JP3937822B2 - 周波数検出回路及びそれを用いた光受信装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は周波数検出回路及びそれを用いた光受信装置に関し、特に光伝送系における光受信装置において、再生された情報電気信号あるいは情報電気信号に同期再生したクロック信号の周波数を検出する周波数検出回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、長距離光通信の高速化・超長距離化に伴い、光送信装置（0ptical Transmitter ）において情報電気信号（Infomation Data Signal）により強度変調（Amplitude Modulation）された光信号（Optical Signal）を、伝送路ファイバ中を伝送させたときの伝送路ファイバの伝送損失による光信号強度の減衰を補償するために、光増幅中継器（Optical Amplified Repeater）により光直接増幅を行う光直接増幅中継システムが使用されている。
【０００３】
このような光直接増幅器を用いた光伝送システムにおいては、光直接増幅器の出力光には、増幅された信号光と、増幅器から発生する雑音である自然放出光（Amplified Spontaneous Emission：ＡＳＥ）雑音とが含まれる。このＡＳＥ雑音が増幅器の出力光に占める割合は、多中継伝送における中継段数が多くなるほど、また光直接増幅器への入力信号パワーが低く、増幅器を高利得で動作させるほど、多くなる。
【０００４】
この出力光から情報信号の再生を行う場合には、光受信器（Optical Receiver）で光信号を受光し、光／電気変換器（Optical to Electrical Converter ）により光信号から電気信号に変換されるが、ＡＳＥ雑音・電気雑音による振幅方向の揺らぎ、および伝送路ファイバの波長分散（Chromatic Dispersion）・偏波モード分散（Polarization Mode Dispersion）、あるいは光／電気増幅器により生じる位相方向の揺らぎ（ジッタ：Jitter）などのために、情報信号の論理判定を誤る確率が大きくなる。そのため、光／電気変換器の出力電気信号を、Ｄタイプフリップフロップ（ＤＦＦ）を用いて波形再生を行うことが一般的である。
【０００５】
この場合、ＤＦＦで電気信号をリタイミングするために必要な電気信号に同期したクロック信号として、従来は情報電気信号から狭帯域電気バンドパスフィルタでクロック周波数成分を抽出し、電気リミッタアンプ等で増幅するというクロック再生方法が一般的であった。
【０００６】
しかし、通信の高速化に伴い、電気リミッタアンプの動作速度不足による製造困難さなどの問題が顕在化したために、上記の方法に代わり、信号周波数帯で自励発振している電圧可変型発振器（Voltage Controlled Oscillator ：ＶＣＯ）の出力信号の周波数・位相を情報電気信号に同期させることにより、ＶＣＯ出力信号を再生クロック信号として用いる位相同期ループ制御（Phase Locked Loop ：ＰＬＬ）方式が用いられるようになった。
【０００７】
図７は上述した構成の高速光送受信装置（Hi-speed Optical Transmitter/Receiver ）の、特に受信側の概略ブロック図である。図において、伝送路を伝送されてきた光信号は光アンプ１４にて光直接増幅された後、信号光波長のみを透過し、光アンプ１４によって生じるＡＳＥ雑音光を除去するための光バンドパスフィルタ１５へ入力され、Ｏ（光）／Ｅ（電気）変換器１６に入力されて電気信号となる。この電気信号は分岐器１７により２分岐され、一方は波形再生（リタイミング・リシェイピング・リジェネレーティング）のためのＤＦＦ２３へ供給され、他方はこのＤＦＦ２３のためのリタイミングクロック信号を再生するＰＬＬ回路１８へ入力される。
