 제 1 항에 있어서, 상기 N개의 코드워드는 두개의 PCM 코드워드의 서브세트로부터 무작위로 선택되며, 상기 두개의 PCM 코드워드 서브세트는 전화망에 의해 구현된 μ법칙의 압신 규칙하에 서로 상반되는 것을 특징으로 하는 방법.
3. 제 2 항에 있어서, 상기 각각의 두 PCM 코드워드는 N/2번 선택되는 것을 특징으로 하는 방법.
4. 제 1 항에 있어서, 상기 수신 시퀀스는 상기 전화망의 디지털 부분의 클록 비율의 두배로 샘플링되는 것을 특징으로 하는 방법.
5. 제 1 항에 있어서, 상기 수신 시퀀스는 16,000샘플/초의 비율로 샘플링되는 것을 특징으로 하는 방법.
6. 제 1 항에 있어서, 상기 저장된 값을 분석하는 단계는 M회 반복이 발생하는 비율을 결정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
7. 제 6 항에 있어서, 상기 분석하는 단계는 M회 반복되는 비율과 관련된 샘플 주기를 결정하는 단계;

   상기 결정된 주기를 N/8000 초와 비교하는 단계; 및

   상기 비교에 따라 상기 디코더의 샘플링 비율의 클록을 조정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
8. 제 7 항에 있어서, 상기 조정된 샘플링 비율의 클록을 사용하여 상기 저장된 값을 재샘플링하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
9. 제 8 항에 있어서, 상기 재샘플링된 값에 대해 청구항 7의 단계를 반복하여 수행하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
10. 제 1 항에 있어서, 상기 저장된 값을 분석하는 단계는 잡음 추정을 추정하기 위해 M회 반복의 변화를 측정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
11. 제 1 항에 있어서, 상기 저장된 값을 분석하는 단계는 M회 반복으로부터 평균의 수신 신호 레벨을 계산하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
12. 제 1 항에 있어서, 상기 파라미터는 상기 디코더 내의 이퀄라이저와 관련되는 것을 특징으로 하는 방법.
13. 제 12 항에 있어서, 상기 파마미터는 상기 디코더에 저장된 미리 결정된 시퀀스, 평균 수신 신호 레벨의 측정 및 잡음 추정 중 적어도 하나에 따라 조정되는 것을 특징으로 하는 방법.
14. 제 12 항에 있어서, 상기 저장된 값을 분석하는 단계는 평균 제곱 에러 추정을 계산하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
15. 제 14 항에 있어서, 상기 파라미터는 최소 평균 제곱 에러를 가지는 이퀄라이저를 달성하기 위해 조정되는 것을 특징으로 하는 방법.
16. 제 15 항에 있어서, 상기 엔코더로 상기 파라미터를 다시 전송하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
17. 제 16 항에 있어서, 상기 엔코더에서 상기 파라미터에 기초하여 데이터 전송을 위한 코드워드 세트를 선택하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
18. 제 1 항에 있어서, 보상 신호와 근사 코드워드 사이의 편차를 측정하는 것에 기초하여 상기 트레이닝을 업데이트하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
19. 제 18 항에 있어서, 상기 편차의 측정에 따라 상기 이퀄라이저와 관련된 샘플링 비율의 클록 및 파라미터를 연속적으로 업데이트하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
20. 제 19 항에 있어서, 상기 편차의 측정이 미리 결정된 임계치를 초과할 때 재트레이닝 하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
21. 엔코더는 전화망의 디지털 부분에 디지털 접속하고, 상기 전화망의 디지털 부분은 아날로그 루프에 의해 상기 디코더에 접속되며, 상기 아날로그 루프는 네트워크로부터의 디지털 정보를 상기 디코더로 전송을 위한 아날로그 값으로 변환하는, 엔코더와 디코더를 구비한 통신 시스템에서, 전화망의 디지털 부분 내의 로빙된 비트 시그널링의 존재를 검출하기 위한 방법에 있어서,

    상기 엔코더에서 상기 전화망의 디지털 부분으로 미리 결정된 패턴의 PCM 코드워드를 송신하는 단계;

    상기 디코더에서 아날로그 전압 값의 형태로 미리 결정된 패턴의 PCM 코드워드를 수신하는 단계;

    상기 수신 아날로그 값에 응답하여 상기 디코더에서 에러 측정을 결정하는 단계; 및

    로빙된 비트 시그널링이 상기 에러 측정에 기초하여 제공되는 지의 여부를 결정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
22. 제 21 항에 있어서, 상기 에러 측정을 결정하는 단계는 상기 수신 아날로그 전압을 미리 결정된 기준 전압과 비교하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
23. 제 21 항에 있어서, 상기 미리 결정된 패턴은 M개의 프레임으로 분할되며, 상기 각각의 M개의 프레임은 N개의 타임 슬롯을 가지는 것을 특징으로 하는 방법.
24. 제 23 항에 있어서, 상기 에러 측정을 결정하는 단계는 상기 N개의 타임 슬롯에 해당하는 N개의 평균 에러 측정을 형성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
25. 제 24 항에 있어서, 상기 각각의 N개의 평균 에러 측정은 모든 N번째 에러 측정을 평균 처리하므로써 이루어지는 것을 특징으로 하는 방법.
26. 제 23 항에 있어서, N=6인 것을 특징으로 하는 방법.
27. 제 21 항에 있어서, 상기 로빙된 비트 시그널링 결정 단계는,

