JPH03503824A - 音声通信におけるディジタル・データ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 音声通信におけるディジタル・データ 〔技術分野〕 本発明は、ワイヤ・ケーブル上におけるディジタル・データおよび音声通信シス テムの分野に関する。

〔背景技術〕

電話の音声通信システムは、米国の大部分および世界の大半において広く配備さ れている。電話の音声通信は、周波数帯域３００乃至３３００Ｈｚを使用する。

対の銅線が、末端ユーザの施設を中央のサービス局に接続する。これは、良好な 音声信号の伝送を行う。データ通信に対する需要が増大するに伴い、末端ユーザ の施設から中央サービス局へのデータ信号の伝送が問題となる。音声帯域モデム を用いて、９．６ｋｂｐｓ　（キロビット／秒）モデルが使用可能になりつつあ るが、ユーザは約４．８ｋｂｐｓまでのデータ通信を確立することができる。こ れらのモデムは、実質的に広い帯域データ・スペクトルを３００乃至３３００Ｈ ｚの音声帯域に圧縮とする精巧な回路を必要とする。また、顧客の対線はデータ 通信に使用されつつある時、音声通信には使用できない。

狭い音声帯域はデータ通信が生じ得る速度を制限するばかりでなく、音声帯域モ デムの使用は音声／データ相互間のトランザクションが生じることを許容しない 。最後に、音声帯域データ・モデムが公衆通信ネットワークを使用するため、性 能の程度は保証され得ない。

現在、高速ならびに高性能のデータ用途は、顧客が「データフオン・ディジタル ・サービス（ＤＤＳ）Ｊの如き広い帯域の４線ベースバンド（ディジタル）デー タ・サービスに加入することを要求する。ＤＤＳにおいては、データを変調しな いままこれをケーブル等化器／前置等化器を介して送受することにより、高い性 能が得られる。１９８６年７月２９日出願のＧｕｐｔａの係属中の米国特許出願 第８９１．４６２号は、前置おける後置等化器の使用により、銅ケーブル媒体が 有効に広い帯域にされ得ることを開示している。このようなケーブル等化器の組 合わせを介して伝送される「パルス振幅変調ナイキスト・パルス」の形態におけ るベースバンド・データは、良好な（２７０％解放）中心性能をもたらす結果と なる。このため、１Ｏ−８より優れた誤り率性能を達成可能である。「瞠目すべ き」完全な処理が、Ｗ、　Ｒ。

ＢｅｎｎｅｔｔおよびＪ、　Ｒ，Ｄａｖｅｙ著「データ伝送」の１１９ページ（ ＭｅＭｒａｗ　１１１１社、　１９６５年発行）において見出される。

このベースバンド・パルス振幅変Ｘｌｉ　（ＰＡＭ）法における問題は、（１） ＤＣ成分が存在すること、（２）ボー（ｂａｕｄ）・レートおよびその倍数で存 在する離散周波数が存在することである。

電話の銅対線は落雷、電線の接触等を蒙るため、これを変圧器および保護回路を 介してインターフェースすることが非常に望ましい。ＰＡＭデータ信号における ＤＣの存在は、変圧器の通過を許さない。また、離散周波数点に集中するエネル ギは、ＰＡＭ信号を運ぶ対線がメンバーであるバインダ・グループにおける他の 対線における漏話の問題を生じ得る。これら２つの問題は、交互の各「１」の極 性が「−１」に反転される「交互の符号反転Ｊ　　（ＡＭＩ）の事前コーディン グを用いることにより解決される。これがＤＣおよび離散周波数を排除すること の立証は複雑であり、Ｌ、　Ｅ、　Ｆｒａｎｋｓ著「信号理論」２１７乃至２１ ８ページ（Ｐｒｅｎｔｉｅｅ　Ｈａｌｌ、　１９６９年発行）に見出すことがで きる。

Ｆｒａｎｋｓは、ＡＭＩ／ＰＡＭディジタル信号のスペクトルがゼロ、即ちｆ− ０となる形態（ｓｉｎ　Ｋｆ）　、ｘ（ｆ）の形態であることを示している。一 般に、ｆ−０における勾配はゼロではなく、従って大きなエネルギは音声帯域（ ３００乃至３３００Ｈ２）に存在する。

このため、ＡＭＩ／ＰＡＭおよびベースバンドの音声伝送が相互に共存し得ない 。

データ通信の急激な増加により、標準的な電話ケーブルの単一対土での端子間即 ちノード間の音声信号およびデータ信号の送受のための方法および装置に対する 需要が存在する。この需要を満足するための現在の技術は、２つの周波数が要求 される周波数シフト・キー操作（ＦＳＸ）を含む必要がある。ＦＳＸ伝送の誤り 性能は、種々の理由の故に不満足なものである。高い周波数帯域は、中程度の長 さのケーブルによっても非常に減衰され、そのため劣悪な信号／ノイズ比（ＳＮ Ｒ）の結果性能の低下を生じることになる。更に、エネルギが狭い帯域内に集中 されるため、バインダφグループ内の他のケーブルへの漏話が生じる。伝送のた め使用される電力が大きくなると、漏話は更に大きくなり、広帯域サービスに対 するバインダ・グループ内の他のケーブルの使用を制限する。従って、信号は要 求するだけ伝送することができず、また同じバインダ・グループ内の他のサービ スを混合することに対する監督官庁の制約を行わねばならない。ＦＳＫに対して は高価な変調および復調回路もまた要求される。

〔発明の開示〕

本発明の装置においては、伝送に先立ちデータ信号をコーディングするためコー ディング回路が使用される。このコーディング回路は、音声帯域が空にされ信号 エネルギが比較的広い周波数スペクトルにわたり拡がるように、データ信号をコ ーディングする。このため、エネルギは狭い帯域内に集中されず、これにより漏 話は最小限度に抑えられる。ベースバンド伝送が使用され、その結果ＦＳＸによ り生じる信号の誤りは避けられる。変調器あるいは復調器は不要である。次いで 、空の音声帯域は、ベースバンド「通常の旧式電話システム（ＰＯＴＳ）Ｊ通信 のため使用することができる。

本発明の装置は、バースト伝送あるいはパケット化伝送のため時間圧縮および多 重化されるベースバンド信号を受取る。

時間圧縮および多重化されたパルス・データ信号は、音声帯域からのデータ信号 のエネルギ内容を空にする前置コーディング装置に接続される。これは、パルス の遅いバージョン（表現）と進みバージョンをもつパルスの適当な重み付けされ た線形合成即ち和を形成することにより行われる。このプロセスは、以下に示す ように、式ｓｉｎ　”θの正弦関数によるパルスのフーリエ変換をコーディング することに等しい。但し、θ＝πｆＴ／２であり、ｍは１より大きいか等しい整 数、ｆは周波数の変数、Ｔはボー・レートの逆数である。ｒｍＪが増えるに伴い 、パルス・エネルギは低い周波数帯域から高い周波数帯域において除去される。

本発明の特定の実施態様においては、ｍ−４がｓｌｎ　’θをもたらし、これは （（ｌ　−ｃｏｓ　２θ）／２）　２パルス関数整形システムに等しい。本発明 の第１の実施例においては、前置コーディング装置は、レール生成器、時間域フ ィルタおよび加算回路からなる。レール生成器は、ＡＭＩ／ＰＡＭコーディング ベースバンド時間圧縮された多重化ナイキストまたは準ナイキスト・パルス・デ ータ信号を、入力データ・ストリームからの順次の交互パルスの２組のデータ・ ストリームに分割する。

１つのデータ・ストリームは正になるパルスを含み、他のデータ・ストリ・−ム は負になるパルスを含む。このデータ・ストリームは、出力段と接続された重み 付は抵抗を持つ２つのシフト・レジスタを含む時間域フィルタと個々に接続され ている。このシフト・レジスタは、各パルスの進み及び遅れバージョンを提供す る。前記抵抗は、パルスのエネルギ内容が音声帯域信号の周波数より高い周波数 範囲にわたり拡がる（１−ｅｏｓ２θ）２形のパルスを持つ加重和の電圧波形を 生じるように選定され、加算装置に接続されている。もしベースバンド信号がＡ ＭＩコーディングされなければ、唯一のデータ・ストリームおよび１つのシフト ・レジスタが時間域フィルタに対して要求される。

