CN1135129A - 在网络同步调制解调器中的定时恢复 - Google Patents

Abstract

一种使量化电平采样(QLS)调制解调器把定时信息放在从公共交换电话网(PSTN)发向QLS调制解调器的下行脉冲化信号之中的定时技术。根据这个定时信息，QLS调制解调器与PSTN中的网络采样时钟同步。具体地，脉冲化信号包括由远端QLS调制解调器提供的数据承载样本和至少一个其样本电平周期性交替改变的非用户数据承载(NUDB)样本。QLS调制解调器从这个周期性交替的信号电平中取出定时信息使QLS调制解调器与网络采样时钟同步。

Description

在网络同步调制解调器中的定时恢复

本发明涉及诸如调制解调器的数据通信设备，更具体地讲是涉及与网络同步的调制解调器。

对大多数用户来说，电话本地回路仍是在用户的数据通信设备，即调制解调器，和作为公共交换电话网(PSTN)一部分的本地中心局之间的主要传输介质。电话本地回路是一种调制解调器传输信号被限制在具有3.5千赫(kHz)带宽的语音频带上的模拟传输介质。随着已有的象Prodigg^R那样的面向数据的服务和通过著名的Internet对信息进行的简单访问在数量和种类上的增长，用户已表示希望电话本地回路上的数据传输速度能增加到超过目前通过现有调制解调器可以得到的速度。

在下述美国专利申请中公开了一种显著提高电话本地回路上数据传输速度的高速调制解调器技术：Ayanoglu等人申请，标频为“与远端编码解码器同步的高速调制解调器”，序号为071963539，于1992年10月20日提交；N.R.Dagdeviren申请，题为“具有接收信号和被发送信号比较信号装置的调制解调器”，序号为08/080161，于1993年6月21日提交；和Ayanoglu等人申请，题为“具有均衡装置的高速量化电平采样调制解调器”，序号为08/176742，于1994年1月3日提交。具体地讲，这些专利申请描述了一种高速调制解调器技术，调制解调器在时间和量化电平两方面均与PSTN的模数(A/D)和数模(D/A)转换器，即量化设备同步。这种同步使量化电平的一个子集能被用作信令字母集从而大大减少了被传输数据信号上的由PSTN导入的量化噪声。从而大大提高了数据传输速度。例如，这种同步方案允许调制解调器以PSTN时钟速率进行操作，并在某种诸如不在电话本地回路上限制频带的假设下，可理论上在电话本地回路上获得64千位每秒(kb/s)的数据速率。这里使用这种高速调制解调器技术的调制解调器被称作“量化电平采样”(QLS)调制解调器，而在QLS数据通信系统中传输的信号被称作“脉冲化”的信号。

正如刚提到的，为了使上述QLS调制解调器的调制模式进行工作，必须在PSTN的QLS调制解调器和网络采样时钟之间的发送和接收方向上进行时间同步。由于网络采样时钟控制PSTN中所有量化设备的采样间隔，所以这种同步是必须的。例如，从QLS调制解调器发向其本地中心局的数据符号必须在A/D转换器读取各样本的精确时刻到达本地中心局的A/D转换器。类似地，正在接收的QLS调制解调器必须与其本地中心局的网络采样时钟同步。不幸的是，任何测量为定时抖动的定时偏差会把符号间干扰引入相应接收到的数据信号之中。对于这些高的数据速率，QLS数据通信系统中的最大允许定时抖动通常非常小。例如，针对高于42千位/秒(Fb/s)数据传输速率的最大允许定时抖动会低于70纳秒(ns)。

我们提出了一个使QLS调制解调器与PSTN中网络采样时钟同步的定时系统。具体地讲，定时信号被叠加到从PSTN发送到接收方QLS调制解调器的脉冲化信号上。根据这个接收到的定时信号，接收方QLS调制解调器与网络采样时钟相互同步。

在本发明的实施例中，脉冲化信号包括可以由一个远端QLS调制解调器或在网络内的信号源提供的数据承载样本和至少一个其电平周期性地交替改变的非用户数据承载(NUDB)样本。接收方QLS调制解调器从这种周期性交变的信号电平中取出定时信息从而使QLS调制解调器与网络采样时钟同步。另外，接收方QLS调制解调器使用取出的定时信息来消除NUDB样本对收到的QLS信号的数据承载样本的畸变效应。

根据本发明的特点，我们认识到既然PSTN中的A/D和D/A转换器根据同一网络采样时钟进行操作，则使QLS调制解调器与下行采样频率同步等价于使QLS调制解调器与上行采样频率同步。使用该原理，我们的定时系统把所有的定时信息只放入下行脉冲化信号中而接收方QLS调制解调器在两个方向上获得了同步。

