NL8601114A - Transmissiestelsel voor de overdracht van databits. - Google Patents

Description

. “ ^Ss PHN.11.731 1 N.V. Philips' Gloeilampenfabrieken te Eindhoven Transmissiestelsel voor de overdracht van databits.

De uitvinding heeft betrekking op een- transmissiestelsel met een zender en een ontvanger voor het overdragen van binaire datasignalen via een transaissiemedium met een hoogdoorlaatkarakter, welke zender een databron bevat voor het opwekken van databits in 5 synchrone aaneengesloten bitintervallen met een tijdsduur T en een code-oazetter voor het omzetten van elk databit in een corresponderend datasymbool, en welke ontvanger een ontvangfilter bevat en een detector voor het detecteren van de overgedragen datasymbolen.

Een dergelijk stelsel is bekend uit het Amerikaanse 10 octrooischrift 3.846.583. In het bijzonder beschrijft dit octrooischrift een code voor de omzetting van databits in datasymbolen die wordt aangeduid met WAL2 code of Top Hat code en die resulteert in een betere reductie van laagfrequente componenten in het spectrum van de datasymbolen dan in het geval van de bifase code. De met behulp van deze 15 WAL2 code verkregen datasymbolen hebben een tijdsduur T en een vorm die overeenkomt met een cyclus van een rechthoekige draaggolf, waarvan de frequentie gelijk is aan de bitfrequentie van het datasignaal en waarvan de fase over 90° is verschoven ten opzichte van de fase van de bitklok van het datasignaal.

20 Deze WAL2 code kan worden toegepast voor de overdracht van binaire datasignalen in gemengde systemen die bekend staan als DAV-systemen (Data Above Voice), waarin analoge informatie in de vorm van een spraaksignaal met bijbehorende hulpinformatie zoals kostentelpulsen wordt overgedragen en het frequentiebereik boven de band van deze 25 analoge informatie wordt gebruikt voor het overdragen van een geschikt gecodeerd datasignaal. Echter ook bij toepassing van de WAL2 code kan de overdracht van de analoge informatie gestoord worden door de laagfrequente componenten van het gecodeerde datasignaal. Het toepassen van hoogdoorlaatfilters met relatief hoge afsnijfrequentie om de 30 storende invloed van deze laagfrequente componenten te verminderen heeft tot gevolg dat in het gecodeerde datasignaal een aanzienlijke intersymboolinterferentie ontstaat die zich over een relatief groot s ·: : : 'i i *^r vy ; fj / PHN.11.731 2 .- -i r aantal bitintervallen uitstrekt, waardoor in de ontvanger ingewikkelde adaptieve egalisatoren nodig zijn voor het sterk reduceren van de storende invloed van deze intersymboolinterferentie op de detectie van de datasymbolen.

5 De uitvinding beoogt een nieuwe conceptie te verschaffen van een in een transmissiestelsel van het bovenvermelde type toe te passen code, welke code de mogelijkheid biedt om de verhouding tussen het spectrale maximum en de grootte van de laagfrequente componenten van het gecodeerde datasignaal op eenvoudige wijze aan te passen aan het 10 hoogdoorlaatkarakter van het transmissiemedium en daardoor geen ingewikkelde egalisatoren vereist voor een optimale detectie van de datasymbolen.

Het transmissiestelsel volgens de uitvinding heeft daartoe het kenmerk, dat de code-omzetter elk databit omzet in een 15 corresponderend datasymbool met een tijdsduur 2T, welk datasymbool is samengesteld uit vijf op een onderlinge afstand van 2T/5 gelegen pulsen met beurtelings tegengestelde polariteit en met een onderling gelijke tijdsduur van ten hoogste 2T/5, waarbij de amplitudes van het eerste tweetal pulsen aan weerszijden van de centrale puls onderling gelijk 20 zijn en een fractie a van de amplitude van de centrale puls bedragen en waarbij de amplitudes van het tweede tweetal pulsen gelegen aan weerszijden van het eerste tweetal pulsen eveneens onderling gelijk zijn en een fractie b van de amplitude van de centrale puls bedragen, het ontvangfilter een stopband bezit die begint bij een frequentie van 25 ongeveer 2,25/T, en de ontvanger verder is voorzien van een egalisator.

Door toepassing van de maatregelen volgens de uitvinding wordt bereikt dat de bandbreedte van de hoofdlob van het spectrum van het gecodeerde datasignaal is beperkt tot ongeveer 2,25 maal de bitfrequentie, met als voordeel een beperking van de overspraak bij 30 gebruik van een aderpaar in een telefoonkabel als deel van het transmissiemedium. De hoofdlob van het spectrum van het gecodeerde datasignaal heeft bovendien een dubbelzijbandkarakter, waardoor de negatieve invloed van de amplitudefrequentiekarakteristiek van de kabel op de detectie van de datasymbolen wordt verminderd. De aanpassing van 35 de onderhavige code aan het karakter van in het transmissiemedium ingevoegde hoogdoorlaatfilters kan op eenvoudige wijze geschieden door een geschikte keuze van de amplitudefracties a en b. Tenslotte biedt de 880111^ . «> PHN.11.731 3 onderhavige code het voordeel dat voor de reductie van de storende invloed van intersymboolinterferentie kan worden volstaan met een eenvoudige adaptieve egalisator van het beslissingsterugkoppeltype (Decision Feedback Equalizer).

5 In een eerste uitvoeringsvorm van het transmissiestelsel volgens de uitvinding is de relatie tussen de amplitudefracties a en b zodanig gekozen dat de gelijkstroominhoud van het datasymbool praktisch gelijk aan nul is en amplitudefractie b niet kleiner is dan 1/6.