整形されたパルスは、次に高域フィルタ、線インピーダンス突き合わせ抵抗およ び結合変圧器に介して、回線の他端部にある実短的に同じ送受端子へ送るため、 標準的な２本の電話平衡線のチップ／リング線と接続される。音声帯域信号はま た、受動低域フィルタを介してチップ／リング線に接続され、回線の他端部に対 して伝送される。他の端子からの受取られたあるいは入力した信号は、受信部に おける低域フィルタと別の高域フィルタにより低い周波数（音声帯域）および高 い周波数（データ帯域）に分割される。データ・パルスは、検出され、ケーブル 上の伝送損失と等化され、また多重化解除およびコーディング解除のため正にな る、また負になる受取り信号に分割される。本発明については、次に図面に関し て詳細に説明する。

〔図面の簡単な説明〕

第１図は、本発明の原理を示す物体のためのナイキスト・パルスに対する振幅対 時間の関係を示す図、第２図は本発明の特徴を示す「累乗余弦」ナイキスト・パ ルスの振幅対時間の関係を示すアイ・ダイヤグラム、第３図は３次バターワース −フィルタを用いる準ナイキスト・パルスを生じる方法の図、 第４図はコーディング関数ｒｍＪの次数が増える時正弦波状にコーディングされ たナイキスト・パルスの電カスベクトル密度対時間の関係図、 第５図は式２２４により示されるパルス波形の振幅対時間の関係図、 第６図は本発明による正弦波エンコーダの概略図、第７図は正弦波コーディング パルスＳ　　（ｔ）を復調するためのデコーダの概略論理図（但し、ｒｍＪ−４ ）、第８図はＡＭＩコーディングが正弦波コーディングの前に行われる連結され たコーディングシステムの概略図、第９図は本発明の音声システムにおけるディ ジタル・データ優先音声システムの全体的ブロック図、第１０図は本発明のタイ ミング回復回路のブロック図、第１１図は本発明の結合およびフィルタ回路の詳 細図、および第１２図は分岐電話がシステム内に接続される実施例を示す部分概 略ブロック図である。

〔実　施　例〕

■８本発明の理論的背景 有限値のアルファベットにより示されるデータ信号について考えよう。

［ａ］−［・・・、　　ａ−ｔ、　ａｇ　、ａｔ・・・〕　　　　　　（式１） 但し、ａｌは有限数の離散値、典型的には０または１の項である。記号ｐ　（ｔ ）を用いるベースバンドＰＡＭ伝送においては、送られる信号Ｓ　（ｔ）は下記 の如く書くことができる。即ち、ｘ（ｔ）　＝、礼ａ１　ｐ　（ｔ　　ｉＴ）　 　　　　　　　　（式２）但し、Ｔはボーφレート、即ち記号周期に相当する。

もしｐ　（ｔ）がナイキスト・パルス、即ち第１図に示した形態のパルスである ならば、式２から次のことが明らかである。即ち、 ｘ　Ｏｃ”ｒ）＝ａｋｐ（０）＝Ａａｋ　　　　　　　（式３）第１図に示した タイプのパルスは、ナイキスト・パルスと呼ばれ、Ｊ、　Ａ、　Ｐｒｏａｋｉｓ 著［ディジタル通信Ｊ　３３８〜３４１ページ（ＭｅＧｒａｗ　１１０１．１９ ８３年発行）において論述される如き特殊なスペクトル特性を有する。帯域が制 限されたナイキスト・パルスが存在し、帯域制限チャンネルを介して信号するよ う使用することができる。対線が有限の帯域幅にわたり等化され得るに過ぎない ため、これらは帯域制限チャンネルの良い事例である。

第２図は、フーリエ変換Ｐ　（ｆ）による「累乗余弦値」ナイキスト・パルスｐ 　（ｔ）から結果として得るアイ・ダイヤグラムを示している。即ち、 また、データ・プロセスは２進であり、即ち、ａｌ　〔０，１〕。

第２図においては、その時の符号はＣ８で示され、前の符号はｐｓ、次の符号は ＮＳである。アイは点ｔ−ｋＴ、ｋ（Ｉ）において１００％開く。但し、■は正 、ゼロを含む負の整数の組である。これは、「累乗余弦値」パルスがナイキスト ・パルスであり、弐３により示される特性に従う故である。

ナイキスト・パルスに対する近似化は色々な方法で行うことができる。ＤＤＳに おいて使用される一般的な方法は第３図に示され、同図においてはＡボルトの振 幅の単位の振幅パルスが３次のバターワース・フィルタ１０を通るよう送られる 。パルスＡの幅はＴ／２であり、フィルタ１０の遮断周波数ｆｃは０．６５／Ｔ であり、その結果パルスｐｐ（ｔ）の形成をもたらす。ｔ　−Ｔを通る小さなテ ールは明らかに次の記号と干渉し、従って、パルスは完全にナイキストやパルス ではない。一方、小さなテール（ｔａｉｌ）により生じる記号間干渉（Ｉ　Ｓ　 Ｉ）は、比較的重要ではなく、結果として生じるアイは９０％以上開放となる。

このように、このパルスは準ナイキスト争パルスである。

ＤＤＳは、０．５ビット／Ｈｚ、即ち２Ｔ秒毎に１ビツト伝送する。このため、 ＤＤＳは必要な帯域幅の２倍も使用する。

（例えば、Ｌ、　Ｅ、　Ｆｒａｎｋｓ著「信号理論Ｊ１３ベージＣＭａｃＧｒａ ｗＨ１ｌｌ、　１９６９年発行）においては）式２に表わされたプロセスの電カ スベクトル密度は、下式の形態となる。即ち、Ｓ　　（ｆ）　＝　Ｙ　（ｆ）・ Ｐ　（ｆ）　　　　　　　　　　　　（、式５）但し、Ｐ（ｆ）はｐ　（ｔ）の フーリエ変換であり、Ｙ　（ｆ）は周波数のある関数である。

直線ＰＡＭの場合は、Ｙ　（ｆ）は連続関数に離散周波数のインパルスを加えた ものからなる。この連続関数は、一般にｆ＝０においてゼロではない。これがナ イキスト・パルスならば、Ｐ　（ｆ）は一般に周波数ゼロにおいてゼロでないた め、Ｓ　　（ｆ）ｘ ちまたＤＣを含む。これらの制限はＤＤＳにおいてＡＭＩコーディング法により 克服される。

上記の理論的背景を念頭において、正弦波状にコーディングされたナイキスト・ パルスならびに正弦波状にコーディングされた準ナイキスト・パルスの主題を含 む本発明の背後の理論を説明することにする。

■、正弦波状にコーディングされたパルス以下は、本発明のコーディング法の記 載であり、これにより音声帯域におけるエネルギを除去するためパルス波形を修 正することができる。

ｐ　（ｔ）がフーリエ変換Ｐ　（ｆ）によるパルス関数であるとじよう。正弦波 状にコーディングされたパルスｐ　　（ｔ）のフーリエ層 変換であるｐ　　（ｆ）を下記の如（定義する。即ち、但し、Ｔ’　ｘＴ／４． ｍは整数であり、ＩＩＰＩ＋は以下に定義する如き正規化関数である。即ち、 ｌｌ　Ｐ　　ＩＩ　ＩＩＪζｊ−「７−石５１７］青゛　　　　　（式７）％式 ％ 明らかに、ｐ　　（ｆ）は正規化の結果としての単位エネルギを有する。バルジ パル定理から、ｐ　　（ｔ）もまた単位エネルギ・パルスである。更に、ｐ　　 （０）−０であり、ｆに関するｐ。

諷 （ｆ）の最初のｍ−１個の導関数もまた、ｆ＝０においてゼロとなる。このため 、ｍを充分に大きく選定することにより、ＤＣ成分を除去できるばかりでなく、 より低い周波数帯域もまた空にすることができる。ｒｍＪが増えるに伴い低い周 波数帯域が空にされる程度は、それ以下の量となる。このためには、ｐ　（ｔ） に対する特定の場合を選定する。従って、この原理は他の場合に対しても適用し 得る。

