JP2668721B2 - リミツタ補間型ｄｆｔ演算方式 - Google Patents
リミツタ補間型ｄｆｔ演算方式Info
- Publication number
- JP2668721B2 JP2668721B2 JP1002488A JP248889A JP2668721B2 JP 2668721 B2 JP2668721 B2 JP 2668721B2 JP 1002488 A JP1002488 A JP 1002488A JP 248889 A JP248889 A JP 248889A JP 2668721 B2 JP2668721 B2 JP 2668721B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- sampling
- limiter
- signal
- input signal
- dft
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Complex Calculations (AREA)
- Measuring Frequencies, Analyzing Spectra (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔概要〕 DFT演算を用いて所望周波数の検出を行うDFT演算方式
に関し、 入力信号を二値化するリミッタ出力信号の時間軸上で
のまるめ誤差により発生する後段のDFT演算回路出力の
ばらつきを減少することができるDFT演算方式を提供す
ることを目的とし、 入力信号を受信し、入力信号電圧を所定のサンプリン
グ周期でサンプリングして量子化するサンプリング手段
と、前記サンプリング手段に接続され、量子化されたサ
ンプリング値系統を所定の電圧値と大小比較し矩形波に
変換するサンプリング信号補間手段と、前記サンプリン
グ信号補間手段に接続され所定周波数電力を出力するDF
T演算回路とを含み、入力信号を所定周期でサンプリン
グして二値化した信号に対してDFT演算回路においてDFT
演算を行って所望周波数成分を検出するDFT演算方式に
おいて、 入力信号が所定の閾値を切る前後において、前記閾値
を超える直前のサンプリング値の前記閾値からの距離と
前記閾値を超えた直後のサンプリング値の前記閾値から
の距離との比から、閾値を切った時点を推測し、その時
点で入力信号が変化したものと見なす補間リミッタを前
記サンプリング信号補間手段に備えたことを特徴とする
リミッタ補間型DFT演算方式を備えて構成する。
に関し、 入力信号を二値化するリミッタ出力信号の時間軸上で
のまるめ誤差により発生する後段のDFT演算回路出力の
ばらつきを減少することができるDFT演算方式を提供す
ることを目的とし、 入力信号を受信し、入力信号電圧を所定のサンプリン
グ周期でサンプリングして量子化するサンプリング手段
と、前記サンプリング手段に接続され、量子化されたサ
ンプリング値系統を所定の電圧値と大小比較し矩形波に
変換するサンプリング信号補間手段と、前記サンプリン
グ信号補間手段に接続され所定周波数電力を出力するDF
T演算回路とを含み、入力信号を所定周期でサンプリン
グして二値化した信号に対してDFT演算回路においてDFT
演算を行って所望周波数成分を検出するDFT演算方式に
おいて、 入力信号が所定の閾値を切る前後において、前記閾値
を超える直前のサンプリング値の前記閾値からの距離と
前記閾値を超えた直後のサンプリング値の前記閾値から
の距離との比から、閾値を切った時点を推測し、その時
点で入力信号が変化したものと見なす補間リミッタを前
記サンプリング信号補間手段に備えたことを特徴とする
リミッタ補間型DFT演算方式を備えて構成する。
本発明はDFT（Discrete Fourier Transform）演算を
用いて所望周波数の検出を行うDFT演算方式に係り、特
に直線補間したリミッタ出力信号を用いてDFT演算を実
行することによって入力信号の位相による信号検出パワ
ーのばらつきを減少させたリミッタ補間型DFT演算方式
に関する。
用いて所望周波数の検出を行うDFT演算方式に係り、特
に直線補間したリミッタ出力信号を用いてDFT演算を実
行することによって入力信号の位相による信号検出パワ
ーのばらつきを減少させたリミッタ補間型DFT演算方式
に関する。
プッシュボタン（PB）電話機からのPB信号を受信する
ディジタルPB信号受信器においては、PB信号を構成する
高群および低群の２周波の信号を分離したのち二値化し
て、各単周波数信号の周波数をDFT演算によって検出す
る。