【０００８】
このＰＬＬ回路１８は周知の構成であり、情報電気信号の周波数帯で自励発振するＶＣＯ２１の分周器２２による分周出力と分岐出力とを位相比較器１９により位相比較して、この比較出力をループフィルタまたはローパスフィルタ２０を介してＶＣＯ２１の制御電圧とする様になっている。このＶＣＯ２１の出力が再生クロック信号であり、ＤＦＦ２３のリタイミング用のクロック信号となるのである。
【０００９】
そして、このＤＦＦ２３にて再生された情報電気信号はデマルチプレクサ（ＤＭＵＸ）２４にてシリアル／パラレル変換され、低速の再生データと再生クロック信号とに分離され出力されることになる。
【００１０】
この様に、クロック再生のためにＰＬＬ回路を使用する方式においては、リタイミング用クロック信号の周波数を情報電気信号の周波数に一致させるために、ＶＣＯ２１の出力クロック信号が情報電気信号に同期していることを監視することが重要であり、その監視方法の一つとしてＶＣＯ出力クロック信号の周波数を高精度に検出することにより、情報電気信号の周波数からの周波数ずれをモニタする方法がある。
【００１１】
そこで、図７に示したように、デマルチプレクサ２４から出力される低速の再生クロックを周波数検出回路１２へ入力して、当該クロックの周波数を監視する様になっている。なお、ＶＣＯ２１の出力を分岐してこの分岐出力の周波数を監視しても良いものである。この周波数検出回路１２は、図８に示す様に、情報電気信号周波数のみを通過させるような狭帯域電気バンドパスフィルタ１０１およびピーク検出回路１０２を用い、このピーク検出出力を基準値Ｖref0と比較器１０３で比較することにより、クロック信号の周波数変化を電圧変化として検出する方法がある。
【００１２】
この方法においては、周波数検出精度は、使用する狭帯域電気バンドパスフィルタ１０１の通過帯域特性に大きく依存するが、理想的には、図９に示すように、この帯域特性は中心周波数が情報電気信号周波数と同じ（ｆ0 とする）であり、その前後の周波数特性が対称に減衰するような形状であれば、ピーク検出回路１０２の出力をある閾値（Ｖth：図８の構成では、比較器１０３の基準値Ｖref0）で判定することにより、ｆ0 から±△ｆ以上の周波数ずれを検出することが可能となる。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、実際には、フィルタの中心周波数をｆ0 に精度よく合わせて製造することは非常に困難であり、また中心周波数ｆ0 前後のスロープの傾きも対称ではなく非対称となって異なるため、ピーク検出回路１０２の出力電圧が閾値Ｖth以下になる周波数が、ｆ0 −△ｆ1 以下、あるいはｆ0 ＋△ｆ2 以上（△f1≠△f2）の周波数ずれしか検出できないことになり、さらに△ｆ1 と△ｆ2 の値をそれぞれ自由に設定することはできない。
【００１４】
特に、通信方式の一つであるＳＯＮＥＴ（Synchronous Optical Network ）システムの光送受信装置においても、上述したデータ及びクロック再生のためにＰＬＬ回路を使用したＣＤＲ（Clock and Data Recovery ）回路が用いられており、このＳＯＮＥＴシステムにおけるジッタスペック（規格）に適合するために、ＣＤＲ回路のクロック抽出回路であるＰＬＬ回路のＶＣＯの出力周波数は、受信データに正確に一致することが要求される。
【００１５】
いま、光伝送システムにこのＣＤＲ回路が使用されるものとすると、最も一般的なＳＯＮＥＴシステムの伝送速度は、１０Ｇｂｐｓ程度であり、この様な高速度のクロック信号の周波数を正確に検出するには、図８に示した狭帯域フィルタ１０１の中心周波数ｆ0 およびその前後のスロープの傾きの対称性を、正確に得るには、極めて困難となっている。
【００１６】