ｐ　（ｔ）を最小の帯域幅になるよう選定して、単位エネルギであるナイキスト ・パルスはフーリエ変換Ｐ　（ｆ）により下記の如く与えられる。即ち、 このため、 また 以上のことから、本例において選定された特定のｐ　（ｔ）がスペクトル的に平 らであるため、ｐ　　（ｆ）が元のｐ　（ｔ）の正弦波状コーディングにより行 われるスペクトル整形を表わすことが明らかであろう。また、 であるため、この整数を式１０に用いれば、下式のように示すことができる。即 ち、 下記の事実、即ち、 を用いて、下記の如（反復計算ができる。

ＩＩ　Ｐｏ１１−、／Ｔ　　　　　　　　　　　　−１１１Ｐ２１１＝五耳マフ 丁ｘ１−０．６１２ＩＩ　Ｐ３Ｉ＋　＝　５／６　Ｘ　３／４　Ｘ　１／２　Ｘ ｉ　　　　　は０．５５９ＩＩ　Ｐ４Ｉ＋　−７／８　Ｘ　５／６　Ｘ　３／４ 　Ｘ　１／２　Ｘｌ　−０，５２３（式１４） 第４図は、ＩＰ、（ｆ）＋（コーディングがない場合）、ＩＰ　　（ｆ）１．　 ＩＰ２（ｆ）ｌ、　ＩＰ３（ｆ）ｌ、　ＩＰ４（ｆ）ｌの電カスベクトル密度対 周波数／時間の関係を示す。これらのカーブを調べることにより、ｍが無限大に 接近するに伴い、ｆ−１／（２Ｔ’）において！ｐ（ｆ）Ｉが衝撃関数に近付く 傾向があることが判るであろう。

エネルギがコーディング関数によりどれだけ低周波数帯域から空になったかの尺 度であるコーディング利得ＣＧが、下記のように計算される。但し、ｒｍＪはコ ーディング機能の順位を表わす。低周波数帯域は、信号ｐ　　（ｆ）の全帯域幅 １／Ｔ′の分数ρとして定義することができ、即ち、低周波数帯域幅は０゜ρ／ Ｔ’　となる。但し、 ζは１／２より小さなある実数である。従って、この低周波数帯域幅におけるエ ネルギＥ　（ρ）は下式により与えられる。

即ち、 再び式１０の標準解を用いて、この式は下記の如く示すことができる。即ち、 本例においては、パルスは単位エネルギの平坦スペクトル・パルスと見做され、 従って、 Ｅ　（ρ）−ρ　　　　　　　　　　　　　　　（式１７）式１６．１７を用い て、ｒｍＪが増える時、周波数帯域幅の分数ρに対するエネルギＥｍ　　（ρ） を反復的に計算することができる。

Ｅ　（ρ）はコーディングなしを表わすため、どれだけのエネルギがコーディン グの結果として低周波数帯域から空になったかの尺度であるコーディング利得（ ＣＧ）は、下式の如く表わすことができる。即ち、 式１７を用いて、ｄＢ単位で測定し、てＣＧ　（ρ、　ｍ）　＝−１０］Ｏｇ１ ｇＥ、、（ρ）　＋ｉｏ　ＩＯｇｔｏρ（式１９） 下記の表Ｉは、それぞれｍ＝０．　１．　２．、　３および４において、／１） ＝１／４および１／１４に対（７てＣＧ　（ｐ、　ｍ）値をまとめたものである 。

表　　　Ｉ エネルギ　　コープインク１り得　　エネルギ　　コーディング１す得１　４． ５４２Ｘ１０−２７．４　　　１．１８７Ｘ１０　　　　１７．８２　１．４１ ７Ｘ１０−２１２．５　　　３．５３８ＸｌＯ−５３３，０３４，１７９ｘｌＯ −３１８，８１，２６１Ｘ１０−６４７．５４　２．０４５Ｘ１０−３２０．９ 　　　５．５６２ＸｌＯ’　　　　６１．１表Ｉから、ρが小さくなるにつれ、 コーディング利得がｍの増大と共に更に劇的に大きくなることが判る。

要約すれば、式ｓｉｎ　”ｅの正弦関数によるナイキスト・パルスあるいは準ナ イキスト・パルスのフーリエ変換をコーディングすることにより、パルスのスペ クトル整形が得られる。この結果、ｒｍＪが増大するにつれて、低周波数ベース バンドからのますます大きなエネルギ内容の部分の更に高い周波数帯域への除去 が得られることになる。

■５正弦波状にコード化されたパルスの形成本発明によれば、元のパルスｐ　（ ｔ）とその早遅バージョンｐ　（ｔ−ｋＴ）の線形組合わせを形成することによ り、正弦波状にコード化されたナイキスト・パルスあるいは準ナイキスト・パル スが元のパルスｐ　（ｔ）から形成できる方法について、次に述べる。但し、ｋ は組の整数■の１つの項である。この結果、正弦波形エンコーダの簡単な回路構 成を得るが、その一実施例について以後に記述する。

式６に対してオイラーの恒等式を用いて、下記のことが明らかになる。即ち、 （式２０） ここで、二項定理を用いて、式２０は バージョンを示す整数、！は階乗符号である。式２１のフーリエ変換の逆数をと れば、所書の結果を得る。即ち、これは、先に予期された式である。また、式２ ２Ａは下式の如く書けることも判るであろう。即ち、 −にΣ（、”）ｐ　［ｔ−（ａ＋−２１）Ｔ’　）　−（２２Ｃ）１−Ｏｉ／ 但し、Ｋ＝計算逓減定数−ＬＬ／２）′ｉ／・′ＩＩＰ　　１１鵬 式２２Ｂから、パルスｐ、　（ｔ）が２２Ｂにおける（ｍ＋１）に対応するｐ（ ｔ）の進み及び遅れバージョンからなることが明らかであろう。これらのバージ ョンは、ｉ項がＫ（１）たけ重み付けされる如きものである。−例として、以下 においてｍ＝４なる場合において（ｍ＋１）−５項が存在し、３番目の項（ｉ− ２であり、これは式２２４を用いて下記のように検証する。

ｍ−０，１，２，３，４において式２２Ａを展開すると、下記）ようになる。即 ち、 （式２２゜＞　（ｍ−２） （式２２ｇ　）（ｍ＝３） 一４ｐ（ｔ＋２Ｔ’）４ｐ（ｔ＋４Ｔ’）。

（式２２４）（ｍ−４）） 式２２におけるＰ４（ｔ）により記述されるタイプの電圧波形が第５図に示され 、これにおいてはｔ−−Ｔ’乃至−Ｔ′／２において電圧振幅Ａが１／４、ｔ＝ −Ｔ’／２乃至０においてはＡが一１／２．１＝０乃至＋Ｔ′／２においてはＡ が＋３／２、ｔ＝＋Ｔ’／２乃至Ｔ′においてはＡが一１／２、およびｔ＝＋Ｔ ’乃至３Ｔ’　／２においてはＡが＋１／４となる。

上記の理論は次に、正弦波状にコード化されたナイキスト・パルスの生成の特定 の事例に対して適用される。例え正弦波コーディングが存在する場合でも、時間 域に注目して、良好な（≧７０％）アイ孔隙が得られることが示されよう。この ため、ベースバンドの正弦波状コード化データを高性能、高速度、低コストおよ び低漏話の全ての利点を以てベースバンド電話音声と混合することができる。

ｐ　（ｔ）がＤＤＳにおいて使用される形態の２倍周波数のナイキスト・パルス であるものとする。即ち、でよい）が（・・・ｒ　　ａ−１＋　　ａＱ　ｒ　　 ａ　＋　１　＋　・・・）であったならば、送られるＰＡＭ信号は、 従って、式２３から Ｓ　（ｏ）−Σａ、ｐ（ｊＴ）＝Ａａ　　　　　　（式２４）％式％０ 式２４は、アイが１００％開放状態にありかつデータが非ＩＳＩで回復できる理 由である。

