JPH0754931B2 - サンプリング位相検出方式 - Google Patents
サンプリング位相検出方式Info
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- JPH0754931B2 JPH0754931B2 JP59183874A JP18387484A JPH0754931B2 JP H0754931 B2 JPH0754931 B2 JP H0754931B2 JP 59183874 A JP59183874 A JP 59183874A JP 18387484 A JP18387484 A JP 18387484A JP H0754931 B2 JPH0754931 B2 JP H0754931B2
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- sampling
- signal
- frequency
- spectrum
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/02—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information
- H04L7/027—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information extracting the synchronising or clock signal from the received signal spectrum, e.g. by using a resonant or bandpass circuit
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 この発明は、データ受信時初期等のサンプリング位相検
出方式に関する。
出方式に関する。
従来データ伝送等におけるサンプリング位相検出は、予
めタイミング抽出の行ない易いパターン、例えば「1010
…」の連続パターンを送出し、受信側でタイミング抽出
を行ない、サンプリングをすべきタイミングを規定して
いたが、この方法によって得られるサンプリング位相誤
差は、上記のように非常に単調な繰返しパターンを用い
るため、その後のランダムデータ伝送時の最適なサンプ
リング位相とはならないという欠点を有している。
めタイミング抽出の行ない易いパターン、例えば「1010
…」の連続パターンを送出し、受信側でタイミング抽出
を行ない、サンプリングをすべきタイミングを規定して
いたが、この方法によって得られるサンプリング位相誤
差は、上記のように非常に単調な繰返しパターンを用い
るため、その後のランダムデータ伝送時の最適なサンプ
リング位相とはならないという欠点を有している。
一方、ランダムデータを送出するという方法では、本質
的にイサンプング位相誤差検出に長時間を必要とすると
いう欠点があった。
的にイサンプング位相誤差検出に長時間を必要とすると
いう欠点があった。
この発明は、以上の欠点を除去し、最適サンプリング位
相を短時間で確実に検出できるサンプリング位相検出方
式に関する。
相を短時間で確実に検出できるサンプリング位相検出方
式に関する。
この発明は、サンプリングされたディジタル信号を周波
数領域に変換し、上記のディジタル信号のスペクトルに
よりサンプリング位相を検出するものである。
数領域に変換し、上記のディジタル信号のスペクトルに
よりサンプリング位相を検出するものである。
更に言及するとこの発明は、サンプリング位相に依存し
て入力信号スペクトルの重なり状態が１対１に対応して
変化することに基づいている。
て入力信号スペクトルの重なり状態が１対１に対応して
変化することに基づいている。
周波数領域に変換する手段は、少くともシンボル当り２
回サンプリングされたディジタル受信信号に基いて変換
するものである。
回サンプリングされたディジタル受信信号に基いて変換
するものである。
サンプリング位相を得る際には、周波数領域に変換され
た出力を送信シンボル系列に対応する周波数領域基準信
号とを用いて周波数領域で規格化してもよい。
た出力を送信シンボル系列に対応する周波数領域基準信
号とを用いて周波数領域で規格化してもよい。
すなわち本願発明は、シンボルレートの２倍の周波数で
サンプリングされた受信信号を周波数応答に変換し、サ
プリング角周波数ω０に対して±ω0/2の周波数応答を
用いて所定の演算を行なうことによりサンプリング位相
を検出することを要旨とする。
サンプリングされた受信信号を周波数応答に変換し、サ
プリング角周波数ω０に対して±ω0/2の周波数応答を
