JP3338282B2

JP3338282B2 - データ通信機器の使用方法

Info

Publication number: JP3338282B2
Application number: JP06415096A
Authority: JP
Inventors: アレクサンダージェルブラムエハッド; エメリーマゾージェームス
Original assignee: AT&T Corp
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1995-03-30
Filing date: 1996-03-21
Publication date: 2002-10-28
Anticipated expiration: 2016-03-21
Also published as: US5757849A; EP0735716A3; KR960036403A; KR100380951B1; IL117649A; CA2170931C; CN1135129A; CA2170931A1; DE69632975D1; IL117649A0; JPH08293819A; EP0735716A2; DE69632975T2; TW289193B; MX9601094A; EP0735716B1

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、モデム等のデータ
通信装置に関し、特に、網に同期するモデムに関する。

【０００２】

【従来の技術】非常に多くのユーザに対して、電話市内
ループは、ユーザのデータ通信装置、即ちモデムと、及
び公衆電話交換網（ＰＳＴＮ）の一部である市内電話交
換局との間においていまだ主要な伝送媒体である。電話
市内ループはアナログ伝送媒体であり、ここでは、モデ
ム伝送信号は公称帯域幅３.５ｋＨｚで音声帯域に制限
され、プロディジー（Prodigy）（登録商標）のような
データ指向サービスの数や種類が増え、周知のインター
ネット経由での情報の簡単なアクセスが可能になったの
で、既成のモデムで現在得られるデータ通信速度以上の
ものを電話市内ループ上で得ることが、ユーザの願望と
なった。

【０００３】アヤノグル（Ayanoglu）他の米国特許出願
「遠隔の符復号器と同期する高速モデム（A High-Speed
Modem Synchronized for a Remote Codec）」（１９９
２年１０月２０日受理、第０７/９６３５３９号）、N.
R.ダグデビレン(N.R. Dagdeviren)の「受信信号及び伝
送信号が信号セットからなるモデム（A Modem with Rec
eived Signals and Transmitted Signals Comprising S
ignal Sets）」（１９９３年６月２１日受理、第０８/
０８０１６１号）、及びアヤノグル他の「等化回路を配
置した高速量子化レベルサンプリングモデム（High-Spe
ed Quantization-Level-Sampling Modem with Equaliza
tion Arrangement）」（１９９４年１月３日受理、第０
８/１７６７４２号）において、電話市内ループ上で相
当にデータ通信速度を増している高速モデム技術が開示
してある。具体的には、これらの特許出願には、モデム
が、ＰＳＴＮのアナログからディジタル（Ａ／Ｄ）、及
びディジタルからアナログ（Ｄ／Ａ）の変換器（即ち、
量子化デバイス）と時間及び量子化レベルの両方で同期
するような、高速モデム技術が記述してある。この同期
は、量子化レベルのサブセットに信号アルファベットと
して効果的に用いることができるようにし、それによっ
ていかなる伝送データ信号上にもＰＳＴＮによって導入
される量子化雑音を大いに減少させる。結果として、デ
ータ通信速度は大いに増加する。例えば、この同期によ
るアプローチは、ＰＳＴＮクロック速度でモデムが動作
することを可能にし、電話市内ループにおいて帯域制限
なしであるような仮定の下では、理論的には毎秒６４キ
ロビット（ｋｂ／秒）のデータ速度が電話市内ループ上
で達成できる。この高速モデム技術を使うモデムは、
「量子化レベルサンプリング」（ＱＬＳ）モデムとして
ここで参照し、ＱＬＳデータ通信システムで伝達する信
号は、「パルス」信号としてここで参照する。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】上述のように、上述の
ＱＬＳモデムの変調がうまく動作するため、ＰＳＴＮに
おいてＱＬＳモデム及び網サンプリングクロックの間に
送信及び受信方向の両方に対してタイミング同期がされ
ていなければならない。この同期は、ＰＳＴＮの中で位
置するいかなる量子化デバイスのサンプリング時点をも
網サンプリングクロックが制御するから必要である。例
えば、ＱＬＳモデムからその市内電話交換局まで送信さ
れるデータ符号は、Ａ／Ｄ変換器が各サンプルに読む瞬
間ちょうどにその市内電話交換局のそのＡ／Ｄ変換器に
届かなくてはならない。同様に、受信ＱＬＳモデムは、
その市内電話交換局の網サンプリングクロックと同期す
る。残念ながら、タイミングジッタとして測定されるい
かなるタイミングの狂いは、対応する受信データ信号に
符号間干渉を導入してしまう。これらの高いデータ速度
では、ＱＬＳデータ通信システムにおける最大許容タイ
ミングジッタは典型的には非常に小さい。例えば、４２
キロビット／秒（ｋｂ／秒）より大きいデータ伝送速度
の最大許容タイミングジッタは、７０ナノ秒（ｎ秒）以
下である。本発明の目的は、これらの問題を解決して、
アナログ伝送媒体である電話市内ループで高速なモデム
を提供することである。

【０００５】

【課題を解決するための手段】我々は、ＱＬＳモデムを
ＰＳＴＮの網サンプリングクロックに同期させるタイミ
ングシステムを開示し、ここで特に、タイミング信号
は、ＰＳＴＮから受信ＱＬＳモデムへと送信されるパル
ス信号上に重ね合わせられる（スーパーインポーズされ
る）。この受信タイミング信号に応答し、受信ＱＬＳモ
デムは網サンプリングクロックに同期する。

【０００６】本発明の実施例では、パルス信号は、遠端
ＱＬＳモデム又は網内の供給源により供給されるデータ
担持サンプルと、少なくとも１つの非ユーザデータ担持
（ＮＵＤＢ:non-user-data-bearing）サンプルとを含
む。ここで、このＮＵＤＢサンプルのレベルは、周期的
に交替、即ち変化する。受信ＱＬＳモデムは、網サンプ
リングクロックにＱＬＳモデムを同期させるために、こ
の周期的に交替する信号レベルからタイミング情報を抽
出する。さらに、受信ＱＬＳモデムは、抽出タイミング
情報を用いて、受信ＱＬＳ信号のデータ担持サンプル上
に対するＮＵＤＢサンプルのいかなるひずみ作用をも消
去（キャンセル）する。

【０００７】本発明により、我々は、ＰＳＴＮのＡ／Ｄ
及びＤ／Ａ変換器両方が同じ網サンプリングクロックに
よって動作するので、下流側サンプリング周波数にＱＬ
Ｓモデムを同期することは、上流側サンプリング周波数
にＱＬＳモデムを同期することに等しいことを認識し
た。この原理を利用すると、我々のタイミングシステム
は、下流側パルス信号のみにタイミング情報の全てを入
れ、受信ＱＬＳモデムは双方向の同期を得る。