次に、ＰＡＭプロセスについて考察しよう。

これは、式２１を用いて、下式の如く書き換えることができる。

即ち、 Ｔ’　−Ｔ／４であることを思い出せば、式２６を下式の如く書き換えることが できる。即ち、 （式２７） ％式％ ここで、４つのケースに分けることができる。即ち、ケース１：ｍ＝４ ケース２　：　ｍ　＝４１＋　１ ケース３：ｍ−４１＋２ ケース４　：　ｍ＝４１＋　３ ケース１において式２７を展開し、式２３を用いて下式を得る。

即ち、 ｉ−偶数　　　　　　　　　　　　　（式２８Ａ）ケース２．　３．４に対し、 式２３を用いて式２７について同様な操作を行うことができ、下式になる。即ち 、ｉ−偶数 ｉ＝偶数 ｉ−偶数 明らかに、式２７は、式２８Ａ、　２８Ｂ、　２８Ｃ，２８Ｄがそれに基くｔ− ０，Ｔ／４．Ｔ／２．３Ｔ／４の代わりに異なる時点において等価となり得る。

例えば、これは下式のように示すことができる。即ち、 ｉ−奇数 等となる。

終わりに、ナイキスト・パルスまたは準ナイキスト・パルスを式２２に述べたタ イプの波形に形成することがナイキスト・パルスまたは準ナイキスト舎パルスを 正弦波状にコーディングすることと等価であることが示される。更にまた、正弦 波状のコーディングは公知の記号間推論を結果として生じることになるが、これ は式２８Ａ、　２８Ｂ、　２８Ｃ，２８Ｄおよび２９における全ての係数が既知 である故である。以降の事例は、ＩＳＩの知識が信頼性の高い通信を確立するた め、Ｖｉｔｅｒｂｉデコーダの如き適合技術を必要としない非常に簡単な受信機 構造を結果として得られることを示す。

■、正弦波エンコーダ 正弦波状のコーディングの実用的な実施が第６図に示されている。第６図のこの 正弦波エンコーダ６００の機能はｓｌｎ　”θの関数として入力データ・ストリ ームのパルスＰ　　（ｔ）を正弦波状にコーディングして音声帯域からのデータ ・パルスにおけるエネルギの周波数をより高い周波数に再分配することである。

■項に示したように、このコーディング法は、要求される再分配の程度に従って 、元のパルスの適当に重み付けされた線形の遅いバージョンを形成することによ り行うことができる。更に、式２２は、Ｐ　　（ｔ）がＰ　（ｔ）の（ｍ＋１） 個の早遅バージョンから形成できることを示している。遅いバージョンは、ｔ　 −０乃至ｉ＝ｍ／２より小さいかこれと等しい範囲に対応する式２２の項であり 、早いバージョンはｉ＝ｍ／２より大きいかこれと等しい整数と対応する項であ る。このバージョンの特定の重み付けはｍに依存し、ｉ＝０乃至ｍｌまた特定の ｍ＝１乃至４および一般ケースｍ−ｍに対して以下の表Ｈに示される。

符表千３−５０３８２４　（９） 第６図の回路においては、シフト・レジスタ２０が早遅のバージョンを提供する 。位取り抵抗２８．３０と組合わされるタップ付き重み付は抵抗Ｒ−Ｒは重み付 は機能を行い、加算器２６は　　　　Ｏ 加算機能を行う。

コード化されるＰＡＭの生データ・パルス即ちビット−・−１’　　０’　　１ ．−−−の形態におけるパルス化データは、ｎ段のＣＭＯＳシフト・レジスタ２ ０に対してクロックされ、その各段は、各ビットが２倍クロック・インされるよ うに、周波数２／Ｔのクロックでクロックされた各重み付は抵抗Ｒ乃至Ｒと接続 される。各セルの出力インピーダンスまたはシフト・レジスタの段は、５０Ωよ り小さいかあるいはこれと等しいインピーダンスを有する。位取り抵抗（２８お よび３０で示される）は、Ｒ１１１１ｎが５０Ωより遥かに大きくなるように、 必要に応じて最小抵抗ＲをΔ最小値（Ｒ１，ｉｘＱ、１．・・・２ｍ〕とすｗｉ ｎ　　　− るように選定される。

即ち、 第６図の回路においては、データ・ストリーム即ちシーケンス２２における元の 各パルスｐ　（ｔ）がその遅いか早いバージョンｐ　（ｔ−ｋＴ）と組合わされ る。但し、ｋは組の整数Ｉの１つの項である。この遅れあるいは進みバージョン は元のパルスと組合わされて、式ｓｉｎ　”θの正弦波状にコード化されたパル ス波形を生じ、ここでｍは１より大きいかあるいはこれと等しい整数である。結 果として得られるコード化パルスは、ｍ−４における第５図に示された形態のも のである。これは、データ・ストリーム２２を上記のシフト争レジスタ２０の入 力に接続することにより行われ、その連続段２４が出力分圧ネットワークに接続 される。

この分圧ネットワークは、重み付は抵抗Ｒｍ　’　Ｒｍ−１’ＲＲ・、Ｒ、Ｒ− 、Ｒ１，Ｒｏを含み、ｍ−２’　　　ｍ−３’　　　　　　ｉ−１１’ｍ＝コー ディングの順位即ちレベルであり、ｌと等しいかこれより大きい整数であり、ｉ はｉ番目の遅いパルスと対応する整数である。重み付は抵抗は、正確な正の電位 （＋ボルト・レール）および正確な負の電位（−ボルト・レール）に交互に接続 されている。この分圧ネットワークは更に、プラス・レールとグラウンド間に結 ばれたＲ／ＩＩＰ　　Ｉ＋に等しい抵抗２８を含んで腸 おり、その接合点は差動増幅器２６の正の入力端子と接続され、また負のレール と差動増幅器２６の出力間に結ばれた抵抗３０をも含む。負のレールはまた、加 算増幅器３６の負の入力端子とも接続され、正のレールは正の入力端子と接続さ れている。

重み付は抵抗の一般化された大きさは以下の表■に示され、ｍ−１の特定のケー スについては、表Ｈにおいて前に述べた。

表　　■ 従って、差動増幅器２６の出力は、各パルスｐ　（ｔ）がその遅れバージョンお よび進みバージョンと一次的に組合わされた入力データ・シーケンス・パルスの フーリエ変換の正弦波コーディングと相当し、このようなバージョンはシフト・ レジスタ２０の連続段２４に含まれる。これらバージョンが組合わされる形態は 、重み付は抵抗の関数である。ｍ＝４のケースにおいては、これらは（１−ｃｏ ｓθ）２の関数として組合わされて、前に第５図に示されたタイプのパルス波形 を生じる。■項の論議によれば、ｒｍＪが増大するに伴いこのようなコーディン グがベースバンドから入力パルスのエネルギ内容をより高い周波数に除去するこ とが示された。次いで、これらのコード化パルスは、ケーブル対を以下に述べる 適当な受話器へ伝送するため、第３次バターワース・フィルタの如きパルス応答 回路を経て接続される。

第７図は別の実施例であり、これにおいては類似の要素がプライムを付した対応 する参照番号を有する。第７図の実施例は、正弦波コーディングが後に続く継続 のコード化機能即ち事前のコーディング機能のケースを示し、ている。このよう な事前コーディングは、部分的な応答コーディングにより行われる中間帯域にお けるゼロの如き他の所要のスペクトル特性を生じることができる。ＡＭＩ事前コ ーディングの場合は、ゼロがＤＣ側で生じ、スペクトル特性が正弦関数により整 形され、これにより音声（ＰＯＴＳ）周波数の信号化のため使用される低周波数 帯域からエネルギを更に除去することを助ける。前置コード化装置４０は、ＡＭ Ｉ／ＰＡＭデータ信号２２′　を２つのパルス・レール、即ち正のパルス・レー ル４２と負のパルスφレール４４に分け、次いでこれらは第６図における如くそ れらの個々のシフト・レジスタ４６．４８により個々にコード化され、演算増幅 器２６′において加算され、フィルタ３２′　と接続される。

