CN1227824C - 使用双相位探测信号调整采样相位的方法 - Google Patents

Abstract

在PCM调制解调器系统(图3)中，优化上行流方向的部分采样相位偏移以便使上行流数据速率最大的方法和装置使用来自模拟调制解调器(12)的探测信号(图4A)，其中在启动期间产生所述探测信号，所述探测信号具有至少两个不同的纯音相位，在数字调制解调器(14)上检测探测信号(图4A)，并且在数字调制解调器(14)上计算最优采样相位数值(72)。根据计算出的数值(72)，表示延迟输入数据的适当量值的信号被回送到模拟调制解调器以调整部分采样相位，从而优化中心局量化器(22)上的部分采样相位偏移。

Description

使用双相位探测信号调整采样相位的方法

技术领域

本发明涉及电信，更具体地是涉及优化PCM调制解调器系统中采样相位的方法和装置。

背景技术

为了在公用交换电话网，即PSTN的上行流方向上使用ITU-V.92之类的PCM调制解调器连接发送高速数据，模拟调制解调器发送器需要使用预均衡器补偿本地环路信道畸变。人们已知，接收符号流相对于中心局或CO上的A/D量化器的部分采样相位偏移对采样速率低于奈奎斯特(Nyquist)速率时的预均衡器性能有显著影响。对于处理具有显著过量带宽的接收模拟信号的符号间隔预均衡器(symbolspaced pre-equalizer)而言，这种影响较大。由于网络采样速率被固定在8kHz，在使用PCM上行流调制模式的网络上工作的数字调制解调器便属于此类情况。

对于所使用的任何具体均衡方法和调制模式，通过实验或分析均可以确定模拟调制解调器上会产生最好性能的部分符号相位偏移。由于根据模拟调制解调器和环路信道的随机呼叫定时确定接收信号的初始相位，期望数字调制解调器具有调整其量化器相对于接收信号的采样相位的能力。

然而与数字调制解调器相连的编解码器远离数字调制解调器并且不在其控制之下。因此数字调制解调器无法调整编解码器的上行流量化器的采样相位。因此需要一种能够被数字调制解调器用来控制模拟调制解调器调整其发送信号的相位、使该信号在最优时刻到达编解码器的方法。

通过另一种背景技术，在使用典型PCM调制解调器系统的情况下，存在通过模拟链路连接到中心局或CO的模拟调制解调器，模拟信号在中心局或CO被量化并且被连接到数字调制解调器。在模拟调制解调器中，使用数模转换器将传入数字数据流转换成模拟信号，其中通过混合电路将模拟信号连接到本地模拟环路。本地模拟环路结点被连接到中心局，中心局包含编解码器和更加重要的量化器，该量化器具有模数转换器和数模转换器，这些转换器被用来把数字网络连接到模拟环路。

在J.E.马佐(Mazo)的文章《无限均衡器(Infinite Equalizer)的最优定时相位》，贝尔系统技术杂志，vol.54，no.1，1975年1月中，描述了优化数字数据流或传输的相位的系统，所谓的相位是指样本的相位。在这个早期的文章中，数字均衡器被用来混合接收数据波样本序列，均衡器被用来减轻符号间干扰和噪声的影响。

根据J.E.马佐的这个早期工作成果，在接收器上，通过调整接收器上时钟的相位来调整以采样间隔为基准的样本点相位，所述时钟驱动被用来把传入模拟流转换成数字流的模数转换器。如该文章所述，不同的样本点相位产生不同的通信系统性能。J.E.马佐描述了如何通过检查整个频谱发现和计算最优采样相位。

虽然这种优化技术在人们能够控制接收器上的模数转换器，尤其是能够控制驱动A/D转换器的时钟时是有效的，但在PCM调制解调器系统中，模数转换器仍然位于中心局或CO上。应当理解，CO离数字调制解调器相当远，而数字调制解调器是来自模数转换器的传输信号的终点。于是不能远程设置CO上的时钟频率和时钟相位，因而没有机会使用J.E.马佐优化系统优化信道性能。