用いて所定の演算を行なうことによりサンプリング位相
を検出することを要旨とする。
発明の実施例を説明するに先立ち原理の説明を行う。予
め決められたパターンであって、シンボルレートＲのア
ナログ信号をサンプリングする場合を考える。まず、レ
ート2Rでサンプリングして得られたディジタル信号のス
ペクトルを調べると、第１図（ａ）に示されるようなス
ペクトルが得られる。同図中Ａは、アナログ信号に含ま
れているスペクトル、同じくＢは、サンプリングによっ
て生じたスペクトル成分である。
め決められたパターンであって、シンボルレートＲのア
ナログ信号をサンプリングする場合を考える。まず、レ
ート2Rでサンプリングして得られたディジタル信号のス
ペクトルを調べると、第１図（ａ）に示されるようなス
ペクトルが得られる。同図中Ａは、アナログ信号に含ま
れているスペクトル、同じくＢは、サンプリングによっ
て生じたスペクトル成分である。
このようなスペクトルに対し、サンプリングレートＲで
観測したとすると、第１図（ｂ）のような波形が得られ
る。この図からもわかるように、ＡスペクトルとＢスペ
クトルとがＳの領域で重なり合っている。ここで重要な
点は、サンプリング位相がずれると、サンプリングの時
点毎に、スペクトルに位相回転が生じてしまうことであ
る。後述するようにこのようにサンプリング位相がずれ
てスペクトルに位相回転が生じると、サンプリングレー
トＲで観測した際に、合成されたスペクトルの強度がサ
ンプリング位相のずれに応じて変化することである。
観測したとすると、第１図（ｂ）のような波形が得られ
る。この図からもわかるように、ＡスペクトルとＢスペ
クトルとがＳの領域で重なり合っている。ここで重要な
点は、サンプリング位相がずれると、サンプリングの時
点毎に、スペクトルに位相回転が生じてしまうことであ
る。後述するようにこのようにサンプリング位相がずれ
てスペクトルに位相回転が生じると、サンプリングレー
トＲで観測した際に、合成されたスペクトルの強度がサ
ンプリング位相のずれに応じて変化することである。
このような知見に基づくと、サンプリングレートＲで観
測したスペクトルの強度を扱うことによって、サンプリ
ング位相のずれが情報として得ることが可能となる。
測したスペクトルの強度を扱うことによって、サンプリ
ング位相のずれが情報として得ることが可能となる。
すなわち、受信した信号を適当なレートでサンプリング
を行ない、サンプリングレートＲで観測した際に合成さ
れるべき点（例えば、第１図（ａ）中で観測した際に合
成されるべき点（例えば、第１図（ａ）中のx1,x2）の
スペクトル強度からサンプリング位相のずれが得られる
のである。
を行ない、サンプリングレートＲで観測した際に合成さ
れるべき点（例えば、第１図（ａ）中で観測した際に合
成されるべき点（例えば、第１図（ａ）中のx1,x2）の
スペクトル強度からサンプリング位相のずれが得られる
のである。
次に、これを定量的に説明する。第１図（ａ）中の
（Ａ）スペクトルをＦ（ω），（Ｂ）スペクトルをＦ
（ω−ω０）但し、ω０はサンプリング角周波数）とす
ると、サンプリング位相がτずれている時は、スペクト
ルはｅ−ｊωτの位相回転を受けることが知られてい
る。
（Ａ）スペクトルをＦ（ω），（Ｂ）スペクトルをＦ
（ω−ω０）但し、ω０はサンプリング角周波数）とす
ると、サンプリング位相がτずれている時は、スペクト
ルはｅ−ｊωτの位相回転を受けることが知られてい
る。
したがって、 となる。
ここで、一般に無限時間で観測したインパルス状の時間
応答を周波数領域に変換するとフラットな特性が求めら
れる。現実には有限時間で受信を行なうこととなり、サ
ンプリング位相にずれがない場合、（Ａ）と（Ｂ）の重
なりによって生ずるスペクトルは第１図（ｃ）の破線に
示されるように、矩形状となる。これは相隣接する受信
信号の符号間干渉をなくすためロールオフスペクトルの
フィルタを用いており、このため周波数スペクトルは第
１図（Ｃ）の実線で示されるような台形となるが、理想
状態では複素周波数応答である（Ａ）、（Ｂ）の重なり
あった部分が相互に強めあい矩形状となるからである。
この様な重なり状態は G0（ω）＝Ｆ（ω）＋Ｆ（ω−ω０） ……（３） と表わされる。
応答を周波数領域に変換するとフラットな特性が求めら
れる。現実には有限時間で受信を行なうこととなり、サ
ンプリング位相にずれがない場合、（Ａ）と（Ｂ）の重
なりによって生ずるスペクトルは第１図（ｃ）の破線に
示されるように、矩形状となる。これは相隣接する受信
信号の符号間干渉をなくすためロールオフスペクトルの
フィルタを用いており、このため周波数スペクトルは第
１図（Ｃ）の実線で示されるような台形となるが、理想