    상기 에러 결정의 크기가 주기적으로 반복적인 지의 여부를 결정하는 단계; 및

    상기 에러 측정이 주기적으로 반복될 때 상기 주기적으로 반복되는 에러 측정이 로빙된 비트 시그널링으로부터 발생하는 지의 여부를 결정하는 것을 특징으로 하는 방법.
28. 엔코더는 전화망의 디지털 부분에 디지털 접속하고, 상기 전화망의 디지털 부분은 아날로그 루프에 의해 상기 디코더에 접속되는, 엔코더와 디코더를 구비한 통신 시스템에서, PCM 코드워드 세트를 선택하기 위한 방법에 있어서,

    상기 엔코더로부터 PCM 코드워드 시퀀스를 전송하는 단계;

    상기 디코더에서 아날로그 전압 시퀀스로서 상기 시퀀스를 수신하는 단계;

    상기 수신된 시퀀스의 아날로그에 응답하여 상기 디코더에서의 전압 레벨을 결정하는 단계;

    상기 잡음 레벨 결정에 응답하여 최소 간격 값을 선택하는 단계; 및

    상기 세트내의 어떠한 두개의 PCM 코드워드도 상기 선택된 최소 간격 값 보다 작게 분리되지 않도록 PCM 코드워드 세트를 선택하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
29. 제 28 항에 있어서, 상기 세트를 선택하는 단계는 제 2의 PCM코드워드 세트를 선택하는 단계를 더 포함하며, 상기 제 2 세트로부터의 PCM 코드워드는 비트 로빙된 타임 슬롯 동안에 사용되는 것을 특징으로 하는 방법.
30. 제 28 항에 있어서, 엔코딩하는 단계는 콘볼루션 엔코더에 의해 수행되는 것을 특징으로 하는 방법.
31. 제 28 항에 있어서, 상기 엔코딩하는 단계는 블록 엔코더에 의해 수행되는 것을 특징으로 하는 방법.
32. 제 28 항에 있어서, 상기 엔코딩하는 단계는 트렐리스 엔코더에 의해 수행되는 것을 특징으로 하는 방법.
33. 제 28 항에 있어서, 상기 잡음 레벨을 결정하는 단계는 수신된 시퀀스의 아날로그 전압의 변화를 측정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
34. 엔코더는 전화망의 디지털 부분에 디지털 접속하고, 상기 전화망의 디지털 부분은 아날로그 루프에 의해 상기 디코더에 접속되는, 엔코더와 디코더를 구비한 통신 시스템에서, 상기 엔코더에서 상기 디코더로 정보를 이송하기 위한 방법에 있어서,

    상기 엔코더로부터 PCM 코드워드의 시퀀스를 전송하는 단계;

    상기 디코더에서 아날로그 전압의 시퀀스로서 상기 시퀀스를 수신하는 단계;

    상기 수신된 시퀀스의 아날로그 전압에 응답하여 상기 디코더에서 잡음 레벨을 결정하는 단계;

    상기 잡음 레벨 결정에 응답하여 최소 간격 값을 선택하는 단계;

    상기 세트내의 어떠한 두개의 PCM 코드워드도 상기 선택된 최소 간격 값보다 작게 분리되지 않도록 PCM 코드워드 세트를 선택하는 단계; 및

    상기 엔코더에서 상기 디코더로 정보를 이송하기 위해, 상기 선택된 코드워드 세트로부터 정보 비트의 시퀀스를 PCM 코드워드 시퀀스로 엔코딩하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
35. 제 34 항에 있어서, 상기 세트를 선택하는 단계는 제 2의 PCM 코드워드 세트를 선택하는 단계를 더 포함하며, 상기 제 2 세트로부터의 PCM 코드워드는 비트 로빙된 타임 슬롯 동안에 사용되는 것을 특징으로 하는 방법.
36. 제 34 항에 있어서, 상기 엔코딩 단계는 콘볼루션 엔코더에 의해 수행되는 것을 특징으로 하는 방법.
37. 제 34 항에 있어서, 상기 엔코딩 단계는 블록 엔코더에 의해 수행되는 것을 특징으로 하는 방법.
38. 제 34 항에 있어서, 상기 엔코딩 단계는 트렐리스 엔코더에 의해 수행되는 것을 특징으로 하는 방법.
39. 제 34 항에 있어서, 상기 잡음 레벨을 결정하는 단계는 상기 수신된 시퀀스의 아날로그 전압의 변화를 측정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.