Door deze keuze van de amplitudefracties a en b wordt 10 bereikt dat in het laagfrequente deel van het spectrum van het gecodeerde datasignaal een lokaal extremum optreedt, ongeveer ter plaatse van de genormeerde frequentie fT = (5/4ir).arccos [(1+2b)/(8b)], met een lage waarde ten opzichte van het op de waarde 1 genormeerde maximum en tevens een nulpunt optreedt ongeveer ter plaatse van de 15 genormeerde frequentie fT = (5/4ir).arccos [(1~2b)/(4b)]. Dit maakt de onderhavige code bijzonder geschikt voor toepassing in die DAV-systemen, waarin datasignalen met bitsnelheden in de orde van grootte van 100 kbit/s worden overgedragen en in het laagfrequente deel van het spectrum van het gecodeerde datasignaal tevens een analoog signaal in de vorm van 20 een spraaksignaal met een bandbreedte van 4 kHz en bijbehorende hulpinformatie zoals kostentelpulsen worden overgedragen.

In een tweede uitvoeringsvorm van het transmissiestelsel volgens de uitvinding geldt voor de amplitudefractie b tevens de voorwaarde 0,1667 ^b £ 0,1942.

25 Deze verdere voorwaarde heeft tot gevolg dat het lokale extremum tenminste 45 dB onder het genormeerde maximum van het spectrum van het gecodeerde datasignaal ligt. Door toepassing van geschikt gedimensioneerde hoogdoorlaatfliters kan dan een in de praktijk ruimschoots voldoende scheiding worden bereikt tussen het gecodeerde 30 datasignaal en een in het laagfrequente deel van zijn spectrum geplaatst analoog signaal, waarbij ondanks de aanwezigheid van deze hoogdoorlaatfilters de intersymboolinterferentie beperkt blijft tot een relatief klein aantal bitintervallen.

In een uit praktische overwegingen aantrekkelijke 35 uitvoeringsvorm geldt voor de amplitudefracties a en b dat a = 11/16 en b = 3/16 is. Het voordeel van deze keuze is dat het gecodeerde datasignaal op eenvoudige wijze zeer nauwkeurig kan worden opgewekt met 3601114 i , -* PHN.11.731 4 behulp van een in de code-omzetter opgenomen leesgeheugen (ROM) dat slechts 20 geheugenlocaties behoeft te bevatten voor opslag van signaalmonsters die gecodeerd zijn met slechts 6 bits.

De uitvinding zal nader worden toegelicht aan de hand van 5 de volgende figuren, waarin overeenkomstige verwijzingscijfers dezelfde elementen aanduiden. Daarbij toont: figuur 1 een uitvoeringsvorm van een transmissiestelsel overeenkomstig de uitvinding; figuur 2 een tijdfunctie van een datasymbool volgens de 10 onderhavige DAV (Data Above Voice) code voor toepassing in het transmissiestelsel volgens figuur 1; figuur 3a een tijdfunctie van een reeks om te zetten databits; figuur 3b een tijdfunctie van de datasignalen van de 15 overeenkomstig de DAV-code omgezette reeks databits van figuur 3a, wanneer de amplitudefracties (a; b) = (11/16; 3/16); figuur 4a een uitvoeringsvoorbeeld van een code-omzetter voor toepassing in het transmissiestelsel volgens figuur 1, figuur 4b een tabel voor het toelichten van de werking 20 van de code-omzetter volgens figuur 4a; figuur 5a genormeerde amplitudespectra van de WAL2 code en de DAV-code met (a; b) = (11/16; 3/16) uitgezet als functie van fT bij gelijke gemiddelde vermogens; figuren 5b tot en met 5d, hoofdlobben van genormeerde 25 amplitudespectra van volgens de onderhavige DAV-code omgezette signalen . bij verscheidene waarden van de amplitudefracties a en b, uitgezet als functie van fT; figuur 6a een voorbeeld van een 5e orde Cauerfilter voor toepassing als scheidingsfilter in het transmissiestelsel volgens 30 figuur 1; figuur 6b de hoogdoorlaatkarakteristiek van het filter . volgens figuur 6a; figuur 7a een voorbeeld van het ontvangfilter voor toepassing in het transmissiestelsel volgens figuur 1; 35 figuur 7b de laagdoorlaatkarakteristiek van het filter volgens figuur 7a; figuur 8 de responsie van twee in cascade geschakelde

860 1 1 H

* * PHN.11.731 5

Cauerfilters met een karakteristiek volgens figuur 6b op een datasymbool volgens de onderhavige DAV-code met (a; b) = (11/16; 3/16); figuur 9 een uitvoeringsvoorbeeld van een datadetector voor toepassing in het transmissiestelsel volgens figuur 1; en 5 figuren 10a tot en met 10e oogpatronen gemeten in de datadetector volgens figuur 9.

In figuur 1 is een transmissiestelsel 1 weergegeven meteen zender 2-1 respectievelijk 2-2 en een ontvanger 3-1 respectievelijk 3-2 voor het overdragen van binaire datasignalen. De 10 zender 2-1 en de ontvanger 3-1 zijn bijvoorbeeld binnen een zend-ontvangeenheid 4-1 gecombineerd en aangesloten op een hybride koppelcircuit 5-1. Het koppelcircuit 5-1 is via een hoogdoorlaatfilter 6-1 met een aderpaar 7 verbonden. De zend-ontvangeenheid 4-1 is via dit aderpaar 7, bijvoorbeeld een aderpaar in een bestaande kabel zoals 15 toegepast voor telefonie, verbonden met een zend-ontvangeenheid 4-2. De weergegeven zend-ontvangeenheid 4-2 bevat de zender 2-2 en de ontvanger 3- 2 aangesloten op een hybride koppelcircuit 5-2 dat via een hoogdoorlaatfilter 6-2 met het aderpaar 7 is verbonden. Het transmissiemedium voor de overdracht van de binaire datasignalen wordt 20 in dit geval gevormd door de serieschakeling van de volgende elementen: 5- 1, 6-1, 7, 6-2, 5-2.