在PCM调制解调器系统中，显然需要能够调整CO上的时钟频率和相位以改进性能，或者能够调整模拟调制解调器上的采样相位以优化系统的信道干扰和噪声。

发明内容

在本发明的系统中，提供允许数字调制解调器在初始训练序列期间调整模拟调制解调器上的采样相位的方法。这改进了在数据模式下使用的预均衡器的性能，使传输具有更低的差错率和/或更高的连接速度。

该方法通常具有以下步骤。首先，需要模拟调制解调器使用某种回送定时(loop-back timing)将其发送器频率锁定到网络时钟上。在建立这种频率锁定之后，数字调制解调器可以使用模拟调制解调器发送的已知双相位模拟探测信号的接收量化样本计算相位估测。接着将这个估测与最优数值相比较，并且计算采样相位延迟，其中当在模拟调制解调器上使用时，所述采样相位延迟使部分采样相位偏移调整到CO上的最优数值。注意，这个相位延迟只需要具有介于(0，1)之间的数值，单位为1符号波特(1/8000秒)。

数字调制解调器对所需延迟进行编码的方式与其在训练期间向模拟调制解调器发送其它参数的方式相同。在数字调制解调器发送所需延迟并且模拟调制解调器解码这个延迟之后，模拟调制解调器用所需延迟延迟输入数据流。通过其编解码器的硬件调整或诸如插值的软件方法可以实现这个目的。在进行这种调整之后，接收模拟信号会按照数字调制解调器期望的相位到达中心局的网络编解码器。

由于需要模拟调制解调器使用某种基于网络时钟的回送定时，可以使用如F.玲(Ling)的美国专利5,199,046所述的系统。在整个连接过程中会始终进行这种相位调整。现在描述如何产生适当延迟。

虽然期望能够调整驱动模拟调制解调器上数模转换器的时钟的相位和频率，但在优选实施例中通过把数字数据流插入到数模转换器前面来实现相位延迟。

需要进行某些通信信道检测才能确定插值应当使用什么样的采样相位调整。在本发明中，在数字调制解调器上利用从模拟调制解调器发送到数字调制解调器的双相位探测信号确定最优采样相位延迟。在一个实施例中，4kHz探测信号的两个相位之间的相位差被设置成对应于1/2的π/2，单位为1符号波特(1/8000秒)。于是通过从第一发送相位φ₁减去π/2来确定第二发送相位φ₂。在接收器上保持相位之间的这种关系。因此，数字调制解调器上的第二接收相位φ_B与从第一接收相位φ_A减去π/2得到的结果相同。

在接收器上，φ_A被计算成具有第一相位的接收信号与具有第二相位的接收信号的比值的累加和的反正切，例如

${\mathrm{\φ}}_A=\arctan 1/\mathrm{N\Σ}\frac{-S_1\left(n\right)}{S_2\left(n\right)}$

注意，上述等式在采样时钟为探测音频的两倍并且相位差为π/2时有效。

在操作中，分两段发送探测信号，其中第一段探测信号具有第一相位，第二段探测信号具有第二相位。相位检测器收集和使用具有两个相位的接收信号以检测φ_A。在一个实施例中，按照8kHz网络时钟速率采样第一和第二段探测信号。

在一个实施例中，如果采样速率为8kHz，则探测信号被设置成4kHz。在数字调制解调器上，检测探测信号在编解码器上的接收相位φ_A，并且计算最优采样相位。最优采样相位是在CO上产生数值为0或π的部分采样相位偏移的采样相位。这导致4kHz纯音的最大振幅和系统的最优性能。

于是在一个实施例中，模拟调制解调器发送器首先发送具有相位φ₁的4kHz纯音，然后发送具有相位φ₂的4kHz纯音，其中φ₂＝φ₁-π/2。

4kHz纯音如此重要的原因是，在接收端，或者更重要的是在CO上，采样频率低于奈奎斯特速率的模数转换器使得数字信号是初始信号的混淆。

在模数转换器后面，根据部分采样相位偏移的相位可以相加或相减相邻波形的外裙产生的信号分量P1和P2，这种效应被称作混淆。如果这两个分量相加则会得到较好的性能。通过使P1和P2在4kHz上彼此相加，P1和P2更可能会在其它频率上彼此产生叠加。重要的是选择最优相位偏移，其中这两个分量P1和P2在所述最优相位偏移上相加。

