KR0131815B1 - 통신 장치 및 방법 - Google Patents

Abstract

본 발명은 단일 쌍 와이어 케이블을 통해 데이타 신호 및 음성 대역 신호를 전송 및 수신하기 위한 디지탈 데이타 및 음성 통신 장치 및 방버에 관한 것이다. 음성 대역에서 데이타 신호의 에너지 함량은 두 대역 사이의 간섭을 피하기 위하여 고주파수로 전달된다. 이것은 주파수 영역에서 데이터 펄스를 정현적으로 부호화함으로써 달성된다. 부화화는 가중 형식에 따라 가중된 지연 및 향상된 버전의 데이타 신호를 선형 조합하여 시간 영역에서 등가적으로 수행된다. 횡단 필터는 지연 및 향상된 버전의 데이타 펄스를 m!/(m-1)!i!에 대한 스케일링 배수만큼 다중화하는데 사용되며, 여기서 i는 가중될 i번째 버전이고, m은 1보다 큰 정수이며, !은 팩토이얼 함수를 나타낸다.

[발명의 분야]

본 발명은 선로를 통한 디지탈 데이터 및 음성 통신 장치에 관한 것이다.

[발명의 배경]

전화 음성 통신 장치는 미국 전역을 비롯한 전세계 주요 국가에 광대하게 전개되어 있다.

전화 음성 통신은 300Hz에서 3300Hz의 주파수 대역을 사용한다. 도체쌍은 말단 사용자의 전화 장치를 중심국에 연결시킨다.

데이터 통신에 대한 필요성이 점증됨에 따라 말단 사용자의 구내로부터 전화 중심국까지 데이터 신호를 전송하는 것이 문제점으로 대두되었다.

음성 대역의 데이터 모뎀을 사용했을 때, 사용자는 약 4800bps(앞으로는 9600bps 모뎀도 사용가능 하지만)의 전송 속도로 데이터 통신을 수행할 수 있다.

이 모뎀은 광대역 데이터 스팩트럼을 300Hz 내지 3300Hz의 음성 대역으로 압축시키기 위한 복잡한 회로를 필요로 한다.

또한, 사용자의 선로 도체쌍이 데이터 통신을 위해 사용될 때는 음성 통신이 불가능하게 된다.

그 좁은 음성 대역이 데이터 통신 전송 비율을 제한할 뿐만 아니라, 음성 대역 모뎀의 사용은 상호 작용의 음성/데이타 전송을 허용하지 않는다.

또한, 음성 대역 데이터 모뎀이 음성 통신을 위해 설계된 공중 교환망을 사용하기 때문에 성능이 보장되지 못한다.

현재, 고속 및 고성능의 데이터 적용분야는 사용자가 데이터폰 디지탈 서비스(DDS)와 같은 광대역 4선식 기저대역(디지탈) 데이터 서비스에 가입하는 것을 요구하고 있다.

DDS에 있어서, 고성능은 데이터를 변조되지 않게 하여, 이것을 케이블 등화기/전치 등화기(pre-equalizer)를 통해 송신 및 수신함으로써 얻어진다.

계류중인 구프타(Gupta)에 의해 1986년 7월 29일자로 출원된 미합중국 특허출원 제891,462 호에는, 전치 및 후치 등화기를 사용함으로써 구리 도체의 선호 매체가 효율적으로 광대역을 가질 수 있다는 내용이 개시되어 있다.

이 케이블 등화기 조합을 통해 전송된 펄스폭 변조된 나이키스트 펄스 형태의 기저대역 데이터는 양호한 (

70% 오픈) 아이(eye) 성능을 가져온다. 따라서 10-8보다 좋은 오차율 성능이 달성될 수 있다.

“아이 오프닝(eye opening)”에 대한 상세한 설명은 W.R.Bennett와 J.R.Davey가 전술한“데이타 전송”(맥그로루힐사 발행, 1965년)의 119 페이지에서 찾아볼 수 있다.

상기 기저대역 펄수폭 변조(PAM) 기술이 갖는 문제점은, (1) 직류 성분이 존재한다는것과, (2) 보율(baud rate)과 그 배수로 이산 주파수(discrete frequency)가 존재하는 것이다.

전화선이 번개나 전력선 등에 닿을 수 있기 때문에 이 장치가 트랜스포머 및 보호회로를 통해 인터페이스되는 것이 매우 필요하다.

PAM 데이터 신호에 직류 성분이 존재하는 것은 그 성분이 트랜스포머를 통과하지 못한다는 것이다.

이산 주파수 점에 집중된 에너지는 바인더 그룹내에 있는 다른 도체쌍에 누화(cross-talk)의 문제점을 야기시킨다.

이 두가지 문제점은 교대 마크 반전(AMI)프리-코팅에 의해 해결되며, 이 방식은 매교대 “1”의 극성이 “-1”로 반전된다.

이 방식이 상기 직류 성분을 제거하고 이산 주파수들을 제거한다는 것을 증명하는 것은 매우 복잡하며, 그 자세한 것은 L.E.Franks가 저술한 프렌티스홀사 발행의 신호 이론”217-218 페이지에서 찾아볼 수 있다.

여기서, AMI/PAM 디지탈 신호의 스팩트럼은 0, 즉 f=0의 D.C.로 되는 (sin Kf)·X(f)의 형태로 이루어진다.

일반적으로 f=0에서의 기울기는 0이 아니며, 따라서, 큰 에너지가 음성 대역(300Hz 내지 3300Hz)에 존재한다.

그러므로, AMI/PAM과 베이스 밴드의 음성 전송은 상호 호환적이 될 수 없다.

데이터 통신에 관련하여, 표준 전화 케이블의 단일 도체쌍을 가로지른 단자 또는 노드 사이에서 음성 및 데이터 신호를 전송 및 수신하기 위한 방법 및 장치가 필요로 하였다.

이 요구를 만족시키기 위한 기술은 주파수편이 키잉(FSK)방식과 관련되며, 여기서, 2개의 주파수가 필요하게 된다.

FSK가 전송의 오차 성능은 여러 가지 이유로 불만족스럽다. 높은 주파수 대역은 적정한 길이의 케이블에 의해 크게 감쇄되며, 양호하지 않은 신호 대 잡음비는 성능의 저하를 초래한다.

더욱이, 에너지가 좁은 대역에 집속되기 때문에 바인더 그룹내의 다른 케이블로 누화가 발생된다.

송신에 사용되는 전력이 커질수록 누화가 커지고, 광대역 송신을 위한 바인더 그룹내의 다른 케이블의 사용을 제한한다.

따라서, 원하는 대로 신호가 전송될 수 없고, 동일한 바인더 그룹내의 다른 신호 전송을 복합시킬 때 관리적인 제한이 가해져야 한다.

또한, 높은 비용의 변조 및 복조 회로가 FSK에서 요구된다.

발명의 요약

본 발명의 장치에서, 전송전에 데이터 신호를 부호화하기 위해 코딩 회로가 사용된다.

이 코딩 회로는 음성 대역이 비어 있게 하고 신호 에너지가 비교적 광범위한 주파수 스펙트럼에 걸쳐 퍼지게 하는 방식으로 데이터 신호를 부호화시킨다.

따라서, 에너지는 좁은 대역에 집속되지 않고 누화가 최소화된다.