De zenders 2-1, 2-2, de ontvangers 3-1, 3-2, de koppelcircuits 5-1, 5-2 en de hoogdoorlaatfilters 6-1, 6-2 zijn elk bij voorkeur identiek ingericht. De combinatie van zender 2-1 en ontvanger 3-25 2 respectievelijk de combinatie van zender 2-2 en ontvanger 3-1 zijn ieder afzonderlijk op nog toe te lichten wijze te gebruiken voor het zenden en ontvangen van digitale signalen. Daartoe bevat de zender 2-1, respectievelijk 2-2 een databron 8-1, respectievelijk 8-2 aangesloten op een code-omzetter 9-1, respectievelijk 9-2 en bevat de ontvanger 3-1 30 respectievelijk 3-2 een datadetector 11-1, respectievelijk 11-2 aangesloten op een ontvangfilter 10-1, respectievelijk 10-2.

De weergegeven zend-ontvangeenheid 4-1 respectievelijk 4- 2 is verder voorzien van een analoge informatie-eenheid 12-1, respectievelijk 12-2 verbonden met een laagdoorlaatfilter 13-1, 35 respectievelijk 13-2. De laagdoorlaatfilters 13-1, 13-2 zijn op hetzelfde aderpaar 7 aangesloten als dat waarop de hoogdoorlaatfilters 6- 1, 6-2 zijn aangesloten. De analoge informatie-eenheden 12-1,.12-2 en , t 8601114 * \ PHN.11.731 6 de laagdoorlaatfilters 13-1 en 13-2 zijn op een bijvoorbeeld uit de telefonie bekende wijze ingericht voor het zenden en ontvangen van analoge informatie zoals bijvoorbeeld spraak.

Ingeval van spraak waarbij de significante spectrale 5 componenten in het analoge kanaal beneden de 4 kHz zijn gelegen zal het laagdoorlaatfilter 13-1 respectievelijk 13-2 een afsnijfrequentie bezitten die bij ongeveer 4 kHz ligt.

Het aderpaar 7 is geschikt om de analoge informatie over te dragen in het laagfrequente deel van zijn transmissiekarakteristiek, 10 welk laagfrequente deel hierna het analoge kanaal zal worden genoemd. Boven dit laagfrequente deel is een hoogfrequent deel gelegen dat hierna het digitale kanaal zal worden genoemd en waarin digitale informatie kan worden overgedragen. De digitale informatie wordt opgewekt in de zenders 2-1, 2-2. Daartoe worden door elke databron 8-1, 8-2 databits opgewekt 15 die in synchrone aaneengesloten bitintervallen met een tijdsduur van T zijn gelegen. Een mogelijke reeks databits samengesteld uit databits met logische waarden “1"en “0" is weergegeven in figuur 3a. In de betreffende code-omzetter 9-1, 9-2 wordt elk databit omgezet in een daarmede corresponderend datasymbool met een tijdsduur van 2T. Een 20 databit bijvoorbeeld met logische waarde "1" wordt gecodeerd overeenkomstig het in figuur 2 weergegeven datasymbool; het databit met logische waarde "0" wordt aldus met de inverse van het in figuur 2 weergegeven datasymbool gecodeerd. Dit datasymbool maakt deel uit van een klasse van datasymbolen waarin elk datasymbool is samengesteld uit 25 vijf op een onderlinge afstand van 2T/5 gelegen pulsen met afwisselend een tegengestelde polariteit en met een onderling gelijke tijdsduur, welke kleiner of gelijk is aan 2T/5. Dit datasymbool bevat een centrale puls met een amplitude één die aan weerszijden wordt geflankeerd door een eerste tweetal pulsen met een polariteit die 30 tegengesteld is aan de polariteit van de centrale puls, en met een amplitude die een fractie a is van de amplitude van de centrale puls.

Het eerste tweetal pulsen wordt geflankeerd door een tweede tweetal pulsen met een polariteit welke overeenkomt met die van de centrale puls en met een amplitude die een fractie b is van de amplitude van de 35 centrale puls.

Een code die resulteert in de zojuist beschreven datasymbolen wordt in het vervolg van deze toelichting aangeduid met DAV- 86 0 1 1 1 4 i ê ·* PHN.11.731 7 code.

In figuur 3a is een mogelijke bitreeks weergegeven die na code-oazettingovereenkomstig de DAV-code resulteert in het in figuur 3b weergegevengecodeerde datasignaal voor het geval dat de fractie a gelijk 5 is aan 11/16 en de fractie b gelijk is aan 3/16. Opgemerkt wordt dat de momentele waarde van het gecodeerde datasignaal telkens wordt verkregen door in een bepaald bitinterval de waarde van het met een databit in dit bitinterval corresponderende datasymbool op te tellen bij de waarde die het onmiddellijk voorafgaande datasymbool in ditzelfde 10 bitinterval bezit. Een en ander is het gevolg van het feit dat elk databit een tijdsduur T heeft en elk datasymbool een tijdsduur 2T, waardoor in het gecodeerde datasignaal een overlappen van datasymbolen ontstaat. De momentele waarde in elk bitinterval van het gecodeerde datasignaal hangt dus af van de combinaties van twee elkaar 15 opvolgende databits. De vier mogelijke combinaties zijn in figuur 3a weergegeven op de tijdas door middel van de Romeinse cijfers I, II, III en IV. Hierbij duidt: I op de logische databitcombinatie "00" II op de logische databitcombinatie *01" 20 III op de logische databitcombinatie "10" IV op de logische databitcombinatie "11*.