【０００８】

【発明の実施の形態】本発明の概念を記述する前に、Ｑ
ＬＳデータ通信システムの全体的な動作を背景情報を提
供するために記述する。所望するなら、さらなる情報
は、前述の米国特許出願から得られる。図１は、ＱＬＳ
モデム２０３、ＰＳＴＮ３０９及びＱＬＳモデム２０５
を含むＱＬＳデータ通信システムのブロック図である。
単純のため、ただＱＬＳモデム２０３からＱＬＳモデム
２０５への伝送方向のみを図１で示し、下に述べる。Ｑ
ＬＳモデム２０５からＱＬＳモデム２０３への反対方向
の伝送は、類似の方法で実現できる。発呼や呼接続等の
既に存在するＱＬＳモデム２０５及びＱＬＳモデム２０
３の間のデータ接続は、完了され、データがＱＬＳモデ
ム２０５及びＱＬＳモデム２０３の間で伝達しているこ
とを想定できる。

【０００９】ＰＳＴＮ網３０９が８０００サンプル／秒
のサンプリング速度で動作し、電話市内ループ２１７及
び２１９の応答を３００Ｈｚ〜３.３ｋＨｚの公称周波
数範囲に制限する帯域制限フィルタを有するμ則（μ−
ｌａｗ）符復号器３０１及び３１５を採用しているもの
と仮定する。従って、市内ループ２１７及び２１９は、
６ｋＨｚの２方向帯域幅が得られると考えられる。μ則
符復号器３０１及び３１５は、符号器-復号器であり、
μ則符号化を利用し、アナログ信号からディジタル表現
への変換及びその逆を行う。データ伝送は、網レベルＱ
ＬＳモデム３０５（下に記述）を通ってＰＳＴＮ３０９
に渡ってディジタル形式でされる。μ則符復号器３０１
及び３１５がＡ則（Ａ−ｌａｗ）符号器-復号器に代わ
ること以外は、類似する設定が、欧州の電話網で存在す
る。欧州のＡ則符号化は、完全に対応する米国のμ則に
類似しているので、この特許で記述される全てのプロセ
スは両方にも同様に適用できる。

【００１０】ＱＬＳモデムの基礎となる概念は、ＱＬＳ
モデムが時間及び量子化レベルの両方で、ＰＳＴＮのＡ
／Ｄ及びＤ／Ａ変換器（即ち、量子化デバイス）に同期
させられることただ１つである。この同期は、いかなる
伝送データ信号上にでもＰＳＴＮによって導入される量
子化雑音を大いに減少させ、結果として、大いにデータ
通信速度を増加させる。

【００１１】量子化レベルでの同期は、各ＱＬＳモデム
でμ則量子化レベルそれ自身を信号アルファベットとし
て利用することによって達せられる。結果として、各デ
ータ符号は、２５５のμ則量子化レベル（サンプルレベ
ル）のうちの１つと等しく、従って、約８ビットのユー
ザデータを表す。このようにして、伝送データ符号シー
ケンスは、明確にディジタル形式で網に渡って輸送され
る。

【００１２】基本ナイキスト(Nyquist)理論から、ＷＨ
ｚの２方向帯域幅のチャネルは、Ｗ符号／秒以下の速度
で低ひずみ信号伝送を行う能力があることはわかってい
る。従って、得られる２方向市内ループ帯域幅が約６ｋ
Ｈｚであれば、最大符号速度は約６０００符号／秒であ
る。μ則サンプルレベルが信号アルファベットとして用
いられるので、この最大符号速度は同じく、６０００サ
ンプル／秒とされる。

【００１３】対照的に、ＰＳＴＮ３０９は、８０００サ
ンプル／秒でサンプリングする能力があると想定され
る。結果として、ＰＳＴＮ３０９によって受信された８
つのサンプルのうち高々６つは、任意に選択できる。換
言すれば、モデムの出力が６０００サンプル／秒に帯域
制限されているときに、毎秒独立な８０００サンプルを
選択し、これらをモデムを通してを渡すことはできな
い。このため、この例では、これら６０００サンプル／
秒のそれぞれが８ビットを表すので、４８ｋｂｐｓまで
の伝送速度が、実際の帯域幅を考えたとしても、電話市
内ループ上で実行可能である。

【００１４】一般に述べると、結果するＱＬＳモデム２
０３からのアナログ信号は、「パルス信号」としてここ
で参照し、ここで、アナログサンプルは、フレームのシ
ーケンスとしてＭ個の符号（即ちサンプル）の群で送ら
れる。各フレームは、Ｎクロック周期からなり、ここ
で、各クロック周期は、ＰＳＴＮ３０９の網サンリング
クロックＴ_Sの周期に等しい。フレームの周期Ｔ_pは、従
って、ＮＴ_Sに等しい。パルス信号の各フレームでは、
Ｍ個のサンプルの群は、「ユーザデータ担持」（ＵＤ
Ｂ）サンプルとし、（Ｎ−Ｍ）サンプルの群は、「非
ユーザデータ担持」（ＮＵＤＢ）サンプルとする。こ
の例では、Ｍ＝６のサンプルは、Ｎ＝８のクロック周期
からなるフレームで送られる。ここで、８０００サンプ
ル／秒に対しては、網サンプリングクロックＴの周期
は、１２５μ秒に等しく、従って、Ｔ_p＝１ｍ秒であ
る。従って、出力サンプルの８つのうち６つは、送信量
子化レベルにされ、即ちＵＤＢサンプルであり、残って
いる２つのサンプルは、ＮＵＤＢサンプルである。ナイ
キスト理論の下では、ＮＵＤＢサンプルは、任意には選
択できないので、ＱＬＳモデム２０３及び網レベルＱＬ
Ｓモデム３０５（下に記述する）によってゼロにセット
される。

【００１５】ＱＬＳモデム２０３が市内ループ２１７上
で６０００サンプル／秒のデータ速度を提供するため
に、設計上のさらなる考察をしなくてはならない。前述
のアヤノグル他著の「等化回路を配置した高速量子化レ
ベルサンプリングモデム（High-Speed Quantization-Le
vel-Sampling Modem with Equalization Arrangemen
t）」と題する米国特許出願で記述したように、もし信
号ｈ（ｔ）が、２方向非消失スペクトル支持集合（two
sided non-vanishing spectral support）を、少なくと
もＭ個のナイキスト周波数翻訳、｜ｆ｜≦ １／（２
Ｔ）の全てのｆに対して、（ｆ＋（ｌ／Ｔ）），ｌ＝
０，±１，±２，．．．、において有するなら、送信器
及び受信器フィルタを特定し、ＭユーザからのＭデータ
ストリームのそれぞれが他のデータストリームからの干
渉無しで回復させることは可能である。この状況を実現
する送信器及び受信器フィルタのセットは、既知の一般
化ゼロ強制（ＧＺＦ：generalized zero-forcing）判定
基準を満たすとされる。前述のアヤノグル他の米国特許
出願で指摘されるように、この分析は拡張でき、もし送
信器フィルタのセット又は受信器フィルタのセットのい
ずれかが固定してあると、この固定されたセットが特定
のスペクトル要求事項を満足するなら、他のセットを選
択する柔軟性を有することになる。特に、もし固定フィ
ルタセットの要素が純粋に遅延素子であり、いかなる遅
延値の組が同一でなければ、これらのスペクトルの要求
事項はほとんど常に満足し、ＧＺＦ判定基準を実現する
ように他のフィルタセットを選択することが可能であ
る。この考えはＱＬＳモデムの設計の基礎を形成する。
ここで、単一ユーザは、速度Ｍ／Ｔの符号シーケンスで
あるが、符号の間には非同一な時間間隔で送信する。