状態では複素周波数応答である（Ａ）、（Ｂ）の重なり
あった部分が相互に強めあい矩形状となるからである。
この様な重なり状態は G0（ω）＝Ｆ（ω）＋Ｆ（ω−ω０） ……（３） と表わされる。
一方、サンプリングレート2Rで得られるデイジタル信号
（第１図（ｄ）の（１），（２）で示されるシーケンス
により得られる信号）を交互にレートＲのグループに分
ける。そしてシーケンス（１）及び（２）によって得ら
れた信号群の各々を周波数領域に変換する。又、シーケ
ンス（１）におけるサンプリング位相を最適サンプリン
グ位相を基準にして扱うと、すなわち、サンプリング位
相の最適サンプリング位相からのずれをτ１とすると、
シーケンス（２）のサンプリング位相は、τ１＋τ
０（τ０＝1/2R）となる。ここで、τ１は未知、τ０は
既知である。
（第１図（ｄ）の（１），（２）で示されるシーケンス
により得られる信号）を交互にレートＲのグループに分
ける。そしてシーケンス（１）及び（２）によって得ら
れた信号群の各々を周波数領域に変換する。又、シーケ
ンス（１）におけるサンプリング位相を最適サンプリン
グ位相を基準にして扱うと、すなわち、サンプリング位
相の最適サンプリング位相からのずれをτ１とすると、
シーケンス（２）のサンプリング位相は、τ１＋τ
０（τ０＝1/2R）となる。ここで、τ１は未知、τ０は
既知である。
以上より、シーケンス（１）のスペクトルをG1、シーケ
ンス（２）のスペクトルをG2とすると、 となる。但し、 である。
ンス（２）のスペクトルをG2とすると、 となる。但し、 である。
（４），（５）式より という関係が得られる。但し、解が得られるためにはω
０τ０≠２πという条件が課せられる。
０τ０≠２πという条件が課せられる。
（８）式において、右辺には、全て観測値及び既知変数
しか表われていないので、これらの量を用いて、Ｆ′
（ω）,F′（ω−ω０）を求めることができる。この式
の変形においては、τ１を全てＦ′（ω）,F′（ω−ω
０）に含ませる点がポイントある。次に、Ｆ′（ω）,
F′（ω−ω０）より Ｆ′（ω）ｅ−ｊωτ′＋Ｆ′（ω−ω０）ｅ
−ｊ（ω−ω０）τ′ ……（９） を計算し、第１図（ｂ）に示すようなスペクトルの重な
り領域が、同図（ｃ）になるようにτ′を探していけ
ば、この時、（９）式は（３）式となる。すなわち、 となる。よって、 τ１＋τ′＝０ すなわち、τ１＝−τ′ となり、シーケンス（１）における最適サンプリング位
相からのずれが検出できる。
しか表われていないので、これらの量を用いて、Ｆ′
（ω）,F′（ω−ω０）を求めることができる。この式
の変形においては、τ１を全てＦ′（ω）,F′（ω−ω
０）に含ませる点がポイントある。次に、Ｆ′（ω）,
F′（ω−ω０）より Ｆ′（ω）ｅ−ｊωτ′＋Ｆ′（ω−ω０）ｅ
−ｊ（ω−ω０）τ′ ……（９） を計算し、第１図（ｂ）に示すようなスペクトルの重な
り領域が、同図（ｃ）になるようにτ′を探していけ
ば、この時、（９）式は（３）式となる。すなわち、 となる。よって、 τ１＋τ′＝０ すなわち、τ１＝−τ′ となり、シーケンス（１）における最適サンプリング位
相からのずれが検出できる。
以上の説明において、シーケンス（１），（２）とは1/
2R離れて配置し、全体として、等間隔サンプリングとし
たが、発明の基本概念からしてこれに限定されないのは
当然である。すなわち、上述のようにτ０の値は に限定され、かつ、予め既知となっている量であればよ
く、シーケンス（１）と（２）とで異なるサンプリング
位相であればよいのである。
2R離れて配置し、全体として、等間隔サンプリングとし
たが、発明の基本概念からしてこれに限定されないのは
当然である。すなわち、上述のようにτ０の値は に限定され、かつ、予め既知となっている量であればよ
く、シーケンス（１）と（２）とで異なるサンプリング
位相であればよいのである。
更に、上記の説明において、Ｆ′（ω）,F′（ω−
ω０）を検出するに当り、シーケンス（１）とシーケン
ス（２）とを分離した後、各々周波数変換を施し、各々
のスペクトラムからＦ′（ω）,F′（ω−ω０）を演算
により求めたが、2Rのレートでサンプリングして得られ
た信号群（シーケンス（１）と（２）の連続した信号
群）をそのまま周波数変換してもよい。このとき得られ
るスペクトルは、第１図（ａ）に示されるように、スペ
クトルの重なりがない。ところが、第２図（ａ）に示さ
れるように０〜Ｒ領域がＦ′（ω）,R〜2R領域がＦ′
（ω−ω０）に対応するから、（８）式の演算を行う必
要がなく、（９）式の演算を直ちに実行すれば良いのも
明白である。なお、サンプリングレートは高くしても同
様に扱える。