ディジタルPB信号受信器においては、PB信号を構成する
高群および低群の２周波の信号を分離したのち二値化し
て、各単周波数信号の周波数をDFT演算によって検出す
る。
この場合DFT演算回路の前にリミッタを設けて、０レ
ベルの上下に設けられた閾値によって入力信号を所定レ
ベルにスライスして二値化する方法がとられる。
ベルの上下に設けられた閾値によって入力信号を所定レ
ベルにスライスして二値化する方法がとられる。
このようなリミッタとDFT演算回路とからなるDFT演算
方式においては、リミッタ出力信号の時間軸上でのまる
め誤差によって発生するDFT演算回路の信号検出パワー
のばらつきが少ないことが要望される。
方式においては、リミッタ出力信号の時間軸上でのまる
め誤差によって発生するDFT演算回路の信号検出パワー
のばらつきが少ないことが要望される。
第７図は従来のDFT演算方式の模式的ブロック構成図
を示したものである。第７図において１は高群低群分離
フィルタ、２はリミッタ、３はDFT演算回路、４はDFT演
算用参照関数発生器、5,6は乗算器、7,8は加算器、9,10
はレジスタ、11,12は自乗器、13は加算器である。
を示したものである。第７図において１は高群低群分離
フィルタ、２はリミッタ、３はDFT演算回路、４はDFT演
算用参照関数発生器、5,6は乗算器、7,8は加算器、9,10
はレジスタ、11,12は自乗器、13は加算器である。
第７図において、高群低群分離フィルタ１はPB信号を
構成する高群と低群の２周波の信号から、いずれか一方
の信号を抽出する。抽出された単周波数の信号はリミッ
タ２を経て二値化される。リミッタ２の出力はDFT演算
用参照関数発生器４からの参照周波数の直交信号ととも
に乗算器5,6において乗算される。乗算器5,6の出力はそ
れぞれ加算器7,8及びレジスタ9,10からなる積分回路に
加えられて積分された後、自乗器11,12において自乗さ
れる。自乗器11,12の出力は加算器13において加算され
ることによって、入力信号のパワースペクトルの形で信
号検出パワー出力を発生する。
構成する高群と低群の２周波の信号から、いずれか一方
の信号を抽出する。抽出された単周波数の信号はリミッ
タ２を経て二値化される。リミッタ２の出力はDFT演算
用参照関数発生器４からの参照周波数の直交信号ととも
に乗算器5,6において乗算される。乗算器5,6の出力はそ
れぞれ加算器7,8及びレジスタ9,10からなる積分回路に
加えられて積分された後、自乗器11,12において自乗さ
れる。自乗器11,12の出力は加算器13において加算され
ることによって、入力信号のパワースペクトルの形で信
号検出パワー出力を発生する。
従来のDFT演算方式におけるリミッタ２は単周波数分
離用フィルタ通過後の単一周波数の信号をリミッタ入力
信号として、これを所定のサンプリング周波数でサンプ
リングした各サンプル値を、予め設定された閾値（THL
±）と順次比較し、リミッタ入力信号の正方向の変化に
よって閾値THL＋を超えたサンプリング点で＋１のリミ
ッタ出力信号を出力し、リミッタ入力信号の負方向の変
化によって閾値THL−を超えたサンプリング点で−１の
リミッタ出力信号をそれぞれ出力することによって、リ
ミッタ入力信号を二値化するようにしている。
離用フィルタ通過後の単一周波数の信号をリミッタ入力
信号として、これを所定のサンプリング周波数でサンプ
リングした各サンプル値を、予め設定された閾値（THL
±）と順次比較し、リミッタ入力信号の正方向の変化に
よって閾値THL＋を超えたサンプリング点で＋１のリミ
ッタ出力信号を出力し、リミッタ入力信号の負方向の変
化によって閾値THL−を超えたサンプリング点で−１の
リミッタ出力信号をそれぞれ出力することによって、リ
ミッタ入力信号を二値化するようにしている。
このリミッタ出力信号Ｌ（nT）を用いて、後段のDFT
演算回路では次式の演算を実行する。
演算回路では次式の演算を実行する。
ただしＴはサンプリング間隔、Ｎは時間窓Tw内のサン
プル数である。
プル数である。
Ｐ（ω）は入力信号のパワースペクトルを示すもので
あり、これが最大になる点を検出することによって、入
力信号周波数を決定することができる。
あり、これが最大になる点を検出することによって、入
力信号周波数を決定することができる。
第８図は従来のDFT演算方式におけるリミッタ２の入
出力信号を示した図であって、（ａ）に示すフィルタ１
のフィルタ出力信号（リミッタ入力信号）を正側の閾値
THL＋と負側の閾値THL−とで二値化したとき、リミッタ
２ではサンプリング周波数8kHzでサンプリングされたリ