图1是有关量化电平采样(QLS)数据通信系统的一部分的方框图；

图2给出一个由QLS调制解调器提供的脉冲化信号的DSO表示的说明性部分；

图3是一个网络电平QLS调制解调器的方框图；

图4是一个体现用在QLS数据通信系统中的本发明的原理的说明性定时模式；

图5是一个典型的μ律编码表；

图6是一个有关体现本发明的原理的网络电平QLS调制解调器的一部分的方框图；

图7是一个有关体现本发明原理的QLS调制解调器的一部分的方框图；

图8是一个有关体现本发明原理的启动阶段的说明性流程图；

图9是一个有关消除定时信号的回声信号的方法的说明性流程图；

图10是有关用在图9的方法中的QLS调制解调器的发送器的一部分的方框图。

在描述本发明的概念之前，首先对QLS数据通信系统的一般操作进行描述以提供某些背景信息。如需要的话，可以从上述美国专利申请中获取进一步的信息。图1是有关包含QLS调制解调器203，PSTN309和QLS调制解调器205的QLS数据通信系统的方框图。为了简便，只有从QLS调制解调器203到QLS调制解调器205的传输方向在图1中给出并在下面加以描述。在相反方向，即从QLS调制解调器205到QLS调制解调器203的传输以类似方式进行。假设QLS调制解调器205和QLS调制解调器203之间的数据连接已存在，例如呼叫建立、训练等都已完成QLS调制解调器205和QLS调制解调器203之间正在传输数据。

在例子中还假设PSTN网络309以8000样本/秒的采样速率工作并使用各自包含一个把电话本地回路217和219的响应限制到300Hz-3.3kHz的标称频率范围的带限滤波器的μ律编码解码器301和315。这样，本地回路217和219均被认为具有6kHz的双边带宽。正如本领域中所知的，μ律编码解码器301和315是使用μ律编码把模拟信号转换成数字表示和将数字表示转换成模拟信号的编码-解码器。数据传输通过网络电平QLS调制解调器305(下面描述)以数字格式通过PSTN309。除了μ律编码解码器301和305被A律编码-解码器取代之外在欧洲电话网中也存在类似情况。由于欧洲的A律编码完全与美洲μ律编码类似，则本发明中描述的所有处理对其均适用。

QLS调制解调器的基本概念是：QLS调制解调器在时间和量化电平上均与PSTN的模数(A/D)和数模(D/A)转换器，即量化设备同步。这种同步大大减少了由PSTN在任何传输的数据信号上引入的量化噪声，从而大大提高了数据传输速度。

通过在各QLS调制解调器中把μ律量化电平本身用作信号字母表可获得量化电平同步。这样，每个数据符号均等价于255个μ律量化电平或样本电平中的一个，表示八个用户数据位。于是所发送的数据符号序列就以数字形式明确地被传过网络。

根据基本的Nyquist理论可知具有WH_z双边带宽的一个信道能够支持速度不大于W符号/秒的低畸变信号传输。这样，对于近乎6kHz的双边本地网络带宽，最大符号速率在6000符号/秒左右。由于μ律样本电平被用作信号字母表，则这个最大符号速率等价地表示为6000样本/秒。

相比之下，假定PSTN309能够以8000样本/秒的速率进行采样。结果，从PSTN309接收的每8个样本中最多可任意选择出6个。换句话说，当调制解调器的输出受到带宽限制而为6000样本/秒时不可能在每秒内选择8000个独立样本通过调制解调器把它们发送出去。由于在本例中每秒内6000个样本中的每个样本均表示8位，则即使是考虑到实际带宽时也可在电话本地回路上得到高达48kbps的传输速率。

概括地说，从QLS调制解调器203得到的模拟信号在这里被称作“脉冲化信号”，以帧序列方式按每M个符号或样本为一组成组发送模拟样本。每个帧占有N个时钟周期，每个时钟周期等于PSTN309的网络采样时钟的周期T_s。而帧周期T_p等于NT_s。在每个脉冲化信号帧中，具有M个样本的组这里被称作“用户数据承载”(UDB)样本，而(N-M)个样本的组被称为“非用户数据承载”(NUDB)样本。在本例中，在占有N＝8个时钟周期的帧中发送M26个样本，而对于8000样本/秒，网络采样时钟周期T_s等于125微秒(μsee)，因此T_p＝1毫秒(msee)。这样，每8个输出样本中有6个驱动到发送量化电平，也就是说是UDB样本，而剩下的两个样本是NUDB样本。由于根据Nyguist定理NUDB样本不能被任意选择，它们被QLS调制解调器203和网络电平QLS调制解调器305(下面描述)设置成零。