기저대역 전송이 사용되어 FSK에 의한 신호 에러가 방지된다. 그리고, 아무런 변조기나 복조기도 필요하지 않다.

비어있는 대역은 기저대역 “플레인 올드 텔레폰 시스템(POTS)”통신에 사용된다.

본 발명의 장치는 버스트 또는 패킷 전송을 위해 시간 압축 및 다중화된 기저대역 데이터 신호를 수용한다.

기저대역 POTS 서비스는 동일한 도체쌍에서 동시에 제공될 수 있다.

시간 압축되고 다중화된 펄스 데이터 신호는 음성 대역으로부터 데이터 신호의 에너지 성분을 공핍화하는 전치 부호기(pre-coder)에 결합된다.

이것은 펄스의 지연 및 향상된 버전(delayed and advanced version)을 가지고 이들을 적절하게 가중한 선형 조합이나 가산에 의해 달성된다.

이 과정은 설명되겠지만 sinm θ의 정현 함수를 가진 펄스의 푸리에 변환을 부호화하는 것과 동일하다.

여기서 θ = πfT/4, m은 1보다 크거나 같은 정수, f는 주파수 변수, 그리고 T는 변조 속도(보오)의 역수이다.

m이 증가하면, 더 큰 펄스 에너지가 낮은 주파수 대역으로부터 높은 주파수 대역으로 이동한다.

본 발명이 특정 실시예에서, m=4일 때,

이며, 이는

의 펄스 함수 형성 장치와 동일하다.

본 발명의 제1실시예에서, 전치 부호기는 레일 형성기와 시간 영역 필터 및 가산 회로를 포함한다.

레일 형성기는 AMI/PAM 부호화된 기저대역 시간 압축 및 다중화된 나이키스트 또는 개략(almost) 나이키스트 펄스 데이터 신호를 입력 데이터 스트림으로부터 순차적 교대 펄스로 된 2세트의 데이터 스트림으로 분할시킨다.

하나의 데이터 스트림은 정의 펄스로 되고, 다른 하나의 데이터 스트림은 부의 펄스로 된다.

이 데이터 스트림은 출력단에 결합된 가중 저항기(weighting resistor)와 함께 2개의 시프트 레지스터로 구성된 시간 영역 필터에 별도로 결합된다.

시프트 레지스터는 각 펄스의 지연 및 향상된 버전을 제공한다.

저항은 (1-cos2θ)2 형태의 펄스를 갖는 가중된 가산 전압 파형을 생성하도록 선정되어 가산기에 결합되고, 여기서 펄스의 에너지 함유율은 음성 대역 신호의 주파수보다 높은 주파수 범위로 확장된다.

기저대역 신호가 AMI 부호화되지 않을 경우, 시간 영역 필터에 단지 하나의 데이터 스트림과 하나의 시프트 레지스터만이 필요하게 된다.

이는 형성된 펄스는 고역 통과 필터, 라인 임피던스 정합 저항, 및 결합 트랜스를 통해 라인의 타단에 있는 동일한 전송/수신 터미널로 전송하기 위해 표준의 2선 평형 라인으로 된 팁(Tip)과 링(Ring) 라인에 결합된다.

또한 음성 대역 신호는 저역 통과 필터를 통해 팁과 링 라인으로 공급되고, 동일한 라인을 통해 전송된다.

타단의 터미널로부터 인입하는 또는 수신된 신호는, 저역 통과 필터와 수신부에 있는 부가적인 고역 통과 필터에 의해 저주파(음성 대역)와 고주파(데이타 대역) 신호로 분리된다.

데이터 펄스는 검출되고 케이블에 대한 전송 손실을 감안하여 등화된 다음, 디멀티플레싱 및 복호화를 위해 정의 펄스와 부의 펄스로 분할된다. 이하, 본 발명을 첨부 도면을 참고로 상세히 설명한다.

Description

통신 장치 및 방법

제1도는 본 발명을 설명하기 위한 나이키스트 펄스에 대한 시간 대진폭의 그래프.

제2도는 본 발명의 특징을 설명하기 위한 상승된 코사인 나이키스트 펄스의 시간 대 진폭의 아이 다이어 그램.

제3도는 3차 버터워쓰 필터를 사용한 전체 나이키스트 펄스를 생성하기 위한 방법을 나타내는 설명도.

제4도는 부호 함수 m의 차수가 증가하면서 정현적으로 부호화된 나이키스트 펄스의 시간 대 전력 스펙트럼 밀도의 그래프.

제5도는 식 224 로 설명되는 펄스 파형의 시간 대 진폭의 그래프.

제6도는 본 발명에 따른 정현 부호기의 개략도.

제7도는 정현적으로 부호화된 펄스 Sm(t)(m=4)를 복호화하기 위한 복호기의 개략 논리 회로도.

제8도는 AMI 부호화가 정현 부호화에 후속하는, 연결된 부호화 장치의 개략도.

제9도는 본 발명의 전화 장치를 통한 디지탈 데이터 통신 장치의 전체 블록 다이어 그램.

제10도는 본 발명의 시간 회복 회로의 블록 다이어 그램.

제11도는 본 발명의 결합 및 필터 회로의 상세 회로도.

제12도는 브리지폰이 본 장치에 결합된 하나의 실시예를 나타내는 부분적 블록 다이어 그램.

Ⅰ. 발명의 이론적 배경

유한치들의 알파벳으로 주어진 데이터 신호[a]를 고려하면,

여기서, ai는 유한수의 이산치들의 요소이며, 대표적으로 0 또는 1이다. 기호 p(t)를 이용한 기저 대 PAM 전송될 신호 x(t)는 아래와 같이 표기될 수 있다.

여기서, T는 보율의 역수이거나 또는 등가적으로 기호 주기이다.

만약, p(t)가 나이키스트 펄스이면, 다시말해 제1도에 도시한 형태의 펄스이면, 식 2로부터

이 된다.

제1도에 도시된 형태의 펄스는 나이키스트 펄스라고 불리우며,“디지탈 통신”(“Digital Communication”by John A. Proakis, Pages 338-341, McGraw Hill, 1983)에서 논의된 바와 같이 특수한 스펙트럼 특성을 갖는다.

대역-제한된 나이키스트 펄스는 존재하며, 대역-제한된 채널을 통과하는 신호에 이용될 수 있다.

도체쌍은 유한 대역폭 전체에 걸쳐 등화될 수 있으므로, 그것들은 대역-제한된 채널의 양호한 예가 된다.

제2도는 푸리에 변환 p(t)에 의해 “상승된 코사인”나이키스트 펄스 p(t)로부터 생긴 아이 다이어그램을 나타낸다. 여기서,

이며, 데이터 처리는 2진법, 즉, ai[0.1]이다.

제2도에서, 현재의 기호는 CS로 표기되고, 이전의 기호는 PS, 다음의 기호는 NS로 표기된다.

아이는 t=KT,

시점에서 100% 오픈되어 있음을 알 수 있으며, 여기서 I는 0을 포함한 양의 정수와 음의 정수의 집합이다.

이것은“상승된 코사인”펄스가 나이키스트 퍼스이고 식 3에서 기술된 성질에 따르기 때문이다.