本発明は上述したような従来の技術が有する問題点に鑑みてなされたものであって、その目的とするところは、光送受信器に用いるデバイスに特殊なものを用いることなく、容易に正確なｆ0 ±△ｆ以上の周波数ずれを検出することが可能で、かつ安価で高性能な周波数検出回路及びそれを用いた光受信装置を提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、被監視信号の本来の周波数ｆ0 に対して中心周波数前後のスロープの傾きが非対称である帯域フィルタを用いて±Δｆ以上の周波数ずれを検出する周波数検出回路であって、前記被監視信号を入力とし、前記被監視信号の本来の周波数ｆ0 に対して、後段のピーク検出回路の出力電圧が閾値Ｖ th1 以下になる周波数がｆ 0 −Δｆであり、透過中心周波数ｆ1 がｆ 1 ＝ｆ 0 ＋Δｆ 1 である透過特性を有する第一の帯域フィルタと、前記被監視信号を入力とし、前記周波数ｆ0 に対して、後段のピーク検出回路の出力電圧が閾値Ｖ th2 以下になる周波数がｆ 0 ＋Δｆであり、透過中心周波数ｆ 2 がｆ 2 ＝ｆ 0 −Δｆ 2 である透過特性を有する第二の帯域フィルタと、前記第一のフィルタの出力振幅のピーク値と、前記閾値Ｖ th1 との比較をなす第一の比較器と、前記第二のフィルタの出力振幅のピーク値と、前記閾値Ｖ th2 との比較をなす第二の比較器と、前記第一及び第二の比較器の出力の負論理の論理演算をなす論理和演算器とを含み、この論理和演算結果により前記周波数ずれを検出することを特徴とする周波数検出回路が得られる。
【００１８】
また、本発明によれば、被監視信号の本来の周波数ｆ0 に対して中心周波数前後のスロープの傾きが非対称である帯域フィルタを用いて±Δｆ以上の周波数ずれを検出する周波数検出回路であって、前記被監視信号を入力とし、前記被監視信号の本来の周波数ｆ0 に対して、後段のピーク検出回路の出力電圧が閾値Ｖ th1 以下になる周波数がｆ 0 −Δｆであり、透過中心周波数ｆ1 がｆ 1 ＝ｆ 0 ＋Δｆ 1 である透過特性を有する第一の帯域フィルタと、前記被監視信号を入力とし、前記周波数ｆ0 に対して、後段のピーク検出回路の出力電圧が閾値Ｖ th2 以下になる周波数がｆ 0 ＋Δｆであり、透過中心周波数ｆ 2 がｆ 2 ＝ｆ 0 −Δｆ 2 である透過特性を有する第二の帯域フィルタと、前記第一のフィルタの出力振幅のピーク値と、前記閾値Ｖ th1 との比較をなす第一の比較器と、前記第二のフィルタの出力振幅のピーク値と、前記閾値Ｖ th2 との比較をなす第二の比較器と、前記第一及び第二の比較器の出力の正論理の論理演算をなす論理積演算器とを含み、この論理積演算結果により前記周波数ずれを検出することを特徴とする周波数検出回路が得られる。
【００２１】
本発明の作用を述べる。光受信信号を電気信号に変換した情報電気信号からＰＬＬ回路を用いてクロック成分を抽出再生し、この再生クロックの周波数を監視する場合、透過中心周波数を、電気信号の中心周波数に対して高周波側にシフトさせたＢＰＦを有する低周波側周波数検出回路と、低周波側にシフトさせたＢＰＦを有する高周波側周波数検出回路とを並列に設ける。これ等ＢＰＦの各透過特性の片側スロープをそれぞれ利用することにより、検出周波数を自由に正確に設定することが可能となる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下に、図面を参照しつつ本発明の実施の形態につき説明する。図１は本発明の実施の形態を示す周波数検出回路１２の構成例である。図１において、信号入力端子１に入力された周波数監視対象のクロック信号（正常時の周波数をｆ0 とする）は分岐器２で２分岐される。各分岐出力は、透過中心周波数がそれぞれｆ1 ，ｆ2 である狭帯域電気バンドパスフィルタ（Narrow Band Electrical Band Pass Filter ）（＃１，＃２）４，８に入力される。
【００２３】