为了使QLS调制解调器203在本地回路217上提供6000样本/秒数据速率，必须考虑额外的设计。如上述Ayanoglu等人的题为“具有均衡装置的高速量化电平采样调制解调器”的美国专利申请中所描述的，若一个信号h(t)在至少M个Nyguist频率变换(f＋l/T)，l＝0，±1，±2，……其中所有的f满足|f|≤1/(2T)上具有双边非衰减频谱支持，则可能确定出发送器和接收器滤波器使得能够恢复出分别来自M个用户的M个数据流，而不会出现这些数据流的相互干扰。一组实现这种情况的发送器和接收器滤波器可被称为满足本领域中所知的广义迫零(GZF)准则。正如上述Ayanoglu等人的美国专利申请所指出的，这种分析加以扩展后可证明若固定了这组发送器滤波器或接收器滤波器，则在固定滤波器组满足某种频谱要求的情况下人们具有选择其它滤波器组的灵活性。尤其是在固定滤波器组的各组成部分都只是延迟部件而且不存在两个相同的延迟使的情况下，这些频谱要求几乎总是被满足的，因此能选择其它滤波器组来实现GZF准则。这种思想构成了设计一个单独用户借以发送M/T速率的符号序列但在符号间具有不一致的时间间隔的QLS调制解调器的基础。

图1给出了一个有关在线路217上提供脉冲化信号的QLS调制解调器203的发送器部分的说明性方框图。若不对量化电平的使用加以限制则用户数据229以近于48kbps的速率被提供给发送方QLS调制解调器203。编码器233把用户数据229编码成六个并行的1000符号/秒信道符号流235-240，即编码器233提供一个M/T速率的样本流，其中M＝6而1/T＝1kHz。如上所述，编码器233把μ律量化电平用作信号字母表。发送方部件221包括六个发送器滤波器251-256，每个这样的滤波器(或发送器均衡器)分别对一个信道符号流进行操作。发送器滤波器输出261-266在发送器相加器270中被相加，而相加器输出信号272被数据模转换器279转换成模拟形式并加以滤波。后者提供通过用户回路217传输到PSTN309的本地中心局(未给出)的脉冲化信号。

在PSTN309的中心局(未给出)处，编码解码器301对脉冲化信号滤波并以8000样本/秒速率采样，而且把这些样本电压量化并编码成一个DSO数字序列，通过PSTN309被传过网络电平调制解调器305(下面描述)到达编码解码器315。图2给出了这种修改的DSO数字序列的示例性部分。DSO部分302是针对在线路217上通过帧303和307传输的脉冲化信号的数字表示。UDB样本由di(i＝1到12)表示，而NUDB样本被设置成零。

为完成从发送方QLS调制解调器203的信号传输，编码解码器315把DSO序列转换成另一种脉冲化信号，在用户回路219上发向接收方QLS调制解调器205。这种脉冲化信号被QLS调制解调器205的接收器部件223加以接收。被接收的脉冲化信号由以8000样本/秒速率采样的A/D转换器281转换成数字形式。所得到的数字信号283被六个并行接收器滤波器291-296加以处理。第k个接收器滤波器(或接收器均衡器)RX_k294产生一个具有1000样本/秒速率的数字样本流454，这些样本是对相应的输入到QLS调制解调器203的第k个发送器均衡器TX_k254的发送样本流238的值。样本流451-456由限幅器461-466加以处理，把各样本映射为与255个可能的μ律样本电平中最接近的一个对应的8位字。六个限幅器输出的符号流471-476被解码器480加以处理，将六个1000符号/秒的信道符号流映射为速率高达48kbps的单个用户数据输出流230。

在对QLS数据通信系统的操作做了一般性描述后，下面将描述网络电平QLS调制解调器305。网络电平QLS调制解调器305代表一组网络电平QLS调制解调器，是由PSTN309提供的进行高速数据服务的一个部件。可以通过任意多的方式，例如通过与这个高速数据服务相应的一个预定电话号来进入这组调制解调器。一旦进入了这组调制解调器，则后续的数据连接通过网络电平QLS调制解调器305被接通。后者实现了一个如上述N.R.Dagdeuiren的题为“具有接收信号和发送信号比较信号装置的调制解调器”的美国专利申请所描述的码转换处理。这种码转换处理补偿在PST-N309中发生的混合泄漏并保证NUDB样本被设置成零。对于本例而言，假设各网络电平QLS调制解调器简单地接收和发送脉冲化信号的数字表示。