여러 가지 방법으로 나이키스트 펄스를 근사할 수 있다. DOS에 사용된 공통적인 방법이 제3도에 도시되어 있으며, 여기서, A볼트 진폭의 단위 진폭 펄스 B는 제3차 버터워쓰 필터(10)를 통과한다.

펄스 A의 폭은 T/2이며, 펄터(10)의 차단 주파수 fc는 0.65/T 이며, 이것은 펄스 pF(t)의 형성을 초래한다.

t=T 지점을 넘어서 주행하는 작은 후미부분은 분명히 다음 기호와 간섭할 것이므로, 이 펄스는 완전히 나이키스트는 아니다.

한편, 작은 후미부분에 의해 생긴 부호간 간섭(ISI)은 비교적 미미하며, 그 결과 아이는 90% 이상 오픈된다.

따라서, 이와 같은 펄스는 개략 나이키스트이다.

DDS는 0.5비트/헤르쯔로 또는 2T초당 1비트의 속도로 전송한다.

따라서, DDS는 필요한 대역폭의 두배를 이용한다.

식 2에 설명된 과정의 전력 스펙트럼 밀도는 다음과 같다:

여기서, P(f)는 p(t)의 퓨리에 변환이며, Y(f)는 임의의 주파수 함수이다.

정확한 PAM을 위하여, Y(f)는 이산 주파수에서의 임펄스와 연속 함수의 합으로 구성되어 있다.

연속 함수는 일반적으로 f=0에서 0이 아니다. p(t)가 나이키스트 펄스이면 P(f)는 제로 주파수에서 0이 아니므로, 일반적으로 Sxx(f)도 D.C를 포함한다.

이러한 제한은 DDS에서 AMI 부호화에 의해 극복된다.

전술한 이론적 배경을 염두에 두고, 정현적 부호화 나이키스트 펄스와 정현적 부호화 개략 나이키스트 펄스의 주체(subject)를 포함하는 본 발명의 배경 이론을 설명한다.

Ⅱ. 정현적 부호화 펄스

다음은 펄스 형태로 수정되어 음성 대역의 에너지를 제거할 수 있는 본 발명의 부호화 방법을 설명한다.

우선, 본론에서 벗어나 몇가지 수학적 개념의 도입이 필요하다.

p(t)는 퓨리에 변환 P(t)에 대한 펄스 함수라 한다.

정현적 부호화 펄스 pm(t)의 퓨리에 변환인 Pm(f)를 다음과 같이 정의한다.

여기서, T'=T/4, m은 정수이며, ∥Pm∥은 아래와 같이 정의된 정규화 함수이다:

분명히, Pm(f)는 정규화의 결과로 단위 에너지를 갖는다.

파스발(Parseval)의 이론으로부터 Pm(f)는 단위 에너지 펄스이다.

더욱이, Pm(0)= 0이며, f에 대한 Pm(f)의 제 1의 m-1 도함수는 f=0에서 0이다.

따라서, m을 충분히 크게 잡음으로써 D.C가 제거될 수 있을 뿐만 아니라 저주파 대역도 제거될 수 있다.

“m”이 증가됨에 따라 저주파 대역이 제거되는 정도는 낮아진다. 이것을 하기 위하여, p(t)에 대한 특별한 경우를 택한다.

다음에 다른 경우에 상기 원리를 적용할 수 있다.

다음 식에 따라 퓨리에 변환 P(f)에 의해 최소 대역폭이고, 단위 에너지인, 나이키스트 펄스가 되도록 p(t)를 선택한다:

따라서,

이며,

이 경우에 선택된 특별한 p(t)는 스펙트럼으로 편평하기 때문에, 상기로부터 Pm(f)는 최소 펄스 p(t)의 정현적 부호화에 의해 달성된 스펙트럼 형상을 나타낸다.

또한,

이므로, 이 적분식을 식 10에 적용하면,

으로 나타낼 수 있다.

이라는 사실을 이용하면,

등을 반복적으로 계산할 수 있다.

제4도는 │P0(f)│(부호화하지 않을 경우), │P1(f)│, │P2(f)│, │P3(f)│ 및 │P4(f)│의 파워 스펙트럼 밀도 대 주파수 플롯을 나타낸다.

이러한 곡선들의 검사에 의해,│Pm(f)│는 m이 무한대로 접근함에 따라 임펄스 함수는

로 접근하는 성향이 있음을 알수 있다.

부호화 함수에 의해 얼마나 많은 에너지가 저주파 대역에서 제거되었는가의 척도가 되는 부호화 이득 CG는

다음과같이 계산되며, 여기서, “m”은 부호화 함수의 차수를 나타낸다.

저주파 대역은 신호 Pm(f)의 층 대역폭의 분수 ρ 로 정의될 수 있다.

즉, 저주파 대역은 0 내재

이며, 여기서 ρ는 ½ 보다 적은 실수이다.

다음에 저주파 대역에서의 에너지 Em(ρ)는,

로 주어진다.

다시 식 10의 표준 적분을 이용하면,

으로 나타낼 수 있다.

이 실시예에서, 펄스는 단위 에너지 편평 스펙트럼 펄스로 간주되므로,

식 16과 17을 이용하면, “m”이 증가됨에 따라 주파수 대역의 어떤 주어진 분수 ρ에 대한 에너지 Em(ρ)를 반복적으로 계산할 수 있다.

E0(ρ)는 부호화하지 않았음을 나타내므로, 부호화의 결과로 저주파 대역에서 얼마나 많은 에너지가 제거되었는가의 척도가 되는 부호화 이득(CG)은,

로 표현될 수 있다.

식 17을 이용하면,

이며, 단위는 db이다.

하기의 표 1은 m=0,1,2,3 및 4의 각각에 대해 ρ=1/4과 1/14인 경우의 CG(ρ,m)를 요약해 놓은 것이다.

표 1에 의하면, ρ가 더 작아질수록 m이 증가에 따라 부호화 이득이 더 증가함을 알 수 있다.

요약하면,

형식의 정현 함수를 갖는 나이키스트 또는 개략 나이키스트 펄스의 퓨리에 변환을 부호화함으로써 펄스의 스펙트럼 정형이 이루어진다.

이것은 결과적으로, “m”이 증가함에 따라 저주파 기저대역으로부터 고주파 기저대역까지 에너지 함량이 분수로 더 커지는 것을 제거시킨다.

Ⅲ. 정현적 부호화 펄스의 형성

본 발명에 따라 한 방법이 설명될 것이며, 그것에 의해 p(t)와 그것의 지연 및 향상된 버전 p(t-KT)의 선형 조합을 형성함으로써 최초의 펄스 p(t)로부터 정현적 부호화 나이키스트 또는 개략 나이키스트 펄스를 형성할 수 있으며, 여기서 K는 정수 I의 집합의 요소이다.

이것은 결국 정현 부호기의 회로를 간단하게 하며, 그것에 대한 실시예는 이후에 설명될 것이다.

오일러의 항등식을 식 6에 적용하면,

이 된다.

이제, 이항 정리를 이용하면, 식 20은,

이 되며, 여기서

이며, i는 지연된 펄스의 i번째 버전을 가리키는 정수이며, ！는 팩토리얼 부호이다.

식 21이 퓨리에 역변환을 행하면 적정한 결과를 얻는다.

