JPS6340367B2 - - Google Patents
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- JPS6340367B2 JPS6340367B2 JP55074492A JP7449280A JPS6340367B2 JP S6340367 B2 JPS6340367 B2 JP S6340367B2 JP 55074492 A JP55074492 A JP 55074492A JP 7449280 A JP7449280 A JP 7449280A JP S6340367 B2 JPS6340367 B2 JP S6340367B2
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- Japan
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- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000006870 function Effects 0.000 description 5
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 2
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 1
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
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- 230000007306 turnover Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H21/00—Adaptive networks
Landscapes
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
追尾レーダのアンテナの方位角の観測信号に
は、ランダムな雑音の他に、アンテナのサーボ系
の時定数の影響により信号がゆらぎ、正弦波状の
周期雑音が含まれる。この様な周期雑音の特性は
必ずしも定常的なものであるとはいえず、時間と
伴に特性が変化する非定常雑音である事が多い。
本発明は、以上のような部分的には周期性がある
が、非定常な雑音を含むデイジタル信号から雑音
を除去し、情報を含んだ信号成分のみを抽出する
デイジタル低域フイルタ装置に関するものであ
る。
は、ランダムな雑音の他に、アンテナのサーボ系
の時定数の影響により信号がゆらぎ、正弦波状の
周期雑音が含まれる。この様な周期雑音の特性は
必ずしも定常的なものであるとはいえず、時間と
伴に特性が変化する非定常雑音である事が多い。
本発明は、以上のような部分的には周期性がある
が、非定常な雑音を含むデイジタル信号から雑音
を除去し、情報を含んだ信号成分のみを抽出する
デイジタル低域フイルタ装置に関するものであ
る。
通常のデイジタル低域フイルタにおいては、遮
断周波数等のパラメータが固定的に設定されてい
るため、入力信号に含まれる雑音の特性が大きく
変化した場合には実用上、十分な雑音除去ができ
ない。この場合、パラメータを推定変数等の状態
変数の関数として計算し、必要に応じてフイルタ
のパラメータを設定し直す半固定パラメータ方式
も用いられるようになつている。しかし、この方
法でも状態変数とフイルタのパラメータの関係が
明確にわからないと利用に供する事ができず、実
用上の制限が多いという欠点があつた。
断周波数等のパラメータが固定的に設定されてい
るため、入力信号に含まれる雑音の特性が大きく
変化した場合には実用上、十分な雑音除去ができ
ない。この場合、パラメータを推定変数等の状態
変数の関数として計算し、必要に応じてフイルタ
のパラメータを設定し直す半固定パラメータ方式
も用いられるようになつている。しかし、この方
法でも状態変数とフイルタのパラメータの関係が
明確にわからないと利用に供する事ができず、実
用上の制限が多いという欠点があつた。
この発明は、これらの欠点を除去するために、
入力されるデイジタル信号の雑音特性を検出でき
る機能を持ち、その都度検出された雑音が最も効