图3给出了一个有关网络电平QLS调制解调器的说明性实施例。网络电平QLS调制解调器305包括数字信号处理器(DSP)和相应的处理回声消除和码转换任务的电路。假定线路304和306已经具有经本地交换局A/D转换器滤波并量化的数字DSO格式。通过线路304和306网络电平QLS调制解调器305被连接到QLS数据连接上。具体地讲，数字信号301被回声消除器70用于测量线路302上的回声。码转换器60把线路303上的数据承载样本从其接收点阵空间转换成其发送点阵空间并在线路306上把它们发到本地交换局。对于这个描述的目的，由码转换器60和65进行的码转换不是重要的。

由于任何网络设备均不言而喻地接收一个网络内的清零定时信号所以在任何网络QLS数据通信设备，例如QLS网络电平调制解调器305中的定时恢复并不受注意。而如上所述，为了使上述QLS调制解调器的调制模式工作，在QLS调制解调器和PSTN的网络采样时钟之间的发送和接收方向上必须有定时同步。由于网络采样时钟控制位于PSTN中的任何量化设备的采样间隔所以这种同步是必要的。例如，从QLS调制解调器发到其本地中心局的数据符号必须在本地中心局的A/D转换器读取各样本的精确时刻到达该A/D转换器。类似地，接收方QLS调制解调器必须与其本地中心局的网络采样时钟同步。不幸的是，由于量化设备不再在其它脉冲的零点处采样信号，则任何测量为定时抖动的定时偏差均会把符号间干扰引入到相应的接收数据信号之中。在这些高数据速率下，QLS数据通信系统中的最大允许定时抖动通常非常非常小。例如，对于高于42千位/秒(kb/s)数据传输速率最大允许定时抖动可低于70纳秒(ns)。

正如上述Aganoglu等人的题为“同步于远端编码器的高速调制解调器”的美国专利申请中所描述的，推荐了一些同步方法。所有这些技术通常注重于一个在QLS数据连接建立期间均衡一个训练信号的接收方QLS调制解调器。如本领域中所知的通过这种均衡可以调整定时延迟。这样传统的自适应均衡方案可被用来维护定时。由于在发送和接收方向上均需要QLS调制解调器中的同步，则在发送和接收路径上均进行这种均衡。

虽然上述均衡方案可被用来使QLS调制解调器与网络采样时钟同步，但我们提出另一个可选的定时系统。根据本发明，一个定时信号被叠加到一个从PSTN发送到一个接收方QLS调制解调器的脉冲化信号上。根据收到的这个定时信号，接收方QLS调制解调器与网络采样时钟频率同步。

在下面的描述中，隐含地假定任何内部网络定时抖动均是非常小的使样本间变化不很剧烈的例如在10到20NS之间的高频抖动或长期的可由锁相回路(PLL)跟踪的抖动，而只有一个微小的由于在从PSTN309到接收方QLS调制解调器再回来的路径上积累的往返延迟而引起的跟踪误差。

如上所述，在脉冲化信号中，NUDB样本不能被用来传输任意数据，因为这样会违背Nyquist有关对于电话本地回路上bkHz可用带宽的6000样本/秒的限制。具体地讲，对于M＝6和N＝8，试图使用两个NUDB样本来发送任意数据会引入不能用任何线性接收均衡器减轻的符号间干扰。然而，我们已认识到一类非零NUDB样本在不把无法减轻的干扰引入接收器的情况下可被用来使接收方调制解调器与网络采样时钟同步。具体地讲，我们建议的方法需要把一个纯音和其(谐音)叠加，即明显地加到从网络到接收方QLS调制解调器的下行传输流上。通过对在各帧中未被用到的其中一个样本进行操作单独插入这个纯音，从而并不改变任何携带信息的数据样本的值。

继续上面的例子，假定使用一个8选6脉冲化信号模式，其中用6个样本发送数据，即UDB样本，而后面跟着2个未用到的时隙。尽管为了说明的目的这里描述为彼些邻近的，但不需要在一帧内的NUDB样本或UDB样本互相邻近。在本发明的一个实施例中，通常被保持为零的各8样本帧中的最后的样本在相继各帧中被交替地设置为+A和-A的电平。这即是说在一个帧周期T_p中，脉冲化信号包含由远端QLS调制解调器提供的数据承载样本和至少一个其样本电平交替变化的非用户数据承载(NUDB)样本。这些在表示被叠加到一个发向—接收方QLS调制解调器的脉冲化信号的定时模式的图4中通过帧11和12被加以说明。通常，对于全双I传输来说，选择A需要在希望调制解调器得到强的接收音和要求通过混合电路得到低的串扰音之间进行折衷。在例如从PSTN网络304到接收方QLS调制解调器的下行方向上，A被选作电平64或最大值为4015.5单位中的247.5单位。这些单位构成图5所示的著名的μ律编码。