ミッタ入力信号を扱うため、（ｂ）に示すようにその出
力値には時間軸上で125μｓのまるめ誤差を生じる。
出力信号を示した図であって、（ａ）に示すフィルタ１
のフィルタ出力信号（リミッタ入力信号）を正側の閾値
THL＋と負側の閾値THL−とで二値化したとき、リミッタ
２ではサンプリング周波数8kHzでサンプリングされたリ
ミッタ入力信号を扱うため、（ｂ）に示すようにその出
力値には時間軸上で125μｓのまるめ誤差を生じる。
リミッタ入力信号の周波数がサンプリング周波数8kHz
の整数分の一近傍では、時間窓内でのリミッタ出力波形
が同一になる。このとき入力周波数範囲は、リミッタ２
のサンプリング周波数をfs,時間窓をTw,サンプリング周
波数fsの整数分の一の周波数をfc,また入力信号周波数
をｆとすると、時間窓Tw内のサンプル数Ｎ＝Tw・fsとな
るので、 を満足する。従って となる。
の整数分の一近傍では、時間窓内でのリミッタ出力波形
が同一になる。このとき入力周波数範囲は、リミッタ２
のサンプリング周波数をfs,時間窓をTw,サンプリング周
波数fsの整数分の一の周波数をfc,また入力信号周波数
をｆとすると、時間窓Tw内のサンプル数Ｎ＝Tw・fsとな
るので、 を満足する。従って となる。
すなわち（３）式を満たす入力周波数ｆに対しては、
リミッタ出力波形は時間窓Tw内において同一となり、後
段のDET演算回路の演算結果も同一となる可能性があ
る。
リミッタ出力波形は時間窓Tw内において同一となり、後
段のDET演算回路の演算結果も同一となる可能性があ
る。
第９図は従来のDFT演算方式による入力周波数ｆに対
するパワースペクトルＰ（ｆ）の特性を示したものであ
って、時間窓Twと入力信号との位相差によっで斜線部分
に示すような検出パワースペクトルのばらつきを生ずる
ことが示されている。
するパワースペクトルＰ（ｆ）の特性を示したものであ
って、時間窓Twと入力信号との位相差によっで斜線部分
に示すような検出パワースペクトルのばらつきを生ずる
ことが示されている。
本発明はこのような従来技術の課題を解決しようとす
るものであって、入力信号を二値化するリミッタ出力信
号の時間軸上でのまるめ誤差により発生する後段のDFT
演算回路出力のばらつきを減少することができるリミッ
タ補間型DFT演算方式を提供することを目的としてい
る。
るものであって、入力信号を二値化するリミッタ出力信
号の時間軸上でのまるめ誤差により発生する後段のDFT
演算回路出力のばらつきを減少することができるリミッ
タ補間型DFT演算方式を提供することを目的としてい
る。
第１図は本発明のリミッタ補間型DFT演算方式の原理
的構成図を示す。本発明は入力信号を所定周期でサンプ
リングして二値化した信号に対してDFT演算回路３にお
いてDFT演算を行って所望周波数成分を検出するDFT演算
方式において、補間リミッタ14を備えたものである。
的構成図を示す。本発明は入力信号を所定周期でサンプ
リングして二値化した信号に対してDFT演算回路３にお
いてDFT演算を行って所望周波数成分を検出するDFT演算
方式において、補間リミッタ14を備えたものである。
補間リミッタ14は入力信号が所定の閾値を切るサンプ
リング区間を所定サンプリング周期の任意の整数分の一
の周期でサンプリングしたレベルのうち該閾値に最も近
いレベルとなるサンプリング点において出力信号の変化
を生じることによって入力信号を二値化するものであ
る。
リング区間を所定サンプリング周期の任意の整数分の一
の周期でサンプリングしたレベルのうち該閾値に最も近
いレベルとなるサンプリング点において出力信号の変化
を生じることによって入力信号を二値化するものであ
る。
従って、本発明の構成は以下に示す通りである。即
ち、入力信号を受信し、入力信号電圧を所定のサンプリ
ング周期でサンプリングして量子化するサンプリング手
段と、前記サンプリング手段に接続され、量子化された
サンプリング値系列を所定の電圧値と大小比較し矩形波
に変換するサンプリング信号補間手段と、前記サンプリ
ング信号補間手段に接続され所定周波数電力を出力する
DFT演算回路（３）とを含み、入力信号を所定周期でサ
ンプリングして二値化した信号に対してDFT演算回路
（３）においてDFT演算を行って所望周波数成分を検出
するDFT演算方式において、 入力信号が所定の閾値を切る前後において、前記閾値
を超える直前のサンプリング値の前記閾値からの距離と
前記閾値を超えた直後のサンプリング値の前記閾値から
の距離との比から、閾値を切った時点を推測し、その時
点で入力信号が変化したものと見なす補間リミッタ（1