【００１６】図１には、線２１７上にパルス信号を提供
するＱＬＳモデム２０３の送信器部分の説明のブロック
図を示す。ユーザデータ２２９は、もし量子化の使用に
おいて制約が課されないなら、約４８ｋｂｐｓの速度で
送信ＱＬＳモデム２０３に与えられる。符号化器２３３
は、６つの並列な１０００符号／秒のチャネル符号スト
リーム２３５〜２４０へとユーザデータ２２９を符号化
する。即ち、符号化器２３３は、実際にＭ＝６、１／Ｔ
＝１ｋＨｚである速度Ｍ／Ｔのサンプルストリームを提
供する。上述のように、符号化器２３３は、μ則量子化
レベル自身を信号アルファベットとして利用する。送信
器構成部分２２１は、６つの送信器フィルタ２５１〜２
５６を含み、これらのフィルタ（又は送信器等化器）の
それぞれは、チャネル符号ストリームの１つとして動作
する。送信器フィルタ出力２６１〜２６６は、送信器加
算器２７０で加えられ、加算器出力信号２７２は、Ｄ／
Ａ変換器２７９によってアナログ形式に変換され、ろ波
される。このＤ／Ａ変換器２７９は、加入者回線（市内
ループ）２１７を渡ってＰＳＴＮ３０９の市内電話交換
局（図示せず）へと伝送するためのパルス信号を提供す
る。

【００１７】ＰＳＴＮ３０９の電話交換局（図示せず）
において、符復号器３０１は、８０００サンプル／秒の
速度でパルス信号をろ波、サンプリングして、これらの
サンプルの電圧をＤＳ０ディジタルシーケンスへと量子
化、符号化する。これは、網レベルモデム３０５（下述
する）を通って符復号器３１５へと渡し、ＰＳＴＮ３０
９を通って輸送される。図２には、この変更したＤＳ０
ディジタルシーケンスの説明が示してある。ＤＳ０の部
分３０２は、フレーム３０３及びフレーム３０７にまた
がる線２１７上のパルス信号のディジタル表現である。
ＵＤＢサンプルは、ｄ_i（ｉ＝１から１２）によって表
され、ＮＵＤＢサンプルはゼロにセットされる。

【００１８】送信ＱＬＳモデム２０３からの信号伝送を
完了するために、符復号器３１５は、受信ＱＬＳモデム
２０５へと加入者回線２１９上で伝送される、別のパル
ス信号へとＤＳ０シーケンスを変換する。このパルス信
号は、ＱＬＳモデム２０５の受信器構成部分２２３によ
って受信される。受信パルス信号は、８０００サンプル
／秒の速度でサンプリングするＡ／Ｄ変換器２８１によ
ってディジタル形式に変換される。結果するディジタル
信号２８３は、６つの並列な受信器フィルタ２９１〜２
９６により動作し続ける。ｋ番目の受信器フィルタ（又
は受信器等化器）ＲＸ_k２９４は、１０００サンプル／
秒の速度でディジタルサンプル４５４のストリームを作
る。ここで、これらのサンプルは、ＱＬＳモデム２０３
のｋ番目の送信器等化器Ｔｘ_k２５４への入力である対
応する送信サンプルストリーム２３８の評価結果であ
る。サンプルストリーム４５１〜４５６は、２５５の可
能なμ則サンプルレベルの最近隣の１つに対応する８ビ
ット語に各サンプルをマッピングするスライサ４６１〜
４６６によって動作し続けられる。６つのスライサ出力
符号ストリーム４７１〜４７６は、６つの１０００符号
／秒のチャネル符号ストリームを４８ｋｂｐｓまでの速
度で単一ユーザデータ出力ストリーム２３０の中へとマ
ッピングする復号器４８０によって動作し続ける。

【００１９】ＱＬＳデータ通信システムの動作を大まか
に記述したが、網レベルＱＬＳモデム３０５をこれから
記述する。網レベルＱＬＳモデム３０５は、ＰＳＴＮ３
０９によって提供される高速データサービス提供の一部
である、このような網レベルＱＬＳモデムのプールを象
徴する。このプールは、例えば、この高速データサービ
スと関係づけられた所定の電話番号による方法のよう
な、いかなる数の方法でもアクセスできる。１度このプ
ールがアクセスされると、次のデータ接続は網レベルＱ
ＬＳモデム３０５を通して交換される。後者は、前述の
N.R.ダグデビレンの「受信信号及び伝送信号が信号セッ
トからなるモデム（A Modem with Received Signals an
d Transmitted Signals Comprising Signal Sets）」と
題する米国特許出願で記述されるように符号変換プロセ
スを導入する。この符号変換プロセスは、ＰＳＴＮ３０
９の中で起こる混成漏えいを補償し、ＮＵＤＢサンプル
がゼロにセットされることを保証する。この例のため、
各網レベルＱＬＳモデムは、パルス信号のディジタル表
現を単に受信し、送信すると想定できる。

【００２０】図３には、網レベルＱＬＳモデムの実施例
の説明が示してある。網レベルＱＬＳモデム３０５は、
ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）及び関連する回路
とからなり、エコー消去及び符号変換の仕事を処理す
る。線３０４及び３０６は、既に、ディジタルＤＳ０形
式であり、ろ波されていて、市内交換電話局のＡ／Ｄ変
換器で量子化されていると想定できる。網レベルＱＬＳ
モデム３０５は、線３０４及び３０６経由でＱＬＳデー
タ接続へと結合する。特に、ディジタル信号３０１は、
線３０２のエコーを評価するためにエコーキャンセラ７
０によって使われる。符号変換器６０は、線３０３上
のデータ担持サンプルを受信配置から送信配置へと変換
し、これらを市内回線業者への線３０６へと送る。こ
の記載のため、符号変換器６０及び６５によって行われ
る符号変換は重要ではない。

【００２１】ＱＬＳ網レベルモデム３０５等のいかなる
網ＱＬＳデータ通信装置のタイミングの回復は、いかな
る網におけるデバイスも網の中で必ずクリアなタイミン
グ信号を受信するので心配とはならない。しかしなが
ら、上記の通り、上述のＱＬＳモデムの変調スキームが
うまくいくために、ＱＬＳモデム及びＰＳＴＮの網サン
プリングクロックの間の送信及び受信の両方の方向のタ
イミング同期がなければならない。この同期は、網サン
プリングクロックがＰＳＴＮの中で位置するいかなる量
子化デバイスのサンプリング時点においても制御するか
ら、必要である。例えば、ＱＬＳモデムからその市内電
話交換局まで送信されたデータ符号は、Ａ／Ｄ変換器が
各サンプルを読む正確な瞬間において市内電話交換局の
そのＡ／Ｄ変換器に到達しなくてはならない。同様に、
受信ＱＬＳモデムは、その市内電話交換局の網サンプリ
ングクロックに同期させられなくてはならない。残念な
がら、タイミングのいかなる狂いは、タイミングジッタ
として測定し、量子化デバイスが他のパルスのゼロの信
号をもうサンプリングしていないので、対応する受信デ
ータ信号に符号間干渉を導入してしまう。これらの高い
データ速度において、ＱＬＳデータ通信システムでの最
大許容タイミングジッタは非常に小さい。例えば、４２
キロビット／秒（ｋｂ／ｓ）より大きいデータ伝送速度
の最大許容タイミングジッタは、７０ｎ秒（ｎｓ）以下
である。