Het aldus verkregen gecodeerde datasignaal is bestemd om bijvoorbeeld door de zender 2-1 via het koppelcircuit 5-1, het hoogdoorlaatfilter 6-1 en het aderpaar 7 te worden overgedragen in het digitale kanaal.

25 Zoals uit figuur 3b direct is in te zien, is door het bepalen van het teken van de momentele waarde van het gecodeerde signaal op de bemonstert!jdstippen nT (n geheel) eenduidig vast te stellen, of een databit met logische waarde "0" of “1* is opgewekt gedurende het aan het betreffende bemonstertijdstip voorafgaande bitinterval. De DAV-code 30 is hiermede aan de ontvangzijde tweewaardig detecteerbaar, waardoor in het algemeen de detectie eenvoudig kan blijven.

In het vervolg van deze beschrijving zal nog enkel de zend-ontvangeenheid 4-1 worden beschreven, daar in principe de werking en inrichting hiervan overeenkomt met de werking en inrichting van de 35 zend-ontvangeenheid 4-2.

In figuur 4a is een gunstig uitvoeringsvoorbeeld van de code-omzetter 9-1 weergegeven die .voorzien is van een data-ingang 14-1 8601114

t V

PHN.11.731 8 verbonden met de databron 8-1. De code-omzetter 9-1 bevat een met de data-ingang 14-1 verbonden vertragingseenheid 15 die een binnenkomend databit over een tijdsduur T vertraagt, een modulo-5 teller 16 die voorzien is van een ingang 17 voor het aansluiten van een niet in de 5 figuur weergegeven oscillator die een kloksignaal afgeeft met een frequentie van 5/T, een leesgeheugen 18, in het vervolg van deze toelichting aan te duiden met ROM (read only memory), dat is voorzien van adresseeringangen A4, A3, A2, A^ en AQ en van n digitale uitgangen (i = 0, 1, ., n—1) en een digitaal-analoog-10 omzetter 19 die is aangesloten op de digitale uitgangen en een data-uitgang 20-1 heeft. Van het ROM 18 is de adresseeringang A4 verbonden met de data-ingang 14-1, de adresseeringang A3 met de uitgang van de vertragingseenheid 15 en de adresseeringangen A2, A^ en AQ met de drie trappen van modulo-5 teller 16.

15 De in figuur 4b weergegeven tabel bevat in de eerste kolom “A4A3" de logische waarden van de mogelijke databit combinaties I, II, III en IV (vergelijk figuur 3a) zoals deze gedurende • een bitinterval X aan de adresseeringangen A4 en A3 van het ROM 18 worden toegevoerd. Evenzo zijn in de kolom “A2A1A0" de bij ieder 20 van de databitcombinaties I, II, III, IVoptredende telstanden van de modulo-5 telcyclus weergegeven in de vorm van bitcombinaties die aan de adresseeringangen A2, A^ en AQ van het ROM 18 worden toegevoerd.

Het ROM 18 bevat 20 geheugenlocaties waarvan er afhankelijk van de databitcombinatie in elk bitinterval T telkens vijf worden uitgelezen. 25 Na het uitlezen verschijnt aan de uitgangen Dj_ (i = 0, 1, ..., n-1) demomentele waarde van het gecodeerde digitale signaal die op de geheugenlocatie met het adres A4A3A2A1A0 is opgeslagen.

Voor in het algemeen willekeurige waarden van de amplitudefracties a en b omvat de momentele amplitude van het 30 gecodeerde datasignaal in het totaal elf mogelijke verschillende amplitudewaarden, zoals ook uit'figuur 3b moge blijken. Elk van de mogelijke amplitudewaarden kan in principe worden opgewekt aan de data-uitgang 20-1 door de keuze van een voldoende aantal bits per geheugenlocatie en een overeenkomstige keuze van aantal ingangen van de 35 digitaal-analoog-omzetter 19. Door evenwel een geschikte keuze van de amplitudefracties a en b te maken kan het aantal noodzakelijke bits per geheugenlocatie alsmede het aantal noodzakelijke ingangen van de 8601114 * -i PHN.11.731 9 digitaal-analoog-omzetter 19 sterk worden beperkt. Een dergelijke geschikte keuze is bijvoorbeeld (a; b) = (11/16; 3/16), in welk geval de mogelijke amplitudewaarden van het gecodeerde datasignaal met 6 bits, inclusief het tekenbit, kunnen worden gerepresenteerd. De voor het 5 uitlezen van deze bits noodzakelijke uitgangen zijn in figuur 4a weergegeven met Dg., D4, Dg, D2, D^ en DQ. Hierbij is Dg de uitgang voor het tekenbit en de overige 5 uitgangen leveren de informatie omtrent de momentele amplitude van het gecodeerde datasignaal, welke informatie in de kolom "ROM(dec) Dg ... DQ" is 10 weergegeven in decimale vorm. In het bijzondere geval dat een code is gekozen waarvoor geldt (a, b) = (11/16; 3/16) kan deze informatie juist met vijf bits worden gerepresenteerd en met een eenvoudig ingerichte code-omzetter 9-1 zeer nauwkeurig digitaal worden opgewekt. Hierdoor is het mogelijk een demping van meer dan 50 dB te garanderen voor de 15 spectrale componenten met een frequentie in het gebied tot circa 0,25 maal de bitfrequentie. Door de lage amplitude van de spectrale componenten in dit gebied is het gecodeerde signaal praktisch ongevoelig geworden voor het onderdrukken van de in dit lage frequentiegebied gelegen componenten. Bij keuze van een digitaal-analoog-omzetter 19 20 waarvoor het minst significante bit, dus de decimale eenheid in de kolom ROM (dec) Dg ... D0" overeenkomt met 62,5 mV, is in de kolom "v20-1* overeenkomstige momentele waarde in Volt van de spanning van het gecodeerde digitale signaal opgenomen.