如上所述，通过把探测信号频率选择成4kHz并且把两个音段的相位的相位差设置成π/2，可以发现，具有第一相位的接收信号与具有第二相位的接收信号之间的比值产生在模拟端插入的适当延迟。在一个实施例中，

${\mathrm{\φ}}_A=\arctan \mathrm{\Σ}\frac{-S_1\left(n\right)}{S_2\left(n\right)}$

因此，S₁(n)＝Acos(πn+φ_A)＝A(-1)ⁿcosφ_A并且S₂(n)＝Acos(πn+φ_B)＝-A(-1)ⁿsinφ_A。为了使估测更加精确，可以在许多个样本上求各s(n)间的比值的平均值，这产生，

${\mathrm{\φ}}_A=\arctan 1/\mathrm{N\Σ}\frac{{-S}_1\left(n\right)}{S_2\left(n\right)}$

其中N是被用来估测相位φ_A的接收信号样本的数量。

根据数字调制解调器上对φ_A的检测，可以计算最优延迟，其中模拟调制解调器必须插入该最优延迟以便使接收信号具有最优新相位0或π。通过插入适当延迟，设置模拟端上的采样相位以达到这样的效果，即两个分量P1和P2相加而不是相减，从而产生最优性能。根据上述等式并且假定发送器当前以相位φ2进行发送，可以发现最优延迟D＝(2π-φ_B)/(2π)mod 1＝(2π+π/2-φ_A)/(2π)mod 1。

总之，在PCM调制解调器系统中，优化上行流方向的部分采样相位偏移以便使上行流数据速率最大的方法和装置使用来自模拟调制解调器的探测信号，其中在启动期间产生所述探测信号，所述探测信号具有两个或更多不同的相位，在数字调制解调器上检测探测信号，并且在数字调制解调器上计算最优采样相位。此后计算最优延迟并且将最优延迟回送到模拟调制解调器，在模拟调制解调器中用这个最优延迟延迟传入数据符号。这使得部分采样相位偏移在中心局量化器上最优。

更具体地，在启动期间发送具有两个不同相位的探测信号并且根据两个接收信号之间的比值确定最优采样相位，所述两个不同相位之间具有已知相位差。在一个实施例中，最优采样相位延迟是两个接收探测信号段之间的比值的反正切。通过测量接收信号段来计算反正切，并且所述反正切被用来确定被回送到模拟调制解调器的最优采样相位延迟校正量。

使用两相位4kHz纯音可以保证以相加方式为样本点上的分量提供正确采样相位延迟的插入。由于相加，计算出的采样相位延迟在被用于模拟调制解调器上时会使部分采样相位偏移在发送信号到达中心局时最优。这使得4kHz纯音具有最大振幅，这表明系统被设置成具有最优性能。

附图描述

通过下面结合附图进行的详细描述可以更好地理解本发明的这些和其它特征；其中：

图1是典型PCM调制解调器系统的模块图，其中中心局上的时钟被锁定到8kHz网络时钟，模拟调制解调器上的时钟也被锁定到8kHz网络时钟，中心局量化器上信号的采样相位偏移对上行流数据速率有直接的影响；

图2A是说明下列情景的模块图，其中发送端上的数字数据被采样和转换成模拟信号，该模拟信号通过通信信道被发送到具有模数转换器的接收器，按照最优方式调整用于模数转换器的时钟的相位以实现对接收模拟信号的最优采样；

图2B是说明到达图2A的接收器的模拟信号的部分采样相位偏移的波形图；

图3是关于本发明的系统的模块图，其中发送纯探测音以允许计算延迟，所述延迟被回送到模拟调制解调器，在所述模拟调制解调器中用所述延迟延迟传入数据流以改变采样相位，使得中心局上的采样相位偏移最优；