【００２２】前述のアヤノグル他著の「遠隔の符復号器
に同期する高速モデム」と題する米国特許出願で記述さ
れるように、多くの同期方法が提案されている。これら
全ての技術は、ＱＬＳデータ接続の開始部分の間に訓練
信号を等化する受信ＱＬＳモデムに一般に焦点を合わせ
ている。この等化から、タイミング遅延は、既知の方法
で調節できる。その後、従来の適応等化のアプローチが
タイミングの保持に利用できる。ＱＬＳモデムでの同期
が送信及び受信の両方の方向で必要とされるので、この
等化は送信路及び受信路の両方で行われる。

【００２３】上述の等化アプローチは、ＱＬＳモデムを
網サンプルクロックに同期させることに用いられるの
で、我々は代替のタイミングシステムを提示する。本発
明に従うと、タイミング信号は、ＰＳＴＮから受信ＱＬ
Ｓモデムまで送信されるパルス信号上に重ね合わせられ
る。この受信タイミング信号に応答して、受信ＱＬＳモ
デムは網サンプリングクロック周波数に同期する。

【００２４】以下の記載では、いかなる内部の網タイミ
ングジッタは、サンプル間の相違が激しくないように
（例えば１０乃至２０ｎｓのオーダー）、非常に小さい
高周波ジッタであるか、又はこのジッタは長期であっ
て、位相同期ループ（ＰＬＬ）によってトラックでき、
ＰＳＴＮ３０９から受信ＱＬＳモデムまでの路及びその
帰路で蓄積されたラウンドクリップ遅れによって起こさ
れる小さい劣化だけが起きることかのいずれかを厳密に
想定する。

【００２５】上述のように、パルス信号において、ＮＵ
ＤＢサンプルは、電話市内ループ上で使用可能な帯域幅
６ｋＨｚに対する６０００サンプル／ｓのナイキスト制
限を破るので、任意のデータを輸送するのに使えない。
特に、Ｍ＝６及びＮ＝８に対して、任意のデータを送信
するのに２つのＮＵＤＢサンプルを用いようとすること
は、いかなる線形受信等化器によっても和らげることが
できない符号間干渉の導入をもたらしてしまう。しかし
ながら我々は、受信器での緩和不能な干渉を誘発しない
で受信モデムを網サンプリングクロックに同期させるた
めに、非ゼロ級のＮＵＤＢサンプルが使えることを認識
した。特に、我々が提案する方法は、純音（及び随伴す
る調波）を、網から受信ＱＬＳモデムへの下流側伝送ス
トリーム上へと重ね合わせる（ありのまま加算する）。
この音は、情報を運搬するデータサンプルのいずれの数
値をも変えないように、各フレームでの未使用サンプル
の１つの操作によってのみ挿入される。

【００２６】上の実施例を続けると、８のうちの６つの
（6-out-of-8）パルス信号のスキーム（方法）を使うも
のとする。これにより、６つのサンプル（ＵＤＢサンプ
ル）がデータを送り、２つの未使用の時間帯が続く。連
続的であるとして記述したが、フレーム中のＮＵＤＢサ
ンプル又はＵＤＢサンプルが連続的であることは要求さ
れない。本発明の実施例では、通常ゼロに保たれる各８
サンプルフレームの最後のサンプルは、代わりに連続す
るフレームで＋Ａ及び−Ａのレベルにセットされる。即
ち、フレーム周期Ｔ_pで、パルス信号はデータ担持サン
プルを含む。これは、遠端ＱＬＳモデムにより提供さ
れ、レベルが交替する少なくとも１つの非ユーザデータ
担持（ＮＵＤＢ）サンプルによって提供される。このこ
とは、図４に、フレーム１１及び１２によって示され、
ここでは、受信ＱＬＳモデムに送信されるパルス信号に
重ね合わせられるタイミングパターンを表す。一般に、
全２重伝送では、Ａは、モデムにおける強い受信音、及
び混成を通っての低い漏話との間の妥協で選択される。
例えばＰＳＴＮ網３０４から受信ＱＬＳモデムへの、下
流側方向では、Ａは、レベル６４、即ち最大４０１５.
５のユニットのうちの２４７.５のユニットであるよう
に選ばれる。これらのユニットは、図５に示される周知
のμ則符号化に従う。

【００２７】この重ね合わせられたパターン「・・・−
Ａ０００００００Ａ０００００００−Ａ・・・」は、個
別音の集団を作るが、帯域内音（≦４ｋＨｚ）は、５０
０、１５００、２５００、及び３５００Ｈｚである。こ
の例では、１５００Ｈｚ音がタイミング参照として用い
られる。他の音は余分であるが、ただ１つの音だけを作
るのに、６つのＵＤＢサンプルに信号を加えることを必
要とする。これはすることはできるが、２つの理由によ
り望ましくない。即ち、第１に、下流側信号サンプル
は、離散値のアルファベットから選択されるので（μ則
レベル）、完ぺきな音を作ることは不可能であり、第２
に、データ担持サンプルがタイミング情報とダイナミッ
クレンジを「共有する」ことを必要とすることは、実際
のデータに用いることができるダイナミックレンジを実
効的に減らすことである。

【００２８】実際は、より一般的な周期パターン「・・
・−Ａ０００００００Ｂ０００００００ −Ａ・・・」
もまた使える。この例に対して、１０００Ｈｚの倍数の
音もまた、もしＡ≠Ｂであるなら、作られる。

【００２９】下流側伝送は、電話交換局のＤ／Ａ変換器
によって完全に刻時されるので、４つの重ね合わせられ
た帯域内音は、網デバイスの周波数によって正確に決め
られた周波数を有して受信ＱＬＳモデムに到着する。受
信ＱＬＳモデムは、この周期的に交替する信号レベルか
らタイミング情報を抽出して、網サンプリングクロック
にＱＬＳモデムの同期させ、かつ、受信ＱＬＳ信号のデ
ータ担持サンプル上のＮＵＤＢサンプルのいかなるひず
み作用をキャンセルする。

【００３０】この例では、タイミング信号は、網レベル
ＱＬＳモデムによって送信パルス信号に重ね合わせられ
ると想定できる。図６は、本発明の原理を具体化する網
レベルＱＬＳモデムのブロック図である。図６の網レベ
ルＱＬＳモデム４０５は、図１及び図３の網レベルＱＬ
Ｓモデム３０５を置き換わる。網レベルＱＬＳモデム４
０５は、タイミング手続き８０、８５、９０、及び９５
の付加以外は、網レベルＱＬＳモデム３０５に類似して
いる。図３のように、線３０４及び３０６は、市内交換
電話局とディジタルＤＳ０情報を交換し合うと考えられ
る。エコーキャンセラ７０及び７５は、混成を横断する
エコーに対して相対的な免疫を与え、符号変換器６０及
び６５は、受信配置及び送信配置との間をとりなす。
さらに、プロセス９０及び９５は、符号間干渉及び近混
成エコーの集合によって起こされたＮＵＤＢサンプルの
エネルギーを完全にゼロにする。プロセス８０及び８５
は、信号３０４及び３０６が市内交換電話局に送り返さ
れる前に、完全にゼロにされたばかりのＮＵＤＢサンプ
ルに挿入されるタイミングサンプルを生成する。