ω０）を検出するに当り、シーケンス（１）とシーケン
ス（２）とを分離した後、各々周波数変換を施し、各々
のスペクトラムからＦ′（ω）,F′（ω−ω０）を演算
により求めたが、2Rのレートでサンプリングして得られ
た信号群（シーケンス（１）と（２）の連続した信号
群）をそのまま周波数変換してもよい。このとき得られ
るスペクトルは、第１図（ａ）に示されるように、スペ
クトルの重なりがない。ところが、第２図（ａ）に示さ
れるように０〜Ｒ領域がＦ′（ω）,R〜2R領域がＦ′
（ω−ω０）に対応するから、（８）式の演算を行う必
要がなく、（９）式の演算を直ちに実行すれば良いのも
明白である。なお、サンプリングレートは高くしても同
様に扱える。
次に、このような基本原理に基づいた具体的回路構成に
ついて第３図を用いて説明する。
ついて第３図を用いて説明する。
端子（１）には、少くとも１シンボル当り２回のサンプ
リングが施された信号が供給され、記憶回路（２）に記
憶される。ここでは、説明の都合上、１シンボル２回と
する。すると、記憶された信号群のうち、1/R間隔、又
は1/2R間隔の信号群に対して変換回路（３）において、
時間領域から周波数領域への変換が行われる。
リングが施された信号が供給され、記憶回路（２）に記
憶される。ここでは、説明の都合上、１シンボル２回と
する。すると、記憶された信号群のうち、1/R間隔、又
は1/2R間隔の信号群に対して変換回路（３）において、
時間領域から周波数領域への変換が行われる。
この変換は、離散的フーリエ変換を用いればよい。もっ
ともチャープＺ変換法を用いてもよい。
ともチャープＺ変換法を用いてもよい。
この変換回路（３）は、時間領域の信号である記憶回路
（２）かろの信号を周波数領域に変換する。例えば記憶
回路（２）に1/R間隔でサンプリングされた信号が記憶
されている場合には、位相の異なる信号に対して、少く
とも２回の変換を行う。又、記憶回路（２）に1/2R間隔
でサンプリングされた信号が記憶されている場合には、
位相の異なる信号に対して少くとも１回の変換を行う。
これは、後述するように演算回路（４）においてスペク
トルの重なりを生成し、この重なり状態を見るのである
から、演算回路（４）に入力する前ではスペクトルの重
なりが生じていては不都合であるからである。
（２）かろの信号を周波数領域に変換する。例えば記憶
回路（２）に1/R間隔でサンプリングされた信号が記憶
されている場合には、位相の異なる信号に対して、少く
とも２回の変換を行う。又、記憶回路（２）に1/2R間隔
でサンプリングされた信号が記憶されている場合には、
位相の異なる信号に対して少くとも１回の変換を行う。
これは、後述するように演算回路（４）においてスペク
トルの重なりを生成し、この重なり状態を見るのである
から、演算回路（４）に入力する前ではスペクトルの重
なりが生じていては不都合であるからである。
次に、周波数領域に変換された信号は、演算回路（４）
に供給され、ここで、スペクトルの重なりを生成し、こ
れに基づき、サンプリングの位相が出力される。
に供給され、ここで、スペクトルの重なりを生成し、こ
れに基づき、サンプリングの位相が出力される。
この演算回路（４）について、第４図に従い、更に説明
する。この回路（４）は、ボー当りＭ回（好ましくは８
以上）サンプリングを行ない、この中から最適サンプリ
ング位相を求めるものである。
する。この回路（４）は、ボー当りＭ回（好ましくは８
以上）サンプリングを行ない、この中から最適サンプリ
ング位相を求めるものである。
変換回路（３）の出力線（５）からの信号は、歪みを受
けた信号であって、周期Ｌ、シンボルインターバル（以
下SIと略す）のトレーニング信号である。前述のよう
に、周波数領域に変換されている。これに対し、記憶回
路（７）には、歪みのない時の周期Ｌ（SI）のトレーニ
ング信号を最適サンプリングして得られる信号を周波数
領域に変換したもの（基準信号に対応した信号と呼
ぶ。）が記憶されている。
けた信号であって、周期Ｌ、シンボルインターバル（以
下SIと略す）のトレーニング信号である。前述のよう
に、周波数領域に変換されている。これに対し、記憶回
路（７）には、歪みのない時の周期Ｌ（SI）のトレーニ
ング信号を最適サンプリングして得られる信号を周波数
領域に変換したもの（基準信号に対応した信号と呼
ぶ。）が記憶されている。
除算回路（６）では、これらの信号を同一周波数成分に
おいて、規格化する。すなわち、信号線（５）からの信
号と、記憶回路（７）からの信号とを、周波数が同一の
ものを組み合わせ、後者を前者で除算する。
おいて、規格化する。すなわち、信号線（５）からの信
号と、記憶回路（７）からの信号とを、周波数が同一の