4）を前記サンプリング信号補間手段に備えたことを特
徴とするリミッタ補間型DFT演算方式としての構成を有
する。
ち、入力信号を受信し、入力信号電圧を所定のサンプリ
ング周期でサンプリングして量子化するサンプリング手
段と、前記サンプリング手段に接続され、量子化された
サンプリング値系列を所定の電圧値と大小比較し矩形波
に変換するサンプリング信号補間手段と、前記サンプリ
ング信号補間手段に接続され所定周波数電力を出力する
DFT演算回路（３）とを含み、入力信号を所定周期でサ
ンプリングして二値化した信号に対してDFT演算回路
（３）においてDFT演算を行って所望周波数成分を検出
するDFT演算方式において、 入力信号が所定の閾値を切る前後において、前記閾値
を超える直前のサンプリング値の前記閾値からの距離と
前記閾値を超えた直後のサンプリング値の前記閾値から
の距離との比から、閾値を切った時点を推測し、その時
点で入力信号が変化したものと見なす補間リミッタ（1
4）を前記サンプリング信号補間手段に備えたことを特
徴とするリミッタ補間型DFT演算方式としての構成を有
する。
第２図は本発明のリミッタ補間型DFT演算方式の作用
を説明する図であって、（ａ）はサンプリング間隔Ｔで
サンプリングされたフィルタ出力信号Ｘ（nT）を示し、
これを閾値THL＋およびTHL−によって二値化することに
よって、（ｂ）に示すように従来のDFT演算方式と同様
のリミッタ出力信号を得る。リミッタ出力信号の変化点
はフィルタ出力信号が閾値を切る点に対して、サンプリ
ング間隔に相当する位相差が存在し得る。
を説明する図であって、（ａ）はサンプリング間隔Ｔで
サンプリングされたフィルタ出力信号Ｘ（nT）を示し、
これを閾値THL＋およびTHL−によって二値化することに
よって、（ｂ）に示すように従来のDFT演算方式と同様
のリミッタ出力信号を得る。リミッタ出力信号の変化点
はフィルタ出力信号が閾値を切る点に対して、サンプリ
ング間隔に相当する位相差が存在し得る。
本発明のリミッタ補間型DFT演算方式においては、こ
の位相差に対応する区間Ｔの両端の値Ｘ（nT）,X〔（ｎ
＋１）Ｔ〕を直線的に補間する。すなわち第２図（ｃ）
に示すようにリミッタ閾値THL−とＸ（nT）,X〔（ｎ＋
１）Ｔ〕との差をそれぞれP,Qとすると、閾値THL−を超
えるまでの時間ｒは、次式によって算出できる。
の位相差に対応する区間Ｔの両端の値Ｘ（nT）,X〔（ｎ
＋１）Ｔ〕を直線的に補間する。すなわち第２図（ｃ）
に示すようにリミッタ閾値THL−とＸ（nT）,X〔（ｎ＋
１）Ｔ〕との差をそれぞれP,Qとすると、閾値THL−を超
えるまでの時間ｒは、次式によって算出できる。
本発明のリミッタ補間型DFT演算方式においてはこれ
を例えば の精度でまるめて出力することによって、（ｄ）に示す
ような補間リミッタ出力信号を得る。
を例えば の精度でまるめて出力することによって、（ｄ）に示す
ような補間リミッタ出力信号を得る。
このような補間を採用することによって、前述の
（３）式によって定められる入力周波数ｆの範囲が狭く
なる。例えば時間窓Tw＝7.5ms,fc＝800Hzとすると、従
来のDFT演算方式において786Hz＜ｆ＜813Hzであったも
のが、上述のように５倍周波数のサンプリングを実施し
た場合には、797Hz＜ｆ＜803Hzとなる。
（３）式によって定められる入力周波数ｆの範囲が狭く
なる。例えば時間窓Tw＝7.5ms,fc＝800Hzとすると、従
来のDFT演算方式において786Hz＜ｆ＜813Hzであったも
のが、上述のように５倍周波数のサンプリングを実施し
た場合には、797Hz＜ｆ＜803Hzとなる。
第３図は本発明のリミッタ補間型DFT演算方式による
入力周波数ｆに対するパワースペクトルＰ（ｆ）の特性
を示したものであって、上述の５倍周波数のサンプリン
グによる直線補間を行った場合を示し、第９図に示す従
来のDFT演算方式の場合と比較して、時間窓Twと入力信
号との位相差により検出パワースペクトルＰ（ｆ）のば
らつきは斜線部分に示すように小さくなる。
入力周波数ｆに対するパワースペクトルＰ（ｆ）の特性
を示したものであって、上述の５倍周波数のサンプリン
グによる直線補間を行った場合を示し、第９図に示す従
来のDFT演算方式の場合と比較して、時間窓Twと入力信
号との位相差により検出パワースペクトルＰ（ｆ）のば
らつきは斜線部分に示すように小さくなる。
第４図は本発明の一実施例としてのリミッタ補間型DF
T演算方式の模式的ブロック構成を示した図であって、
第７図におけると同じ部分を同じ番号で示し、14は補間