이 식은 위에서 기대된 형태의 것이며, 또한 식 22A는 다음과 같이 쓰여질 수 있음을 주지한다:

여기서, K= 스케일링 상수=

식 22B로부터, 펄스 pm(t)는 식 22B에서 m+1항에 p(t)의 지연 및 향상된 버전으로 구성되어 있음을 명백히 알 수 있다.

이러한 버전들은 i항의 K 에 의해 가중되도록 된 것이다.

예를 들면, 아래와 같이 m=4인 경우 m+1=5, 즉, 5개의 항들이 있다.

그러므로, 제3항(i=2인 경우)에서 가중치는 6K이며, 이것은 하기의 식 224와 부합한다.

식 22A를 m=0,1,2,3, 및 4에 대해 전개하면,

식 22에서, P4(t)에 의해 설명된 형태의 전압 파형은 제5도에 도시되어 있으며, 여기서 t=-T' 내지 -T'/2에서의 전압 진폭 A는 ¼이고, t=-T'/2 내지 0에서의 A는 -1이며, t=0 내지 +T/2에서의 A는 +3/2이고, t=+T'/2 내지 T'에서의 A는 -½이며, t=+T'에서 3T'/2에서의 A는 +¼이다.

상기 이론은 다음에 정현적 부호와 나이키스트 펄스의 특정 실시예에 적용된다.

시간 영역에서 관찰함으로써 정현적 부호화의 존재시에도 양호한(

70%) 아이 오프닝이 얻어질 수 있다는 것이 입증될 것이다.

따라서, 기저대역 정현적 부호화 데이터는 고성능, 높은 속도, 낮은 코스트 및 낮은 누화의 모든 잇점을 갖는 기저대역 전화 음성과 혼합될 수 있다.

p(t)는 DDS에 사용된 형태의 두배의 주파수 나이키스트 펄스라 한다.

(이미 AMI 부화된) 전송용 데이터 신호가{ …, a-1,a0,a+1,…} 이었다면, 전송된 PAM 신호는,

가 된다는 것을 상기하자.

그러면, 식 23의 관점에서

가 된다.

식 24는 아이가 100% 오픈되고 데이터가 ISI 없이 복구될 수 있는 이유이다.

이제, PAM 과정을 고려하자.

이 식은 식 21을 이용하면 다음과 같이 표현될 수 있다.

T'=T4를 상기하면, 식 26을 다음과 같이 다시 쓸 수 있다:

이제 네가지 경우로 분류될 수 있다:

경우 1 : m = 41

경우 2 : m = 41+1

경우 3 : m = 41+2

경우 4 : m = 41+3

경우에 대해 식 27을 전개하고 식 23을 사용하면,

식 23을 이용하면, 경우 2,3 및 4에 대해 식 27에서의 비슷한 연산들이 사용되어 하기의 것을 나타낼 수 있다:

명백하게, 식 27의 값은 식 28A,B,C 및 D가 기초한 t=0,T/4,T/2 및 3T/4의 시점 대신에 다른 시점에서 구할 수도 있다.

예컨데,

등으로 표시될 수 있다.

결론적으로, 나이스키트 또는 개략 나이키스트 펄스를 식 22에 설명된 타입의 파형으로 만드는 것을 정현적 부호화 나이키스트 또는 개략 정현적 나이키스트 펄스와 등가라는 것을 보여주었다.

더욱이, 정현적 부호화는 식 28A,B,C,D에서의 모든 계수가 알려져 있으므로 공지된 기호간 간섭을 초래한다.

다음의 예는 신뢰할 수 있는 통신을 구축하기 위하여 바이터비 복호기(Viterbi decoders) 등과 같은 적용 기술을 필요로 하지 않은 매우 간단한 수신기 구성을 ISI의 지식으로 행할 수 있다는 것을 보여준다.

Ⅳ. 정현적 부호기

정현적 부호화의 실시예가 제6도에 도시되어 있다. 제6도의 정현적 부호기(600)의 기능은 음성 대역에서 더 높은 주파수까지 에너지의 주파수를 데이터 펄스에서 재분배하기 위하여 입력 데이터 스트림의 펄수 pm(t)를 sinm 함수로 정현적으로 부호화하는 것이다.

Ⅲ 부분에 도시한 바와 같이, 이 부호화는 재분배의 정도에 따라 원 펄스의 대략적으로 가중된 선형 및 지연된 버전을 형성하므로써 이루어질 수 있다.

보다 상세하게는, 식 22는 Pm(t)가 pm(t)의 m+1 지연 및 향상된 버전으로 형성되어 있음을 보여준다.

지연된 버전들은 i=0 내지 i=m/2보다 작거나 같은 정수의 범위에 상응하는 식 22의 항들이며, 향상된 버전들은 i=m/2보다 크거나 같은 정수에 상응하는 항들이다.

버전들의 특정 가중치는 m에 종속하며, 아래의 표 2에 i=0 내지 m과 특정 m=1 내지 4와 일반적인 경우 m=m에 대해 제시되어 있다.

제6도의 회로에 있어, 시프트 레지스터(20)은 지연 및 향상된 버전을 제공한다.

분기된 가중 저항기 Rm-R0는 스케일 인자 저항기(28 및 30)와 협력하여 가중 기능을 수행하며, 가산기(26)는 가산 기능을 행한다.

부호화될 PAM 행 데이터 펄스 또는 비트 …a-1, a0, a1…의 형태인 펄스 데이터는 n-단계 CMOS 시프트 레지스터(20)로 클럭되며, 상기 레지스터(20)의 단계들은 각각의 가중 저항기 Rm-R0에 결합되어 주파수 2/T의 클럭에 의해 클럭되며, 매 비트는 두 번에 걸쳐 클럭된다.

시프트 레지스터의 각 셀 또는 단계의 출력 임피던스는 50오옴보다 작거나 같게 최소 저항기

최소치[Ri, i=0, 1,… m] 가 되도록 선택된다.

이러한 회로의 펄스 응답은 pm(t)이며, 회로는 선형이므로 출력 sm(t)는 아래와 같다.

제6도의 회로에서, 데이터 스트림 또는 시퀀스(22)에서 각각의 원래의 펄스 p(t)는 그것의 지연 또는 향상된 버전P(

)와 결합되며, 여기서 K는 정수 {I}의 집합의 요소이다.

sinm θ의 정현적 부호화 펄스 파형을 발생시키기 위하여 지연 및 향상된 버전들은 최초 펄스와 결합된다.

여기서, m은 1 이상의 정수이다.

결과의 부호화 펄스는 m=4에 대해 제5도에 보인 형태의 것이다.

이것은 데이터 스트림(22)를 상기 시프트 레지스터(20)의 입력에 결합시킴으로써 이루어지며, 상기 레지스터의 연속 스테이지(24)는 출력 분압기 회로망과 결합된다.

분압기 회로망은 가중 저항기 Rm,Rm-1,Rm-2,…, Ri-1,Ri,R0로 구성되어 있으며, 여기서 m은 부호화 차수 또는 레벨이고 1보다 크거가 같으며, i는 i번째 지연된 펄스에 대응하는 정수이다.

가중 저항기는 정밀한 정의 전위(+ 전압 레일)와 정밀한 부의 전위(- 전압 레일)에 교대로 결합된다.