■、正弦波復号 次に簡単な正弦波デコーダは、ｍ＝４の正弦波状にコード化パルス通信の特定ケ ースについて記述する。

ｍ＝４のケース、式２９が下記の如く書くことができる１＝１のケースについて 考察しよう。即ち、 ＝４ＫＡ　（ａ−ｔ＋ａｇ　〕　　　　　　　（式３１）但し、ａＯは電流ビッ トであり、ａ−１は前のビットである。次のビットａ＋１は式３１に現れないこ とに注意されたい。

次に、シーケンス（・・・、　　ａ−１，ａＯ、ａｌ　、・・・）が既にＡＭＩ コード化された場合に考察しよう。この場合は、式３０は下記の値しか持ち得な い。即ち、 （式３２） 弐３１０条件を満たす受話器が第８図に示されている。第５図に示した形態の正 弦波状にコード化ＡＭＩ／ＰＡＭ処理された受信信号５４（ｔ）はウィンドウ・ コンパレータ５０によりサンプルされて、これがモあるいは一２ＫＡ間にあるか どうかを判定し、ここでＫは位取り因数＝　（−１／２）　／Ｐ　　、即ち、ｍ ＝４の場合、ＩＩ　Ｐ　　ＩＩ　＝０．５２３（式１４）およびに＝０．２３９ Ａであり、Ａ＝使用される記号のピーク振幅である。Ａは前辺て知られているた め、この情報は最大電力条件を生じるため受信器により使用することができる。

もしウィンドウ・コンパレータ５０からの答えが「イエス」ならば、１つのパル スがコンパレータ５０から論理回路５２へ送られて排他的ＯＲゲート５４に対す る２つの入力の一方へ与える。排他的ＯＲゲート５４の他の入力端子は、ｔ＝− Ｔ／２＋ｋＴと対応する時間間隔でクロックされる遅延フリップフロップ５６の 出力に接続される。フリップ７０ツブ５６は、前の判定値（ａ　［（ｋ−１）Ｔ ））の関数である出力、即ちフリップフロップ５６に対する１クロツク・パルス 早く生じたＤ入力を生じる。排他的ＯＲゲート５４の出力は、再びフリップフロ ップ５６のＤ端子に接続されて、前の判定を生じる。このため、排他的ＯＲゲー ト５４の出力はａ　（ｋＴ）であり、ｔ＝Ｔ／２　＋　ｋ　Ｔにおいてクロック ・パルスと一致する。式３１および第６図から、ここで下記のことが明らかにな ろう。即ち、５４（−Ｔ／２＋ｋｔ）＝ａ　（（ｋ−４）Ｔ）■ａ、（ｋｔ）（ 式３３） 但し、■は排他的ＯＲ機能を意味する。式３３を倒置すると、下記のことが判る 。即ち、 ａ　（ｋｔ）　−ａ　（（ｋ−１）　Ｔ）■８４（−”ｒ、／２＋ｋＴ）（式３ ４） このように、一旦正しい始動条件ａ。がセットアツプされると、受話器は正しい シーケンスｉａｋ、　Ｋ＝Ｑ、　　１．・・・）を生成（−２続けることになる 。認識できるように、この受話器は、もし１つのエラーが生じると、無限のエラ ー伝播を生じ得る。これは、ＡＭＩコーディングに先立ち、送信側に排他的ＯＲ 機能を置くことにより解決できる。あるいはまた、ａｔが例えば時間コード化多 重化（ＴＣＭ）システムにおいて既知の条件に周期的に強制され得るシステムに おいて、送信側での事前の排他的ＯＲコーディングは不要であるが、これはエラ ーが次の強制の瞬間まで依然として伝播するためである。このため、ＴＣＭシス テムにおいては、エラーは１つのフレームのみ伝播するようにさせることができ る。

■。ＤＤＯＶシステム 第９図は、本発明のディジタル・データ優先音声（Ｄ　Ｄ　ＯＶ）システムをブ ロック図で示している。この実施例においては、電話セット７００の如き音声周 波数通信システムからの顧客構内設６　（ＣＰＥ）で起生ずる４　ｋＨｚより低 い周波数における音声周波数信号が、結合回路Ｃ１から時間圧縮多重化（ＴＣＭ ）データ信号の正弦波状にコード化されたバーストと共に送出される。ＣＰＥに おけるＴＣＭ論理回路】００は、周知の手法を用いて、ベースバンド周波数にお ける直列のデータ伝送およびタロツク伝送パルスを受取り、ＴＣＭ機能を実行し 、短い期間のバーストでクロック・パルスおよびデータ・パルス１０８′を送出 する。これと対応１７て、ＴＣＭ論理（ロジック）回路２００が中央局設備（Ｃ ＯＥ）において同様な機能を行い、データおよび夕・イミング信号２０８′が０ １に向かって反対方向に対線１０８上を結合回路Ｃ２から送出される。

典型的には、ＣＰＥ局は、マスター局（ＣＯＥ）が１つの夕、イムスロットの間 一方向に最初に１−）のバースト２０８′　において送出し、次いでスレ・−ブ が後のあるタイムスロットにおいて１−）のパース＋−１０８’で送出するよう に、ＣＯＥ局に対してスレープとなる。最も長い予期されるケーブルの１周遅れ より長い期間の伝送におけるタイムスロットの間隙が、衝突を避けるため通信間 に与えられる。マスターからの１つのバーストに前記間隙と共にスレーブからの 対応するバーストを加えたものが、１つの「フレーム」を構成する。次いで、こ のプロセスは再び別のフレームの送出から開始する。本プロセスは、「ピンポン 」通信と呼ばれる。

ある特定の実施例においては、各バースト１０８°または２０８′に対するデー タ伝送フォーマットが、連続する１の２ビツトのタイミング・ヘッダが先行しか つ各方向におけるバースト当たり合計６０ビツトに対する２ビツトの終端が続＜ ５６ビツトのデータを構成し得る。バースト間の典型的な時間間隔は、長さが２ ０ビツトであり合計１４０ビツトのフレームを結果として生じ、これは５６ｋｔ ｌｚにおいて２．５ミリ秒の維持時間と４００Ｈｚのフレーム速度である。

このフォーマットにおける終端は、１が続く奇数パリティ・ビットからなってい る。奇数パリティにより、このパリティ拳ビット自体以下のバーストにおける１ の総数が、ＴＣＭ伝送ロジックによりパリティ・ビットを適当に０または１にす ることにより奇数に強制される。従って、この終端における最後のビットが１で あるため、各バーストは偶数個の１を有する。

従って、各バーストは、ＡＭＩコーディングにも拘わらず、同じ偏移により開始 する。その結果はバースト当たりゼロＤＣとなり、これがフレーム間の二極違反 を生じることがない。

第６図において示し述べたタイプのＣＰＥまたはＣＯＥにお符表平３−５０３８ ２４　（Ｈ） ける正弦波エンコーダ１０２または２０２はそれぞれクロックおよびデータ、パ ルスをコード化して、音声周波数からより高い周波数帯域のクロックおよびデー タ・パルスのエネルギ内容を空にする。

コード化されたクロックおよびデータ・パルスは、それぞれ８ｋＨｚの遮断周波 数を持つＣＰＥまたはＣＯＥにおける高域フィルタ２０４または１０４を介して 接続され、局部ループ・ケーブル１０８を形成する１対の標準的な電話線に接続 するため、それぞれ結合回路Ｃ１またはＣ２に至る。伝送中、アナログ・スイッ チＳＷＩおよびＳＷ２が開かれて、伝送されるデータが各受信器１１０または２ １０に接続されることを防止する。

同時に、低周波数音声信号（ＶＯＩ　ＣＥ）が低域フィルタ１０Ｇまたは２０６ を介して結合回路Ｃ１またはＣ２に、また同じケーブル１０８の両端に通常の方 法で接続され、このケーブルが音声電話通信のための標準的なチップおよびリン グ導線を形成する。フィルタ１０６または２０６は、データ信号が音声信号と干 渉することを阻止し、高域フィルタ１０４または２０４は０乃至４ｋＨｚの帯域 に残るデータ信号の残留エネルギが局部ループへ送られて音声信号と干渉するこ とを阻止する同様な機能を行う。