Voor een datasymbool zoals weergegeven in figuur 2 met 25 een referentietijdstip t = o in het midden van de centrale puls wordt het frequentiespectrum afgezien van een constante factor gegeven door: C(w) = [1-2a cos(2wT/5) + 2b cos(4<uT/5)] (1/ω) .sin(ü)T/5) (1) met ω = 2vf en a > 0, b > 0.

Het verloop van dit frequentiespectrum hangt af van de 30 waarde van de fracties a en b. Voor het geval a = 11/16 en b = 3/16 is in figuur 5a het amplitidespectrum F1 uitgedrukt in decibel en genormeerd ten opzichte van zijn maximale waarde weergegeven als functie van fT. Ter vergelijking is - bij eenzelfde gemiddeld vermogen - het amplitudespectrum F2 van de WAL2-code weergegeven.

35 Een vergelijking tussen de beide spectra leert dat de laagfrequentinhoud van het amplitudespectrum F1 voldoende klein kan zijn om te worden toegepast in DAV-systemen, daar in dit gedeelte van het 830111* PHN.11.731 10 t- * spectrum een duidelijk bereik is te herkennen waarin het analoge kanaal is onder te brengen, maar waarin bovendien de spectrale componenten, zoals nog wordt toegelicht, een zodanig lage waarde hebben dat ze met behulp van een hoogdoorlaatfilter kunnen worden onderdrukt zonder 5 daardoor noemenswaardige vervorming van het gecodeerde signaal te veroorzaken.

De benodigde bandbreedte van de DAV-code wordt in hoofdzaak bepaald door de hoofdlob die voor willekeurige fracties a en b beperkt is tot circa 2,25 maal de bitfrequentie 1/T. Bij de toepassing 10 van een aderpaar 7 in een telefoniekabel waarbij de overspraak met toenemende bitfrequenties aanzienlijk toeneemt, blijft tengevolge van de beperkte bandbreedte de overspraak dan eveneens beperkt.

Praktisch heeft het niet tussen rechte haken geplaatste tweede gedeelte van uitdrukking (1} tot circa een kwart van de 15 bitfrequentie een te verwaarlozen invloed. Onder verwaarlozing van dit tweede gedeelte van uitdrukking (1) kan worden afgeleid dat in het lage deel van spectrum een lokaal extremum ter plaatse fT = (5/4ir) arccos (a/4b) (2) optreedt met een, ten opzichte van het op één genormeerde absolute 20 maximum, extreme absolute waarde van -a2 - 8b2 + 4b 4bd + 2a + 2b) (3)

In het algemeen is het gewenst dat de frequentiecomponent bij ω = 0 (de gelijkstroomcomponent) in het overgedragen signaal ontbreekt wanneer in 25 de kabel transformatorkoppelingen aanwezig zijn. Ingeval de code geen gelijkstroominhoud bezit geldt volgens uitdrukking (1): 1 - 2a + 2b = 0 (4)

Uitdrukking (2) gaat met (4) over in: fT = (5/4ïï) arccos [(1+2b)/(8b)] (5) 30 bij welke waarde het extremum volgens uitdrukking (3) met (4) optreedt bij: (6b - 112 32b(1 + 2b) (6)

In respectievelijk de figuren 5b, 5c en 5d is de hoofdlob van de 35 genormeerde waarde van het amplitudespectrum van volgens de DAV-code omgezette signalen tot ongeveer 2,25 fT weergegeven, waarbij de fracties a en b in de voornoemde figuren respectievelijk de volgende waarden 86 0 1 1 1 4 ) Λ φ ΡΗΝ.11.731 11 bezitten: (a;b) = (0,6942; 0,1942}; (a;b) = (1,0; 0,5) en (a;b) = (0,6667; 0,1667).

In elk van deze figuren bezit de hoofdlob een bandbreedte die beperkt is tot circa 2,25 maal de bitfrequentie 1/T. De waarde van de fracties a 5 en b bepalen onder meer de ligging en de amplitude van in het lage deel van het spectrum gelegen frequentiecomponenten zoals blijkt uit de voorgaande uitdrukkingen. Ingeval van toepassing van deze code in DAV-systeaen kunnen de waarden van a en b zodanig worden gekozen dat de amplitude van de frequentiecomponenten in dit lage deel van het spectrum 10 klein is. Wanneer deze frequentiecomponenten worden onderdrukt met het oog op de scheiding van de analoge en digitale kanalen van de DAV-systemen, kan voor deze onderdrukking gebruik worden gemaakt van hoogdoorlaatfilters met een relatief hoge afsnijfrequentie zonder dat dit leidt tot intersymboolinterferentie die zich over een relatief groot 15 aantal bitintervallen uitstrekt.

In het bijzonder indien overeenkomstig de DAV-code een datasymbool wordt gekozen zonder gelijkstroominhoud waarvoor geldt: 0,1667 < b < 0,1942 ligt de absolute waarde van het vanaf fT = 0 gerekende eerste lokaal 20 extremum tenminste 45 dB onder het genormeerde maximum. Een en ander is te verifiëren in verloop van de curven van figuren 5a, 5b en 5d. De figuren laten zien dat het analoge kanaal in het lage deel van het spectrum zich bijvoorbeeld kan uitbreiden van 0 tot circa 1/4 van de bitfrequentie 1/T.