これ等各フィルタ４，８を透過した周波数成分は、ピーク検出器（Peak Detector ）５，９により、交流振幅値に対応した直流電圧に変換され、検出したい周波数に対応する直流電圧に相当する閾値（Ｖref1，Ｖref2）と比較器６，１０によってそれぞれ比較され、この比較結果として、ハイ／ローの２値レベルをとるロジック信号が出力される。これ等両比較器６，１０の出力はオア回路１１により論理和演算されて周波数検出出力となり導出される。
【００２４】
なお、図１において、フィルタ４、ピーク検出回路５及び比較器６により低周波側周波数検出回路３が構成され、またフィルタ８、ピーク検出回路９及び比較器１０により高周波側周波数検出回路７が構成されているものとする。
【００２５】
ここで、図８を再度参照すると、この回路は既に述べた様に、一般的に用いられている周波数検出回路の構成であり、ここで用いられるフィルタは図９に示す周波数透過性能を有していることが望ましい。この図９に示すように、使用する狭帯域電気バンドパスフィルタの透過帯域特性の中心周波数が信号周波数ｆ0 に一致し、かつ透過帯域形状が中心周波数ｆ0 に対して左右対称になるような理想的なフィルタであれば、信号周波数がｆ0 から高周波側および低周波側のどちらにも△ｆ以上シフトした場合でも、同じ閾値電圧Ｖthで判定することが可能である。さらに、フィルタ透過帯域幅を狭くするほど、△ｆを小さく設定することが可能であり、ｆ0 からのわずかな周波数シフトも検出可能となる。
【００２６】
しかしながら、上述した様に、実際には狭帯域電気バンドパスフィルタの中心周波数をｆ0 に厳密に一致させて製造することは非常に困難であり、また、例えば、図２に示すように、さらに透過帯域形状も、中心周波数の両側で傾きが異なるのが現状であるために、ある閾値電圧Ｖthで判定することのできるｆ0 からの周波数シフトは、低周波側で△ｆ以下、高周波側で△ｆ3 以上となり、周波数検出範囲が高周波側と低周波側とで異なることになる。
【００２７】
従って、図８に示すような従来の周波数検出回路１２では、検出周波数の値は、使用するフィルタの製造精度に大きく依存し、検出周波数が高周波側と低周波側で異なることから検出精度も幅を持ってしまうことになる。
【００２８】
そこで、本発明では、高周波側の検出周波数シフト量と低周波側の検出周波数シフト量とを全く同じ値にするために、図２および図３に示すような中心周波数の異なる２種類の狭帯域電気バンドパスフィルタ４，８を用いている。この２種類の狭帯域電気バンドパスフィルタの中心周波数ｆ1 ，ｆ2 は、それぞれ、
ｆ1 ＝ｆ0 ＋△ｆ1
ｆ2 ＝ｆ0 −△ｆ2
と、クロック信号周波数ｆ0 から高周波側および低周波側に故意にシフトさせてある。
【００２９】
この様に透過中心周波数が、クロック信号周波数ｆo に対して高周波側と低周波側とにそれぞれずれた２種類のフィルタを用いて、２種類の周波数検出回路３，７を並列に構成するようにしている。透過中心周波数ｆ1 のフィルタ４により、ｆ0 −△ｆ以下の低周波側の周波数シフトを検出し、また、透過中心周波数ｆ2 のフィルタ８により、ｆ0 ＋△ｆ以上の高周波側周波数シフトを検出するように、それぞれ閾値Ｖth1 ，Ｖth2 を設定する。そして、これ等２種類の検出回路３，７の出力Ｓ1 ，Ｓ2 の論理和をオア回路１１でとることにより、結果として正確にｆ0 −△ｆ以下、あるいはｆ0 ＋△ｆ以上の周波数シフトを検出することが可能になるのである。
【００３０】
【実施例】
図１を用いて本発明の実施例につき詳細に説明する。図１において、この周波数検出回路１２は、監視対象のクロック信号（中心周波数ｆ0 とする）を入力とするクロック信号入力端子１と、透過中心周波数ｆ1 ＝ｆ0 ＋△ｆ1 である表面弾性波フィルタ（Surface Acoustic Filter ：ＳＡＷ）からなる狭帯域電気バンドパスフィルタ（ＦＩＬ＃１）４と、フィルタを透過した周波数成分の振幅値をピーク検出して直流電圧成分に変換するピーク検出器５と、ピーク検出器５の出力電圧と周波数シフトに対応した判定閾値電圧Ｖth1 との比較を行う比較器６とからなる低周波側周波数シフト検出回路３を有する。