【００３１】図７は、本発明のＱＬＳモデムの一部のブ
ロック図である。単純化のため、ＱＬＳモデム５０５の
受信器部分だけが記述される。上述のように、網レベル
ＱＬＳモデム４０５は、タイミング音（±Ａ）で交互に
挟まれたデータストリーム（ｄ_i）を、データ構
成［．．．ｄ₁ｄ₂ｄ₃ｄ₄ｄ₅ｄ₆０Ａｄ₇ｄ₈ｄ₉ｄ₁₀ｄ
₁₁ｄ₁ ₂０ −Ａ．．．］のように送る。このデータスト
リームは、符復号器フィルタ、電話市内ループ、そして
受信フィルタを通る。このデータストリームの縦続は、
素子５００によって表されるように、チャネル応答関数
Ｃ（ω）によって表され、線５０１経由で受信ＱＬＳモ
デム５０５において到来する。ここで、Ａ／Ｄ変換器５
７５により、ディジタル形式に変換される。

【００３２】受信信号は、ＱＬＳモデム５０５の音キャ
ンセラ５８０に課される。このＱＬＳモデム５０５は、
タイミング応答フィルタ５６５及び加算器５１０を含
む。タイミング応答フィルタ５６５は、受信タイミング
信号それ自身にサンプリングされた評価を表す信号を提
供する。タイミング信号へのチャネル応答の評価は、下
述する開始位相で決められるＣ^∧ ₂によってここで表
す。加算器５１０は、受信パルス信号からタイミング応
答フィルタ５６５の出力信号を引き、これにより、受信
パルス信号からタイミング信号を除去又は消去する。結
果的に、線５１１経由で加算器５１０によって供給され
た信号は、理想的に、データのみの信号になる。このデ
ータのみの信号は、線５４６に供給されるデータ信号の
回復のため、エコーキャンセラ５６０、等化器５５０及
びスライサ５４５に課される。

【００３３】回復データ信号はまた、データキャンセラ
５８５に課される。このデータキャンセラ５８５は、再
フレーム素子５７０、チャネルモデルフィルタ５３０、
遅延素子５２０及び加算器５２５を含む。データ信号
は、回復した後、再フレーム素子５７０によって、８つ
のブロック（６つのデータ符号、２つのゼロと続く）へ
と再フレーム化され、チャネルモデルフィルタ５３０を
通って戻される。このチャネルモデルフィルタ５３０
は、データ信号にチャネル応答の評価を提供する。この
評価はここで、下述する開始段階で決められるＣ
^∧（ω）で表す。最後に、加算器５２５は、遅延素子５
２０（下述する）によって供給される原始到来信号の遅
延されたバージョンから、チャネルモデルフィルタ５３
０の出力信号を引き、これにより、データ信号を消去
し、線５２６経由でタイミング信号の評価を提供する。
タイミング回復は、位相同期ループ（ＰＬＬ）５３５に
よって行われる。これは、受信１５００Ｈｚ音にロック
し、タイミング参照５５５を制御して、線５５６にこの
音を作ったものと同じ８０００Ｈｚサンプルクロックを
表す参照タイミング信号Ｔ^∧ _Sを提供する。特に、タイ
ミング参照５５５は、線５５６上に参照タイミング信号
Ｔ^∧ _Sを提供し、また、線５５４上に供給されるＴ^∧ _Sか
ら１５００Ｈｚ信号を得る。ＰＬＬ５３５は、受信１５
００Ｈｚ音にタイミング参照５５５によって生成された
１５００Ｈｚ信号を比較し、タイミング参照５５５を調
節して、２つの１５００Ｈｚ信号を同期させる。これに
より、Ｔ^∧ _Sを網クロックに同期させている。実験で
は、帯域幅０.１ＨｚのＰＬＬを用いた。さらに、参照
タイミング信号T^∧ _Sは次に、再フレーム素子５７０のよ
うにタイミングパターンを再生する変換器５４０に課さ
れる。このタイミングパターンは、タイミング応答フィ
ルタ５６５に線５４１経由で課される。この再生タイミ
ングパターンに応答して、タイミング応答フィルタ５６
５は、上述のタイミング信号にチャネル応答の評価を提
供する。

【００３４】この技術の利点の１つとして、音の周期性
によるタイミング応答フィルタ５６５の単純な性質があ
る。即ち、タップの数は、フレームの中のサンプルの数
のちょうど２倍である。この例では、８の中の６のパル
ス信号スキームが使われるので、タイミング応答フィル
タ５６５は１６タップの長さだけあればよい。さらに、
最後の８タップは、最初の８タップに、単純な関係、Ｃ
^∧ ₂（ｉ）＝−Ｃ^∧ ₂（ｉ−８）（ここで、８≦ｉ≦１
５）によって関連づけられるので、メモリの８つの位置
だけを、タイミング応答フィルタ５６５で記憶する必要
がある。

【００３５】例えば、＋Ａのシーケンスは、Ｔ＝１６Ｔ
_Sにて配置される。音の周波数スペクトルが、

【数１】（ここで、ｆ₀＝１／Ｔである）で表せることは、基本
的な性質である。この状況では、ｆ₀＝５００Ｈｚであ
る。−Ａのパルスに対して、類似の表現があり、Ｔ／２
で置き換えている。特に、

【数２】である。数式（１）及び（２）を加えることにより、

【数３】を得る。（ここで、奇数（odd）のｍに対して和が求め
られる。）従って、数式（３）から、生成タイミング信
号（tones(t)とする）の時間変域式は、

【数４】である。

【００３６】上述のチャネル応答関数Ｃ₂（ω）によっ
て表されるように線形チャネルを通りすぎた後、ＱＬＳ
モデムは、

【数５】と等しい音信号（received tones(t)）を受信する。こ
こで、ａ_m及びφ_mは、周波数ｍｆ₀のＣ₂（ω）の減衰及
び位相ずれ構成部分を表す。おそらく、ｍ＞７に対し
て、ａ_mは、チャネル及びフィルタ減衰のために無視で
きる。

【００３７】数式（５）に戻って、周波数ｍｆ₀の個々
の成分の音のそれぞれは、Ｔの約数である周期を有し、
各音はＴ／２の時間の置き換えの符号を変える。それ
故、

【数６】

【数７】である。

【００３８】従って、帯域外音を無視できると想定する
と、帯域内音は、値が音信号の１６Ｔ_Sの間隔を置かれ
た値である、刻時された１６タップ遅延線の出力を減算
することによって、キャンセルされる。これは図７の音
キャンセラ５８０の機能である。下述するように、これ
らの値を、データが送られていない時に、初期訓練ステ
ップの間に覚える。さらに、数式（７）から、８つの連
続値だけを覚える必要がある。他の８つはこれらの逆の
符号の値である。