这种[…-A0000000A0000000-A…]的叠加模式生成了一组各个单音，但带内单音(≤4千赫(kHz))频率为500，1500，2500和3500赫兹(Hz)。在本例中，1500Hz单音被用作定时参考。虽然其它单音是多余的，但只生成一个单音会需要向6个UDB样本中加入一个信号。尽管可以作到这个，但因两个原因这样做是不希望的。首先，由于下行信号样本是从一个离散值字母表(μ律电平)中选出的，则创建一个良好的单音可以证明是不可能的。另外，要求数据承载样本与定时信息“共享”动态范围会大大减少实际数据的可用动态范围。

事实上，也可使用更为通用的周期性模式[…-A0000000B0000000-A…]。对于本例，若A≠B也可生成频率为1000Hz的倍数的各种单音。

由于下行传输由中心局的D/A转换器确定出时钟，则四个叠加的带内单音到达拥有由网络设备的频率精确确定的频率的接收方QLS调制解调器。接收方QLS调制解调器从这个周期性交变的信号电平中取出定时信息，使QLS调制解调器与网络采样时钟同步并消除在收到的QLS信号的数据承载样本上的由于NUDB样本而引起的任何畸变效应。

在本例中，假定定时信号被网络电平QLS调制解调器叠加到发送脉冲化信号上。图6是关于体现本发明原理的网络电平QLS调制解调器的模块图。图6的网络电平QLS调制解调器405取代了图1和3的网络电平调制解调器305。除了增加定时过程80，85，90和95之外，网络电平QLS调制解调器405与网络电平QLS调制解调器305类似。如图3中那样，假定线路304和306提供到/来自本地交换局的数字DSO信息，回声消除器70和75提供对传输混合回声的相对抗干扰性，而码转换器60和65进行接收和发送点阵空间之间的转换。另外，过程90和95把NUDB样本中的由符号间干扰和邻近混合回声导致的能量清零。过程80和85在信号304和306被发回本地交换局之前产生需插入刚被清零的NUDB样本位置的定时样本。

图7是关于体现本发明原理的QLS调制解调器的一个部分的方框图。为了简便，只描述QLS调制解调器505的接收器部分。如前面所指出的，网络电平QLS调制解调器405以所述的数据格式[…d₁d₂d₃d₄d₅d₆0Ad₇d₈d₉d₁₀d₁₁d₁₂0-A…]发送与定时单音(±A)交叉的数据流(di)。这个数据流穿过由信道响应函数(Cω)表示的串联在一起的编码器滤波器，电话本地回路和接收滤波器并通过线路501到达接收方QLS调制解调器505，其中函数(Cω)表示为部件500，而该数据流在QLS调制解调器505处被模数转换器575转换成数字格式。

收到的信号被送给QLS调制解调器505的单音消除器580。后者包含定时响应滤波器565和加法器510。定时响应滤波器565提供一个表示针对收到的定时信号本身的采样估值信号。这里针对定时信号的信道响应的估值表示为C₂，它是在后面描述的启动阶段中确定的。加法器510从收到的脉冲化信号中减去定时响应滤波器565的输出信号，因而从收到的脉冲化信号中去除或抵消了定时信号。这样，由加法器510通过线路511提供的信号理想上是只有数据的信号。后者被送给回声消除器560，均衡器550和限幅器545来恢复出在线路546上提供的数据信号。

恢复出的数据信号也被送给数据消除器585。后者包含重构部件570，信道模型滤波器530，延迟部件520和加法器525。在恢复数据信号后，数据信号被重构部件570重构成各由8个符号(6个数据符号尾随2个零)构成的数据块，通过信道模型滤波器530反馈。滤波器530提供对数据信号的信道响应的估值。这个估值在这里由在下面描述的启动阶段中确定的C(ω)表示。最后，加法器525从由延迟部件520(下面描述)提供的初始输入信号的延迟副本中减去信道模型滤波器530的输出信号以消除数据信号并通过线路526提供定时信号的估值。定时恢复由锁相回路(PLL)535完成，锁相回路535锁定到接收的1500Hz单音上并控制定时参考555在线路556上提供一个表示生成这个单音的同一个5000Hz采样时钟的参考定时信号T_s。具体地讲，定时参考555在线路556上提供参考定时信号T_s并从在线路554上提供的T_s中导出1500Hz信号。PLL535比较由定时参考555产生的1500Hz信号和接收的1500Hz单音并调整定时参考555使两个1500Hz信号同步，这样也使T_s与网络时钟同步。实际中使用一个具有.1Hz带宽的PLL。另外，参考定时信号T_s被送给象帧重构部件570那样再生成通过线路541提供给定时响应滤波器565的定时模式的转换器540。根据这个再生成的定时模式，定时响应滤波器565提供对定时信号的信道响应估值。