또한, 분압기 회로망은 플러스 레일과 접지 사이에 결합된 R/∥Pm∥과 등가인 저항기(28)을 포함하며, 상기 저항기의 접합점은 차동 증폭기(26)의 정의 입력 단자에 결합되어 있고, 또한 부의 레일과 차동 증폭기(26)가 출력과의 사이에 결합된 저항기(30)도 포함한다.

또한, 부의 레일은 가산 계수기(26)의 부의 입력 단자에, 그리고 정의 레일은 정의 입력 단자에 결합되어 있다.

가중 저항기의 일반화된 크기는 아래의 표 3에 제시되어 있으며, 전술한 표 2에서와 같이 m=1 내지 4의 특별한 경우에 대해 제시되어 있다.

그러므로, 차동 증폭기(26)의 출력은 입력 데이터 시퀀스 펄스의 퓨리에 변환의 정현적 부호화와 동등이며, 여기서 각 펄스 P(T)는 그것의 지연된 버전과 향상된 버전으로 선형으로 결합되어 있으며, 이러한 버전은 시프트 레지스터(20)의 연속 스테이지(24)에 담겨 있다.

그것들이 결합된 형태는 가중 저항기의 함수이다.

m=4인 경우, 그것들은 (2-COSθ)2의 함수로 결합되어 제5도에 미리 보인 형태의 펄스 파형을 발생시킨다.

III 부분에서의 논의에 따라, 그러한 부호화는 “m”이 증가됨에 따라 기저대역으로부터 더 높은 주파수로 입력 펄스에 에너지 함량을 제거한다는 것을 보여주었다.

다음에, 이와같이 부호화된 펄스들은 케이블쌍을 통해 전송하기 위하여 제3종의 버터워쓰 필터(32)와 같은 펄스 응답 회로를 통해서 이후에 설명되는 적합한 수신기에 결합된다.

제7도는 다른 실시예이며, 여기서 유사한 부분에는 상응하는 참조번호에 프라임 부호를 붙였다.

제7도의 실시예는 연결된 부호화의 경우, 즉, AMI와 같은 사전 부호화 기능과 다음에 이어지는 정현적 부호화를 보여주고 있다.

이러한 사전 부호화는 부분 응답 부호화에 의해 이루어진 중간대역에서, ZERO와 같은 다른 적정한 스펙트럼 특성을 생성할 수 있다.

AMI 전치 부호화의 경우, 0은 D.C에서 발생되며, 스펙트럼 특성은 사인 함수에 의해 형성된다는 것을 유의하기 바란다.

또한, 그것에 의해 음성 (POTS) 주파수 통신에 사용될 저주파 대역에서 에너지를 소거하는데 도움이 된다.

사전 부호기(40)는 AMI/PAM 데이터 신호(22′)를 두 개의 펄스 레일, 즉, 플러스 펄스 레일(42)과 마이너스 펄스 레일(44)로 나눈 다음, 그것들의 각각의 개별적 시프트 레지스터(46 및 48)에 의해 별개로 부호화되고 연산증폭기(26＇)에서 합산되어 필터(32′)에 결합된다.

Ⅴ. 정현 복호화

이하에 간단한 정현 복호기를 m=4의 정현적 부호화 펄스 통신의 특별한 경우에 대해 설명하고자 한다.

m=4, 즉, 1=1인 경우를 고려하면 식 29는 다음과 같이 쓰여질 수 있다:

여기서, a0는 현재의 비트이며, a-1은 이전의 비트이다.

그 다음, 비트 a+1이 식 31에 존재하지 않음을 주목하기 바란다.

이제 순열 {…, a1,a0,a1,…}이 이미 AMI 부호화되어 있는 경우를 고려하자.

이 경우, 식 30은 다음의 값들만을 가질 수 있다

식 31의 조건을 만족하는 수신기는 제8도에 도시되어 있다.

제5도에 보인 형태의 정현적으로 부호화된 AMI/PAM 수신 신호 S4(t)는 그것이 +2KA와 -2KA와의 사이에 놓여 있는가를 판단하기 위하여 윈도우 비교기(50)에 의해 샘플링된다 ; 여기서, K는 스케일링 인자 =

, 즉, m=4, ∥Pm∥=0.523(식 14)인 경우 K=0.239A 이며, A는 사용되는 기호의 피크 진폭이다.

A는 사전에 공지되어 있으므로, 이 정보는 수신기에 사용되어 최대 전력 조건들을 만들 수 있다.

윈도우 비교기(50)로부터의 응답이“예”이면, 하나의 펄스가 비교기(50)로부터 두 개의 입력들 중 하나를 EX-OR 게이트(54)에 공급하는 논리 회로(52)에 전달된다. EX-OR 게이트(54)의 다른 하나의 입력 단자는 t= -T/2+KT에 대응하는 시간 간격으로 클럭되는 지연 플립 플롭(56)의 출력에 결합되어 있다.

플립 플롭(56)은 사전 결정 a〔(K-1)T〕의 함수, 즉, 1 클럭 펄스 더 빨리 일어난 플립 플롭(56)으로의 D-입력의 함수인 출력을 발생시킨다.

EX-OR(54)의 출력은 플립 플롭(56)의 D-단자에 역으로 결합되어 사전 결정을 제공한다.

따라서 EX-OR(54)의 출력은 a(KT)이며, t=T/2+KT에서 클럭 펄스와 일치한다. 식 31과 제6도로부터,

임이 분명하다.

여기서

는 배타적 논리합 함수를 의미한다.

식 33을 역으로 하면,

S4(-T/2+kT) 식 34

임을 알 수 있다.

라서, 일단 정확한 개시 조건 a0가 설정되면, 수신기는 정확한 순열 {aK, K=0, 1 …}을 연속적으로 발생시킬 것이다.

명백히 알 수 있듯이, 이 수신기는 단일 에러가 만들어지면 무한 에러 전파를 유발할 수 있다.

이것은 AMI 부호화에 앞서 송신기에 EX-OR 기능을 배치함으로써 해결될 수 있다.

대신에, aK가 기지의 조건으로 주기적으로 강제될 수 있는 장치, 예컨대 시간 부호 다중화(TCM) 장치에 있어서, 에러가 그 다음의 강제시까지만 전파할 것이기 때문에 송신기에서의 앞선 EX-OR 부호화가 필요치 않다.

따라서, TCM 장치에 있어서는 단지 1 프레임 동안만 에러가 전파하게 할 수 있다.

Ⅵ. DDOV 장치

제9도는 본 발명의 디지탈 데이터 오버 음성(Digital Data Over Voice (DDOV)) 장치를 블록도로 나타낸 것이다.

이 실시예에서, 고객 구내 장치(CPE)에서 생긴 4kHz 미만의 주파수로 전화기(700)와 같은 음성 주파수 통신 장치로부터의 음성 주파수 신호가 결합 회로 C1으로부터 시간 압축 다중화(PCM) 데이터 신호들의 정현적 부호화 버스트와 함께 전송된다.

공지된 기술을 이용하면, CPE에서의 TCM 논리 회로(100)는 기저대역 주파수의 직렬 송신 데이터와 송신 클럭 펄스를 받아들이고 TCM 기능을 실행하여 짧은 지속 시간의 버스트들을 클럭 펄스와 데이터 펄스들(108′)로 전송된다.

따라서, TCM 논리 회로(200)는 중앙국 장치(Central Office Equipment (COE))에서 유사한 기능을 행한다.