リミッタである。
T演算方式の模式的ブロック構成を示した図であって、
第７図におけると同じ部分を同じ番号で示し、14は補間
リミッタである。
第４図において太線で示す信号ａの部分は任意倍例え
ば５倍の周波数でサンプリングしたサンプル値系列 …,L〔（ｎ＋１）Ｔ〕となっているが、その他の部分は
すべてもとのサンプリング周波数fsによるサンプル値系
列である。
ば５倍の周波数でサンプリングしたサンプル値系列 …,L〔（ｎ＋１）Ｔ〕となっているが、その他の部分は
すべてもとのサンプリング周波数fsによるサンプル値系
列である。
また乗算器5,6においては前述の（１）式の乗算Ｌ（n
T）・SinωnTまたはＬ（nT）・CosωnTを実行する代わ
りに、次式 を計算すればよい。
T）・SinωnTまたはＬ（nT）・CosωnTを実行する代わ
りに、次式 を計算すればよい。
例えば信号ａをパラレルで５サンプルずつ供給するよ
うにし、DFT演算用参照関数発生器3,乗算器5,6をROM
（リードオンリーメモリ）ICで構成した場合には、第７
図に示された従来のDFT演算方式の場合に対して、ハー
ドウエアの変更なしに上式の乗算を実施できる。
うにし、DFT演算用参照関数発生器3,乗算器5,6をROM
（リードオンリーメモリ）ICで構成した場合には、第７
図に示された従来のDFT演算方式の場合に対して、ハー
ドウエアの変更なしに上式の乗算を実施できる。
第５図は本発明のリミッタ補間型DFT演算方式におけ
る補間リミッタの構成例を示す図である。
る補間リミッタの構成例を示す図である。
21はディジタルフィルタであって、入力信号から単一
周波数を抽出するものであり、第４図における高群低群
分離フィルタ１に相当するものであり、例えばサンプリ
ング周波数8kHzでサンプリングを行って出力を発生す
る。ディジタルフィルタ21から発生した時系列の信号に
おける、現時点の出力Z0と１サンプリング周期前の出力
Z-1とはそれぞれ比較器22,23に入力され、閾値発生回路
24からの閾値と比較される。閾値発生回路24は前述の閾
値THL＋およびTHL−を発生し、これによって比較器22,2
3は第２図において説明した出力Z-1,Z0と閾値との差P,Q
を求める。
周波数を抽出するものであり、第４図における高群低群
分離フィルタ１に相当するものであり、例えばサンプリ
ング周波数8kHzでサンプリングを行って出力を発生す
る。ディジタルフィルタ21から発生した時系列の信号に
おける、現時点の出力Z0と１サンプリング周期前の出力
Z-1とはそれぞれ比較器22,23に入力され、閾値発生回路
24からの閾値と比較される。閾値発生回路24は前述の閾
値THL＋およびTHL−を発生し、これによって比較器22,2
3は第２図において説明した出力Z-1,Z0と閾値との差P,Q
を求める。
補間論理回路25はこの差出力P,Qから（４）式に従っ
て時間ｒを算出し、信号ａにおける時間ｒに対応するサ
ンプリング点を示す信号線に出力を発生する。この信号
は第２図について説明されたように、入力信号レベルが
閾値を超える時間を の精度でまるめたものであり、これによってDFT演算回
路３における時間窓Twと入力信号との位相差による信号
検出パワー出力のばらつきを少なくすることができる。
て時間ｒを算出し、信号ａにおける時間ｒに対応するサ
ンプリング点を示す信号線に出力を発生する。この信号
は第２図について説明されたように、入力信号レベルが
閾値を超える時間を の精度でまるめたものであり、これによってDFT演算回
路３における時間窓Twと入力信号との位相差による信号
検出パワー出力のばらつきを少なくすることができる。
第６図は本発明のリミッタ補間型DFT演算方式をPB信
号検出に適用した場合の模式的ブロック構成例を示す図
である。
号検出に適用した場合の模式的ブロック構成例を示す図
である。
31,32はそれぞれ低群用帯域通過フィルタおよび高群
用帯域通過フィルタであってディジタルフィルタから構
成され、低群及び高群の所定周波数の信号を選択的に通
過させる。セレクタ33はフィルタ31,32のいずれかの出
力を選択することによって、低群または高群の一周波数
を抽出する。補間リミッタ34は第５図に示されたごとき
構成を有し、例えば の精度にまるめた出力を発生する。DFT演算回路35は第
４図に示されたDFT演算回路３と同様の構成を有し、DFT
演算を の周期で多重処理によって実行して、補間リミッタ34か
ら信号検出パワー出力を発生する。なお補間期間以外に
おいては従来のDFT演算方式と同様にサンプリング周期
ＴによってDFT演算を行う。