这种技术的一个好处是由于单音的周期性使得定时响应滤波器565的非常简单。即抽头数正好是一帧中样本数目的两倍。在本例中，由于使用了8选6脉冲化信号模式，则定时响应滤波器565只有16个抽头。而且，根据简单的关系，C₂(i)＝-C₂(i-8)，其中8≤i≤15后8个抽头与前8个抽头相关，因而在定时响应滤波器565只需8个内存位置用于存储。

例如，+A序列位于T＝16Ts处。可以基本确定单音的频谱可表示为： $A\underset{n=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\exp \left(\mathrm{i\ωnT}\right)=\frac{A}{T}\underset{m=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\δ}(f-m{f}_0),----\left(1\right)$

其中f₀＝1/T。在这里f₀＝500Hz。对于位移了T/2的-A脉冲类似的表示式具体为 $-A\underset{m=-\∞}{\mathrm{\Σ}}\exp (-\mathrm{i\ω}(\mathrm{nT}+\frac{T}{2}))=-\frac{A}{T}\underset{m=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{(-1)}^m\mathrm{\δ}(f-m{f}_0),----\left(2\right)$

(1)和(2)相加产生： $\frac{2A}{T}\underset{\stackrel{m=-\∞}{\mathrm{m\; odd}}}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\δ}(f-m{f}_0)---\left(3\right)$

根据等式(3)，所产生的定时信号tones(t)的时域表达式为： $\mathrm{tones}\left(t\right)=\frac{4A}{T}\underset{\stackrel{m=1}{\mathrm{m\; odd}}}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\cos \left(2\mathrm{\πm}{f}_{0}T\right).---\left(4\right)$

在通过由上述信道响应函数C₂(ω)表示的线性信道后，QLS调制解调器收到一个如下单音信号： $\mathrm{received\; tones}\left(t\right)=\underset{\stackrel{m=1}{\mathrm{m\; odd}}}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{a}_m\cos (2\mathrm{\πm}{f}_{0}t+{\mathrm{\φ}}_m),---\left(5\right)$

am和ρm表示在频率为mf₀的C₂(ω)的衰减和相移分量。由于信道和滤波器衰减，当m＞7时am是可以忽略的。

回到等式(5)，具有频率mf₀的各单音的周期分别为T的m分之一，而各单音每隔T/2时间间隔改变符号。这样，received tones(t)＝received tones(t＋kT)，wherek＝0，±1，±2，…    (6) $\mathrm{received\; tones}\left(t\right)=-\mathrm{received\; tones}(t+\frac{T}{2})----\left(7\right)$

假定带外各单音的能量可忽略，则可以通过减去由时钟同步的16抽头延迟线路的输出来消除带内单音信号，各抽头的值分别等于这单音信号在相继16个T_s时刻的值。这是图7中音频消除器580的功能。如下所述，这些值是在不发送数据的初始训练步骤得出的。而且，根据等式(7)，只需记忆八个相继值；另八个为其负数。

上面的描述假定相应地由定时响应滤波器565和信道模型滤波器530使用的信道响应函数C₂和C(ω)在启动，即学习阶段被确定。图8给出关于启动阶段的说明。诸如数据速率协商的训练阶段的其它部分未被给出。

在图8的步骤605，网络电平QLS调制解调器405只发送图4中给出的定时信号给QLS调制解调器505。根据这个参考时钟，QLS调制解调器505在步骤610在线路541上产生一个定时信号。具体地，延迟部件520提供N个节拍延迟，表示通过均衡器550的传播延迟。N的值应为均衡器长度的一半。均衡器可以是100抽头，而N则等于50。由于当前没有要发送的数据，则加法器525直接将延迟部件520的输出信号提供给PLL535。后者锁定到1500Hz单音上，导出8000Hz采样时钟的估值T_s。该估值被送给定时响应滤波器565。