25 Wanneer voldaan is aan de voorwaarde van uit uitdrukking (4) volgt uit het tussen rechte haken geplaatste gedeelte van uitdrukking (1) dat het spectrum een nulpunt bezit ter plaatse fT = (5/4ΤΓ). arccos [(1-2b)/(4b)] (7) welk nulpunt voor (a; b) = (11/16; 3/16) bij fT = 0,233 is gelegen.

30 Een voordeel van het spectrum van de DAV-code zoals weergegeven in figuur 5a betreft de grotere ruimte in het frequentiedomein tussen de eerste hoofdlob en de tweede hoofdlob van de curve F1, in vergelijking met de ruimte tussen de overeenkomstige hoofdlobben van de curve F2 voor de WAL2-code. Bij toepassing van een 35 laagdoorlaatfilter 10-1 in de ontvanger 3-1 van het DAV- transmissiesysteem 1 kan tengevolge van deze grotere ruimte in het frequentiedomein volstaan worden met een eenvoudiger filter dan bij 8601114

* , V

PHN.11.731 12 toepassing van de WAL2-code het geval zou zijn geweest.

Voor toepassing van volduplex in het transmissiestelsel 1 is het koppelcircuit 5-1 ingericht op een wijze die algemeen bekend mag worden geacht bijvoorbeeld uit de telefonie. Tussen het 5 koppelcircuit 5-1 en het aderpaar 7 is een hoogdoorlaatfilter 6-1 geschakeld dat in hoofdzaak het hoogfrequente deel van het DAV-lijnsignaal doorlaat. Het hoogdoorlaatfilter 6-1 kan bijvoorbeeld zijn ingericht zoals is weergegeven in figuur 6a en zijn opgebouwd uit condensatoren en spoelen. Een geschikt hoogdoorlaat filter is 10 bijvoorbeeld een 5e orde Cauerfilter. De amplitudekarakteristiek van een dergelijk filter heeft bijvoorbeeld een verloop (uitgedrukt in dB) als functie van fT zoals is weergegeven in figuur 6b. Dit verloop is nagenoeg onafhankelijk van de keuze van in- en uitgang van het filter volgens figuur 6a. Afhankelijk van het gewenste verloop kan 15 de inrichting van het hoogdoorlaatfilter 6-1, de componentkeuze en de waarde van de componenten worden bepaald met behulp van algemeen bekende filterhandboeken.

Het hoogdoorlaatfilter 6-1 met het amplitudeverloop van figuur 6b is in het bijzonder geschikt voor toepassing met de code 20 volgens figuur 5a waarbij geldt: (a;b) = (11/16; 3/16), aangezien in het gebied van fT = 0,182 tot fT = 0,325 voornoemd nulpunt bij fT = 0,233 is gelegen en het verloop van het Cauerfilter zodanig is dat de hoofdlob praktisch geheel door dit filter wordt doorgelaten, terwijl het lage fxequentiegebied tot circa een kwart van de bitfrequentie sterk 25 wordt onderdrukt ter verkrijging van een optimale kanaalscheiding. Omdat de code zoals reeds is toegelicht praktisch ongevoelig is voor het afsnijden van de in het lage frequentiegebied van fT = 0 tot circa een kwart van de bitfrequentie gelegen frequentiecomponenten, zal ook bij toepassing van een cascade van twee hoogdoorlaatfilters 6-1 en 6-2 met 30 een relatief hoge grensfrequentie van de doorlaatband bij circa een derde van de bitfrequentie, de invloed van het hoogdoorlaatfilter op het spectrum van de overgedragen datasymbolen beperkt blijven. Hierdoor is ook de intersymboolinterferentie beperkt.

In DAV-systemen worden waarin hoogdoorlaatfilters 6-1, 35 6-2 worden toegepast om het digitale "data"-kanaal elektrisch te scheiden van het analoge "voice"-kanaal, bezit het digitale kanaal overwegend een hoogdoorlaatkarakteristiek. De onderhavige DAV-code bezit 8601114 if « PHN.11.731 13 de mogelijkheid door keuze van de fracties a en b in het bijzonder het gewenste laagfrequente gedrag van de code vast te leggen met behulp van de reeds toegelichte uitdrukkingen (1) tot en met (7),. De code heeft het voordeel dat dit gewenste gedrag van de code en het 5 hoogdoorlaatkarakter van het digitale kanaal optimaal aan elkaar kunnen worden aangepast door keuze van de fracties a en b. Dit resulteert voorts in een grotere keuzevrijheid voor wat betreft het type in het transmissiestelsel 1 toe te passen hoogdoorlaatfilter 6-1, 6-2.

Van voordeel is verder dat bij het toepassen van 10 hoogdoorlaatfilter, met een in figuur 6b weergegeven amplitudeverloop in het transmissiestelsel 1 bij bijvoorbeeld een bitfrequentie van 88 Kbit/s ook de in verschillende telefoniesystemen voorkomende hulpinformatie boven de band van het spraaksignaal, zoals kostentelpulsen gemoduleerd op een frequentie van bijvoorbeeld 12 of 16 15 kHz, verregaand wordt onderdrukt.

In figuur 7a is weergegeven op welke wijze de ontvangfliters 10-1 en 10-2 kunnen worden ingericht. Deze ontvangfliters hebben een in figuur 7b weergegeven cosinusvormige laagdoorlaatkarakteristiek met een stopband die bij ongeveer 2,25 maal 20 de bitfrequentie (1/T) begint. De hoogdoorlaatfilters 6-1 en 6-2 hebben de in figuur 6b weergegeven hoogdoorlaatkarakteristiek, waarvan de doorlaatband bij ongeveer een derde van de bitfrequentie (1/T) begint.