图4A是关于两个探测信号段的波形图，其中图解了两个探测信号段之间的相位偏移π/2；

图4B是图解分段探测信号的波形图；

图5A是对比到达中心局的模拟信号的振幅与频率的图表，其中图解了过量带宽；

图5B是对比到达中心局的采样模拟信号的振幅与频率的图表，其中图解了混淆；

图6图示了对两个探测信号段的相位的检测，其中所检测的分段探测信号的一个相位被用来计算延迟，所述延迟被插入以调整采样相位偏移；而

图7图示了本发明的另一个实施例。

具体实施方式

现在参照图1，PCM调制解调器系统10包含模拟调制解调器12和数字调制解调器14。在上行流方向上，模拟调制解调器通过混合电路16连接到本地模拟环路18，本地模拟环路18则通过中心局22中的混合电路20连接到模数转换器24，模数转换器24则被连接到数字调制解调器14。中心局上还具有下行流路径上的数模转换器26，数模转换器26具有被模数转换器和数模转换器使用的时钟28。应当理解，模数转换器24充当量化器。注意，时钟28被设置成f₀＝8kHz，其中f₀是网络定时频率。

预均衡器系统产生数字数据30。模拟调制解调器12使用数模转换器32把数字数据30转换成模拟流。通过模拟调制解调器内部的时钟34为数模转换器32提供时钟，时钟34被锁定到网络定时上，从而通过回送定时技术把f₀设置成8kHz。在模拟调制解调器上使用被连接到定时检测器38的模数转换器36和/或下行流接收器检测网络定时，其中在单元40上利用定时检测器38把时钟34锁定到网络定时上。

虽然这种PCM调制解调器系统在数字数据30的采样速率高于奈奎斯特速率时的工作情况令人满意，但在数据30的速率低于奈奎斯特速率并使得D/A转换器32的速率低于奈奎斯特速率，例如为8kHz时，为了减少调制解调器发送器的复杂度，必须降低调制解调器速度以保证通信的健壮性。根据采样相位改变信道特征会造成数据的部分丢失。

如J.E.马佐的上述文章所述，通过设计可以在系统中优化数字数据流或传输的相位，其中相位是指样本的相位。在J.E.马佐构思的系统中，发送器40接受数字数据流，该数字数据流被数模转换器42转换并且通过信道46被传送到接收器48。

接收器48使用被连接到信道46的模数转换器50将传入模拟信号转换成数字信号，其中A/D转换器50的输出被连接到均衡器52并且从此被连接到阈值装置54，阈值装置的输出是恢复后的数字数据流。

可以理解，时钟56控制模数转换器50的采样以便在图2A中的附图标记58处调整采样相位偏移，从而提供最优系统性能。根据上述文章，在58处分析整个频谱并调整最优相位偏移，从而调整时钟56。

现在参照图2B，在时刻T₁，2T₁，3T₁采样模拟波形60，其中采样间隔T₁大于奈奎斯特间隔，而奈奎斯特间隔被定义成奈奎斯特频率的倒数。注意，根据定义，采样相位φ是0到实际样本脉冲的前沿之间的时间差。由于在本发明的情况下采样速率低于奈奎斯特速率，所以采样相位是关键因素。

如上所述，由于数字调制解调器因远离中心局而无法控制作为量化器一部分的中心局模数转换器，图2A建议的方案是不切实际的。因此问题变成如何能够调整采样相位偏移。

为了能够向到达中心局的模拟信号提供最优采样相位偏移，在本发明的系统中通过模拟调制解调器产生探测信号。在一个实施例中，这种探测信号是具有两个信号段的4kHz纯音。在一个实施例中，两个信号段之间的相位偏移为π/2。在模拟调制解调器中，在66处产生这种双相位信号，其中纯音被注入到数模转换器32和混合电路16之间。