用帯域通過フィルタであってディジタルフィルタから構
成され、低群及び高群の所定周波数の信号を選択的に通
過させる。セレクタ33はフィルタ31,32のいずれかの出
力を選択することによって、低群または高群の一周波数
を抽出する。補間リミッタ34は第５図に示されたごとき
構成を有し、例えば の精度にまるめた出力を発生する。DFT演算回路35は第
４図に示されたDFT演算回路３と同様の構成を有し、DFT
演算を の周期で多重処理によって実行して、補間リミッタ34か
ら信号検出パワー出力を発生する。なお補間期間以外に
おいては従来のDFT演算方式と同様にサンプリング周期
ＴによってDFT演算を行う。
以上説明したように本発明のリミッタ補間型DFT演算
方式によれば、リミッタとDFT演算回路からなるDFT演算
方式において、時間窓と入力信号の位相によるDFT演算
出力のばらつきを少なくできることから、周波数検出精
度が均一なDFT演算方式を実現することができる。
方式によれば、リミッタとDFT演算回路からなるDFT演算
方式において、時間窓と入力信号の位相によるDFT演算
出力のばらつきを少なくできることから、周波数検出精
度が均一なDFT演算方式を実現することができる。
なお本発明のリミッタ補間型DFT演算方式は低群と高
群とからなるPB信号の検出に用いて特に有効なものであ
るが、これに限るものでなく、一般に多周波の混合信号
中における特定周波数信号の検出に用いることができる
ものである。
群とからなるPB信号の検出に用いて特に有効なものであ
るが、これに限るものでなく、一般に多周波の混合信号
中における特定周波数信号の検出に用いることができる
ものである。
第１図は本発明のリミッタ補間型DFT演算方式の原理的
構成図、 第２図は本発明のリミッタ補間型DFT演算方式の作用を
説明する図、 第３図は本発明のリミッタ補間型DFT演算方式による入
力周波数ｆに対するパワースペクトルＰ（ｆ）特性を示
す図、 第４図は本発明の一実施例としてのリミッタ補間型DFT
演算方式の模式的ブロック構成図、 第５図は本発明のリミッタ補間型DFT演算方式における
補間リミッタの模式的ブロック構成例を示す図、 第６図は本発明のリミッタ補間型DFT演算方式をPB信号
検出に適用した場合の模式的ブロック構成例を示す図、 第７図は従来のDFT演算方式を示す模式的ブロック構成
図、 第８図は従来のDFT演算方式におけるリミッタの入出力
信号を示す図、 第９図は従来のDFT演算方式による入力周波数ｆに対す
るパワースペクトルＰ（ｆ）特性を示す図である。 １……高群低群分離フィルタ ２……リミッタ 3,35……DFT演算回路 ４……DFT演算用参照関数発生器 5,6……乗算器 7,8,13……加算器 9,10……レジスタ 11,12……自乗器 14,34……補間リミッタ 21……ディジタルフィルタ 22,23……比較器 24……閾値発生回路 25……補間論理回路 31……低群用帯域通過フィルタ 32……高群用帯域通過フィルタ 33……セレクタ THL（±）……閾値 Ｌ（nT）……リミッタ出力信号 Ｔ……サンプリング間隔 Ｎ……時間窓Tw内のサンプル数（Ｎ＝Tw・fs） Tw……時間窓 Ｐ（ｗ）……入力信号のパワースペクトル fs……サンプリング周波数 fc……サンプリング周波数fsの整数分の一の周波数 ｆ……入力信号周波数 Ｘ（nT）,X〔（ｎ＋１）Ｔ〕……サンプリング間隔Ｔで
サンプリングされたフィルタ出力信号 ｒ……時間 P,Q……リミッタ閾値THL−とＸ（nT）,X〔（ｎ＋１）
Ｔ〕との差 Z0,Z-1……出力
構成図、 第２図は本発明のリミッタ補間型DFT演算方式の作用を
説明する図、 第３図は本発明のリミッタ補間型DFT演算方式による入
力周波数ｆに対するパワースペクトルＰ（ｆ）特性を示
す図、 第４図は本発明の一実施例としてのリミッタ補間型DFT
演算方式の模式的ブロック構成図、 第５図は本発明のリミッタ補間型DFT演算方式における
補間リミッタの模式的ブロック構成例を示す図、 第６図は本発明のリミッタ補間型DFT演算方式をPB信号
検出に適用した場合の模式的ブロック構成例を示す図、 第７図は従来のDFT演算方式を示す模式的ブロック構成
図、 第８図は従来のDFT演算方式におけるリミッタの入出力
信号を示す図、 第９図は従来のDFT演算方式による入力周波数ｆに対す