在锁定PLL535并测出T_s后，QLS调制解调器505测出对定时信号的信道响应，即QLS调制解调器505在步骤615确定出C₂。在这个步骤中，定时响应滤波器565每T_s秒采样一次并对只是定时信号的接收信号求平均值以便精确地得出针对定时信号的16样本信道响应。(如前所述，只需16个抽头以得到对定时信号的信道响应)。这些得出的样本接着作为定时响应滤波器565的16个抽头被存在定时响应滤波器565的内存(未给出)中。

在步骤615后，网络电平QLS调制解调器405在步骤620断开定时信号并在步骤625开始发送一预定训练信号。这个训练信号是一个可以是二进制的预定值随机序列a_k，使用所有时隙以1/TS速率从网络电平QLS调制解调器405发出。在步骤630，由QLS调制解调器505构成信道估值C(ω)。(由于C(ω)实际上是不知道的，因此用C(ω)估计，它是对贯穿整个带宽的信道响应的逼近)。收到的训练信号被延迟部件520延迟后送给加法器525。另外，处理器590通过再格式化器570把延迟了N个节拍的同样序列a_k加到信道模型530上。信道模型530是一个把信道输出和信道模型输出之间的误差调整为零的自适应滤波器。加法器输出526提供这个误差信号。假定步骤630完成得足够快以致PLL535还未开始偏移，即假定PLL535在该步骤中自由运行。应注意得到的C(ω)包含信道延迟。

一旦完成了信道模型的自适应，则网络电平QLS调制解调器405在步骤635断开值随机数据信号，在步骤640再打开定时信号以再锁定QLS调制解调器505的PLL535。另外，QLS调制解调器505非在线地使用估计的信道模型C(ω)在步骤635快速训练均衡器550。要得到进一步信息，参见上述Ayarroglu等人的题为“具有均衡装置的高速量化电平采样调制解调器”的美国专利申请。或者，也可直接根据另外的训练信号来训练均衡器550，但由短暂定时失调造成的缓慢实时和不可避免的噪声使得这种方式不是最所期望的。

最终，在步骤645开始固定状态的操作。单音消除被引入，均衡器550被加到线路上而其输出的数据估值通过信道模型530被发出以减去数据背景，从而提供相对干净(高倍噪比(SNR))的定时信号给PLL535用于最终锁定。

在上面的启动阶段中，假定总信道响应C(ω)和对定时信号的信道响应C₂不改变，或即使改变也非常缓慢。若在数据通信期间差错率超过一预定点，则假定进行再训练以估计新的信道响应。

根据本发明的特性，我们已认识到由于PSTN的A/D和D/A转换器均根据同一网络采样时钟工作，则使QLS调制解调器同步于下行采样频率等价于使QLS调制解调器同步于上行采样频率。即，由于发送方QLS调制解调器“可见”的网络A/D转换器使用同一网络时钟，因此发送方QLS调制解调器也知道网络A/D采样频率。网络和发送方QLS调制解调器之间的任何固定相对相位偏移。通过把其包含进上行方向信道特性之中可以得出。在上述启动阶段网络电平QLS调制解调器首先“学习信道”。在这个启动阶段中，网络电平QLS调制解调器接收由QLS调制解调器提供的值随机数据序列并计算出信道响应。该信道响应包含任何时间延迟。接着网络电平QLS调制解调器向QLS调制解调器回送计算出的信道响应。利用该原理，我们的定时系统把所有定时信息只放入下行脉冲化信号中，而QLS调制解调器的接收部分在两个方面上获得同步。

应注意的一点是完全性。即使是对上行方向的半双工传输，也必须下行发送一个定时信号给QLS调制解调器。然而，由于PSTN中心局的混合，这种定时信号会导致串扰进入上行方向的模拟段。即，在上行传输中出现该定时信号的回声。这种回声可以象全双工传输中常遇到的混合引入串扰那样被处理掉，例如，这种回声可以用在上述网络电平QLS调制解调器中的回声消除器来消除。然而，我们已认识到了通过在上行传输期间在发送方QLS调制解调器上加入适当的模拟样本以消除定时信号回声的另一种可能性。换句话说，发送方QLS调制解调器现在加入一额外的模拟信号以消除任何由网络混合导致的发送定时信号的回声。由于回声被额外的模拟信号传输消除，这就允许所发送的定时信号可以增加功率而不用考虑相应的回声信号功率增长。定时信号发送功率越高，则接收方QLS调制解调器跟踪该信号的能力就越强。

