JPH02183617A - リミツタ補間型ｄｆｔ演算方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔概要〕 ＤＦＴｙＬ算を用いて所望周波数の検出を行うＤＦＴ演
算方式に関し、 入力信号を二値化するリミッタ出力信号の時間軸上での
まるめ誤差により発生する後段のＤＦＴ演算回路出力の
ばらつきを減少することができるＤＦＴ演算方式を提供
することを目的とし、入力信号を所定周期でサンプリン
グして二値化した信号に対してＤＦＴ演算回路において
ＤＦＴ演算を行って所望周波数成分を検出するＤＦＴ演
算方式において、入力信号が所定の闇値を切るサンプリ
ング区間を所定サンプリング周期の任意の整数分の一の
周期でサンプリングしたレベルのうち該閾値に最も近い
レベルとなるサンプリング点において出力信号の変化を
生じることによって入力信号を二値化する補間’Ｊ　ミ
ッタを備えて構成する。

〔産業上の利用分野〕

本発明はＤ　Ｆ　Ｔ　（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ　Ｆｏｕｒｉ
ｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）演算を用いて所望周波数の
検出を行うＤＦＴ演算方式に係り、特に直線補間したリ
ミッタ出力信号を用いてＤＦＴ演算を実行することによ
って入力信号の位相による信号検出パワーのばらつきを
減少させたリミッタ補間型ＤＦＴ演算方式に関するもの
である。

ブツシュボタン（ＰＢ）電話機からのＦＢ傷信号受信す
るディジタルＰＢ信号受信器においては、ＰＢ傷信号構
成する高群および低群の２周波の信号を分離したのち二
値化して、各単周波数信号の周波数をＤＦＴ演算によっ
て検出する。

この場合ＤＦＴ演算回路の前にリミッタを設けて、０レ
ベルの上下に設けられた閾値によって入力信号を所定レ
ベルにスライスして二値化する方法がとられる。

このようなリミッタとＤＦＴ演算回路とからなるＤＦＴ
演算方式においては、ＩＪ　ミッタ出力信号の時間軸上
でのまるめ誤差によって発生するＤＦＴ演舅回路の信号
検出パワーのばらつきが少ないことが要望される。

〔従来の技術〕

第７図は従来のＤＦＴｌｌ［異方式を示したものである
。同図において１は高群・低群分離フィルタ、２はリミ
ッタ、３はＤＦＴ演算回路、４はＤＦＴ演算用参照関数
発生器、５．６は乗算器、７．８は加算器、９．１０は
レジスタ、１１．１２は自乗器、１５は加算器である。

第７図において、高群・低群分離フィルタ１はＰＢ（８
号を構成する高群と低群の２周波の信号から、いずれか
一方の信号を抽出する。抽出された単周波数の信号は、
リミッタ２を経て二値化される。リミッタ２の出力はＤ
ＦＴ演算用参照関数発生器４からの参照周波数の直交信
号とともに乗算器５，６において乗算される。乗算器５
．６の出力はそれぞれ加算器７．８およびレジスタ９．
１０からなる積分回路に加えられて積分されたのち、自
乗器１１．１２において自乗される。自乗器１１．１２
の出力は加算器１３において加算されることによって、
入力信号のパワースペクトルの形で信号検出パワーの出
力を発生する。

従来のＤＦＴ演算方式におけるリミッタ２は、単周波数
分離用フィルタ通過後の単一周波数の信号を入力信号と
して、これを所定のサンプリング周波数でサンプリング
した各サンプル値を、予め設定された閾値（ＴＨＬ±）
と１１０次比較し、入力信号の正方向の変化によって闇
値ＴＨＬ＋を超えたサンプリング点で＋１の信号を出力
し、入力信号の負方向の変化によって閾値ＴＨＬ−を超
えたサンプリング点で−１の信号をそれぞれ出力するこ
とによって、入力信号を二値化するようにしている。

このＩＪ　ミッタ出力信号Ｌ（ｎＴ）を用いて、後段の
ＤＦＴ演算回路では次式の演算を実行する。

十（ΣＬ（ｎＴ）　・Ｃｏｓ　ａＩｎＴ）”　　　−（
１）１富ま ただしＴはサンプリング間隔、Ｎは時間窓Ｔｗ内のサン
プル数である。

Ｐ（ω）は入力信号のパワースペクトルを示すものであ
夛、これが最大になる点を検出することによって、入力
信号周波数を決定することができる。

〔発明が解決しようとする課題〕

第８図はこの場合のリミッタ２の入出力を示したもので
あって、（ａｌに示すフィルタ１の出力信号を正側の閾
値ＴＨＬ十と負側の閾値ＴＨＬ−とで二値化したとき、
リミッタ２ではサンプリング周波数８ｋＨｚでサンプリ
ングされた入力信号を扱うため、（ｂｌに示すようにそ
の出力値には時間軸上で１２５μｓのまるめ誤差を生じ
る。