그리고, 데이터와 타이밍 신호(208′)는 와이어쌍(108)을 통해서 결합 회로 C2로부터 C1을 향해서 반대 방향으로 전송된다.

일반적으로, CPE국은 COE국에 종속되어 있어서, 중앙국(COE)은 처음에 하나의 버스트(208′)로 하나의 시간폭 동안 한 방향으로 전송하고, 다음에 종속국은 하나의 버스트(108′)로 나중의 시간폭 동안 전송한다.

최장의 예기된 케이블의 라운드 트립 지연보다 더 큰 시간 길이의 전송시의 시간폭 갭은 전송간의 충돌을 피하기 위하여 제공된다.

주국으로부터의 한 버스트와 종속국으로부터의 대응하는 버스트는 갭과 함께 하나의“프레임”을 구성한다.

다음에 공정은 다른 하나의 프레임의 전송을 다시 시작한다. 이 공정은 “핑-퐁”통신으로 불리운다.

특정의 실시예에서, 각각의 버스트(108′) 또는 (208′)에 대한 데이터 전송 포맷은 각 방향으로 총 60비트/버스트에 대해 연속적인 비트의 2비트 타이밍 헤더가 전제되고 2비트의 후미가 뒤따르는 56비트의 데이터로 이루어진다.

버스트들간의 대표적인 시간 갭은 길이가 20비트이며, 결과적으로 총 프레임은 140비트이며, 56kHz에서 2.5m초의 지속 시간과 400Hz의 프레임 속도를 갖는다.

포맷의 후미는 하나의 비트로 후속되는 ODD 패리티 비트로 구성되어 있다. ODD 패리티에 의해서 패리티 비트까지, 다시 말해서 패리티 비트를 포함한 버스트내의 1의 총수는 TCM 전송 논리에 의해 적당히 패리티 비트를 0 또는 1로 만듦으로써 홀수가 되게 강제된다.

그러므로, 후미의 최종 비트가 1이므로 모든 버스트는 짝수개의 1을 갖는다.

그러므로, 모든 버스트는 AMI 부호화에도 불구하고 동일한 편차로 전송을 시작한다.

그 결과는 버스트당 ZERO D.C.이며, 이것은 결과적으로 매 프레임마다 어떠한 쌍극성 침해도 초래하지 않는다.

제6도에 도시하고 설명된 타입의 CPE 또는 COE에서, 정현 부호기(102) 또는 (202)는 각각 음성 주파수 대역에서 더 높은 주파수 대역까지의 클럭 및 데이터 펄스의 에너지 함량을 비우기 위하여 클럭 및 데이터 펄스를 부호화시킨다.

부호화된 클럭 및 데이타 펄스들은 8kHz의 차단 주파수를 갖는 CPE 또는 COE에 각각 있는 고역 통과 필터(204) 또는 (104)를 통해서 국부루프 케이블(108)을 형성하는 단 한쌍의 표준 전화선에 결합시키기 위한 결합 회로 C1 또는 C2에 결합된다.

전송 기간 중에는 아날로그 스위치 SW1 및 SW2가 개방되어서 전송된 데이터가 각 수신기(110 또는 210)에 결합되는 것을 방지시킨다.

동시에, 저주파 음성 회로(VOICE)는 통상적으로 저역 통과 필터(106) 또는 (206)을 통해서 결합 회로 C1 또는 C2에, 그리고 동일한 케이블(108)을 가로질러 결합되어 있으며, 상기 케이블은 음성 전화 통신을 위한 링 콘덕터와 표준 팁을 형성한다. 필터(106) 또는 (206)은 데이터 신호가 음성 신호와 간섭을 일으키는 것을 방지하며, 고역 통과 필터(104) 또는 (204)는 0∼4kHz 대역내에 남아 있는 데이터 신호의 어떤 나머지 에너지가 국부루프를 빠져나가서 음성 신호와 간섭을 일으키는 것을 방지하는 유사한 기능을 이행한다.

COE에서, 정현적 부호화 데이터와 클럭 펄스는 HPF 필터(204)로부터 케이블 등화기(220)에 결합되며, 여기서 신호는 전술한 특허출원에 기재된 바와 같이 케이블(108)과 관련된 케이블 손을 보상받는다.

보상후에, 상기 신호는 제8도에 설명된 데이터 수신기(210)에 결합되어 TCM(100)에서 발생된 최초의 클럭 및 펄스 데이터를 회복시킨다.

회복된 클럭 및 데이터 신호는 (주) TCM 논리 회로(200)에서 디멀티플렉싱되어 그것들의 전-버스트 형태로 복귀된다.

마찬가지로, 반대 방향으로의 음성 신호는 C1과 LPF(106)을 통해서 음성 주파수 통신 시스템, 이 경우에는 음성 스위치(도시되어 있지 않음)에 결합되어 있으며, 버스트 데이터는 C1으로부터 HPF(104)를 통해서 닫힌 스위치 SW1을 통해서 등화기(102)에 결합되어 데이터 수신기(110)에서 복호화된다.

헤더 비트, 패리티 비트, 및 트레일링 1비트(“후미(tail)”라 칭함)는 주 데이터 클럭을 회복하는 타이밍 회복 회로(109)에 사용되고, 다음에 공지된 식으로 TCM 논리 회로를 등기화하는데 사용된다.

제10도에 있어서, 타이밍 회복 회로(109)는 동기화된 인입 신호가 2kA를 초과하여 데이터 신호가 되는 경우를 결정하는 슬라이서 회로(900)로 구성되어 있다.

인입 신호가 임계 레벨인 2kA를 초과할 때, 버스트 주기보다 큰 시상수를 갖는 단발(one shot) 멀티바이브레이터(902)는 트리거되어 위상 동기 루프 회로(104)를 게이팅시키기 위하여 버스트 주기의 상승 구간과 하강 구간을 제공하며, 동기화를 위하여 클럭 펄스를 재생시킨다.

데이터 신호의 포맷은 타이밍 회복 회로가 종속국의 PLL이 수신 클럭을 획득하는 버스트 속도를 제공할 수 있게 한다.

또한 그외의 표준 타이밍 회복 알고리즘도 사용될 수 있다.

Ⅶ. 결합 회로

본 발명의 선결합, 필터링, 귀환 감쇠량 최적화 및 브리지 기능을 실행하는 결합 회로 C1 및 C2의 부가의 설명은 제11도와 관련하여 이하에 설명될 것이다.

제11도의 회로에는 하나의 결합 회로 C2와 저역 통과 회로(206)가 상세히 도시되어 있다.

회로(C1(제9도) 및 106)와 동일한 고객 구내 장치(CPE)가 구비되어 있음은 물론이다.

회로 C2는 각각의 주파수 대역에서 적당한 임피던스 정합을 이루는 국부루프 케이블의 팁(108T)과 링(108R) 선들을 가로질러 인입 및 인출 음성 및 데이터 신호를 결합시킨다.

전송을 위한 정 및 부로 부호화된 데이터 신호들은 증폭기(702 및 704)로부터 각각, 결합 회로 C2의 펄스 변성기 T1의 1차 권선을 통해 결합된 임피던스 정합 저항기 R1 및 R2에 결합된다.