ものを組み合わせ、後者を前者で除算する。
こうして規格化された信号を、時間領域変換回路（８）
において、時間領域に変換する。変換された信号は、積
和回路（９）に供給される。積和回路（９）において
は、供給された信号の絶対値和、又は、２乗和が計算さ
れる。この出力を比較回路（10）に送出する。
において、時間領域に変換する。変換された信号は、積
和回路（９）に供給される。積和回路（９）において
は、供給された信号の絶対値和、又は、２乗和が計算さ
れる。この出力を比較回路（10）に送出する。
このような動作を各サンプリングタイミングで行なえ
ば、Ｍ種類の累積値が得られる。これに対し、比較回路
（10）では、Ｍ種類の累積値の中から最小のものを選べ
ば、この値が、ボーＭ回サンプリング中の最適サンプリ
ング位相のデータとなる。
ば、Ｍ種類の累積値が得られる。これに対し、比較回路
（10）では、Ｍ種類の累積値の中から最小のものを選べ
ば、この値が、ボーＭ回サンプリング中の最適サンプリ
ング位相のデータとなる。
これは、前述の定性的な議論からもわかるように、ボー
サンプルのデータを周波数領域へ変換したデータは、複
素量としての周波数応答であり、スペクトルが折り返え
されるロールオフ帯域において、最適サンプリングで
は、強め合い、最悪サンプリングでは打ち消し合うこと
に基づいている。但し上述の規格化という処理が除算で
あって、基準信号に対応した信号を観測値で除している
ため、大小関係が逆になっていることに留意する必要が
ある。このような構成にしたのは、後述するように、各
サンプリングにおける等化器のタップ係数を求める処理
を考慮しているからである。結局、タップ係数の２乗和
あるいは、絶対値和を求め、その値を比較し、サンプリ
ング位相を検出しているのである。
サンプルのデータを周波数領域へ変換したデータは、複
素量としての周波数応答であり、スペクトルが折り返え
されるロールオフ帯域において、最適サンプリングで
は、強め合い、最悪サンプリングでは打ち消し合うこと
に基づいている。但し上述の規格化という処理が除算で
あって、基準信号に対応した信号を観測値で除している
ため、大小関係が逆になっていることに留意する必要が
ある。このような構成にしたのは、後述するように、各
サンプリングにおける等化器のタップ係数を求める処理
を考慮しているからである。結局、タップ係数の２乗和
あるいは、絶対値和を求め、その値を比較し、サンプリ
ング位相を検出しているのである。
第５図に、演算回路（４）の他の構成例を示す。この回
路構成は、規格化の処理が第４図の処理とは異なってい
る。
路構成は、規格化の処理が第４図の処理とは異なってい
る。
すなわち、除算回路（６）において、観測値を基準信号
に対応した信号で除することによって、規格化してい
る。これ以降の処理は、第４図に示される処理と同様で
あるが、比較回路（11）では積和回路（９）からの出力
中最大のものを抽出している。
に対応した信号で除することによって、規格化してい
る。これ以降の処理は、第４図に示される処理と同様で
あるが、比較回路（11）では積和回路（９）からの出力
中最大のものを抽出している。
これらの実施例においては、除算はメモリ等の利用によ
り乗算器を用いて実現化される。この方がハード的に有
利である。
り乗算器を用いて実現化される。この方がハード的に有
利である。
以上の回路構成において、端子（１）から供給される入
力信号は、アナログ受信信号から直接的にA/D変換され
たディジタル信号でもよく、AGCや波形整形フィルタ等
ディジタル信号処理が施された信号でもよい。又、記憶
回路は、上記回路構成のために専用に設けても良いが、
前段に、波形整形ディジタルフィルタ等がある場合、そ
こでの記憶回路を共用してもよい。
力信号は、アナログ受信信号から直接的にA/D変換され
たディジタル信号でもよく、AGCや波形整形フィルタ等
ディジタル信号処理が施された信号でもよい。又、記憶
回路は、上記回路構成のために専用に設けても良いが、
前段に、波形整形ディジタルフィルタ等がある場合、そ
こでの記憶回路を共用してもよい。
なお、実際の回路構成では（９）の計算を演算回路
（４）において実質的に行なっているが、除算回路
（６）による規格化は（９）式相当の演算の前に行わ
ず、パターンによる周波数スペクトルの変形を考慮した
基準と比較し、その差が最小となることによってサンプ
リング位相を検出してもよい。
（４）において実質的に行なっているが、除算回路
（６）による規格化は（９）式相当の演算の前に行わ
ず、パターンによる周波数スペクトルの変形を考慮した
基準と比較し、その差が最小となることによってサンプ
リング位相を検出してもよい。