【００３９】上述により、それを想定した。対応するチ
ャネル応答関数Ｃ^∧ ₂及びＣ^∧（ω）は、それぞれタイ
ミング応答フィルタ５６５及びチャネルモデルフィルタ
５３０によって使われ、開始（訓練）段階で決められ
る。開始段階の説明が図８で示される。データ速度折衝
等の訓練段階の他の要素は図示していない。

【００４０】図８のステップ６０５では、網レベルＱＬ
Ｓモデム４０５は、図４に示すようにただタイミング信
号だけをＱＬＳモデム５０５に送信する。この参照クロ
ックから、ＱＬＳモデム５０５は、ステップ６１０で線
５４１上にタイミング信号を生成する。特に、遅延素子
５２０は、Ｎタップの大きな遅延をもたらし、等化器５
５０による伝搬遅延を表す。Ｎの値は、等化器の半分の
長さであるべきである。等化器は、１００タップ程度で
あり得るので、Ｎは５０タップの遅延に等しくする。デ
ータ信号は、現在送信されていないので、加算器５２５
は、直接ＰＬＬ５３５に遅延素子５２０からの出力信号
を提供する。このＰＬＬ５３５は、１５００Ｈｚ音にロ
ックし、８０００ＨｚのサンプリングクロックＴ_Sの評
価を得る。この評価は、タイミング応答フィルタ５６５
に課される。

【００４１】ＰＬＬ５３５がロックし、Ｔ_Sが評価され
た後、ステップ６１５では、ＱＬＳモデム５０５は、タ
イミング信号を考慮してチャネル応答を評価する。即
ち、ＱＬＳモデム５０５はＣ^∧ ₂を決める。このステッ
プでは、タイミング応答フィルタ５６５は、Ｔ^∧ _S秒ご
とにサンプリングし、ただのタイミング信号だけである
受信信号を平均化して、タイミング信号への１６サンプ
ルのチャネル応答を正確に覚える。（前に述べたよう
に、ただ１６タップだけがチャネル応答をタイミング信
号にするために必要とされる。）これらの学習したサン
プルは次に、タイミング応答フィルタ５６５の１６タッ
プとして、タイミング応答フィルタ５６５のメモリ（図
示せず）に記憶される。

【００４２】ステップ６１５の後に、網レベルＱＬＳモ
デム４０５は、ステップ６２０でタイミング信号をオフ
にし、ステップ６２５で所定の訓練信号を送信し始め
る。この訓練信号は、２進数であってもよい所定の疑似
ランダムシーケンスａ_kである。これは、速度１／Ｔ
_Sで、全ての時間帯を使って網レベルＱＬＳモデム４０
５から送られる。ステップ６３０では、チャネル評価Ｃ
^∧（ω）は、ＱＬＳモデム５０５によって形成される。
（Ｃ（ω）を実際には知らないので、これは、帯域幅全
体に渡るチャネル応答の近似であるＣ^∧（ω）で評価さ
れる。）受信訓練信号は、遅延素子５２０によって遅延
され、加算器５２５に課される。さらに、プロセッサ５
９０は、再フォーマッタ５７０経由でチャネルモデル５
３０に同じシーケンスａ_kのＮで遅延されたバージョン
を課する。チャネルモデル５３０は、チャネル及びチャ
ネルモデル出力の間の誤りを適応的にゼロに調節する適
応フィルタである。この誤り信号は加算器出力５２６に
よって供給される。ステップ６３０は、ＰＬＬ５３５が
ドリフトし始めないように、十分に速く行われる。即
ち、ＰＬＬ５３５は、このステップの間に自由に動く。
結果として生じるＣ^∧（ω）はチャネル遅延を含む。

【００４３】チャネルモデル適応が完了すると、網レベ
ルＱＬＳモデム４０５は、ステップ６３５で疑似ランダ
ムデータ信号をオフにし、ＱＬＳモデム５０５のＰＬＬ
５３５を再度ロックするために、ステップ６４０でタイ
ミング信号上に戻す。さらに、評価されたチャネルモデ
ルＣ^∧（ω）は、ステップ６３５で速く等化器５５０に
訓練するため、ＱＬＳモデム５０５によってオフライン
で用いる。より多くの情報には、前述のアヤノグル他著
の「等化配置の高速量子化レベルサンプリングモデム」
と題する米国特許出願を参照するとよい。代りに、等化
器５５０は、別の訓練信号から直接訓練できるが、実時
間の遅さ及びわずかな瞬間のタイミング調整誤りから起
こる不可避な雑音は、望ましい選択肢とはしない。

【００４４】最後に、ステップ６４５で定常状態動作が
始まる。音キャンセルが導入され、等化器５５０はオン
ラインにされ、それらの出力データ評価はチャネルモデ
ル５３０を通ってデータバックグラウンドを減算する。
ここで、比較的クリーンな（高い信号対雑音比（ＳＮ
Ｒ））タイミング信号を最終的なロックのために、ＰＬ
Ｌ５３５へと供給する。

【００４５】上記のセットアップ段階では、全体的なチ
ャネル応答Ｃ^∧（ω）及びタイミング信号へのチャネル
応答Ｃ^∧ ₂は、変化しないと想定され、又は、もし変化
するなら、それらはそれぞれ非常にゆっくりと変化す
る。もしデータ通信の間であるなら、誤り率は所定の限
界を越えて増加する。これらのチャネル応答を新たに評
価するために再訓練される。

【００４６】本発明に従って、我々は、ＰＳＴＮでのＡ
／Ｄ及びＤ／Ａ両方の変換器が同じ網サンプリングクロ
ックから動作するので、下流側サンプリング周波数にＱ
ＬＳモデムを同期させることは、上流側サンプリング周
波数にＱＬＳモデムを同期させることに等しいことを認
識した。即ち、送信ＱＬＳモデムによって「見られた」
網のＡ／Ｄ変換器が同じ網クロックを使うので、送信Ｑ
ＬＳモデムは、同様に、網Ａ／Ｄサンプリング周波数を
知っている。網及び送信ＱＬＳモデムの間のいかなる固
定した相対的な位相ずれをも、上流側方向でそれをチャ
ネル特性の一部として包含することによって考えられ
る。実例として、網レベルＱＬＳモデムは、最初に上述
の開始段階で「チャネルを覚える」。この開始段階で、
網レベルＱＬＳモデムは、疑似ランダムデータシーケン
スを受信し、これは、ＱＬＳモデムによって供給され、
チャネル応答を計算する。このチャネル応答は、いかな
る時間遅れをも含む。網レベルＱＬＳモデムは次に、計
算されたチャネル応答をＱＬＳモデムに送り返す。この
原理を利用して、我々のタイミングシステムは、もっぱ
ら下流側のパルス信号のみにタイミング情報の全てを投
入し、ＱＬＳモデムの受信部分は双方の方向に対して同
期を得る。