通过在数字调制解调器上使用双相位探测信号可以计算相位延迟，所述相位延迟被插值器68插入数据流30，使得到达中心局的信号具有最优部分相位偏移0或π。

在本质上，在模数转换器32之前延迟数据流的作用是模拟中心局上时钟28的相位变化以优化量化器采样。

注意，在一个操作实施例中，探测信号被用于PCM调制解调器系统的训练阶段并且至少在启动模式期间开始发送。将传入探测信号从其模拟格式转换成数字格式，并且传入探测信号被连接到位于数字调制解调器上的相位检测器70。在72处使用双相位探测信号的一个信号段的检测相位计算最优采样相位数值，接着在74处使用最优采样相位数值计算适当延迟。这种延迟将被插入数据流30以便通过在上行流方向上提供最优采样相位偏移来校正信道偏差。

在模拟调制解调器的76处检测数字调制解调器的发送延迟，其中单元78驱动插值器68插入固定延迟以便用数字调制解调器上规定的量值改变采样相位。在这种情况下，到达中心局的模拟信号的部分采样相位偏移被调整为0或π，从而优化了系统。

对于探测信号，如图4A所示，波形80和82表示被偏移π/2的φ₁和φ₂。如图4B所示，在具有相位φ₂的波形82之前顺序发送具有相位φ₁的波形80。

在一个实施例中，探测信号是4kHz纯音，其重要性与低于奈奎斯特速率的采样引起的混淆有关，并且如下所述：

现在参照图5A，波形84表示中心局上的模数转换之前的接收纯音。波形84的部分86超出4kHz频点，其中部分86构成如阴影区88所示的外裙，此部分被称作过量带宽。在使用8kHz采样速率的情况下，4kHz纯音产生相对较小的过量带宽。

现在参照图5B，波形90，90′和90″是模数转换的结果，其中分量P1和P2因混淆而存在。应当理解，如果这些分量相加则会实现更好的性能。在模数转换器后面，根据部分采样相位偏移的相位可以相加或相减相邻波形的外裙产生的信号分量P1和P2，这种效应被称作混淆。如果这两个分量相加则会得到更好的性能。通过使P1和P2在4kHz上彼此相加，P1和P2更可能会在其它频率上彼此产生相加。重要的是选择最优相位偏移，其中这两个分量P1和P2在所述最优相位偏移处相加。

为此，在数字调制解调器上检测4kHz纯音的两个信号段的相位。当在数字调制解调器上检测探测信号的相位之后，可以计算采样相位偏移，所述采样相位偏移将提供中心局上的最优采样相位偏移并且使4kHz纯音的振幅最大，从而提高了性能。

现在参照图6，在图中92处检测具有第一相位φ₁的探测信号段。如图所示，在94处以8kHz的速率采样这个信号段，从而在96处产生检测相位φ_A。同样地，在100处采样具有相位φ₂的第二探测信号段98，以产生第二样本的检测相位，即图中102处的φ_B。根据图6中的公式可以发现，检测相位φ_A使得：

${\mathrm{\φ}}_A=\arctan \mathrm{\Σ}\frac{-S_1\left(n\right)}{S_2\left(n\right)}$

根据φ_A，可以计算模拟调制解调器必须插入以使φ_B等于0的最优延迟，其中假定发送器当前在φ₂上。在这种情况下，插入延迟使得部分采样偏移为0或π。在图解的实施例中，插入的延迟D为(2π+π/2-φ_A)/(2π)mod 1。

图7示出了在4kHz上具有两个不同相位的探测信号的例子。信号S1和S2是{A 0 A -A 0 -A}的循环重复，其中选择A以满足某种功率约束。探测信号包括两个频率项：1.3kHz和4kHz。1.3kHz纯音不被用来寻找最优相位，但是1.3kHz纯音将在接收器上维持某个功率，即使信道响应在4kHz上存在深度零(deep null)也是如此。加入S1′以便接收器检测一个相位和另一个相位，即S1和S2之间的边界。注意，S1′和S2存在0.5T(T为采样间隔)的间隙，从而在S1和S2之间产生相位差π/2。在这个间隙中实际上可以不具有任何信号分量；S1′也可以覆盖该间隙。在接收器上，S1和S2的4kHz分量被用来检测最优相位。注意，为了使计算更加精确，S1′和S2′也可以和S1和S2一起使用。注意，在接收器上可以方便地过滤掉1.3kHz分量，使得只有4kHz纯音被用来计算最优相位。