予じめ定められたパターンの周波数スペクトルで規格化
するのはパターンの影響を取り除いているからであり、
合成スペクトルが最適サプリング位相時に最大になるこ
とを考慮すると、この規格化は必ずしも必要ではない。
するのはパターンの影響を取り除いているからであり、
合成スペクトルが最適サプリング位相時に最大になるこ
とを考慮すると、この規格化は必ずしも必要ではない。
次に、周波数スペクトルを合成することなく最適サンプ
リング位相を求める実施例について説明する。
リング位相を求める実施例について説明する。
シンボルレートに対し２回サンプリングした際の周波数
スペクトルをＦ（ω）、シンボルレートに対し１回サン
プリングした際のスペクトルをＫ（ω）とすると、 ω＝ωB/2の時のＫ（ω）のスペクトルＺは、 Ｚ＝Ｋ（ωB/2） ＝Ｆ（ωB/2）＋Ｆ（−ωB/2） となる。今、サンプリング位相がτずれていると、 となる。最適サンプリング位相においては、前述のとお
り、Ｚ（τ）が最大となることから、次式を満たすτを
求めればよい。
スペクトルをＦ（ω）、シンボルレートに対し１回サン
プリングした際のスペクトルをＫ（ω）とすると、 ω＝ωB/2の時のＫ（ω）のスペクトルＺは、 Ｚ＝Ｋ（ωB/2） ＝Ｆ（ωB/2）＋Ｆ（−ωB/2） となる。今、サンプリング位相がτずれていると、 となる。最適サンプリング位相においては、前述のとお
り、Ｚ（τ）が最大となることから、次式を満たすτを
求めればよい。
すなわち、 である。これを書き換えると となる。
ここで、スペクトルＦは観測量であり、既知で、ωＢも
分かっているので、最適サンプリング位相τは、容易に
求まる。但し、この位相τは、シンボルレートに対して
施した２回のサンプリングの位相に対して定義される量
である。
分かっているので、最適サンプリング位相τは、容易に
求まる。但し、この位相τは、シンボルレートに対して
施した２回のサンプリングの位相に対して定義される量
である。
これを異なる見地で扱ってみる。シンボルレートに対
し、最適サンプリングされたと仮定した基準スペクトル
をG0（ω）、最悪サンプリングされたと仮定した基準ス
ペクトルをＧ′（ω）とすると、系にとってG0（ω）は
既知であり、最悪サンプリング位相が最適サンプリング
位相からシンボル区間の２分の１だけずれた量であるこ
とから、Ｇ′（ω）も既知となる。
し、最適サンプリングされたと仮定した基準スペクトル
をG0（ω）、最悪サンプリングされたと仮定した基準ス
ペクトルをＧ′（ω）とすると、系にとってG0（ω）は
既知であり、最悪サンプリング位相が最適サンプリング
位相からシンボル区間の２分の１だけずれた量であるこ
とから、Ｇ′（ω）も既知となる。
ここで、これまでの式（３），（４），（５）から、 となる。ここで、ω＝ω0/2とすると となる。
となる。これらの式より となり、受信スペクトルの での値Ｆ（ω0/2）,F（−ω0/2）が求まれば、最適サン
プリング位相からのずれτ１が直ちに求まる。なお、上
式において＊は複素共役を表わす。
プリング位相からのずれτ１が直ちに求まる。なお、上
式において＊は複素共役を表わす。
このような原理に基づけば、例えば第３図に示される演
算回路（４）は、単にメモリで構成すればよいことにな
る。その場合アドレスとして、Ｆ（ω0/2）,F（−ω0/
2）の値を用いればよい。
算回路（４）は、単にメモリで構成すればよいことにな
る。その場合アドレスとして、Ｆ（ω0/2）,F（−ω0/
2）の値を用いればよい。
次に、この発明を適用した好ましい例について説明す
る。この例は、トレーニングデータにより、受信側での
自動等化器の初期状態及びサンプリング位相のそれぞれ
最適のものを設定するものである。
る。この例は、トレーニングデータにより、受信側での
自動等化器の初期状態及びサンプリング位相のそれぞれ
最適のものを設定するものである。
この例での具体的構成は、第６図に示されるように、伝
送路（31）を介して送られた信号は、A/D変換器（33）
にてサンプリングされる。このサンプリングの位相が後
述されるように最適化される。A/D変換器（33）の出力
は、ロールオフフィルタ（以下ROFと略す。）（35）に
供給された後、受信メモリ（37）に記憶される。受信メ
モリ（37）の内容は、自動等化器（39）に供給され、伝
送路（31）等で受けた歪が除去される。
送路（31）を介して送られた信号は、A/D変換器（33）
にてサンプリングされる。このサンプリングの位相が後
述されるように最適化される。A/D変換器（33）の出力
は、ロールオフフィルタ（以下ROFと略す。）（35）に
供給された後、受信メモリ（37）に記憶される。受信メ