【００３１】
また、監視対象のクロック信号を分岐器２によって分岐し、透過中心周波数ｆ2 ＝ｆ0 −△ｆ2 である狭帯域電気バンドパスフィルタ（ＦＩＬ＃２）８と、フィルタを透過した周波数成分の振幅値をピーク検出して直流電圧成分に変換するピーク検出器９と、ピーク検出器の出力電圧と周波数シフトに対応した判定閾値電圧Ｖth2 との比較を行う比較器１０とからなる高周波側周波数シフト検出回路７を有する。そして、低周波側周波数検出回路３および高周波側周波数検出回路７の出力の論理和をとるＯＲ回路１１からなる。
【００３２】
なお、この図１に示す高精度周波数検出回路１２は、図７に示した高速光送受信装置における周波数検出回路１２に適用されることは明白である。
【００３３】
次に、図１の高精度周波数検出回路１２の動作について説明する。図１において、信号入力端子１に入力されたクロック信号は分岐器２によって２分岐され、透過中心周波数がｆ1 ，ｆ2 である狭帯域電気バンドパスフィルタ４，８に入力される。フィルタ４を透過したクロック信号は、ピーク検出器５により、フィルタ４を透過したクロック信号の交流振幅値に対応した直流電圧に変換され、比較器６によって、検出したい周波数に対応する電圧値により閾値判定される。
【００３４】
ここで、狭帯域電気バンドパスフィルタ４の透過帯域特性は、図２に示すように、中心周波数ｆ1 は信号周波数ｆ0 ではなく、ｆ1 ＝ｆ0 ＋△ｆ1 と高周波側に△ｆ1 だけシフトさせてある。これにより、ｆ0 およびｆ0 より低周波側の周波数に対しては、必ずフィルタの右上がりスロープに対応することになる。そこで、図２に示すようにフィルタ４の検出閾値電圧をＶth1 とし、ピーク検出回路５の出力電圧値が、Ｖth1 以下で比較器６の出力がハイレベルになるようにＶref1を設定すると、フィルタ４に入力されるクロック信号の周波数がｆ0 −△ｆ以下の場合、あるいはｆ0 ＋△ｆ3 （ｆ1'）以上の場合において、比較器６の出力がハイレベルとなり、周波数ずれを検出することができる。ここで、△ｆ3 は△ｆより必ず大きい値である。
【００３５】
同様に、狭帯域電気バンドパスフィルタ８の透過帯域特性は、図３に示すように、中心周波数ｆ2 は信号周波数ｆ0 ではなく、ｆ2 ＝ｆ0 −△ｆ2 と低周波側に△ｆ2 だけシフトさせてある。これにより、ｆ0 およびｆ0 より高周波側の周波数に対しては必ずフィルタの右下がりスロープに対応することになる。
【００３６】
そこで、図３に示すように、フィルタ８の検出閾値電圧をＶth2 とし、ピーク検出回路９の出力電圧値がＶth2 以下で比較器１０の出力がハイレベルになるようにＶref2を設定すると、フィルタ８に入力されるクロック信号の周波数がｆ0 ＋△ｆ以上の場合、あるいはｆ0 ＋△ｆ4 （ｆ2'）以下の場合において、比較器１０の出力がハイレベルとなり、周波数ずれを検出することができる。ここで、△ｆ4 は△ｆより必ず大きい値である。
【００３７】
よって、比較器６と比較器１０との両出力Ｓ1 ，Ｓ2 は図４の様になり、これら両出力Ｓ1 ，Ｓ2 の論理和をオア回路１１にて取ることにより、図４のＯＵＴで示す検出波形がえられる。すなわち、ｆ0 より低周波側では、ｆ0 −△ｆ以下で論理和出力は必ずハイレベルとなり、ｆ0 より高周波側では、ｆ0 ＋△ｆ以上で論理和出力は必ずハイレベルとなる。クロック周波数ｆ0 が、ｆ0 −△ｆ＜ｆ0 ＜ｆ0 ＋△ｆの範囲内のみ、論理和出力はローレベルとなって、高精度の周波数検出が可能となる。
【００３８】
上述した図１に示す構成以外にも、いくつかの変形が考えられる。例えば、狭帯域電気バンドパスフィルタとして表面弾性波フィルタ（ＳＡＷフィルタ）を用いたが、メカニカルフィルタや水晶フィルタ、セラミックフィルタ、モノリシッククリスタルフィルタ等の他の弾性波フィルタでも良いし、誘電体共振器型フィルタ等の弾性波フィルタ以外のタイプのフィルタでも良い。