图9给出一个消除由从PSTN到接收方QLS调制解调器的定时信号传输导致的回声信号的说明性方法。除增加步骤805，810和815之外，图9与图8相同。在步骤805，网络电平QLS调制解调器405在启动阶段测量由QLS调制解调器505的定时信号传输导致的回声信号的值。可以用任何的方式来进行这种测量，比如，由于没有发送数据信号，则在上行方向的帧中的任何样本理想上均应等于零。因而，任何测得的信号电平均等于所发送的定时信号的回声。在启动阶段后期，所测得回声信号的相反值在步骤815被发给QLS调制解调器505。QLS调制解调器则在步骤820把一个额外的等于该相反值的模拟信号与任何所发送的脉冲化信号相加。结果，根据本发明的原理，这后面的将回声信号与PSTN混合桥路的发送信号相加导致了回声信号的消除。

图10给出了QLS调制解调器505的发送器部分，除了增加了处理器905之外，它与图1的发送器221类似。处理器905产生相反值模拟信号，通过加法器570加入到发送脉冲化信号之中。这个相反值模拟信号被加到一帧的所有样本上。这样相应减少了基础数据信号的动态范围。

尽管在通过使用至少一个交变的NUDB样本把一个定时信号叠加到一个脉冲化信号上的段落中描述了发明的概念，但应认识到任何定时信号也可被叠加到至少一个UDB样本上。在这种情况下，定时信号不必由网络电平设备产生。然而，如前所述，由于这个UDB样本表示基础数据信号和定时信号的相加，则使用UDB样本限制了基础数据信号的动态范围。另外，应认识到若位于相应本地中心局的量化设备过粗，则某些定时信号会被解释成数据，而某些数据信号则会被解释成定时信号。类似地，NUDB和UDB的组合可被用于传输定时信号。

前面只是说明了本发明的原理，应理解本领域的技术人员能够导出许多可替代的尽管这里未明确描述但体现本发明原理的结构，但这些结构都不背离本发明的宗旨和范围。

例如，尽管在这里说明的本发明是以离散的诸如锁相环路等的功能构造模块来实现的，但任何一或多个构造、模块的功能均可使用一个或多个经适当编程的诸如数字信号处理器那样的处理器来完成。另外，尽管在各帧中脉冲化信号具有6个从8个样本中选出的UDB样本，即8选6模式，但诸如每帧中用5选4UDB样本，7选6UDB样本的其它组合也是可能的。应认识到改变脉冲化信号的格式就改变了相应所产生的单音信号。例如，在5选4模式或7选6模式中，基本频率f₀分别是8000/10＝800Hz和8000/14＝571.4286Hz。应注意在后面这些例子中，这些频率具有一个4000Hz的奇倍数，而消除这个频率分量会很困难。然而在4000Hz的信道的衰减可以有效地抑制这个频率分量。

最终，尽管根据两用户QLS调制解调器之间的连接来描述本发明，但这不是必须的情况。例如，数据连接的一端可以是数字对模拟的数据服务器应用。这个数据服务器应用通过数字设施和网络电平QLS调制解调器与用户的QLS兼容数据通信设备通信。

Claims (8)

1.一种用于数据通信设备的方法，该方法的特征在于包括如下步骤：

接收第一训练信号；

根据第一训练信号产生第一组估计信道响应的抽头系数；

接收第二训练信号；以及

根据第二训练信号产生第二组估计信道响应的抽头系数。

2.如权利要求1的方法，进一步包括以下步骤：

在训练阶段接收代表第一训练信号的回波信号电平的测量信号；以及

在备用状态阶段，发送包括数据信号和模拟信号的组合信号，其中模拟信号的电平与接收的测量信号表示的电平相反。

3.如权利要求1的方法，其中第一训练信号是代表一系列单音的定时信号。

4.如权利要求3的方法，其中第一训练信号代表一个帧序列，每帧包括许多采样值，且其中定时信号是由在至少一个采样值中周期性变化信号电平发送的。

5.如权利要求1的方法，其中第二训练信号代表一个帧序列，每帧包括许多采样值，且其中伪随机数据序列是由每帧中相应的采样值电平表示的。

6.用于数据通信设备的装置，其特征在于所述装置包括：

用于将训练信号序列提供给接收数据通信设备的装置；以及

用于将训练信号序列耦接到数字网以传输给接收数据通信设备的装置；

其中一个训练信号代表定时信号，另一个训练信号代表预定数据序列。

7.如权利要求6的装置，其中还包括格式化帧序列中的每个训练信号的装置，每个帧包括多个采样值，以及其中定时信号是由每帧的至少一个采样值中周期性变化的信号电平来表示的。

8.如权利要求6的装置，其中多个采样值包括许多用户数据承载样值和至少一个非用户数据承载样值，其中所述装置还包括用于在所述的一个非用户数据承载样值中加入一个周期性改变的信号电平的装置。

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