モリ（37）の内容は、自動等化器（39）に供給され、伝
送路（31）等で受けた歪が除去される。
一方、受信メモリ（37）の内容は、図示しない所定の送
信端、又は新たな伝送路（31）等により伝送を行う度
に、送信側からの周期ｌのトレーニングデータとなる。
このデータは、ランダムデータであることが好ましい。
このデータが第１の変換手段（39）において、時間領域
から周波数領域に変換される。続いて、規格化手段（4
1）において、規格化が施される。ここでの処理は、上
記のトレーニグデータを歪なしで受信した信号であっ
て、更に、これを周波数領域に変換した信号（以下基準
の信号と呼ぶ。）と上記の第１の変換手段（39）の出力
との間での除算である。この除算は自動等化器（39）で
の等化アルゴリズムにより変化するが、自動等化器（3
9）がその出力により、入力から歪を除去するもの、例
えば、トランスバーサル型自動等化器では、基準の信号
を第１の変換手段（39）からの出力で除する。これは、
歪の原因となった伝送路（31）の逆特性となっており、
これを第２の変換手段（43）において、周波数領域から
時間領域に変換する。
信端、又は新たな伝送路（31）等により伝送を行う度
に、送信側からの周期ｌのトレーニングデータとなる。
このデータは、ランダムデータであることが好ましい。
このデータが第１の変換手段（39）において、時間領域
から周波数領域に変換される。続いて、規格化手段（4
1）において、規格化が施される。ここでの処理は、上
記のトレーニグデータを歪なしで受信した信号であっ
て、更に、これを周波数領域に変換した信号（以下基準
の信号と呼ぶ。）と上記の第１の変換手段（39）の出力
との間での除算である。この除算は自動等化器（39）で
の等化アルゴリズムにより変化するが、自動等化器（3
9）がその出力により、入力から歪を除去するもの、例
えば、トランスバーサル型自動等化器では、基準の信号
を第１の変換手段（39）からの出力で除する。これは、
歪の原因となった伝送路（31）の逆特性となっており、
これを第２の変換手段（43）において、周波数領域から
時間領域に変換する。
すると、この出力が、トランスバーサル型自動等化器の
タップ係数の初期値となる。
タップ係数の初期値となる。
同時に、この出力は、初期等化サンプル位相決定回路
（45）に供給される。この回路構成は、第４図及び第５
図のうち、積和回路（９）、比較回路（10）又は（11）
により構成され、位相のずれτが求まる。但し、前述の
他の実施例のような原理に基づくならば、第２の変換手
段（43）の出力を用いなくとも、第１の変換手段（3
9）、又は規格化手段（41）の出力により位相のずれτ
を求めてもよい。
（45）に供給される。この回路構成は、第４図及び第５
図のうち、積和回路（９）、比較回路（10）又は（11）
により構成され、位相のずれτが求まる。但し、前述の
他の実施例のような原理に基づくならば、第２の変換手
段（43）の出力を用いなくとも、第１の変換手段（3
9）、又は規格化手段（41）の出力により位相のずれτ
を求めてもよい。
こうして得られた位相のずれτは、サンプル制御回路
（47）に伝えられ、A/D変換器（33）でのサンプリング
位相を制御する。
（47）に伝えられ、A/D変換器（33）でのサンプリング
位相を制御する。
なお、自動等化器（39）が入力に基づいて入力の歪を除
去するアルゴリズムに従う場合、規格化手段（41）で
は、伝送路（31）の順特性を求めればよいことになり除
算が前述のものとは逆になる。
去するアルゴリズムに従う場合、規格化手段（41）で
は、伝送路（31）の順特性を求めればよいことになり除
算が前述のものとは逆になる。
以上の構成により、１周期のトレーニングデータの送受
により、受信側での自動等化器の初期状態及びサンプリ
ング位相が最適なものと設定される。
により、受信側での自動等化器の初期状態及びサンプリ
ング位相が最適なものと設定される。
なお、定常状態の制御については、現状のいかなる技術
を用いることも任意である。
を用いることも任意である。
第１図乃至第６図はこの発明の実施例を説明するための
図である。 ２……記憶回路 ３……変換回路 ４……演算回路
図である。 ２……記憶回路 ３……変換回路 ４……演算回路
Claims (2)
- 【請求項１】シンボルレートＲの２倍以上の周波数でサ
ンプリングされた入力信号を記憶する記憶手段と、その
サンプリングされた入力信号を周波数応答Ｆ（ω）に変
換する変換手段と、その周波数応答Ｆ（ω）及びG0
（ω）、Ｇ′（ω）における±ω0/2（ただしω０はサ
ンプリング角周波数）に対応した値を用いて、 なる演算によりサンプリング位相τを検出することを特