【００３９】
また、比較器６，１０の比較出力として、上述した例とは逆論理のものを使用する様にすれば、ＯＲ回路１１の代わりに、論理積演算をなすＡＮＤ回路を使用することもできるものである。図５は本発明の他の実施の形態の構成を示す図であり、図１におけるＯＲ回路１１の代わりに、ＡＮＤ回路１３を使用した場合のブロック図であり、図１と同等部分は同一符号をもって示している。このＡＮＤ回路１３を使用する場合には、比較器６及び１０の出力Ｓ１及びＳ２とＡＮＤ回路１３の出力ＯＵＴとの関係は図６に示すようになる。それ以外は図１の構成と同一であり、それらの説明は省略する。
【００４０】
更に、ピーク検出回路として、ダイオードとコンデンサを使用した倍電圧整流回路を使用することができる他に、トランジスタやトランスを用いた全波あるいは半波整流回路を用いても良い。本発明におけるピーク検出回路としては、狭帯域フィルタ４，８を通過する信号のエネルギに対応した信号を検出するものであれば良いので、上記構成の他、信号パワーを検出するもの、振幅を検出するものであれば、いかなる構成のものであっても良い。これ等の場合には、比較器の比較基準レベルである閾値は、各フィルタ４，８の透過特性のｆ0 ±Δｆに対応して出力される信号パワーや振幅値に応じて決定されることは勿論である。
【００４１】
また、電気分岐器や、種々の電気回路に関しては、その性能を有する限りいかなる構造、種類であっても良いことは勿論である。
【００４２】
更にはまた、本周波数検出回路１２が高速光送受信装置におけるデマルチプレクサ２４（図７参照）から出力されるクロック信号の周波数監視を行う構成としても良いが、ＰＬＬ回路１８を構成するＶＣＯ２１の出力クロック信号の周波数を監視しても良く、またＰＬＬ回路１８内の分周器２２の出力をクロック信号の周波数を監視しても良いものである。
【００４３】
なお、この高速光送受信装置におけるデマルチプレクサ２４では、例えば、１０ＧＨｚのシリアルな情報電気信号をパラレル化（Ｓ／Ｐ変換）して１／Ｎの速度に落したデータ信号と、それと同一の周波数を有するクロック信号（１０ＧＨｚ／Ｎに分周されたもの）とが出力される様になっており、よって、本周波数検出回路はこの１／Ｎに分周されたクロック信号の監視を行う方が、ＰＬＬ回路１８内のＶＣＯ２１の発振クロック信号の周波数をそのまま監視するよりも、より低い周波数の監視となるので、回路を構成する電子部品などが超高速対応のものを使用する必要がなくなり、コスト的に得策であり、また設計も容易となる。
【００４４】
更にはまた、本周波数検出回路１２は上述した光通信システムにおけるＳＯＮＥＴ通信方式の端局装置内の光送受信装置に用いられ得ることは勿論、他の通信システムの他の通信方式における信号周波数の検出に使用され得ると共に、一般の周波数検出にも広く使用可能であることは明白である。
【００４５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、光送受信装置の、特に受信器における情報電気信号のリタイミング／波形再生において、情報電気信号に同期させたクロック信号の周波数を高精度に検出できるため、受信した情報電気信号の異常、あるいは光受信器の動作異常を早期にかつ確実に検出することができるという効果がある。
【００４６】
また、情報電気信号の周波数がＧＨｚ程度の超高速信号の場合であっても、この超高速の情報電気信号を分周して周波数を低くして得られたクロック信号を、本周波数検出回路の入力クロック信号として使用することもできるため、検出回路に使用する電気部品も超高速対応でなくても実現可能であるという効果もある。
【００４７】
更に、データ変調方式が光源に対する直接変調か、外部変調か、また波長や伝送速度などに関係なく、様々な光送受信装置に対応可能であるという効果もある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態による周波数検出回路の構成を示す図である。