Het dubbelzijbandkarakter van de hoofdlob van het spectrum van het gecodeerde datasignaal aan de uitgang van code-omzetter 9-1 is reeds 25 duidelijk te herkennen in figuur 5a. Door toepassing van de hoogdoorlaatfilters 6-1, 6-2 en het ontvangfilter 10-2 met karakteristieken zoals weergegeven in de respectieve figuren 6b en 7b, wordt dit dubbelzijbandkarakter versterkt, zodat het spectrum van het ontvangen datasignaal aan ingang 21-2 van de datadetector 11-2 twee 30 zijbanden bezit ter weerszijden van de bitfrequentie (1/T) die praktisch gelijk zijn voor een aderpaar 7 van geringelengte, bijvoorbeeld minder dan 100 m. De demping die veroorzaakt wordt door een aderpaar 7 van grote lengte, bijvoorbeeld 5 km, heeft een verloop dat in het desbetreffende frequentiegebied als in eerste benadering lineair met de 35 frequentie toenemend beschouwd mag worden, zodat ook voor relatief grote lengten van het aderpaar 7 deze demping nagenoeg geen storende invloed heeft op het signaal dat in datadetector 11-2 wordt verkregen na 8301114 h.

« * PHN.11.731 14 bemonstering van het ontvangen datasignaal met de bitfrequentie (1/T), omdat deze bemonstering immers neerkomt op een demodulatie van een dubbelzijbandsignaal met behulp van de daarbij behorende draaggolf. Het voor deze bemonstering benodigde referentiesignaal met een frequentie 5 (1/T) kan op eenvoudige wijze uit het ontvangen datasignaal worden afgeleid met behulp van de voor dubbelzijbandsignalen bekende technieken.

Figuur 8 toont de responsie van twee in cascade geschakelde Cauerfilters met een amplitudeverloop volgens figuur 6b op 10 een datasymbool volgens figuur 2 met (a;b) = (11/16; 3/16). Uit deze figuur 8 blijkt dat de aan het bemonstertijdstip tQ voorafgaande, van praktisch belang zijnde voorslingeringen (precursors) in lengte beperkt blijven tot circa één bitinterval. Voorts blijkt dat ondanks de grote demping van de hoogdoorlaatfilters 6-1, 6-2 in het betreffende 15 lage frequentiegebied de lengte van de responsie na het bemonstertijdstip tQ, dat wil zeggen de van praktisch belang zijnde naslingeringen (postcursors), beperkt is tot circa zes bitintervallen. Deze beperkte vervorming kan aan de ontvangzijde van het transmissiestelsel 1 met een eenvoudige nader toe te lichten egalisator 20 van het beslissingsterugkoppeltype met slechts vijf aftakkingen worden gecorrigeerd. Zelfs bij toepassing van een aderpaar 7 met een lengte van 5 km blijft de responsie, welke overigens niet in een figuur is opgenomen, praktisch onveranderd.

Figuur 9 toont een uitvoeringsvoorbeeld van de 25 datadetector 11-1 met een ingang 21-1 die is aangesloten op de uitgang van het ontvangfilter 10-1. Deze detector 11-1 bevat een beslisketen die bestaat uit een cascadeschakeling van een op de ingang 21-1 aangesloten sommator 22, een op de uitgang 24 van sommator 22 aangesloten bemonsterschakeling 23, een daarop aangesloten polariteitsdetector 25 30 ter detectie van de met de datasymbolen corresponderende databits die worden toegevoerd aan een data-uitgang 26-1 van de detector 11-1 en aan een egalisator 27 voor het opwekken van een egalisatorsignaal dat wordt toegevoerd aan een (-)ingang 28 van de sommator 22. De bemonsterschakeling 23 is aangesloten op een kloksignaalklem 29, 35 waaraan een kloksignaal wordt toegevoerd dat de bemonstertijdstippen tQ + nT (n geheel) bepaalt. Dit kloksignaal is afkomstig van een in de zend-ontvangeenheid 4-1 opgenomen kloksignaalgenerator 30. Voor 8ΰ 0 11 1 4 * 'Λ- * ΡΗΝ.11.731 15 synchronisatiedoeleinden is de kloksignaalgenerator 30 verbonden met zender 2-1 en via een in figuur 1 gestippeld weergegeven synchronisatiekanaal eveneens verbonden met de zender 2-2 en de data-detector 11-2. Indien gewenst wordt dat de data-detector 11-1 zijn 5 synchronisatie-informatie betrekt uit het overgedragen datasignaal, wordt de kloksignaalklem 29 via een gedeeltelijk in stippellijn weergegeven verbinding met een klokextractieschakeling 31 op de uitgang 24 van sommator 22 aangesloten. De egalisator 27 is ingericht als digitaal transversaal filter en bevat vijf in cascade geschakelde 10 vertragingseenheden 32-1 tot en met 32-5 met elk een vertragingstijd T, waarvan de uitgangen via vijf weegcircuits 33-1 tot en met 33-5 met instelbare coëfficiënten C1 tot en met C5 zijn aangesloten op een soaaeercircuit 34. Dit sommeercircuit 34 is via een digitaal-analoogoazetter 35 voor het vormen van het analoge egalisatorsignaal 15 verbonden met de (-)ingang 28 van sommator 22. De wijze waarop de coëfficiënten C1 tot en met C5 worden ingesteld teneinde de intersymboolinterferentie te minimaliseren in afhankelijkheid van de transmissieweg en de daartoe gebruikte middelen zijn in figuur 9 niet nader aangeduid, omdat zij algemeen bekend en voor de onderhavige 20 uitvinding van ondergeschikt belang zijn.