徴とするサンプリング位相検出方式。 （ここでG0（ω）はサンプリング位相のずれがないと仮
定した場合の受信信号の周波数応答、Ｇ′（ω）はサン
プリング位相のずれがない場合から1/（2R）だけサンプ
リング位相がずれたと仮定した場合の受信信号の周波数
応答。） - 【請求項２】シンボルレートＲの２倍以上の周波数でサ
ンプリングされた入力信号を記憶する記憶手段と、その
サンプリングされた入力信号からなる第１、第２の信号
をそれぞれ第１、第２の周波数応答F1（ω）、F2（ω）
に変換する変換手段と、その第１、第２の周波数応答F1
（ω）、F2（ω）の加算応答Ｆ（ω）及びG0（ω）、
Ｇ′（ω）における±ω0/2に対応した値を用いて、 なる演算によりサンプリング位相τを検出するサンプリ
ング位相検出方式。 （ここでG0（ω）はサンプリング位相のずれがないと仮
定した場合の受信信号の周波数応答、Ｇ′（ω）はサン
プリング位相のずれがない場合から1/（2R）だけサンプ
リング位相がずれたと仮定した場合の受信信号の周波数
応答。）
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59183874A JPH0754931B2 (ja) | 1984-09-04 | 1984-09-04 | サンプリング位相検出方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59183874A JPH0754931B2 (ja) | 1984-09-04 | 1984-09-04 | サンプリング位相検出方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6162259A JPS6162259A (ja) | 1986-03-31 |
| JPH0754931B2 true JPH0754931B2 (ja) | 1995-06-07 |
Family
ID=16143336
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59183874A Expired - Lifetime JPH0754931B2 (ja) | 1984-09-04 | 1984-09-04 | サンプリング位相検出方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0754931B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6456651B1 (en) * | 2000-02-04 | 2002-09-24 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for adjustment of the sampling phase in a PCM modem system using a dual-phase probing signal |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS492503A (ja) * | 1972-04-18 | 1974-01-10 | ||
| JPS49104510A (ja) * | 1973-02-06 | 1974-10-03 | ||
| JPS54124613A (en) * | 1978-02-28 | 1979-09-27 | Ibm | Method of measuring initial phase for synchronous data transmission system |
-
1984
- 1984-09-04 JP JP59183874A patent/JPH0754931B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS492503A (ja) * | 1972-04-18 | 1974-01-10 | ||
| JPS49104510A (ja) * | 1973-02-06 | 1974-10-03 | ||
| JPS54124613A (en) * | 1978-02-28 | 1979-09-27 | Ibm | Method of measuring initial phase for synchronous data transmission system |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6162259A (ja) | 1986-03-31 |
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