증폭기(702)는 제6도 또는 제7도의 부호기에 의해 발생된 비반전 정의 전송 부호화 펄스를 증폭한다.

평형화된 라인 전송을 위하여 정의 펄스들은 발전되어 증폭기(704)에서 증폭된다.

저항기 R1 및 R2는 인출 데이터 펄스들은 데이터 주파수에서 135오옴의 특성 임피던스를 알 수 있는 조건을 만족하는 각각 67,5오옴, 총 135오옴의 임피던스를 갖는다. 이상적으로는, 음성 주파수 대역은 음성 주파수에서 900오옴의 특성 임피던스와 215마이크로패럿에 정합되어야 된다.

0,039마이크로패럿의 용량을 갖는 캐패시터 C12 평형 변성기 T1의 2차 권선과의 사이에 결합된다.

음성 주파수에서 C1은 저역 통과 음성 주파수 필터의 일부이다.

반면에, 데이터 주파수에서 C1은 사실상 단락 회로이므로, 데이터 주파수에서 T1은 실질적으로 1:1 변성기이다.

더욱이, 데이터 주파수에서 T1의 2차 권선과 직렬인 인덕터 L4A 및 L4B는 고임피던스를 띠고, 그것에서 의해 저역 통과 필터단을 통해 본 전화기 부하로부터 데이터 신호를 버퍼링한다.

전화 수신기(700)으로의 호출 전류의 통과를 방지하기 위하여, 결합 회로와 필터는 신호를 불균형하게 하는 것을 방지하도록 세심하게 구성되어야 된다.

따라서, 데이터 신호는 평형 변성기 T1을 이용하여 결합되어 대지/접지간 기생 용량을 균형되게 유지시켜며, 다음에 다른 증폭기(708)에 결합되어 평형 수신기의 고역 통과 필터(204)(제9도)에 결합된다.

국부 루프에서의 링잉(ringing) 신호는 길이 신호 성분과 금속성 신호 성분을 갖는다.

라인 양단에 병렬의 캐패시터 C9,C10 및 C11과 함께 인덕터 L5A 및 L5B는 2차 저역 통과 필터를 형성하며, 이것은 링잉 전류의 금속성 성분에 투명하고 링잉 회로의 길이 성분을 억제한다. 각 부품의 바람직한 값은 다음과 같다.

L5A - 25 mH

L5B - 25 mH

C9 - 0.051 μF

C10 - 0.056 μF

C11 - 0.022 μF

금속성 필터는 4개의 병렬 결합된 캐패시터 및 인덕터, C5,L1A; C7,L2A; C6,L1B; 및 C15,L2B로 구성되며, 그 값은 다음과 같다.

C5 - 0.022 μF

C7 - 0.033 μF

C6 - 0.022 μF

C15 - 0.033 μF

L1A - 8.5 mH

L2B - 8.8 mH

L1B - 8.5 mH

L2B - 8.8 mH

길이 링잉 성분을 억압하는 것을 장치의 사용 범위를 26 게이지 도체 루우프의 12-13 킬리피이트 이상 적어도 18 킬로피이트까지 연장시켜준다.

상술한 임피던스 정합 구성은 200 내지 1.0kHz의 음성 신호의 저주파 대역, 500 내지 2500Hz의 중간 주파수 대역, 그리고 2kHz 내지 3.3kHz의 고주파 대역에 걸쳐 최적의 평균 귀환 손실을 갖게 한다.

이 귀환 손실은 임피던스 종단에서의 부정합에 기인하며 주파수의 함수로 표시한다.

저주파 및 고주파에서 링잉 귀환 손실은 중간 주파수 대에서 10db 보다 커야 하며, 에코 귀환 손실은 18db 보다 커야 한다.

실제 부품값의 한정과 함께 컴퓨터 최적 설계는 상기한 부품의 값을 발생하는 것으로 수행된다.

이들 부품값은 저주파 및 고주파에서 링잉 귀환 손실이 20db을 초과하게 하고, 에코 귀환 손실은 26db을 초과하게 만든다.

전화 선로(108T 및 108R) 양단에서 제2의 폰(701)(제12도)이 브리지되는 것이 필요할 때, 제1의 폰(700)이 오프-후크(OFF-HOOK) 상태에서 음성 주파수 임피던스 정합을 유지하기 위해 분리가 필요하다.

또한, 제2의 폰(701)에는 저역 통과 필터(206′)가 설치되어야 한다.

분리의 목적으로, 각각의 폰에는 매우 높은 인덕턴스를 가진 포화 페라이트 리액터가 설치된다.

리액터는 합성 결합 인덕턴스가 2H를 초과하도록 페라이트 코어 FC1 및 FC1'에 의해 서로 결합된 각각의 밀접하게 결합된 인덕터 L3A 및 L3B 와 L3A' 및 L3B'로 형성된다.

폰(700) 또는 (701)이 모두 오프 후크 상태일 때 직류 전류는 그 리액터 권선 L3A' 및 L3B' 또는 L3A 및 L3B 각각을 통해 흐른다.

그 리액터는 1 또는 2 밀리암페어의 전류에서 포화되며, 유효하게 전류를 차단시킨다.

온-후크(ON-HOOK) 상태의 폰 전단에 있는 리액터는 포화되지 않는다.

오프-후크폰이 온-후크로 되면, 직류 전류는 흐름을 정지하고 0.5헨리보다 큰, 비교적 큰 인덕턴스를 갖는 L4A 및 L4B,L4A' 및 LAB'가 음성 주파수에서 저역 통과 필터를 효과적으로 동조시키지 못하게 된다.

동등물

이상으로 본 발명의 양호한 실시예에 대한 설명을 마친다.

이 분야의 숙련된 사람은 위 실시예의 다양한 변형들을 인식할 수 있을 것이다.

본 발명은 첨부된 청구범위와 그 동등물에 의한 것을 제외하고는 제한받지 않는다.

Claims (9)