【００４７】上流側方向の半２重伝送に対してさえ、タ
イミング信号がＱＬＳモデムに下流側に送られる。しか
しながら、ＰＳＴＮの電話交換局の混成のために、この
タイミング信号は上流側方向のアナログ部分に漏話を起
こす。即ち、このタイミング信号のエコーが上流側伝送
に現われる。このエコーは、全２重伝送で遭遇する混成
によって誘発されたよくある漏話のように扱える。例え
ば、このエコーは上述の網レベルＱＬＳモデムのエコー
キャンセラで排除できる。しかしながら、このタイミン
グ信号のエコーを上流側伝送の間に送信ＱＬＳモデムに
おいて適当なアナログサンプルを加えることによって消
去できることを認識した。他の方法として、送信ＱＬＳ
モデムは網の混成によって起こる送信タイミング信号の
エコーを消去するために、ここで付加アナログ信号を加
える。このことは、エコー信号の対応する増加には関係
なく、送信タイミング信号がパワーを増加することを許
す。これは、エコーがその後に付加アナログ信号の伝送
によって消去されることによる。タイミング信号の送信
パワーが高ければ高いほど、受信ＱＬＳモデムトラック
する能力は良くなる。

【００４８】図９には、ＰＳＴＮから受信ＱＬＳモデム
までのタイミング信号の伝送によって生成するエコー信
号を消去する方法の説明を示す。この方法は、ステップ
８０５、８１０及び８１５の付加以外は、図８と同じで
ある。ステップ８０５では、網レベルＱＬＳモデム４０
５は、セットアップ段階の間のタイミング信号からＱＬ
Ｓモデム５０５への伝送の結果として受信するエコー信
号の量を測定する。この測定は、いろんな方法でも行え
る。例えば、データ信号が送信されていないので、上流
側方向でのフレームでのいかなるサンプルも、理想的に
はゼロである。従って、いかなる測定信号レベルも送信
タイミング信号のエコーに等しい。セットアップ段階で
の後半では、ステップ８１５で、測定エコー信号の逆
（符号）の値がＱＬＳモデム５０５に送信される。ＱＬ
Ｓモデム８１５は次にステップ８２０で、この逆の値に
等しい付加アナログ信号を、いずれの送信パルス信号に
も加える。結果として本発明に従って、続く、ＰＳＴＮ
の混成による送信信号へのエコー信号の加算は、エコー
信号の消去をもたらす。

【００４９】図１０には、ＱＬＳモデム５０５の送信器
の一部が示してある。これは、プロセッサ９０５の付加
以外は、図１の送信器２２１に類似している。この図１
０では、加算器２７０による送信パルス信号への加算の
ため、逆の値のアナログ信号を生成する。この逆の値の
アナログ信号は、全てのフレームのサンプルに渡って加
えられる。結果的に、ここでの内在するデータ信号のダ
イナミックレンジは相応して減らされる。

【００５０】概念少なくとも１つの交替するＮＵＤＢサ
ンプルの使用を通してパルス信号上にタイミング信号を
重ね合わせる方法により、本発明を記述したが、いかな
るタイミング信号もまた、少なくとも１つのＵＤＢサン
プルに重ね合わせられる。この場合、タイミング信号は
網レベルデバイスから生成されなくてもよい。実際、タ
イミング信号の供給源はどこでもよい。例えば、送信Ｑ
ＬＳモデムをする。しかしながら、前述のように、ＵＤ
Ｂサンプルの使用は、このＵＤＢサンプルが内在するデ
ータ信号及びタイミング信号の付加を表すので、内在す
るデータ信号のダイナミックレンジを制限する。さら
に、もし対応する市内電話交換局の中に位置する量子化
デバイスがあまりにも低品質であれば、タイミング信号
のいくらかはデータと解釈され、又はデータ信号のいく
らかはタイミング信号と解釈される。同様に、ＮＵＤＢ
及びＵＤＢのサンプルの組合せは、タイミング信号を輸
送できる。

【００５１】本発明は、位相同期ループ等の離散的な機
能のブロックで作られているが、これらはいずれも単独
又は複数で、ディジタル信号プロセッサ等のより適当な
プログラムドプロセッサによって機能させることができ
る。さらに、パルス信号が、各フレームで８つのサンプ
ルのうち６つ（８つの中の６つスキーム）のＵＤＢサン
プルを有しているものとして述べたが、他の組合せは可
能である。例えば、各フレームでの５つのサンプルのう
ち４つのＵＤＢサンプル、各フレームでの７つのサンプ
ルのうち６つのＵＤＢサンプル等が考えられる。パルス
信号の形式を変えることは、生成された対応する音を変
えることになる。例えば、５つの中の４つスキーム、又
は７つの中の６つスキームでは、基本周波数f0はそれぞ
れ、８０００/１０＝８００Ｈｚ、及び８０００/１４＝
５７１.４２８６Ｈｚになる。これら後者のサンプルの
場合には、これらの周波数の両方は、４０００Ｈｚで奇
数の倍数を有し、この周波数成分のキャンセルは難しく
なる。しかしながら、４０００Ｈｚでのチャネル減衰
は、この周波数成分を抑圧するために効果的になる。

【００５２】最後に、本発明は、２つのユーザのＱＬＳ
モデムの間の接続の例を用いて記述したが、これは必要
ではない。例えば、データ接続の１つの端点は、ディジ
タル対アナログであるデータサーバーアプリケーション
であってもよい。このデータサーバーアプリケーション
は、ディジタル設備や網レベルＱＬＳモデムによってユ
ーザのＱＬＳ互換データ通信装置と通信する。

【００５３】

【発明の効果】以上のように、本発明のモデム装置及び
その同期方法により、公衆電話交換網（ＰＳＴＮ）から
ＱＬＳモデムまで送信される下流側パルス信号にタイミ
ング情報を入れる量子化レベルサンプリング（ＱＬＳ）
モデムのタイミングを回復することができ、このタイミ
ング情報に応答して、ＱＬＳモデムはＰＳＴＮの網サン
プリングクロックに同期する。特に、パルス信号は、遠
端ＱＬＳモデムにより供給されたデータ担持サンプル
（ＵＤＢ）と、及びレベルが周期的に交替する少なくと
も１つの非ユーザデータ担持（ＮＵＤＢ）サンプルを含
む。ＱＬＳモデムは、網サンプリングクロックにＱＬＳ
モデムを同期させるために、この周期的に交替する信号
レベルからタイミング情報を抽出する。このようにし
て、アナログ伝送媒体である電話市内ループで高速なモ
デムが提供できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】量子化レベルサンプリング（ＱＬＳ）データ通
信システムの部分のブロック図である。