ＣＯＨにおいては、正弦波状にコード化されたデータおよびクロック・パルスは 、ＨＰＦフィルタ２０４からケーブル等化器２２０へ接続され、ここで信号は、 前掲の米国特許出願において述べたように、ケーブル１０８と関連するケーブル 損失を補償される。補償の後、信号は第８図において述べたタイプである受信機 ２１０と接続されて、Ｔ　ＣＭｌｏｏから生じた元のクロックおよびパルス・デ ータを復元する。受取られたクロックおよびデータ信号は多重化解除され、（マ スター）ＴＣＭ論理回路２００においてそれらのバースト以前の形態へ戻される 。

同様に、反対方向の音声信号は、Ｃ１からＬ　Ｐ　Ｆ　１０６を経て、本例の場 合音声スイッチ（図示せず）である音声周波数通信システムに接続されるが、バ ースト争データはＣ１乃至ＨＰＦ１０４から閉じられたスイッチＳＷＩを経て等 化器１２０に接続され、データ受信機１１０において復号される。

ヘッダ・ビット、パリティ・ビットおよび終端の１ビツト（「テール」と呼ばれ る）は、タイミング復元回路１０９においてマスター・データ・クロックの復元 のため使用され、これは次に周知の方法でＴＣＭ論理回路を同期させるため使用 される。

第１０図においては、タイミング復元回路１０９はスライサ回路を含み、これは 等化された入力信号が２ＫＡを超える時を判定し、従ってデータ信号である。入 力する信号が２ＫＡの閾値レベルを越える時、バースト周期より大きな時定数を 持つワン・ショット・マルチバイブレータ９０２がトリガーされ、フェーズロッ ク・ループ回路１０４をゲート動作させるバースト周期の前縁と後縁を生じ、こ の回路が同期のためのクロック・パルスを再生する。データ信号のフォーマット は、タイミング復元回路がバースト速度を提供することを可能にし、これからス レーブ局におけるＰＬＬが受取ったクロックを得る。他の標準的なタイミング復 元アルゴリズムもまた使用することができる。

び橋絡機能を行う結合回路Ｃ１およびＣ２のこれ以上の詳細については、第１１ 図に関して次に記述する。

第１１図の回路においては、１つの結合回路Ｃ２および低域回路２０６が詳細に 示されている。顧客の構内設！１（ＣＰＥ）識別回路ＣＩ（第９図）および１０ ６が提供されることに注意すべきである。回路Ｃ２は、各々の周波数帯域におけ る適当なインピーダンス・マツチングを以てローカルループ会ケーブル１０８の チップ（１０８Ｔ）およびリング（１０８Ｒ）回線の両端に出入りする音声およ びデータ信号を接続する。

伝送のための正負のコード化されたデータ信号は、それぞれ増幅器７０２．７０ ４から結合回路Ｃ２のパルス変成器Ｔ１の一次側の両端接続されるインピーダン ス会マツチング抵抗Ｒ１およびＲ２に接続される。増幅器７０２は、第６図また は第７図のエンコーダにより生じる反転されない正の伝送コード化パルスを増幅 する。均衡された回線伝送のために、正のパルスが増幅器７０４において反転さ れて増幅される。

抵抗Ｒ１およびＲ２は各々、合計１３５オームとなる６７．５オームのインピー ダンスを持ち、出て行くデータ・パルスがデータ周波数において１３５オームの 特性インピーダンスを有するという要件を満たす。理想的には、音声周波数帯域 は、音声周波数において９００および２．１５マイクロフアラツドの特性インピ ーダンスにマツチされるべきである。

０．０３９マイクロフアラツドの容量を持つコンデンサＣ１２が、均衡した変成 器Ｔ１の二次側巻き線間に接続される。音声周波数において、Ｃ１は低域音声周 波数フィルタの一部であるが、データ周波数においては、Ｃ１は有効な短絡回路 であり、そのためデータ周波数におけるＴ１は略々］：１の変成器である。

更にまた、データ周波数においては、Ｔ１の二次側巻き線と直列をなす誘導子Ｌ ４ＡおよびＬ４Ｂは高いインピーダンスを呈し、これにより低域フィルタ段に見 られる電話負荷からデータ信号を緩衝する。

電話の受話器７００に対するリンギング電流の通過を避けるため、結合回路およ びフィルタは信号の不均衡を避けるように慎重に構成されなければならない。こ のように、データ信号は、均衡した変成器Ｔ１を用いて、アース／グラウンド非 励振要素を均衡状態に維持するように接続され、次いで差動増幅器７０６から均 衡した受信機および高域フィルタ２０４（第９図）に接続される。

局部ループにおけるリンギング信号は、縦方向の信号成分と金属信号成分を持つ 。誘導子Ｌ５Ａ、Ｌ５Ｂは、回線に対して並列のＣ９，ＣＩＯ，Ｃ１ｌと共に、 二次低域フィルタを形成し、これはリンギング電流の金属成分に対して透明であ り、かつリンギング回路の縦方向成分を抑制する。各成分に対する望ましい値は 下記の如くである。即ち、 Ｌ５Ａ：２５ミリヘンリー Ｌ５Ｂ：２５ミリヘンリー Ｃ９：　０．０５１マイクロフアラツドＣＩＯ：　０．０５６マイクロフアラツ ドＣ１ｌ　　：　０．０２２マイクロフアラツド金属性フイルタは、下記の望ま しい数値を持つ４つの並列に接続されたコンデンサおよび誘導子Ｃ５，ＬＩＡ； Ｃ７，Ｌ２Ａ；Ｃ６，ＬＩＢ；およびＣ１５，Ｌ２Ｂからなっている。即ち、Ｃ ５：　０．０２２マイクロフアラツドＣ７：　０．０３３マイクロフアラツドＣ ６：　０．０２２マイクロフアラツドＣ１５：　０．０３３マイクロファラッド ＬｉＡ：８．５　ミリヘンリー Ｌ２Ａ：８．８ミリヘンリー Ｌ　Ｉ　Ｂ　：　８．５ミリヘンリー Ｌ２Ｂ：８．８　ミリヘンリー 縦方向のリンギング成分の抑制は、２６ゲージの銅線ループの約３．６５乃至３ ．９８ｋｍ　（１２乃至１３キロフイート）以上のシステムの有効範囲を２６ゲ ージの銅線の少なくとも約５．４９ｋｎ　（Ｌ８キロフィート）まで拡張する。

上記のインピーダンス・マツチング構造は結果として音声信号の低周波数帯域２ ００Ｈｚ乃至１．０ｋＨｚ、中間周波数帯域５００［１ｚ乃至２５００ｋＨｚ　 、および高周波数帯域２乃至３．３ｋＨｚにわたり最適の平均反射減衰量をもた らすことに注意されたい。

インピーダンス端子におけるインピーダンスの尺度である反射減衰量は、周波数 の関数である。高低の周波数において、鳴音反射減衰量は中間周波数においては １０ｄＢより大きくてはならず、エコー反射減衰量１８ｄＢより大きくてはなら ない。コンピュータ最適化は、実際の成分値の制約と共に、上記の成分の値を生 成することになった。これらの成分値は、結果として高低の周波数における２０ ｄＢを越える鳴音反射減衰量をもたらすが、エコー反射減衰量は２６ｄＢを越え る。

第２の電話器７０１（第１２図参照）を電話回路（１０８Ｔおよび１０８Ｒ）の 両端に橋絡することが望ましい時は、第１の電話器７００がフックから外れた時 音声周波数のインピーダンス・マツチングを保存するため隔離が必要とされ、こ れにより回線上の負荷を変更する。また、第２の電話器７０１は低域フィルタ（ ＬＰＦ）２０６’を備えていなければならない。

隔離の目的のため、各電話器には非常に高いインダクタンスを持つ可飽和フェラ イト・リアクトルが設けられている。このリアクトルは、確実に接続された各誘 導子Ｌ３Ａ、Ｌ３ＢおよびＬ３Ａ’、およびフェライトφコアＦＣＩおよびＦＣ Ｉ’により一つに接続されて２Ｈを越える複合接続インダクタンスを形成するＬ ３Ｂ’からなっている。電話器７０１または７００のいずれか一方がフックから 外れると、ＤＣ電流がそれぞれそのリアクトル巻線Ｌ３Ａ’およびＩ、３Ｂ’、 あるいはＬ３Ａ。