1. 음성 주파수 신호와 제1노드에서 제2노드까지의 고주파 부호화된 데이터 신호의 버스트를 동시에 전송하고, 음성 주파수 신호와 1쌍의 도체를 통해 제2노드로부터 제1노드로 데이터 신호의 버스트의 동시 전송을 위해 1쌍의 도체로써 연결된 2개 노드를 포함하는 통신 장치에 있어서, a) 상기 제1노드는, 제1저역통과 필터를 통해 상기 제2노드로부터 음성 주파수 통신 장치로 상기 도체를 통해 전송된 음성 주파수 신호와 제1고역 통과 필터를 통해 상기 도체로 전송된 고주파 부호화된 데이터 신호를 결합하는 제1의 결합 수단; 상기 한쌍의 도체를 통해 전송 중에 발생된 신호 손실에 대해, 부호화된 데이터 신호를 보상하기 위해 상기 제1고역 통과 필터에 결합된 제1등화기 수단, 부호화된 수신 데이터 신호를 복호화하기 위한 제1데이터 수신기 수단; 시간 압축되고 다중화된 데이터 신호를 수신함과 동시에 이 데이터 신호를 부호화하여 음성주파수 대역에 어떠한 신호 에너지도 제거될 수 있게 하는 제1부호화 수단; 및 상기 한쌍의 도체를 통해 상기 제2노드로 전송하기 위해 상기 부호화된 데이터 신호를 상기 제1고역 통과 필터로 통과시키는 제1수단을 포함하며, b) 상기 제2노드는, 제2저역 통과 필터를 통해 상기 제1노드로부터 음성 주파수 통신 장치로 상기 도체를 통해 전송된 음성 주파수 신호와 제2고역 통과 필터를 통해 상기 도체로부터 고주파 부호화된 데이터 신호를 결합하는 제2결합 수단; 상기 도체쌍을 통한 전송에서 발생된 신호 손실에 대해, 상기 부호화된 데이터 신호를 보상하도록 상기 제2고역 통과 필터에 결합된 제2등화기 수단; 부호화된 수신 데이터 신호를 복호화하기 위한 제2데이터 수신기 수단; 시간 압축되고 다중화된 데이터 신호를 수신함과 동시에 이 데이터 신호를 부호화하여 음성주파수 대역에서 어떠한 신호 에너지도 존재하지 않게 하기 위한 제2부호화 수단; 및 상기 도체쌍을 통해 상기 제1노드로 전송을 위해 상기 제2고역 통과 필터로 상기 부호화된 데이터 신호를 통과시키기 위한 제2수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 통신장치.
2. 제1항에 있어서, 상기 제1 및 제2 결합 수단은, a) 상기 제1노드로부터 정의 부호화된 데이터 신호가제1결합 수단의 1차 권선의 제1단부에 결합되고, 제1노드로부터의 부의 부호화된 데이터 신호가 1차 권선의 제2단부에 결합되게 한 제1 및제2단부를 갖는 1차 권선과 제1 및 제 2의 단부를 갖는 2차 권선을 제1노드에서 갖는 트랜스포머 수단을 포함하는데, 상기 제1고역 통과 필터는 상기 1차 권선의 제1 및 제2단부를 가로질러 결합되고, 제2차 권선은 캐패시터와 직렬로 결합된 2개의 보조 권선으로 구성되고, 상기 2차 권선의 단부는 상기 도체쌍 양단에 결합되며; b) 상기 캐패시터는 상기 도체에 유도된 링잉 전류의 금속성 성분을 필터링하는 수단과 함께상기 제1의 저역 통과 필터의 일부를 형성하고,; 및 c) 상기 링잉 전류의 길이 성분을 필터링하기 위해 상기제2권선의 각 단부에 직렬로 결합된 인더터 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 장치.
3. 제1항에 있어서, 교대 마크 반전 신호로 되는 부호화된 데이터 신호를 복호화하기 위한 복호기 수단을더 포함하며, 상기 복호기 수단은, a) 상기 데이터 신호를 샘플링하고, 이 샘플링 신호가 상부 또는 하부 전압범위내에 있는지를 판단하고, 이 샘플링 신호가 그 범위내에 있을 때 어떤 극성의 제1펄스를 발생하는 윈도우 비교기; b)2개 입력 단자 및 하나의 출력 단자를 갖는 논리 수단을 포함하는데, 상기 제 1 펄스는 출력 단자에서 2개 입력 신호의 EX/OR인 출력 신호를 발생시키기 위해 상기 입력 단자에 결합된 신호에 EX/OR 기능을 수행하는 입력 단자중 하나에 연결되며; c) 상기 논리 수단의 입력 단자에 결합된 출력 단자와 상기 논리수단의 출력 단자가 결합된 입력 단자를 갖는 지연 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 장치.
4. 제1항에 있어서, 제1노드로부터 제2노드, 그리고 제2노드로부터 제1노드까지의 버스트는 노드 사이의 가장 긴 예상 도체 선로의 라운드 트립 지연 시간보가 큰 시간 갭에 의해 적절히 분리되고, 각 버스트는 2비트의 후미부분에 후속하는 1에 설정된 연속 비트의 2비트 타이밍 헤더에 의해 선행된 56비트의 데이터로 이루어지고, 상기 후미부분은 모든 버스트가 1의 짝수를 갖도록 1의 비트에 후속하는 홀수 패리티 비트를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 장치.
5. 음성 주파수 신호와 제1노드에서 제2노드까지의 고주파 부호화된 데이터 신호의 버스트를 동시에 전송하고, 음성 주파수 신호와 1쌍의 도체를 통해 제2노드로부터 제1노드까지 데이터 신호의 버스트의 동시전송을 수신하기 위해 2개 노드가 한쌍의 도체로 연결된 통신 방법에 있어서, a) 제1노드에서는, (i) 제1저역 통과 필터를 통해 상기 제2노드로부터 음성 주파수 통신 장치로 상기 도체를 통해 전송된 음성 주파수 신호와 제1고역 통과 필터를통해 상기 도체로 전송된 고주파 부호화된 데이터 신호를 결합하는 단계; (ii) 상기 한쌍의 도체를 통해 전송 중에발생된 신호 손실에 대해 부호화된 데이터 신호를 보상하는 단계; (iii) 부호화된 수신 데이터 신호를 복호화하는 단계; (iV) 시간 압축되고 다중화된 데이터 신호를 수신함과 동시에 음성 주파수 대역에 어떠한 신호 에너지도 제거되도록 상기 데이터 신호를 부호화하는 단계; 및 (V) 상기 한쌍의 도체를 통해 상기 제2노드로 전송하도록 상기 부호화된 데이터 신호를 상기 제1고역 통과 필터로 통과시키는 단계를 포함하며; b) 상기 제2노드에서는, (i)제2저역 통과 필터를 통해 상기 제1노드로부터 음성 주파수 통신 장치로 상기 도체를 통해 전송된 음성 주파수 신호와 제2고역 통과 필터를 통해 상기 도체로부터의 고주파 부호화된 데이터 신호를 결합하는 단계; (ii) 상기 도체쌍을 통한 전송에서 발생된신호 손실에 대해 상기 부호화된 데이터 신호를 보상하는 단계; ( iii) 부호화된 수신 데이터 신호를 복호화하는 단계; 및 (iV) 시간 압축되고 다중화된 데이터 신호를 수신함과 동시에, 이 데이터신호를 부호화하여 음성 주파수 대역에서 어떠한 신호 에너지도 존재하지 않도록 상기 도체쌍을통해 상기 제1노드로의 전송을 위해 상기 제2고역 통과 필터로 상기 부호화된 데이터 신호를 통과시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 방법.
6. 제5항에 있어서, 상기 제1노드로부터 제2노드, 그리고 제2노드로부터 제1노드까지의 버스트는노드 사이의 가장 긴 예상 도체 선로의 라운드 트립 지연 시간보다 큰 시간 갭에 의해 적절히 분리되는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 방법.
7. 제5항에 있어서, 각 버스트는 2비트의 후미부분에 후속하는 1에 설정된 연속 비트로 된 2 비트 타이밍 헤더에 의해선행되는 56비트의 데이터로 구성되고, 상기 후미부분은 모든 버스트가 1의 짝수를 갖도록 1의 비트에 후속하는 홀수 패리티 비트를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 방법.
8. 제1항에 있어서, 상기 제1결합 수단의 임피던스 정합에 악영향을 주지 않고 제1노드에서 상기 도체양단에 브리지폰에 결합시키기 위한 리액터 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 장치.
9. 제8항에 있어서, 상기 리액터 수단은 인덕터쌍과 밀접하게 결합된 페라이트 코어로 이루어지는 것을 특징으로 하는 통신 장치.

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