入力信号の周波数がサンプリング周波数９　ｋＨｚの整
数分の一近傍では、時間窓内でのリミッタ出力波形が同
一になる。このときの入力周波数範囲は、リミッタのサ
ンプリング周波数をｆｓ＋時間窓をＴｗ　＋サンプリン
グ周波数ｆｓの整数分の一の周波数をｆｃ、また入力信
号の周波数をｆとすると、時間窓Ｔｗ内のサンプル数Ｎ
＝Ｔｗ−ｆｓとなるので、ｆｓ／ｆｃ　　　ｆｃ を満足する。従って となる。

すなわち（３）式を滴だす人力周波数ｆに対しては、Ｉ
Ｊ　ミッタ出力波形は時間窓Ｔｗ内において同一となり
、後段のＤＦＴ演算回路の演算結果も同一となる可能性
がある。

第９図は従来のＤＦＴ演算方式による入力周波数に対す
るパワースペクトルの特性を示したものであって、時間
窓と入力信号との位相差によって斜線部分に示すような
検出パワースペクトルのばらつきを生じることが示され
ている。

本発明はこのような従来技術の課題を解決しようとする
ものであって、入力信号を二値化するリミッタ出力信号
の時間軸上でのまるめ誤差にょ９発生する後段のＤＦＴ
演算回路出力のばらつきを減少することができるＤＦＴ
演算方式を提供することを目的としている。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は第１図にその原理的構成を示すようにｔ入力信
号を所定周期でサンプリングして二値化した信号に対し
てＤＦＴ演算回路３においてＤＦＴ演算を行って所望周
波数成分を検出するＤＦＴ演算方式において、補間リミ
ッタ１４を備えたものである。

補間リミッタ１４は、入力信号が所定の閾値を切るサン
プリング区間を所定サンプリング周期の任意の整数分の
一の周期でサンプリングしたレベルのうち該閾値に最も
近いレベルとなるサンプリング点において出力信号の変
化を生じることによって入力信号を二値化するものであ
る。

〔作用〕

第２図は本発明の詳細な説明するものであって、（ａｌ
はサンプリング間隔Ｔでサンプリングされたフィルタ出
力Ｘ（ｎＴ）を示し、これを閾値ＴＨＬ＋およびＴＨＬ
−によって二値化することによって、（ｂ］に示すよう
に従来方式と同様のリミッタ出力を得る。リミッタ出力
の変化点はフィルタ出力が闇値を切る点に対して、サン
プリング間隔に相当する位相差が存在し得る。

本発明においては、この位相差に対応する区間Ｔの両端
の値Ｘ（ｎＴ）、Ｘ（（ｎ＋１）Ｔ）を直線的に補間す
る。すなわち第２図（ｃ）に示すようにリミッタ閾値Ｔ
ＨＬ−とＸ（ｎＴ）、Ｘ（（ｎ＋１）Ｔ）との差をそれ
ぞれＰ、Ｑとすると、閾値ＴＨＬ−を超えるまでの時間
は、次式によって算出できる。

本発明においてはこれを例えば−Ｔの精度でまるめて出
力することによって、（ｄ）に示すような補間リミッタ
出力を得る。

このような補間を採用することによって、前述の（３）
式によって定められる周波数ｆの範囲が狭くなる。例え
ばＴｗ　＝　７．５　ｍｓ　、　　ｆ　ｃ　＝８００　
Ｈｚとすると、従来方式において７８６　Ｈｚ　＜　ｆ
　＜　８１３　Ｈｚでろったものが、上述のように５倍
周波数のサンプリングを実施した場合には、７９７　Ｈ
ｚ　＜　ｆ　＜　８０３　Ｈｚとなる。

第６図は本発明のリミッタ補間型ＤＦＴ演算方式による
入力周波数に対するパワースペクトルの特性を示したも
のであって、上述の５倍周波数のサンプリングによる直
線補間を行った場合を示し、＠９図に示す従来の場合と
比較して、時間窓と入力信号との位相差による検出パワ
ースペクトルのばらつきは斜線部分に示すように小さく
々る。

〔実施例〕

第４図は本発明の一実施例の構成を示したものであって
、第７図におけると同じ部分を同じ番号で示し、１４は
補間リミッタである。

第４図において太線で示す信号ａの部分は、任意倍例え
ば５倍の周波数でサンプリングしたサンプル値系列Ｌ（
（ｎ”　　）Ｔ）＋　Ｌ（（ｎ”５）Ｔ）−”・Ｌ（（
ｎ＋１）Ｔ）となっているが、その他の部分はすべても
とのサンプリング周波数によるサンプル値系列である。

また乗算器５．６においては、前述の（１）式の乗算Ｌ
　（ｎＴ）−８ｉｎ　ａｅｎＴまたはＬ　（ｎＴ）　−
Ｃｏｓ　ｓｎＴを実行する代シに、次式 を計算すればよい。

例えば信号ａをパラレルで５サンプルづつ供給するよう
にし、ＤＦＴ＠算用参照関数発生器５゜乗算器５，６を
ＲＯＭ（リードオンリーメモリ）ＩＣで構成した場合に
は、第７図に示された従来方式の場合に対して、ハード
ウェアの変更なしに上式の乗算を実施できる。