るパワースペクトルＰ（ｆ）特性を示す図である。 １……高群低群分離フィルタ ２……リミッタ 3,35……DFT演算回路 ４……DFT演算用参照関数発生器 5,6……乗算器 7,8,13……加算器 9,10……レジスタ 11,12……自乗器 14,34……補間リミッタ 21……ディジタルフィルタ 22,23……比較器 24……閾値発生回路 25……補間論理回路 31……低群用帯域通過フィルタ 32……高群用帯域通過フィルタ 33……セレクタ THL（±）……閾値 Ｌ（nT）……リミッタ出力信号 Ｔ……サンプリング間隔 Ｎ……時間窓Tw内のサンプル数（Ｎ＝Tw・fs） Tw……時間窓 Ｐ（ｗ）……入力信号のパワースペクトル fs……サンプリング周波数 fc……サンプリング周波数fsの整数分の一の周波数 ｆ……入力信号周波数 Ｘ（nT）,X〔（ｎ＋１）Ｔ〕……サンプリング間隔Ｔで
サンプリングされたフィルタ出力信号 ｒ……時間 P,Q……リミッタ閾値THL−とＸ（nT）,X〔（ｎ＋１）
Ｔ〕との差 Z0,Z-1……出力
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 田中 康夫 神奈川県横浜市港北区新横浜３丁目９番 18号 富士通第一通信ソフトウエア株式 会社内 (72)発明者 大内 斉 神奈川県横浜市港北区新横浜３丁目９番 18号 富士通第一通信ソフトウエア株式 会社内 (72)発明者 城 光太郎 神奈川県横浜市港北区新横浜３丁目９番 18号 富士通第一通信ソフトウエア株式 会社内 (72)発明者 森田 義雄 神奈川県横浜市港北区新横浜３丁目９番 18号 富士通第一通信ソフトウエア株式 会社内 (56)参考文献 特開 昭61−273095（ＪＰ，Ａ)
Claims (1)
- 【請求項１】入力信号を受信し、入力信号電圧を所定の
サンプリング周期でサンプリングして量子化するサンプ
リング手段と、前記サンプリング手段に接続され、量子
化されたサンプリング値系列を所定の電圧値と大小比較
し矩形波に変換するサンプリング信号補間手段と、前記
サンプリング信号補間手段に接続され所定周波数電力を
出力するDFT演算回路とを含み、入力信号を所定周期で
サンプリングして二値化した信号に対してDFT演算回路
においてDFT演算を行って所望周波数成分を検出するDFT
演算方式において、 入力信号が所定の閾値を切る前後において、前記閾値を
超える直前のサンプリング値の前記閾値からの距離と前
記閾値を超えた直後のサンプリング値の前記閾値からの
距離との比から、閾値を切った時点を推測し、その時点
で入力信号が変化したものと見なす補間リミッタを前記
サンプリング信号補間手段に備えたことを特徴とするリ
ミッタ補間型DFT演算方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1002488A JP2668721B2 (ja) | 1989-01-09 | 1989-01-09 | リミツタ補間型ｄｆｔ演算方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1002488A JP2668721B2 (ja) | 1989-01-09 | 1989-01-09 | リミツタ補間型ｄｆｔ演算方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02183617A JPH02183617A (ja) | 1990-07-18 |
| JP2668721B2 true JP2668721B2 (ja) | 1997-10-27 |
Family
ID=11530746
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1002488A Expired - Fee Related JP2668721B2 (ja) | 1989-01-09 | 1989-01-09 | リミツタ補間型ｄｆｔ演算方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2668721B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3937822B2 (ja) | 2001-11-28 | 2007-06-27 | 日本電気株式会社 | 周波数検出回路及びそれを用いた光受信装置 |
| CN105242103A (zh) * | 2015-08-28 | 2016-01-13 | 南京国电南自美卓控制系统有限公司 | 一种厂用电源快速切换装置的母线电压测量方法 |