现在已经描述了本发明的少数实施例及其某些修改和变化，但是本领域的技术人员应当理解，上述内容只是通过例子进行的说明，并不对本发明范围产生任何限制。本领域的普通技术人员根据本发明可以实现各种修改和其它实施例，并且这些修改和实施例在仅由所附权利要求书及其等同内容所限定的本发明范围内。

Claims (16)

1.在PCM调制解调器系统中优化从模拟调制解调器到数字调制解调器的上行流方向上的部分采样相位偏移以使上行流数据速率最大的方法，所述PCM调制解调器系统包含模拟调制解调器，输入数据流被连接到该模拟调制解调器，模拟调制解调器通过模拟环路和中心局被连接到数字调制解调器，所述方法包括步骤：

产生具有至少两个不同纯音相位的探测信号；

在上行流方向上发送探测信号；

测量探测信号相位中的至少一个；

将表示延迟输入数据流的延迟量值的信号回送到模拟调制解调器，其中通过测量探测信号相位中的至少一个导出所述延迟，并且所述延迟是在中心局上提供最优相位偏移所必需的；并且，

用导出的延迟延迟输入数据流。

2.如权利要求1所述的方法，其中中心局上的最优部分相位偏移为0或π。

3.如权利要求1所述的方法，其中延迟导致混淆分量相加。

4.如权利要求3所述的方法，其中在中心局上使用量化器，驱动量化器的时钟被设置成8kHz，探测信号的频率被设置成时钟频率的一半，并且探测信号相位之间的相位差为π/2。

5.如权利要求1所述的方法，其中在数字调制解调器上检测探测信号的相位。

6.如权利要求1所述的方法，其中在启动模式期间初始化PCM调制解调器系统，并且在启动模式期间发送探测信号。

7.如权利要求6所述的方法，其中PCM调制解调器系统具有网络时钟，模拟调制解调器使用回送定时将其中的发送器锁定到网络时钟上，并且在回送定时锁定之后发送探测信号。

8.如权利要求1所述的方法，其中通过对驱动数模转换器的时钟进行硬件调整从而在模拟调制解调器上实现延迟，所述数模转换器将输入数据流转换成模拟信号。

9.如权利要求1所述的方法，其中通过插入输入数据流在模拟调制解调器上实现延迟。

10.如权利要求1所述的方法，其中通过至少两个信号段发送探测信号，每个信号段具有不同的相位。

11.如权利要求10所述的方法，其中通过相位检测器检测探测信号的相位，所述相位检测器收集两个探测信号段并且输出其中一个检测出的探测信号段的检测相位。

12.如权利要求1所述的方法，其中中心局上的量化器的模数转换器具有低于奈奎斯特速率的采样频率，因而产生是原始信号的混淆版本的数字信号。

13.在PCM调制解调器系统中优化从模拟调制解调器到数字调制解调器的上行流方向上的信号的部分相位偏移的方法，其中在模拟调制解调器和数字调制解调器之间的量化器中不能控制用于上行流方向上的模数转换器的采样时钟，所述方法包括步骤：

从模拟调制解调器向数字调制解调器发送多相位探测信号；

在数字调制解调器上检测多相位探测信号的相位中的一个相位；

根据检测相位导出调整量，其中在模拟调制解调器上使用所述调整量调整从中发送的信号，使得模数转换器上的部分相位偏移最优，从而优化上行流数据速率。

14.如权利要求13所述的方法，其中输入数据流被提供给模拟调制解调器，模拟调制解调器上的调整包含用优化部分相位偏移的量值延迟输入数据流。

15.如权利要求14所述的方法，其中探测信号包含通过信号分段发送的纯音，每个信号段均具有不同的相位，并且多相位探测信号的相位之间的相位差为π。

16.如权利要求15所述的方法，其中PCM调制解调器系统具有网络时钟，量化器的采样时钟被设置成网络时钟频率，并且探测信号的频率是网络时钟频率的一半。

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