Ｌ３Ｂに流れる。そのリアクトルは、１乃至２ミリアンペアの電流で飽和し、回 路からそれ自体を有効に取り除く。オン・フック電話器の前方におけるリアクト ルは飽和されない。

オン・フック状態の電話器がオン・フック状態におかれる時、ＤＣ電流の流れは 停止し、やや大きな、即ち０．５ヘンリーより遥かに大きな誘導子Ｌ４Ａおよび Ｌ４ＢあるいはＬ４Ａ’およびＬ４Ｂ’　は、低域フィルタを音声同波数におい て低域フィルタの同調は行わない。

相当性 これで、本発明の望まし、い実施態様の記述を終る。当業者は、ぞの多数のバリ エーションを認めることができよう。本発明は、請求の範囲およびその相当内容 が必要とすることを除いて限定されてはならない。

浄書（内容に変更なし） 特表平３−５０３８２４　（１３） Ｆｉｇ、　８ 手続補正書（方力 １．事件の表示 ＰＣＴ／ＵＳ８９１００７４０ ２、発明の名称 ３、補正をする者 事件との関係　　　特許出願人 住所 名　称　　インテグレーテッド・ネットワーク・住　所　　東京都千代田区大手 町二丁目２番１号新大手町ビル　２０６区 ５、補正命令の日付　　平成　３年　５月１４日　（発送日）６、補正の対象 （１）出願人の代表音名を記載した国内書面（２）委任状及び翻訳文 （３）タイプ印書により浄書１、た明細書及び請求の範囲の翻訳文（４）図面翻 訳文 ７、補正の内容 国際調査報告 国際調査報告 ｕｓ　８９００７４０ Ｓ＾　２７２４３

Claims (28)