第５図は補間＋）　ミッタの構成例を示したものである
。

２１はディジタルフィルタであって、入力信号から単一
周波数を抽出するものであシ、第４図における高群・低
群分離フィルタ１に相当するものであシ、例えばサンプ
リング周波数８ｋＨｚでサンプリングを行って出力を発
生する。ディジタルフィルタ２１　から発生した時系列
の信号における、現時点の出力Ｚ０と１サンプリング周
期前の出力Ｚ−１とはそれぞれ比較器２２．２３に入力
され、閾値発生回路２４からの閾値と比較される。閾値
発生回路２４は前述の閾値ＴＨＬ＋およびＴＨＬ−を発
生し、これによって比較器２２　、２３は第２図におい
て説明した出力Ｚ　、Ｚ　と閾値との差Ｐ、Ｑを求める
０補間論理回路２５は、この差出力Ｐ、Ｑから（４）式
に従って時間ｒを算出し、信号ａにおける時間ｒに対応
するサンプリング点を示す信号線に出力を発生する。こ
の信号は第２図について説明されたように、入力信号レ
ベルが閾値を超える時間を−Ｔの精度でまるめたもので
あり、これによってＤＦＴ演算回路における時間窓と入
力信号との位相差による信号検出パワー出力のばらつき
を少なくすることができる。

第６図は本発明方式をＰＢ信号検出に適用した場合にお
ける具体的構成例を示したものである。

３１．３２はそれぞれ低群用帯域通過フィルタおよび高
群用帯域通過フィルタであってディジタルフィルタから
構成され、低群および高群の所定周波数の信号を選択的
に通過させる。セレクタ３３はフィルタ３１．３２のい
ずれかの出力を選択することによって、低群または高群
の一周波数を抽出する。

補間リミッタ３４は第５図に示されたごとき構成を有し
、例えばＴＴの精度にまるめた出力を発生する。ＤＦＴ
演算回路３５は弔４図に示されたＤＦＴ演算回路３と同
様の構成を有し、ＤＦＴ演算を−Ｔの周期で多重処理に
よって実行して、補間リミッタ３４から信号検出パワー
出−力を発生する。

々お補間期間以外においては従来のＤＦＴ演算方式と同
様にサンプリング周期ＴによってＤＦＴ演算を行う。

〔発明の効果〕

以上説明したように本発明によれば、リミッタとＤＦＴ
演算回路からなるＤＦＴ演算方式において、時間窓と入
力信号の位相によるＤＦＴ演算出力のばらつきを少なく
できることから、周波数検出精度が均一なりＦＴ演算方
式を実現することができる。

なお本発明は低群と高群とからなるＰＢ（ｆ１号の検出
に用いて特に有効なものであるが、これに限るものでな
く、一般に多周波の混合−＋ｓ号中における特定周波数
信号の検出に用いることができるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の原理的構成を示す図、第２図は本発明
の詳細な説明するための図、第３図はリミッタ補間型Ｄ
ＦＴ演算方式による入力周波数に対するパワースペクト
ル特性を示す図、 第４図は本発明の一実施例の構成を示す図、第５図は補
間リミッタの構成例を示す図、第６図は本発明をＰＢ信
号検出に通用した場合の構成例を示す図、 第７図は従来のＤＦＴ演算方式を示す図、ｗ１８図は従
来方式におけるリミッタの入出力信号を示す図、 第９図は従来のＤＦＴ演算方式による入力周波数に対す
るパワースペクトル特性を示す図である。 １・・・高群・低群分離フィルタ ３・・・ＤＦＴ演算回路 ４・・・ＤＦＴ演算用参照関数発生器 ５．６・・・乗算器 ７．８．１３・・・加算器 ９．１０・・・レジスタ １１．１２・・・自乗器 １４・・・補間リミッタ 特許出願人　富士通株式会社（りＦ１多少代理　人弁理
士玉蟲久丘部（外１名） 本発明の！ｌＩ理βり構成と示す図 Ｍ　１　図 本５！明の作Ｍε説明する図 第２図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 入力信号を所定周期でサンプリングして二値化した信号
   に対してＤＦＴ演算回路（３）においてＤＦＴ演算を行
   つて所望周波数成分を検出するＤＦＴ演算方式において
   、 入力信号が所定の閾値を切るサンプリング区間を所定サ
   ンプリング周期の任意の整数分の一の周期でサンプリン
   グしたレベルのうち該閾値に最も近いレベルとなるサン
   プリング点において出力信号の変化を生じることによつ
   て入力信号を二値化する補間リミッタ（４）を備えたこ
   とを特徴とするリミッタ補間型ＤＦＴ演算方式。