【図２】ＱＬＳモデムからのパルス信号のＤＳ０表現の
説明図である。

【図３】網レベルＱＬＳモデムのブロック図である。

【図４】ＱＬＳデータ通信システムで用いる本発明のタ
イミングパターンの説明図である。

【図５】代表的なμ則符号化図表である。

【図６】本発明の網レベルＱＬＳモデムの部分のブロッ
ク図である。

【図７】本発明のＱＬＳモデムの部分のブロック図であ
る。

【図８】本発明の開始段階の説明の流れ図である。

【図９】タイミング信号のエコー信号を消去する方法の
説明の流れ図である。

【図１０】図９の方法で用いるＱＬＳモデムの送信器の
部分のブロック図である。

【符号の説明】

６０符号変換６５符号変換７０、７５、８０エコーキャンセラ８５タイミングサンプル生成９０、９５ＮＵＤＢサンプルをゼロにする２０３ＱＬＳモデム２１７、２１９市内ループ２２１送信器構成部分２２３受信器構成部分２２９ユーザ１データ入力２３０ユーザ２データ出力２３３符号化器２３５、２３６、２３８、２４０チャネル符号ストリ
ーム２５１、２５２、２５４、２５６送信器フィルタ２６１、２６２、２６４、２６６送信器フィルタ出力２７０送信器加算器２７２加算器出力信号２７９Ｄ／Ａ変換器２８１Ａ／Ｄ変換器２８３変換器出力ディジタル信号２９１、２９２、２９４、２９６受信器フィルタ３０１符復号器１３０２（図２）ＤＳ０の部分３０２（図３）、３０３、３０４、３０６線３０３、３０７フレーム３０５網レベルＱＬＳモデム３０９ディジタル電話網（ＰＳＴＮ）３１５符復号器２４０５網レベルＱＬＳモデム４５１、４５２、４５４、４５６サンプルストリーム４６１、４６２、４６４、４６６スライサ４７１、４７２、４７３、４７６スライサ出力符号ス
トリーム４８０復号器４９９ｄ_i及びタイミング信号５００Ｃ（ω）５０１、５１１、５２６、５４１、５４６、５５４（図
７）、５５６線５０５ＱＬＳモデム５１０、５２５加算器５２０遅延素子５３０チャネルモデルフィルタ５３３符号化器５３５ＰＬＬ５４０変換器５４５スライサ５５０等化器５５５タイミング参照５６０エコーキャンセラ５６５タイミング応答フィルタ５７０再フレーム５８０音キャンセラ５８５データキャンセラ５９０プロセッサ６０５網レベルＱＬＳモデムがタイミング信号のみを
送信６１０受信ＱＬＳモデムが受信タイミング信号から参
照タイミング信号を生成する６１５受信ＱＬＳモデムがタイミング信号からチャネ
ル応答を評価６２０網レベルＱＬＳモデムがタイミング信号をオフ
にする６２５網レベルＱＬＳモデムが所定の疑似ランダムデ
ータ信号をオンにする６３０受信ＱＬＳモデムが疑似ランダムデータ信号か
らチャネル応答を評価６３５網レベルＱＬＳモデムが所定の疑似ランダムデ
ータ信号をオフにする６４０網レベルＱＬＳモデムがタイミング信号をオン
にする６４５定常状態動作が開始する６０５網レベルＱＬＳモデムがタイミング信号のみを
送信６１０受信ＱＬＳモデムが受信タイミング信号から参
照タイミング信号を生成する６１５受信ＱＬＳモデムがタイミング信号からチャネ
ル応答を評価６２０網レベルＱＬＳモデムがタイミング信号をオフ
にする６２５網レベルＱＬＳモデムが所定の疑似ランダムデ
ータ信号をオンにする６３０受信ＱＬＳモデムが疑似ランダムデータ信号か
らチャネル応答を評価６３５網レベルＱＬＳモデムが所定の疑似ランダムデ
ータ信号をオフにする８０５網レベルＱＬＳモデムが送信タイミング信号に
より起こるエコーの量を測定する８１０網レベルＱＬＳモデムがＱＬＳモデムへ測定タ
イミング信号エコーの逆の値を送信６４０網レベルＱＬＳモデムがタイミング信号をオン
にする６４５定常状態動作が開始する８１５ＱＬＳモデムが等化の前に付加アナログ信号を
送信パルス信号に加える。ここで、この付加アナログ信
号のレベルは、網レベルＡ／Ｄ変換の前に正確にキャン
セルされるように、ステップ８１０で受信した値と等し
くされる９０５プロセッサ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者ジェームスエメリーマゾーアメリカ合衆国，07704 ニュージャージー，フェアハーヴェン，ピー．オー．ボックス 261 (56)参考文献特開昭59−246（ＪＰ，Ａ) 特開昭61−278219（ＪＰ，Ａ) 特開昭62−140526（ＪＰ，Ａ) 特開平４−259111（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04B 3/10 H03H 21/00 H04L 7/10 H04L 25/03 H04L 27/00

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】データ通信装置に用いられる方法におい
て、該方法は、第１のトレーニング信号を受信する段階と、該第１のトレーニング信号に応答するチャネルを予測す
るタップ係数の第１セットを生成する段階と、第２のトレーニング信号を受信する段階と、該第２のトレーニング信号に応答するチャネルを予測す
るタップ係数の第２セットを生成する段階と、トレーニングフェーズの間、該トレーニング信号の少な
くとも１つのエコー信号のレベルを表す測定値信号を受
信する段階と、そして、安定状態フェーズにおいて、データ信号とアナログ信号
を含む結合信号を送信する段階とからなり、該アナログ
信号のレベルは、該受信した測定値信号により表される
レベルと反対特性にあることを特徴とする方法。
【請求項２】請求項１に記載の方法において、該第１
のトレーニング信号はシーケンスのトーンを表すタイミ
ング信号であることを特徴とする方法。
【請求項３】請求項２に記載の方法において、該第１
のトレーニング信号はフレームのシーケンスを表し、該
フレームの各々はいくらかのサンプルを含み、そして、
該タイミング信号が、該いくらかのサンプルのうちの少
なくとも１つの周期的な交番信号レベルで送信されるこ
とを特徴とする方法。
【請求項４】請求項１に記載の方法において、該第２
のトレーニング信号はフレームのシーケンスを表し、該
フレームの各々はいくらかのサンプルを含み、そして、
各フレーム内のそれぞれのサンプルレベルによって疑似
ランダムデータシーケンスを表すことを特徴とする方
法。
【請求項５】データ通信装置で用いられる方法におい
て、該方法は、第１の時間間隔において、受信データ通信装置へ第１の
トレーニング信号を送信する段階からなり、該第１のト
レーニング信号はタイミング信号を表すものであり、該
方法はさらに、該第１の時間間隔とは異なる時間間隔において、該受信
データ通信装置へ第２のトレーニング信号を送信する段
階からなり、該第２のトレーニング信号は予め規定され
たデータ信号を表すものであり、該方法はさらに、該第
１のトレーニング信号のエコー信号を測定するととも
に、該第１のトレーニング信号を該受信データ通信装置
へ送信する段階からなることを特徴とする方法。
【請求項６】請求項５に記載の方法において、該タイ
ミング信号はトーンの連続であることを特徴とする方
法。
【請求項７】請求項５に記載の方法において、該第１
のトレーニング信号はフレームのシーケンスを表すもの
であり、各フレームはいくらかのサンプルを含み、そし
て該タイミング信号が、該いくらかのサンプルのうちの
少なくとも１つにある周期的な交番信号レベルで送信さ
れることを特徴とする方法。
【請求項８】請求項５に記載の方法において、該第２
のトレーニング信号はフレームのシーケンスを表すもの
であり、各フレームはいくらかのサンプルを含み、そし
て、予め規定されたデータシーケンスは、各フレームの
それぞれのサンプルレベルで表された疑似ランダムデー
タシーケンスであることを特徴とする方法。