【特許請求の範囲】
1. １．データ信号の周波数スペクトルが音声帯域から実質的に除去されてより高い 周波数スペクトルにわたり拡散されるように、音声帯域電話信号の存在時に電話 回線上に予め定めた速度で送出するためデータ信号をコーディングする装置にお いて、ａ）パルス化されたデータ信号を生成する生成手段と、ｂ）前記パルス化 されたデータ信号とその進み遅れバージョンとの直線的組合わせを形成して周波 数域においてパルスを正弦波状にコーディングするコーディング手段と、を設け てなる装置。
2. ２．前記データ信号が実質的にナイキスト・パルス形態にある請求の範囲１項記 載の装置。
3. ３．周波数域において、コーディングがｓｉｎｍθの形態であり、θ＝πｆｔ／ ２、ｍは１より大きいかあるいは等しい整数、ｆは周波数変数、Ｔは伝送される データの速度の逆数である請求の範囲１項記載の装置。
4. ４．ｍが４に等しい請求の範囲３項記載の装置。
5. ５．前記コーディング手段が、データ信号の（ｍ＋１）で重み付けされた遅れお よび進みバージョンを一次的に加算するトランスバーサル・フィルタ手段を含み 、該遅れおよび進みバージョンは、ｉの階乗×（ｍ−ｉ）階乗で除したｍの階乗 の比率を乗じた計算逓減率で重み付けされる（但し、ｉは重み付けされるｉ番口 のバージョン、ｍは１以上と等しい整数）請求の範囲１項記載の装置。
6. ６．ｍが４に等しい請求の範囲５項記載の装置。
7. ７．前記コーディングがパルス関数整形システムにより行われ、ａ）前記データ 信号を交互の直列パルスの２組のデータ・ストリームに分割するレール形成手段 を設け、一方のデータ・ストリームが正になるパルスを含むが他方のデータ・ス トリームが負になるパルスを含み、 ｂ）（１−ｃｏｓｍθ）ｍで整形されたパルスからなる（但し、ｍは１より大き いかあるいは等しい整数）前記データ・ストリームから重み付けされた和の電圧 波形を生成する時間域フィルタを設ける請求の範囲３項記載の装置。
8. ８．前記トランスバーサル・フィルタが、連続段を有するＣＭＯＳシフト・レジ スタを含み、コード化される前記データ信号が該シフト・レジスタの第１の段と 接続され、各連続段の出力が、差動増幅器と接続された正および負の分圧ネット ワークを形成する交互の重み付け手段により前記信号を重み付けする抵抗重み付 け手段に接続される請求の範囲５項記載の装置。
9. ９．ｍが４に等しい請求の範囲５項記載の装置。
10. １０．時間域フィルタが、重み付け抵抗を各ｎ段の出力端子に接続された入出力 端子を持つ１対のｎ段のシフト・レジスタを含み、一方のデータ・ストリームが 一方のシフト・レジスタの入力端子と接続され、他方のデータ・ストリームが他 方のシフト・レジスタの入力端子と接続される請求の範囲５項記載の装置。
11. １１．第１のノードに第１の送信機と第１の受信機を、また第２のノードに第２ の発信器と第２の受信機を更に設け、ａ）前記ノードを接続する２線の均衡電話 線と、ｂ）前記線の一端部に跨って接続された高域フィルタと、ｃ）前記線の前 記一端部に跨って接続された低域フィルタと、を更に設け、 ｄ）前記コーディング手段が、前記高域フィルタに接続され、コード化されたパ ルスが該高城フィルタを経て接続され、音声帯域電話信号が前記高域フィルタを 流れることを阻止されるが、反対に、音声帯域信号は前記低域フィルタを通り、 整形されたパルスは通さない請求の範囲５項記載の装置。
12. １２．データ信号の周波数スペクトルが音声帯域から実質的に除去されてより高 い周波数スペクトルにわたり拡散されるように、音声帯域電話信号の存在時に電 話回線上に予め定めた速度で送出するためデータ信号をコーディングする装置に おいて、データ信号の（ｍ＋１）で重み付けされた遅れおよび進みバージョンを 一次的に加算するトランスバーサル・フィルタ手段を設け、該バージョンは、１ つの定数の積、およびｉの階乗×（ｍ−ｉ）階乗で除したｍの階乗の比率で重み 付けされる（但し、ｉは重み付けされるｉ番目のバージョン、ｍは整数）装置。
13. １３．前記第１のバージョンが一定の因数Ｋで重み付けされ、次のバージョンが 一定の因数−４Ｋで重み付けされ、次のバージョンが一定の因数６Ｋで重み付け され、次のバージョンが一定の因数−４Ｋで重み付けされ、最後のバージョンが 一定の因数ｋで重み付けされる請求の範囲１２項記載の装置。
14. １４．第１のノードから第２のノードヘの音声周波数信号と、より高い周波数の コード化されたデータ信号のバーストとの同時の伝送、および前記１対の導体上 の前記第２のノードから第１のノードヘの音声周波数信号およびデータ信号のバ ーストの同時の伝送の以後の受取りのための１対の導体によりリンクされる２つ のノードを含む通信システムにおいて、ａ）前記第１のノードが、 （ｉ）前記第２のノードから第１の低域フィルタを経て音声周波数通信システム へ前記導体上で伝送される音声周波数信号と、前記導体上を第１の高域フィルタ を通るよう伝送されたより高い周波数のコード化データ信号とを結合する第１の 結合手段と、 （ｉｉ）前記第１の高域フィルタと接続されて、前記対の導体上の伝送において 生じる信号損失について前記コード化データ信号を補償する第１の等価手段と、 （ｉｉｉ）受取られたコード化データ信号を復号する第１のデータ受信手段と、 （ｉｖ）時間圧縮された多重化データ信号を受取り、該データ信号を正弦波状に コーディングして音声周波数帯域における信号エネルギを実質的に除去する第１ のエンコーダ手段と、（ｖ）前記コード化データ信号を前記第１の高域フィルタ に送り、前記第２のノードに対する前記１対の導体上に伝送する第１の手段とを 含み、 ｂ）前記第２のノードが、 （ｉ）前記第１のノードから第２の低域フィルタを経て音声周波数通信システム へ前記導体上に伝送される音声周波数信号と、前記導体から第２の高域フィルタ を通るより高い周波数のコード化データ信号とを結合する第１の結合手段と、（ ｉｉ）前記第２の高城フィルタと接続されて、前記１対の導体上の伝送において 生じた信号損失について前記コード化データ信号を補償する第２の等価手段と、 （ｉｉｉ）前記受取られたコード化データ信号を復号する第２のデータ受信手段 と、 （ｉｖ）時間圧縮された多重化データ信号を受取り、該データ信号を正弦波状に コード化して音声周波数帯域における信号エネルギを実質的に除去し、前記第１ のノードに対する前記１対の導体上の伝送のため前記コード化データ信号を前記 第２の高域フィルタヘ送る第２のコーディング手段とを含む通信システム。
15. １５．前記第１および第２の結合手段が各々、ａ）第１および第２の端部を持つ 一次巻線と第１および第２の端部を持つ二次巻線とを有する前記第１のノードに おける変成手段を含み、前記第１のノードからの正になるコード化データ信号が 、前記第１の結合手段の前記一次巻線の第１の端部に接続され、前記第１のノー ドからの負になるコード化データ信号が、前記一次巻線の第２の端部に接続され 、前記第１の高域フィルタ手段が、前記一次巻線の前記第１および第２の端部に 跨って接続され、前記二次巻線がコンデンサ手段と直列に接続された２つの小巻 線からなり、前記二次巻線の端部が、前記１対の導体に跨って接続され、 ｂ）前記コンデンサが、該コンデンサに誘起されるリンギング電流の金属性成分 をフィルタする手段と共に前記第１の低域通過周波数の一部をなし、 ｃ）前記二次巻線の各端部と直列に接続されて、前記リンギング電流の縦方向の 成分をフィルタする誘導手段を含む請求の範囲１４項記載の装置。
16. １６．前記コード化データ信号を復号する復号手段を更に設け、前記コード化信 号は交互のマーク反転信号であり、前記復号手段が、 ａ）前記データ信号をサンプリングし、かかるサンプルが上下の電圧範囲内にあ るかどうかを判定し、サンプルされた信号がかかる範囲内にあるならば、ある極 性の第１のパルスを生じるウインドウ・コンパレータと、 ｂ）２つの入力端子と、１つの出力端子とを有する論理手段とを含み、前記第１ のパルスが前記入力端子の一方と接続されて、該入力端子と接続された信号につ いて排他的ＯＲ機能を行って前記２つの入力信号の排他的ＯＲである出力端子に おいて出力信号を生じ、 ｃ）前記論理手段の入力端子と接続された出力端子と、前記論理手段の出力端子 が接続される入力端子とを有する遅延手段を含む請求の範囲１４項記載の装置。
17. １７．前記第１のノードから第２のノードヘ、また前記第２のノードから第１の ノードヘの伝送バーストが、各ノード間の最も長い予期される導体線の一周伝播 遅延時間より大きな時間間隔だけ時間的に隔てられ、各バーストが、テールの２ ビットが続く各々１にセットされた連続ビットの２ビットのタイミング・ヘッダ が先行する５６ビットのデータからなり、前記テールは、１のビットが続く奇数 パリティ・ビットを含んで各バーストが偶数個の１を有するようにする請求の範 囲１４項記載のシステム。
18. １８．データ信号の周波数スペクトルが音声帯域から実質的に除去されてより高 い周波数スペクトルにわたり拡散されるように、音声帯域電話信号の存在時に電 話回線上に予め定めた速度で送出するためデータ信号をコーディングする方法に おいて、ａ）パルス化されたデータ信号を生成し、ｂ）前記パルス化されたデー タ信号とその進みおよび遅れバージョンとの直線的組合わせを形成して周波数域 においてパルスを正弦波状にコーディングする、 ステップを含む方法。
19. １９．前記コーディングが、ｓｉｍθの形態であり、θ＝πｆｔ／２、ｍは１よ り大きいかあるいは等しい整数、ｆは周波数変数、Ｔは伝送されるデータの速度 の逆数である請求の範囲１８項記載の方法。
20. ２０．ｍが４に等しい請求の範囲１９項記載の方法。
21. ２１．前記直線的組合わせが、直線的に加算された（ｍ＋１）で重み付けされた データ信号の遅れおよび進みバージョンを含み、該遅れおよび進みバージョンは 、ｉの階乗×（ｍ−ｉ）階乗で除したｍの階乗の比率を乗じた計算逓減率で重み 付けされる（但し、ｉは重み付けされるｉ番目のバージョン、ｍは１以上と等し い整数）請求の範囲１８項記載の方法。
22. ２２．ｍが４に等しい請求の範囲２１項記載の方法。
23. ２３．データ信号の周波数スペクトルが音声帯域から実質的に除去されてより高 い周波数スペクトルにわたり拡散されるように、音声帯域電話信号の存在時に電 話回線上に予め定めた速度で送出するためデータ信号をコーディングする方法に おいて、ａ）前記データ信号を生成し、 ｂ）生成されたデータ信号の（ｍ＋１）で重み付けされた遅れおよび進みバージ ョンを一次的に加算し、該バージョンは、ｉの階乗×（ｍ−ｉ）階乗で除したｍ の階乗の比率で重み付けされる（但し、ｉは重み付けされるｉ番目のバージョン 、ｍは整数）方法。
24. ２４．第１のノードから第２のノードヘの音声周波数信号と、より高い周波数の コード化されたデータ信号のバーストとの同時の伝送、および前記１対の導体上 の前記第２のノードから第１のノードヘの音声周波数信号およびより高い周波数 のデータ信号のバーストの伝送の以後の受取りのため、２つのノードが１対の導 体によりリンクされる通信方法において、ａ）前記第１のノードにおいて、 （ｉ）前記第２のノードから第１の低域フィルタを経て音声周波数通信システム へ前記導体上で伝送される音声周波数信号を、前記導体上を第１の高域フィルタ を通るよう伝送されたより高い周波数のコード化データ信号に結合し、（ｉｉ） 前記１対の導体上の伝送において生じる信号損失について前記コード化データ信 号を補償し、（ｉｉｉ）受取られたデータ信号を復号し、（ｉｖ）時間圧縮され た多重化データ信号を受取り、該データ信号を正弦波状にコーディングして音声 周波数帯域における信号エネルギを実質的に除去し、 （Ｖ）前記コード化データ信号を前記第１の高域フィルタに送り、前記第２のノ ードに対する前記１対の導体に伝送するステップを含み、 ｂ）前記第２のノードにおいて、 （ｉ）前記第１のノードから第２の低域フィルタを経て音声周波数通信システム へ前記導体上で伝送される音声周波数信号と、前記導体から第２の高城フィルタ を通るより高い周波数のコード化データ信号とを結合し、 （ｉｉ）前記１対の導体上の伝送において生じた信号損失について前記コード化 データ信号を補償し、（ｉｉｉ）前記受取られたコード化データ信号を復号し、 （ｉｖ）時間圧縮された多重化データ信号を受取り、該データ信号を正弦波状に コード化して音声周波数帯域における信号エネルギを実質的に除去し、前記第１ のノードに対する前記１対の導体上の伝送のため前記コード化データ信号を前記 第２の高城フィルタヘ送るステップを含む方法。
25. ２５．前記第１のノードから第２のノードヘの、また該第２のノードから第１の ノードヘのデータ伝送バーストを最も長い予期されるノード間の導体性の一周遅 延時間だけ時間的に分離することを含む請求の範囲２４項記載の方法。
26. ２６．各バーストが、テールの２ビットが続く各々１にセットされた連続ビット の２ピットのタイミング・ヘッダが先行する５６ビットのデータからなり、前記 テールは、１のビットが続く奇数パリティ・ビットを含んで各バーストが偶数個 の１を有するようにする請求の範囲２４項記載の方法。
27. ２７．前記第１の結合手段のインピーダンス・マッチングに影響を及ぼすことな く前記第１のノードにおいて前記導体に跨って橋絡電話を接続するリアクトル手 段を含む請求の範囲１４項記載の装置。
28. ２８．前記リアクトル手段が、フェライト・コアが確実に結合された誘導子対を 含む請求の範囲２８項記載の装置。