In de figuren 10a tot en met 10e zijn de aan uitgang 24 van sommator 22 gemeten oogpatronen weergegeven bij toepassing van een egalisator 27 met 5 aftakkingen (coëfficiënten Cl - CS) en een aderpaar 7 in een bestaande telefoniekabel. In de weergegeven 25 oogpatronen is het detectietijdstip aangeduid met tQ. De figuren 10a en 10b zijn gemeten voor het geval dat (a;b) = (11/16; 3/18). Figuur 10a, gemeten zonder tussenschakeling van aderpaar 7, toont dat een nagenoeg perfecte tweewaardige detectie mogelijk is. Figuur 10b, gemeten bij een aderpaar 7 met een lengte van 5 km, toont dat zelfs bij deze 30 lengte nog een zeer goede detectie mogelijk is. Het oogpatroon van figuur 10c is gemeten bij een aderpaar 7 met een lengte van 5 km ingeval (a;b> = (0,6942; 0,1942).

Het oogpatroon van figuur 10d is gemeten bij een aderpaar 7 met een lengte van 5 km voor het geval dat (a;b) = (1; 1/2).

35 Zoals blijkt is ook in dit geval een tweewaardige detectie mogelijk.

Indien gewenst, kan in dit geval het aantal benodigde bits per geheugenlocatie van het ROM 18 (en dus ook het aantal benodigde ingangen “'01114' « PHN.11.731 16 van de digitaal-analoog-omzetter 19) worden teruggebracht tot 3 bits, inclusief het tekenbit, daar eenvoudig is in te zien dat de nu 7 mogelijke verschillende amplitudewaarden van het gecodeerde datasignaal elk veelvouden van 1/2 zijn. Het oogpatroon van figuur 10e is gemeten 5 bij een aderpaar 7 met een lengte van 5 km voor (a;b) = (0,6667; 0,1667). Het transmissiestelsel 1 kan, indien gewenst, worden uitgebreid met op zich bekende echocancellers teneinde de storende invloed te compenseren van eventueel aanwezige echo' tengevolge van onvolkomenheden in de hybride koppelcircuits 5-1, 5-2 en 10 signaalreflecties bij impedantiediscontinuiteiten van het transmissiemedium.

» £5 .' .Π 'Mil V V ί - 3 3

Claims (7)

1. Transaissiestelsel met een zender en een ontvanger voor het overdragen van binaire datasignalen via een transmissiemedium met een hoogdoorlaatkarakter, welke zender een databron bevat voor het opwekken van databits in synchrone aaneengesloten bitintervallen met een 5 tijdsduur T en een code-oazetter voor het omzetten van elk databit in een corresponderend datasymbool, en welke ontvanger een ontvangfilter bevat en een datadetector voor het detecteren van de overgedragen datasyabolen, met het kenmerk, dat de code-oazetter elk databit oazet in een corresponderend datasymbool met een tijdsduur 2T, welk datasymbool 10 is samengesteld uit vijf op een onderlinge afstand van 2T/5 gelegen pulsen met beurtelings tegengestelde polariteit en met een onderling gelijke tijdsduur van ten hoogste 2T/5, waarbij de amplitudes van het eerste tweetal pulsen aan weerszijden van de centrale puls onderling gelijk zijn en een fractie a van de amplitude van de centrale puls 15 bedragen en waarbij de amplitudes van het tweede tweetal pulsen gelegen aan weerszijden van het eerste tweetal pulsen eveneens onderling gelijk zijn en een fractie b van de amplitude van de centrale puls bedragen, het ontvangfilter een stopband bezit die begint bij een frequentie van ongeveer 2,25/T, en de ontvanger verder is voorzien van een egalisator. 20

2. Transaissiestelsel volgens conclusie 1, met het kenmerk, dat de amplitudefracties a en b zodanig gekozen zijn dat de gelijkstroominhoud van het datasignaal praktisch gelijk aan nul· is en de amplitudefractie b niet kleiner is dan 1/6.

3. Transaissiestelsel volgens conclusie 2, met het kenmerk, 25 dat de amplitudefractie b voldoet aan de voorwaarde 0,1667 <. b _< 0,1942.

4. Transaissiestelsel volgens conclusie 3, met het kenmerk, dat voor de amplitudefracties geldt: a = 11/16 en b = 3/16.

5. Transaissiestelsel volgens één van de conclusies 1- 4, met het kenmerk, dat de code-omzetter een vertragingseenheid voor de 30 databits bevat met een vertragingstijd T, een modulo-5 teller met een klokingang voor een met de databits synchroon kloksignaal van frequentie 5/T, een leesgeheugen met vijf adresseeringangen waarvan de twee meest significante zijn aangesloten op de ingang en de uitgang van de vertragingseenheid en de drie overige zijn aangesloten op de uitgangen 35 van de modulo-5 teller, en verder een digitaal-analoogomzetter die is aangesloten op de leesuitgangen van het leesgeheugen voor het opwekken van de te verzenden datasyabolen. 8301114 PHN.11,731 18 * * *

6. Transmissiestelsel volgens één van de conclusies 1-4, met het kenmerk, dat het ontvangfilter een laagdoorlaatfilter is met een in het. frequentiebereik van 0 tot 2,25/T cosinusvormige doorlaatkarakteristiek.

7. Transmissiestelsel volgens één van de conclusies 1-4, met het kenmerk, dat de egalisator is opgenomen in een terugkoppelketen van de datadetector en is ingericht als transversaal filter met vijf in cascade geschakelde vertragingseenheden met elk een vertragingstijd T, van welke vertragingseenheden de uitgangen via vijf 10 weegcircuits met instelbare coëfficiënten zijn aangesloten op een sommeercircuit voor het opwekken van een egalisatorsignaal voor de detector. 88 0 1 1 14