果的に除去されるようにフイルタのパラメータで
ある移動平均幅を設定し、低域フイルタの適応化
を図ることを目的とするものである。
入力されるデイジタル信号の雑音特性を検出でき
る機能を持ち、その都度検出された雑音が最も効
果的に除去されるようにフイルタのパラメータで
ある移動平均幅を設定し、低域フイルタの適応化
を図ることを目的とするものである。
第１図はこの発明の適応デイジタル低域フイル
タ装置の概略図である。１は移動平均フイルタで
あり、観測信号Ｘを入力し、移動平均をとつて推
定信号Ｙを出力する。フイルタのサンプル間隔を
TSとし、時刻ｋ・TS（ｋ＝０、１、２…）におけ
るＸ、Ｙの値をそれぞれxk、ykとすると、ykは、 yk＝１／2N＋１N 〓n=-N xk-N0-o …(1) という形で表わされる。但し、N0は固定された
正の整数、Ｎは移動平均幅に関連するパラメータ
でＮ≦N0である。移動平均幅ＭはＮを用いて、 Ｍ＝2N＋１ …(2) と与えられる。(1)式から容易にわかるように、入
力信号Ｘが定常信号であれば、出力信号Ｙは入力
信号Ｘに対してN0 TSの位相遅れを持つ。信号
Ｙは、信号Ｘの持つ高域雑音成分を濾波した推定
信号と考えられる。また２は遅延素子であり信号
Ｘに対してN0 TSの位相遅れを与えた信号XLを
出力する。３は移動平均幅自動チユーナで、信号
Ｙと信号XLとの差の信号Ｅを入力する。Ｅは信
号Ｘに含まれる雑音成分のみを含む推定雑音信号
である。この信号Ｅから周期的雑音の周期Teを
検出し、デイジタル低域フイルタ１が、周期Te
の雑音を遮断するように平均幅Ｎの値を決定す
る。時刻ｋ・TS（ｋ＝０、１、…）におけるXL、
Ｅの値をそれぞれxLk、ekとおくと、これらはそ
れぞれ xLk＝xk-N0 …(3) ek＝yk−xLk ＝１／2N＋１N 〓n=-N xk-N0-o−xk-N0 …(4) と表わされる。
タ装置の概略図である。１は移動平均フイルタで
あり、観測信号Ｘを入力し、移動平均をとつて推
定信号Ｙを出力する。フイルタのサンプル間隔を
TSとし、時刻ｋ・TS（ｋ＝０、１、２…）におけ
るＸ、Ｙの値をそれぞれxk、ykとすると、ykは、 yk＝１／2N＋１N 〓n=-N xk-N0-o …(1) という形で表わされる。但し、N0は固定された
正の整数、Ｎは移動平均幅に関連するパラメータ
でＮ≦N0である。移動平均幅ＭはＮを用いて、 Ｍ＝2N＋１ …(2) と与えられる。(1)式から容易にわかるように、入
力信号Ｘが定常信号であれば、出力信号Ｙは入力
信号Ｘに対してN0 TSの位相遅れを持つ。信号
Ｙは、信号Ｘの持つ高域雑音成分を濾波した推定
信号と考えられる。また２は遅延素子であり信号
Ｘに対してN0 TSの位相遅れを与えた信号XLを
出力する。３は移動平均幅自動チユーナで、信号
Ｙと信号XLとの差の信号Ｅを入力する。Ｅは信
号Ｘに含まれる雑音成分のみを含む推定雑音信号
である。この信号Ｅから周期的雑音の周期Teを
検出し、デイジタル低域フイルタ１が、周期Te
の雑音を遮断するように平均幅Ｎの値を決定す
る。時刻ｋ・TS（ｋ＝０、１、…）におけるXL、
Ｅの値をそれぞれxLk、ekとおくと、これらはそ
れぞれ xLk＝xk-N0 …(3) ek＝yk−xLk ＝１／2N＋１N 〓n=-N xk-N0-o−xk-N0 …(4) と表わされる。
ところで、移動平均フイルタ１の周波数応答を
Ｈ（ω）とすると、その周波数伝達関数｜Ｈ（ω）
｜2は(1)式より次のように表わせる。
Ｈ（ω）とすると、その周波数伝達関数｜Ｈ（ω）
｜2は(1)式より次のように表わせる。
｜Ｈ（ω）｜2＝sin（2N＋１）ωTs／２／（2N＋１）
sinωTs／２〓2 ｜ ｜ ｜ ｜ 〓 …(5) (5)式をもとに、周波数伝達関数Ｈ（ω）2を図示
すると第２図のようになる。第２図から明らかな
ように正の整数ｍ＝１、２、…に対して、 ωm＝2πm／（2N＋１）TS …(6) というω＝ωmにおいて(5)式の値は０となる。即
ち(6)式で表わされるような周波数の信号が完全に
遮断される。周波数ωmを周期Tmに直すと、 Tm＝2N＋１／ｍTS …(7) となる。そこで(4)式で表わされる推定雑音の基本
周期Teが検出されると、(7)式から Ｎ＝〓１／２（ｍTe／TS−１）＋１／２〓 …(8) という関係により、移動平均フイルタ１の平均幅
Ｎを決定する。但し〓Ｘ〓はｘを越えない整数の
うちで最大のものを表わす。
sinωTs／２〓2 ｜ ｜ ｜ ｜ 〓 …(5) (5)式をもとに、周波数伝達関数Ｈ（ω）2を図示
すると第２図のようになる。第２図から明らかな
ように正の整数ｍ＝１、２、…に対して、 ωm＝2πm／（2N＋１）TS …(6) というω＝ωmにおいて(5)式の値は０となる。即
ち(6)式で表わされるような周波数の信号が完全に
遮断される。周波数ωmを周期Tmに直すと、 Tm＝2N＋１／ｍTS …(7) となる。そこで(4)式で表わされる推定雑音の基本
周期Teが検出されると、(7)式から Ｎ＝〓１／２（ｍTe／TS−１）＋１／２〓 …(8) という関係により、移動平均フイルタ１の平均幅
Ｎを決定する。但し〓Ｘ〓はｘを越えない整数の
うちで最大のものを表わす。
次に、推定雑音Ｅの基本周期の検出方法につい
て示す。推定雑音Ｅの平均値は０であり、実際の
値は０を中心として正の値、負の値を数データず
つ連続に続けながら変化してゆく。この様子を第
３図に示す。第３図において、Ｅの符号が反転す
るたびに、正または負の値の続いた信号の個数を
数えて、正の信号個数の例p1、p2、…及び負の信
号の個数の列n1、n2、…を作り、これから推定誤
差信号Ｅの一周期に相当する信号値の個数の列
u1、u2、…を u1＝p1＋n1 u2＝n1＋p2 …(9) u3＝p2＋n2 というように求めてめく。以上のように求めた
u1、u2、…は(8)式におけるTe／TSの推定値に相
当する。そこで、(8)式においてｍ＝２とおいて移
動平均フイルタ１の平均幅Ｎは Ｎ＝ui（ｉ＝１、２、…） …(10) として与えられる。以上が移動平均幅自動チユー
ナ３の動作の原理である。
て示す。推定雑音Ｅの平均値は０であり、実際の
値は０を中心として正の値、負の値を数データず
つ連続に続けながら変化してゆく。この様子を第
３図に示す。第３図において、Ｅの符号が反転す
るたびに、正または負の値の続いた信号の個数を
数えて、正の信号個数の例p1、p2、…及び負の信
号の個数の列n1、n2、…を作り、これから推定誤
差信号Ｅの一周期に相当する信号値の個数の列
u1、u2、…を u1＝p1＋n1 u2＝n1＋p2 …(9) u3＝p2＋n2 というように求めてめく。以上のように求めた
u1、u2、…は(8)式におけるTe／TSの推定値に相
当する。そこで、(8)式においてｍ＝２とおいて移
動平均フイルタ１の平均幅Ｎは Ｎ＝ui（ｉ＝１、２、…） …(10) として与えられる。以上が移動平均幅自動チユー
ナ３の動作の原理である。
以上の原理に従つた移動平均フイルタ１及び移
動平均幅自動チユーナ３の構造について以下に述
べる。
動平均幅自動チユーナ３の構造について以下に述
べる。
第４図に移動平均フイルタ１の詳細な構造を示
す。４〜１１は単位時間TSの遅延素子で、全部
で2N0個である。また１２〜１５はスイツチ回路
であり、制御信号C0，C1，…CN0-1の値が「０」
の時にはスイツチはONとなり入力側から出力側
への情報伝達が行なわれる。また、制御入力の値
が「１」の時にはスイツチがOFFとなり、スイ
ツチ回路の出力値は０となる。制御信号C0，C1，
…CN0-1の値はデコーダ１６によつて決定される。
即ちデコーダ１６の入力値がＮのとき制御信号
CNの値のみが「１」となり、他の制御信号C0，
…，CN-1，CN+1…，CN0-1の値はすべて「０」と
なる。以上の制御によつて、信号Ｐの値は入力信
号Ｘの2N＋１個の信号値の和を与える。１７は
係数倍の回路であり、制御信号Ｎの値に従つて信
号Ｐの値を１／（2N＋１）倍して出力し、出力
信号Ｙを得る。出力信号Ｙの値は(1)式で示される
ykに対応している。さて、遅延素子７からの出
力信号は、信号Ｘに対してN0 TSだけ遅れたも
のであり、第１図の信号XLと同じものを与える。
即ち第１図における遅延素子２は遅延素子４〜７
をもつて構成されるものと等価であり第４図の点
線で囲んだ部分は遅延素子２に概当する。
す。４〜１１は単位時間TSの遅延素子で、全部
で2N0個である。また１２〜１５はスイツチ回路
であり、制御信号C0，C1，…CN0-1の値が「０」
の時にはスイツチはONとなり入力側から出力側
への情報伝達が行なわれる。また、制御入力の値
が「１」の時にはスイツチがOFFとなり、スイ
ツチ回路の出力値は０となる。制御信号C0，C1，
…CN0-1の値はデコーダ１６によつて決定される。
即ちデコーダ１６の入力値がＮのとき制御信号
CNの値のみが「１」となり、他の制御信号C0，
…，CN-1，CN+1…，CN0-1の値はすべて「０」と
なる。以上の制御によつて、信号Ｐの値は入力信
号Ｘの2N＋１個の信号値の和を与える。１７は
係数倍の回路であり、制御信号Ｎの値に従つて信
号Ｐの値を１／（2N＋１）倍して出力し、出力
信号Ｙを得る。出力信号Ｙの値は(1)式で示される
ykに対応している。さて、遅延素子７からの出
力信号は、信号Ｘに対してN0 TSだけ遅れたも
のであり、第１図の信号XLと同じものを与える。
即ち第１図における遅延素子２は遅延素子４〜７
をもつて構成されるものと等価であり第４図の点
線で囲んだ部分は遅延素子２に概当する。
次に、第５図に移動平均幅自動チユーナ３の構
造を示す。移動平均幅自動チユーナ３の入力信号
は推定雑音信号Ｅである。１８は符号判定回路で
あり、推定雑音信号Ｅの正負に応じて「１」また
は「０」の論理値信号ELを出力する。１９，２
０はEOR回路でありEPはELとESの排地論理演
算の結果、EQはESの否定、ERはEQとERの排
他論理演算の結果の論理値信号をあらわす。また
２１，２２は単位遅延回路である。更に２３はカ
ウンタであり、論理値信号EPが「１」である間、
出力値を１ずつ増加する。また論理信号EPが
「０」になると、出力値を０にリセツトする。２
４及び２５は記憶回路で制御入力端子Ｔからの制
御入力信号が「１」であれば、入力値を出力値と
し、その後制御入力信号が「０」である間は同一
の出力値を保持するものである。記憶回路２４及
び２５の出力PN1、PN2の和が(9)式、(10)式によ
つてＮの値を表わす。
造を示す。移動平均幅自動チユーナ３の入力信号
は推定雑音信号Ｅである。１８は符号判定回路で
あり、推定雑音信号Ｅの正負に応じて「１」また
は「０」の論理値信号ELを出力する。１９，２
０はEOR回路でありEPはELとESの排地論理演
算の結果、EQはESの否定、ERはEQとERの排
他論理演算の結果の論理値信号をあらわす。また
２１，２２は単位遅延回路である。更に２３はカ
ウンタであり、論理値信号EPが「１」である間、
出力値を１ずつ増加する。また論理信号EPが
「０」になると、出力値を０にリセツトする。２
４及び２５は記憶回路で制御入力端子Ｔからの制
御入力信号が「１」であれば、入力値を出力値と
し、その後制御入力信号が「０」である間は同一
の出力値を保持するものである。記憶回路２４及
び２５の出力PN1、PN2の和が(9)式、(10)式によ
つてＮの値を表わす。
移動平均幅自動チユーナ３の動作を説明するた
めに、第６図に各信号の時間経過図を示す。ａは
推定雑音信号Ｅの時間経過の例を示したものであ
る。これに対して論理値信号EL、EP、EQ、
ER、ESはそれぞれｂ、ｃ、ｄ、ｅ，ｆで示すよ
うになる。またカウンタ２３の出力信号PNはｇ
のようになる。これは推定雑音信号Ｅにおいて、
同一符号の連続した回数を表わしており信号EL
を積分した値となつている。更に記憶回路２４及
び２５の出力信号値PN1及びPN2をそれぞれｈ、
ｉに示す。この信号が(9)式における正の信号個数
Piまたは負の信号個数niを表わす。ｊは移動平均
幅自動チユーナ３の出力信号Ｎを示す。
めに、第６図に各信号の時間経過図を示す。ａは
推定雑音信号Ｅの時間経過の例を示したものであ
る。これに対して論理値信号EL、EP、EQ、
ER、ESはそれぞれｂ、ｃ、ｄ、ｅ，ｆで示すよ
うになる。またカウンタ２３の出力信号PNはｇ
のようになる。これは推定雑音信号Ｅにおいて、
同一符号の連続した回数を表わしており信号EL
を積分した値となつている。更に記憶回路２４及
び２５の出力信号値PN1及びPN2をそれぞれｈ、
ｉに示す。この信号が(9)式における正の信号個数
Piまたは負の信号個数niを表わす。ｊは移動平均
幅自動チユーナ３の出力信号Ｎを示す。
最後に、第７図は本発明の適応形デイジタル低
域フイルタの入力信号Ｘ、推定出力信号Ｙ、入力
の遅れ信号XL、入出力の推定誤差信号Ｅの波形
の一例を示すものである。図において、ｋは入力
信号Ｘの波形を表わす。またｌの実線は本発明の
適応形デイジタル低域フイルタの推定出力信号Ｙ
を表わす。これに対して入力の遅れ信号XLを破
線で示してあるがこの２つの波形を比較してみれ
ば、入力信号に含まれる周期的な雑音が除去され
ており、この発明の効果が明白に表わされている
ことがわかる。またｍにはこの時の入出力の推定
誤差信号Ｅの波形を示す。信号Ｅは周期的な信号
成分を含んでいる。
域フイルタの入力信号Ｘ、推定出力信号Ｙ、入力
の遅れ信号XL、入出力の推定誤差信号Ｅの波形
の一例を示すものである。図において、ｋは入力
信号Ｘの波形を表わす。またｌの実線は本発明の
適応形デイジタル低域フイルタの推定出力信号Ｙ
を表わす。これに対して入力の遅れ信号XLを破
線で示してあるがこの２つの波形を比較してみれ
ば、入力信号に含まれる周期的な雑音が除去され
ており、この発明の効果が明白に表わされている
ことがわかる。またｍにはこの時の入出力の推定
誤差信号Ｅの波形を示す。信号Ｅは周期的な信号
成分を含んでいる。
なお以上に説明したデイジタル低域フイルタ装
置はレーダの観測信号から状態変数を推定する場
合に適用可能なものであるが、この発明はこれに
限らず、音響や地振波解析における振動雑音の除
去等、一般に周期雑音を含んだ信号からの雑音除
去に使用しても良い。
置はレーダの観測信号から状態変数を推定する場
合に適用可能なものであるが、この発明はこれに
限らず、音響や地振波解析における振動雑音の除
去等、一般に周期雑音を含んだ信号からの雑音除
去に使用しても良い。
以上のようにこの発明に係るデイジタル低域フ
イルタ装置では、フイルタのパラメータが自動調
整できること、入力信号に含まれる雑音の特性が
大きく変動しても、それに適応したフイルタのパ
ラメータ（移動平均幅）が自動的に変更でき、常
に雑音除去に最も適した状態を保持するという効
果を有する。
イルタ装置では、フイルタのパラメータが自動調
整できること、入力信号に含まれる雑音の特性が
大きく変動しても、それに適応したフイルタのパ
ラメータ（移動平均幅）が自動的に変更でき、常
に雑音除去に最も適した状態を保持するという効
果を有する。
第１図はこの発明のデイジタル低域フイルタ装
置の概略構成図、第２図は移動平均フイルタの周
波数伝達関数のグラフ図、第３図は適応デイジタ
ル低域フイルタの入力、出力間の誤差信号を表わ
すグラフ図、第４図は可変な平均幅を持つ移動平
均フイルタの構成ブロツク図、第５図は移動平均
幅自動チユーナの構成ブロツク図、第６図は移動
平均幅自動チユーナ内の信号及びパルスの説明
図、第７図はこの発明の効果を示したデイジタル
低域フイルタ装置への入出力信号の波形の比較図
である。 図中、１は可変平均幅を有するデイジタル移動
平均フイルタ、２は時間N0TSの遅延素子、３は
移動平均幅自動チユーナ、４〜１１，２１，２２
は単位時間TSの遅延素子、１２〜１５はスイツ
チ回路、１６はデコーダ、１７は係数倍素子、１
８は符号判定回路、１９，２０はEOR回路、２
３はカウンタ、２４，２５は記憶回路を示す。な
お、図中、同一あるいは相当部分には同一符号を
付して示してある。また、第４図、第５図におい
て、整数または実数の値を持つ信号線は太い実線
を、「０」または「１」の論理値を持つ信号線は
細い実線を用いてある。
置の概略構成図、第２図は移動平均フイルタの周
波数伝達関数のグラフ図、第３図は適応デイジタ
ル低域フイルタの入力、出力間の誤差信号を表わ
すグラフ図、第４図は可変な平均幅を持つ移動平
均フイルタの構成ブロツク図、第５図は移動平均
幅自動チユーナの構成ブロツク図、第６図は移動
平均幅自動チユーナ内の信号及びパルスの説明
図、第７図はこの発明の効果を示したデイジタル
低域フイルタ装置への入出力信号の波形の比較図
である。 図中、１は可変平均幅を有するデイジタル移動
平均フイルタ、２は時間N0TSの遅延素子、３は
移動平均幅自動チユーナ、４〜１１，２１，２２
は単位時間TSの遅延素子、１２〜１５はスイツ
チ回路、１６はデコーダ、１７は係数倍素子、１
８は符号判定回路、１９，２０はEOR回路、２
３はカウンタ、２４，２５は記憶回路を示す。な
お、図中、同一あるいは相当部分には同一符号を
付して示してある。また、第４図、第５図におい
て、整数または実数の値を持つ信号線は太い実線
を、「０」または「１」の論理値を持つ信号線は
細い実線を用いてある。
Claims (1)
- １ 観測信号を入力し、推定信号を出力するデイ
ジタル低域フイルタ装置において、前記観測信号
と移動平均幅とを入力し、前記推定信号を出力す
るデイジタル移動平均フイルタと、前記観測信号
を入力し、位相遅れを与えた信号を出力する遅延
素子と、前記推定信号と前記位相遅れを与えた信
号との差の信号を入力し、前記観測信号に含まれ
る雑音を遮断するための前記移動平均幅を出力し
この出力を前記デイジタル移動平均フイルタに供
給する移動平均幅自動チユーナとを具備したこと
を特徴とするデイジタル低域フイルタ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7449280A JPS56169923A (en) | 1980-06-03 | 1980-06-03 | Digital low-pass filter device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7449280A JPS56169923A (en) | 1980-06-03 | 1980-06-03 | Digital low-pass filter device |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS56169923A JPS56169923A (en) | 1981-12-26 |
| JPS6340367B2 true JPS6340367B2 (ja) | 1988-08-10 |
Family
ID=13548844
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7449280A Granted JPS56169923A (en) | 1980-06-03 | 1980-06-03 | Digital low-pass filter device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS56169923A (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6091711A (ja) * | 1983-10-26 | 1985-05-23 | Natl Aerospace Lab | フイルタリングデイジタルサンプル装置 |
| JPS6182520A (ja) * | 1984-09-29 | 1986-04-26 | Toshiba Corp | デジタルフイルタ回路 |
| GB2248954B (en) * | 1990-10-17 | 1994-08-24 | Newport Electronics Inc | Computer with adaptive bandwidth moving average filter |
| ATE167765T1 (de) * | 1993-02-18 | 1998-07-15 | Dow Deutschland Inc | Methode zur einstellung eines adaptiven exponentialfilters und adaptives exponentialfilter |
| JP2009250807A (ja) * | 2008-04-07 | 2009-10-29 | Seiko Epson Corp | 周波数測定装置及び測定方法 |
| JP5517033B2 (ja) * | 2009-05-22 | 2014-06-11 | セイコーエプソン株式会社 | 周波数測定装置 |
| JP5440999B2 (ja) * | 2009-05-22 | 2014-03-12 | セイコーエプソン株式会社 | 周波数測定装置 |
| JP2010003324A (ja) * | 2009-10-07 | 2010-01-07 | Osaka Prefecture Univ | データ予測装置、データ予測プログラム |
-
1980
- 1980-06-03 JP JP7449280A patent/JPS56169923A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS56169923A (en) | 1981-12-26 |
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