【図２】低周波側周波数検出回路のフィルタ透過特性を示す図である。
【図３】高周波側周波数検出回路のフィルタ透過特性を示す図である。
【図４】図１の比較器６，１０の出力とＯＲ回路１１の出力との関係を示す図である。
【図５】本発明の他の実施の形態による周波数検出回路の構成を示す図である。
【図６】図５の比較器６，１０の出力とＡＮＤ回路１３の出力との関係を示す図である。
【図７】図１の周波数検出回路が適用される光送受信装置の一部を示す図である。
【図８】従来の周波数検出回路の例を示す図である。
【図９】一般的な周波数検出用フィルタの透過特性を示す図である。
【符号の説明】
１ 入力端子
２ 分岐器
３ 低周波側周波数検出回路
４，８ フィルタ
５，９ ピーク検出回路
６，１０ 比較回路
７ 高周波側周波数検出回路
１１ ＯＲ回路
１２ 周波数検出回路
１３ ＡＮＤ回路

Claims (3)

1. 被監視信号の本来の周波数ｆ0 に対して中心周波数前後のスロープの傾きが非対称である帯域フィルタを用いて±Δｆ以上の周波数ずれを検出する周波数検出回路であって、
   前記被監視信号を入力とし、前記被監視信号の本来の周波数ｆ0 に対して、後段のピーク検出回路の出力電圧が閾値Ｖ th1 以下になる周波数がｆ 0 −Δｆであり、透過中心周波数ｆ1 がｆ 1 ＝ｆ 0 ＋Δｆ 1 である透過特性を有する第一の帯域フィルタと、
   前記被監視信号を入力とし、前記周波数ｆ0 に対して、後段のピーク検出回路の出力電圧が閾値Ｖ th2 以下になる周波数がｆ 0 ＋Δｆであり、透過中心周波数ｆ 2 がｆ 2 ＝ｆ 0 −Δｆ 2 である透過特性を有する第二の帯域フィルタと、
   前記第一のフィルタの出力振幅のピーク値と、前記閾値Ｖ th1 との比較をなす第一の比較器と、
   前記第二のフィルタの出力振幅のピーク値と、前記閾値Ｖ th2 との比較をなす第二の比較器と、
   前記第一及び第二の比較器の出力の負論理の論理演算をなす論理和演算器とを含み、この論理和演算結果により前記周波数ずれを検出することを特徴とする周波数検出回路。
2. 被監視信号の本来の周波数ｆ0 に対して中心周波数前後のスロープの傾きが非対称である帯域フィルタを用いて±Δｆ以上の周波数ずれを検出する周波数検出回路であって、
   前記被監視信号を入力とし、前記被監視信号の本来の周波数ｆ0 に対して、後段のピーク検出回路の出力電圧が閾値Ｖ th1 以下になる周波数がｆ 0 −Δｆであり、透過中心周波数ｆ1 がｆ 1 ＝ｆ 0 ＋Δｆ 1 である透過特性を有する第一の帯域フィルタと、
   前記被監視信号を入力とし、前記周波数ｆ0 に対して、後段のピーク検出回路の出力電圧が閾値Ｖ th2 以下になる周波数がｆ 0 ＋Δｆであり、透過中心周波数ｆ 2 がｆ 2 ＝ｆ 0 −Δｆ 2 である透過特性を有する第二の帯域フィルタと、
   前記第一のフィルタの出力振幅のピーク値と、前記閾値Ｖ th1 との比較をなす第一の比較器と、
   前記第二のフィルタの出力振幅のピーク値と、前記閾値Ｖ th2 との比較をなす第二の比較器と、
   前記第一及び第二の比較器の出力の正論理の論理演算をなす論理積演算器とを含み、この論理積演算結果により前記周波数ずれを検出することを特徴とする周波数検出回路。
3. 受信情報電気信号と同期したクロック信号を生成するＰＬＬ回路と、
   このＰＬＬ回路による生成クロック信号により少くとも前記受信情報電気信号のリタイミング再生をなす手段と、前記生成クロック信号の周波数検出をなす周波数検出回路とを含む光受信装置であって、
   前記周波数検出回路は請求項１または２記載の周波数検出回路からなり、前記周波数検出回路において、前記生成クロック信号を前記被監視信号とすることを特徴とする光受信装置。

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