| CN105137186A (zh) * | 2015-08-28 | 2015-12-09 | 南京国电南自美卓控制系统有限公司 | 一种微机自动准同期装置的同期电压相位差测量法 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61273095A (ja) * | 1985-05-29 | 1986-12-03 | Hitachi Ltd | デイジタル信号受信器 |
-
1989
- 1989-01-09 JP JP1002488A patent/JP2668721B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02183617A (ja) | 1990-07-18 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| Peleg et al. | The discrete polynomial-phase transform | |
| US6085077A (en) | Hardware efficient digital channelized receiver | |
| US4216463A (en) | Programmable digital tone detector | |
| Carbonell et al. | A search for chaotic behaviour in solar activity. | |
| US5448245A (en) | Signal processing apparatus in radar | |
| EP1356313B1 (en) | High speed filter | |
| US7176670B2 (en) | Method and apparatus for zero-mixing spectrum analysis with Hilbert transform | |
| EP0322518A1 (en) | Digital protective relay | |
| JP2668721B2 (ja) | リミツタ補間型ｄｆｔ演算方式 | |
| JPS6340367B2 (ja) | ||
| US4254470A (en) | Interpolating digital data processing apparatus for correlation-type flow measurement | |
| US6542101B1 (en) | Method and apparatus for performing analog-to-digital conversion using previous signal sample(s) | |
| KR100706217B1 (ko) | 검파 장치, 방법 및 기록 매체 | |
| JP2789600B2 (ja) | 周波数推定方式 | |
| CN115407122A (zh) | 电能计量装置和电能计量方法 | |
| JP2801072B2 (ja) | ハウリング検出装置 | |
| KR100628878B1 (ko) | 노이즈 필터링 장치 및 방법 | |
| Pflug et al. | Sampling requirements for n th‐order correlations | |
| RU2082988C1 (ru) | Способ оптимального обнаружения импульсных сигналов с немодулированной несущей частотой | |
| Nita et al. | Fast generation of synthetic nonuniformly sampled signals: from quantized to continuous sampling intervals | |
| RU2222070C2 (ru) | Реле тока (напряжения) | |
| McCormick | A two frequency estimation technique using zero crossings [for EW receivers] | |
| US5801560A (en) | System for determining time between events using a voltage ramp generator | |
| SU947897A2 (ru) | Устройство дл сжати информации | |
| KR830001337B1 (ko) | 프로그램 가능한 디지탈 토운 컴파니 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |