JPS62263734A - 伝送システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、２進データ信号をハイパス特性の伝送手段を
介して送信する送信機と、受信機とを具える伝送システ
ムであって、送信機に、持続時間Ｔを有する同期連続ビ
ットインターバルにおいてデータビットを発生するデー
タ源、及び各データビットを対応するデータシンボルに
変換するコードコンバータを設け、かつ受信機に、送信
されたデータシンボルを検出するデータ検出器を設ける
伝送システムに関するものである。

同様な伝送システムは米国特許第３．８４６．５８３号
明細書から既知である。特にこの米国特許明細書にはデ
ータビットをデータシンボルに変換するためのＷＡＬ２
コード又はトップ・ハツト・コード（Ｔｏｐ　Ｈａｔ　
ｃｏｄｅ）と称されるコードが記載されており、このコ
ードによれば、バイフェーズコードの場合よりもデータ
シンボルのスペクトルにおける低周波成分の低減が改善
される。このＷＡＬ２コードによって得られるデータシ
ンボルは持続時間Ｔを有しかつ方形搬送波の１サイクル
に対応する形状を有し、その周波数はデータ信号のビッ
ト周波数に等しくかつその位相はデータ信号のビットク
ロックの位相に対し９０°位相推移される。

この１すＡＬ２コードは、音声信号の形態のアナログ信
号が、課金パルスの如き付加情報と共に送信され、この
アナログ情報の帯域の上側の周波数範囲が適当に復号さ
れたデータ信号を伝送するのに１吏用されるＤへＶ（デ
ータ・アバブ・ボイス）システムとして知られる混合シ
ステムにおいて２進デ一ク信号を伝送するのに使用でき
る。しかし、１ｌＡＬ２コードを使用する場合にも、ア
ナログ情報の伝送が符号化されたデータ信号（以下符号
化データ信号と称す）の低周波成分によって擾乱される
。これら低周波成分の擾乱作用を低減するため比較的高
いしゃ断周波数を有するハイパスフィルタを使用すると
、比較的多い数のビットインターバルにわたり延在する
符号化データ信号においてかなりのシンボル間妨害が起
こり、データシンボルの検出に対するシンボル間妨害の
擾乱作用を大幅に低減するためには受信機において複雑
な適応等化器が必要になる。

本発明の目的は、上述した形式の伝送システムにおいて
使用すべきコードにつき新規な概念を提案し、符号化デ
ータ信号のスペクトル最大値及び低周波成分の大きさの
間の比を簡単な態様で受信手段のハイパス特性に適応さ
せることができ、従ってデータシンボルの最適検出のた
めに複雑な等化器を必要としない伝送システムを提供す
るにある。

かかる目的を達成するため本発明の伝送システムは、コ
ードコンバータは各データビットを持続時間２Ｔを有す
る対応データシンボルに変換するよう構成され、データ
シンボルは、互いに２Ｔ１５の間隔で離間され、交互に
反対極性を有しかつ２Ｔ１５以下の互いに等しい持続時
間を有する５つのパルスから成り、これらパルスのうち
中央パルスの両側における第１対のパルスの振幅を互い
に等しくかつ中央のパルス振幅のａ倍としく但しａは１
以下の振幅係数）、第１対のパルスの両側の第２対のパ
ルスの振幅を互いに等しくしかつ中央パルスの振幅のｂ
倍としく但しｂは１以下の振幅係数）、受信フィルタが
約２．２５／Ｔのしゃ断周波数を有し、更に受信機が等
化器を具える如く構成したことを特徴とする。

本発明を使用すると、符号化データ信号のスペクトルの
メインローブの帯域幅がビット周波数の約２．２５倍に
制限され、電話ケーブルにおけるワイヤ対を伝送手段の
一部として使用した場合クロストークが制限されるので
有利である。更に、符号化データ信号のスペクトルのメ
インローブが両側波帯特性を有するので、データ信号の
検出に対する電話ケーブルの周波数対振幅特性の悪影響
が低減される。振幅係数ａ及びｂを適切に選定すること
により簡単な態様において、前記コードを、伝送手段に
挿入したハイパスフィルタの特性に適合させることがで
きる。最後にこのコードは、シンボル間妨害の擾乱作用
を低減するのに簡単な適応判定フィードバック等化器で
十分となる点で有利である。

本発明伝送システムの第１実施例では、データ信号の直
流分がほぼゼロに等しくなるよう振幅係数ａ及びｂを選
定しかつ振幅係数すが１７６以上である如く構成したこ
とを特徴とする。

振幅係数ａ及びｂをこのように選定することにより局所
的極値が、符号化データ信号のスペクトルの低周波部分
においてほぼ正規化周波数ｆＴ　＝　（５／４π）　・
ａｒｃｃｏｓ　［（１＋２ｂ）／（８ｂ）］において生
じ、１直１で正規化された最大１直より小さい値を有し
、かつ同様に、ゼロ点はほぼ正規化周波数ｆＴ　＝　（
５／４π）　・ａｒｃｃｏｓ　（（１−２ｂ）／（４ｂ
））において生ずる。このことによりこのコードは、デ
ータ信号が１００にビット／秒程度のピットレートで伝
送され、かつ符号化データ信号のスペクトルの低周波部
分において４　ｋＨｚ帯域幅の音声信号の形態のアナロ
グ情報及び課金パルスの如き付加情報も伝送されるＤＡ
Ｖ　システムにおいて使用するのに極めて好適である。

本発明伝送システムの第２実施例では、振幅係数すにつ
き下記の条件 ０．１６６７≦ｂ≦０．１９４２ が成立つ如く構成したことを特徴とする。

この条件により局所的極値は符号化データ信号のスペク
トルの正規化最大値より少なくとも４５ｄＢ小さくなる
。適切に構成したハイパスフィルタを使用した場合、符
号化データ信号と、そのスペクトルの低周波部分に配置
されるアナログ信号との間の実際上十分な分離を達成で
きる一方、ハイパスフィルタが存在するにも拘らずシン
ボル間妨害が比較的少ない数のビットインターバルに制
限される。

本発明の実用上の好適例では、振幅係数ａ及びｂにつき
下記の条件 ａ＝１１／１６及びｂ＝３／１６ が成立つ如く構成したことを特徴とする。このように振
幅係数を選定したことの利点は、符号化データ信号を、
コードコンバータに設けた読出専用メモ＋Ｊ　（ＲＯＭ
）　により簡単な態様において極めて正確に発生でき、
このメモリが６ビツトだけで符号化される信号サンプル
を蓄債するのに２０の記憶位置だけ含むことを必要とす
るに過ぎないことである。

以下図面につき本発明の詳細な説明する。

第１図に示すように伝送システム１は２進データ信号の
伝送のため送信機２−１．２−２及び受信機３−１、３
−２を具える。例えば送信機２−１及び受信機３−１は
組合せて送受信ユニット４−１を構成し、かつハイブリ
ッド回路５−１　に接続する。ハイブリッド回路５−１
　はハイパスフィルタ６−１を介してワイヤ対７に接続
する。次受信ユニット４−１はこのワイヤ対、例えば、
電話において使用される既存のケーブルにおけるワイヤ
対を介して送受信ユニット４−２に接続する。図示の送
受信ユニット４−２はハイブリッド回路５−２に接続し
た送信機２−２及び受信機３−２を具え、このハイブリ
ッド回路はハイパスフィルタ６−２を介してワイヤ対７
に接続する。

この場合２進データ信号を伝送するための伝送手段は次
の要素即ち５−１．６−１．７　、６−２．５−２の直
列回路で構成される。

各送受信ユニッ）４−１．４−２のための送信機２−１
゜２−２と、受信機３−１．３−２と、ハイブリッド回
路５−１、５−２と、ハイパスフィルタ６−１．６−２
とはそれぞれ同一構成とするのが好適である。送信機２
−１及び受信機３−２の組合せ並び、に送信機２−２及
び受信器３−１の組合せは、後述する態様においてディ
ジタル信号を別個に送信及び受信するのにそれぞれ使用
できる。送信機２−１．２−２はデータ源８−１．８−
２と、これに接続したコード・コンバータ９−１．９−
２をそれぞれ具え、かつ受信機３−１．３−２はローパ
スフィルタ１０−１．１０−２と、これに接続したデー
ダ検出器１１−１．１１−２をそれぞれ具える。

図示の送受信ユニッ）４−１．４−２は更に、アナログ
情報ユニット１２−１．　１２−２と、これに接続した
ローパスフィルタ１３−１．１３−２とをそれぞれ具え
る。

ローパスフィルタ１３−１．　１３−２は、ノｈイパス
フィルタ６−１．−６−２を接続したのと同じワイヤ対
７にそれぞれ接続する。アナログ情報ユニツ）１２−１
．１２−２及びローパスフィルタ１３−１及び１３−２
は、例えば、電話かつの音声の如きアナログ情報を既知
の態様で送信及び受信するよう構成する。

アナログチャネルにおける有用スペクトル成分が４　ｋ
Ｈｚ以下である音声の場合には、ローパスフィルタ１３
−１．１３−２はほぼ４ｋｌｌｚに位置するしゃ断周波
数を有する。

ワイヤ対７はその伝送特性の低周波部においてアナログ
情報を伝送するのに好適であり、以後この低周波部をア
ナログチャネルと称する。この低周波部の上側に高周波
部が配置され、以後この高周波部をディジタルチャネル
と称し、ディジタルチャネルにおいてはディジタル情報
を伝送できる。

ディジタル情報は送信機２−１．２−２において発生す
る。各データ源８−１．８−２は持続時間Ｔの同期連続
ビット・インターバルに配置されたデータビットを発生
する。論理値“１”及び“０”のデータビットから成る
データビット列の一例を第３ａ図に示す。対応するコー
ド・コンバータ９−１．　’９−２において各データビ
ットを、持続時間２Ｔを有する対応するデータシンボル
（データ記号）に変換する。例えば、論理値゛１”のデ
ータビットは第２図に示したデータシンボルに従って符
号化され、論理値“Ｏ′′のデータビットは第２図に示
したデータシンボルの逆の形に従って符号化される。こ
のデータシンボルは、各データシンボルが２Ｔ１５の間
隔で互いに離間され、交互に反対極性を有しかつ２Ｔ７
５以下の互いに等しい持続時間を有する５つのパルスか
ら成るデータシンボルのクラスの一部を構成する。この
データシンボルは正規化された振幅１を有する中央パル
スを含み、更に、その両側に隣接しかつ中央パルスとは
反対の極性と、中央パルスに対し１以下の係数ａで表わ
される振幅とを有する第１パルス対を含む。更にこのデ
ータシンボルは、第１パルス対の両側に隣接して、中央
パルスの極性に対応する極性と、中央パルスに対し１以
下の係数すで表わされる振幅すとを存する第２パルス対
を含む。

上記データシンボルによって得られるコードとしてこの
説明ではＤＡＶ　（データ・アバブ・ボイス）コードを
示す。

第３ａ図に示したデータビット列は、振幅係数ａが１１
／１６に等しくかつ振幅係数すが３７１６に等しい場合
につきＤＡＶコードによるコード変換後に第３ｂ図に示
した符号化データ信号となる。後者の図から明らかなよ
うに、符号化データ信号は、特定ビットインターバルに
おいて、このビットインターバルにおけるデータビット
に対応するデータシンボルの値と、直前のデータシンボ
ルが同じビットインターバルにおいて有する値とを加算
することによって得られる。その理由は各データビット
の持続時間がＴてありかつ各データシンボルの持続時間
が２Ｔであることにより、符号化データ信号においてデ
ータシンボルの重ね合わせが起こるからである。従って
符号化データ信号の各ビットインターバルにおける瞬時
値は２つの順次のデータビットの組合せに依存する。第
３ａ図には４つの可能な組合せを時間軸ｔの方向にロー
マ数字１．　　ｎ。

■及び■によって示してあり、 Ｉは論理データビット組合せ“００”を示し、■は論理
データビット組合せ“０１”を示し、■は論理データビ
ット組合せ“１０”を示し、■は論理データビット組合
せ“１１”を示す。

このようにして得た符号化データ信号が、例えば、送信
＠２−１　によりハイブリッド回路５−１１ハイパスフ
ィルタ６−１及びワイヤ対７を介してディジタルチャネ
ルへ転送される。第３ｂ図から明らかなように、サンプ
リング瞬時ｎＴ（ｎは整数）における符号化信号の瞬時
値の符号（極性）を決定することにより、対応サンプリ
ング瞬時に先行するビットインターバル中に論理“０”
又は“１”データビットのいずれ′が発生したかをあい
まいに確定することができる。従ってＤＡＶコードは受
信機において２進復調されるので簡単に検出できろ。

ここでは送受信ユニット４−１のみ説明したが、基本的
にはその動作及び構成は送受信ユニット４−２において
も同様である。

第４ａ図はデータ源８−１に接続するデータ入力端子１
４−１を具えるコードコンバータ９−１の好適例を示す
。本例のコードコンバータは、データ入力端子１４−１
に接続されかつ到来データビットに持続時間Ｔの遅延を
付与する遅延素子１５と、周波数５／Ｔのクロック信号
を供給する、図示しない発振器を接続する入力端子１７
を有するモジュロ５加算器１６と、アドレス入力端子へ
、、へ３．八２＋　ＡＩ及びＡ。

並びにｎ個のディジクル出力端子Ｄ１を有するいわゆる
ＲＯ！Ｊ　　（読出専用メモリ）と呼ばれる読出メモリ
１８と、ディジタル出力端子Ｄ１及びデータ出力端子２
０−１に接続したディジタルアナログコンバータ　（以
下Ｄ／Ａコンバータと称す）とを具える。

ＲＯ！、１１８のアドレス入力端子、・＼４はデータ入
力端子１４−１に接続し、同じくアドレス入力端子へ。

は遅延禦子１５の出力端子に接続し、かつアドレス入力
端子八２．　Ａ、及びＡ。はモジュロ５加算器１６の３
つの入力端子に接続する。

第４ｂ図の表において第１列“Ａ４Ａ３”には、ビット
インターバル中にＲＯＭ１８のアドレス入力端千人。

及びＡ３に供給される可能なデータビット組合せＩ。

ＩＩ、　　ＩＩＩ及び■（第３ａ図参照）の論理値を示
す。同様に、列“’へ、Ａ、Ａ。′はＲＯＭ１８のアド
レス入力端子Ａ２．八、及びＡ。に供給されたビット組
合せにより各データビット組合せにおてい生ずるモジュ
ロ５加算サイクルの結果を示す。ＲＯＭ１８は２０の記
憶位置を有し、そのうちの５つの記憶位置がデータビッ
トに応じ各ビットインターバルＴに毎回読出される。こ
れら記憶位置が読出された後アドレスＡ４Ａ３Ａ２八ｌ
Ａｏの記憶位置に記憶された符号化ディジタル信号の瞬
時値が出力端子Ｌ　（＋＝　０．１．−−−−。

ｎ−１）に現われる。

振幅係数ａ及びｂの一般的な任意の値については、第３
ｈ図から明らかなように、符号化データ信号の瞬時振幅
は全部で１１の可能な異なる振幅値を有する。基本的に
はこれら可能な振幅値の各々は記憶位置光りに十分大き
いビット数を選定しかつ同様にＤ／Ａコンバータ１９の
入力端子数を大きい数に選定することにより発生できる
。しかし振幅係数ａ及びｂを適正に選定することにより
、記憶位置光りに必要なビット数及びＤ／Ａ　コンバー
タ１９の所要入力端子数をかなり制限できる。かかる適
正選択の一例として（ａ；ｂ）＝（１１／１６；　３／
１６）があり、この場合には符号ビットを含む６ビツト
符号化データ信号の可能な振幅値を示すことができる。

これらビットを読出すのに必要な出力端子を第４ａ図に
おいてＤＳｒ　０４＋　０３＋・Ｄ、、　Ｄ、及びり。

で示す。ここで０５は符号ビット用の出力端子を示し、
残る５つの出力端子は符号化データ信号の瞬時振幅の情
報を供給し、この情報を行”ＲＯ！、（（ｄｅｃ）　Ｏ
ｓ　−−−０，＝”において１０進数で示す。（ａ；ｂ
）　＝　（１１／１６；　３／１６）が成立つようにコ
ードが選定された場合、この情報は５ビア）で正しく表
わすことができかつ簡羊な構成のコードコンバータによ
りディジタル方式において極めて正確に発生できる。そ
の結果、ゼロからビット周波数の約０．２５倍の周波数
までの範囲における周波数のスペクトル成分に対し５０
ｄＢ以上の減衰を保証できる。この範囲におけるスペク
トル成分の振幅が低いため、符号化データ信号はこの低
い周波数範囲に位置する成分の抑圧にほぼ感応しなくな
る。最下位ビット、従って列”Ｒ［１Ｍ（ｄｅｃ）　０
Ｓ−−−Ｄｏ”における１の位が６２．５ｍＶに対応す
るようＤ／Ａコンバータを選定した場合、符号化ディジ
タル信号の電圧の対応瞬時値を列＋１ｙ２ｏ、Ｉ＋にボ
ルトで示しである。

中央パルスの中央において基準瞬時ｔ＝Ｑを有する第２
図に示したデータシンボルに対し周波数スペクトルは、
一定係数を無視すると Ｃ（（ＩＪ）＝　〔ｌ−２ａ−ｃｏｓ（２ａ＋Ｔ１５）
＋２ｂ　ｃｏｓ（４ωＴ１５））　Ｘ（１／ω）ｓｉｎ
（ωＴ１５）　　　　（１）但し　ω＝２πＦ及びａ＞
Ｑ、　ｂ＞０この周波数スペクトルの変化は振幅係数ａ
及びｂの値に依存する。ａ＝１１／１６及びｂ＝３／１
６の場合につき第５図には、振幅スペクトノ叶１をｆＴ
の関数として示したその最大値につき正規化した形にお
いけデンベルで示す。等しい平均電力において比較する
目的のためＩＩＩＡＬ２コードの振幅スペクトルＦ２も
示しである。

これら２つのスペクトルを比較すれば明らかなように、
振幅スペクトルＦ１の低周波成分をＤＡＶ　システムに
おいて供給するのに十分小さくすることができ、それは
、このスペクトル部分では、アナログチャネルを収容で
きる範囲を明確に認識でき、更にこの範囲では後述する
ようにスペクトル成分がハイパスフィルタによって抑圧
されるような小さい値を有するので符号化信号に差程変
形が生じないからである。

ＯＡＶコードの所要帯域幅は主に、任意の振幅係数ａ及
びｂに対しビット周波数１／Ｔの約２．２５倍に制限さ
れるメインローブにより決定される。ビット周波数が増
大するとクロストークがかなり増大する電話ケーブルに
おけるワイヤ対７を１吏用した場合、帯域幅が制限され
たことにより、これに対応してクロストークも制限され
る。実際上、式（１）において大括弧の外に記載された
第２の部分の影響はビット周波数の約４分の１の周波数
までは無視できる。式（１）のこの第２部分を無視でき
るということから、スペクトルの低周波部においては、
ｆＴ　＝　（５／４７ｒ）ａｒｃ　ｃｏｓ（ａ／４ｂ）
　　　（２）において、１に正規化された絶対最大値に
つきなる絶対極値を有する局所的極値が生ずるというこ
とを導出できる。一般に、ケーブルに変成器結合が存在
しない場合、０判の周波数成分（直流成分）が伝送信号
中に存在しないようにすることが所望される。コードが
直流分を有しない場合には、式（１）により次式 １−２ａ　＋　２ｂ　＝　Ｏ（４） が成立つ。式（４）を用いて式（２）からｆＴ　＝　（
５／４ｙｒ）ａｒｃ　ｃｏｓ　（（１＋２ｂ）／（８ｂ
））　　（５）が得られ、この値については式（３）及
び（４）によりにおいて最大値が生ずる。第５ｂ、　５
ｃ及び５ａ図は、約２．２５ｆＴまで、ＤＡＶ変換され
た信号の振幅スペクトルの正規化された値のメインロー
ブをそれぞれ示し、これつの図において振幅係数ａ及び
ｂはそれぞれ（ａ；ｂ）　＝　（０，６９４２；　０．
１９４２）；（ａ；ｂ）　−（１，Ｏ；０．５）及び（
ａ；ｂ）　−（０，６６６７；　０．１６６７）である
。

これつの各図においてメインローブはビット周波数１／
Ｔの約２．２５倍に制限された帯域幅を有する。

振幅係数ａ及びｂは特に、前記関係式から明らかなよう
に、スペクトルの低周波部に配置される周波数成分の位
置及び振幅を決める。このコードをＤＡＶ　システムに
おいて供給する場合には、ａ及びｂの値を適切に選定し
て、スペクトルのこの低周波部における周波数成分の振
幅を小さくするようにすることができる。これら周波数
成分がＤＡＶ　システムのアナログ及びディジタルチャ
ネルの分離によって抑圧される場合には、比較的高いし
ゃ断周波数を有するハイパスフィルタをこの抑圧に使用
することができ、その際比較的子い個数のビットインタ
ーバルにわたりシンボル間妨害を生ずることがない。

特に、ＤＡｖコードに従ってデータシンボルを次の条件 ０、１６６７≦ｂ≦０．１９４２ が成立つよう直流成分のないデータシンボルとして選定
した場合、ｆＴ＝０から大きい方へ向かって計算した第
１局大筒の絶対値は正規化された最大値より少なくとも
４５　ｄＢ低くなる。これは第５ａ、　５ｂ及び５ａ図
に示した曲線によって証明できる。これつの図は、スペ
クトルの低周波部におけるアナログ・チャネルを、例え
ば０からビット周波数１／Ｔの約１／４にわたり延在さ
せることができることを示す。

式（４）の条件が満足された場合、式（１）の大括弧内
の部分から１、スペクトルは ｆＴ　＝　（５／４；ｒ）　ａｒｃ　ｃｏｓ　Ｃ（１−
２ｂ）／（４ｂ）］　　（７）にゼロ点を有し、（ａ；
ｂ）＝　（１１／１６；　３／１６）に対しゼロ点はｆ
Ｔ　＝　０．２３３に位置する。

第５ａ図に示したＤＡＶ　コードは、曲線Ｆ１の第１メ
インローブ及び第２メインローブ間の周波数領域におい
て、ｔｉｌｌ　Ａ　Ｌ　２コードに対する曲線Ｆ２の対
応するメインローブ間におけるよりも広い間隔を有する
という利点がある。ＤＡＶ伝送システム１の受信機３−
１においてローパスフィルタ１０−１を使用する場合、
周波数領域における間隔が広いことによりＷＡＬ２コー
ドを使用する場合に必要とされるものより簡単なフィル
タで十分となる。

伝送システム１における全二重動作のためハイブリッド
回路５−１は、例えば、電話の分野から既知と考えられ
る態様で構成する。ハイブリッド回路５−１及びワイヤ
対７の間には、主にＤＡＶ　ライン信号の高周波部を通
過せしめるハイパスフィルタ６−１を挿入する。ハイパ
スフィルタ６−１は、例えば、第６ａ図に示す如くコン
デンサ及びインダクタで構成できる。ハイパスフィルタ
の好適例として５次カウエル（［：ｏｕｅｒ）　　フィ
ルタがある。かかるフィルタの振幅特性は、例えば、第
６ｂ図に示す如く、「Ｔの関数として変化する（ｄＢ単
位で示す）。この変化は第６ａ図によるフィルタの人力
及び出力の選択にはほぼ依存しない。所望の特性に応じ
て、ハイパスフィルタ６−１の設計、素子の選択及び素
子の１直は広く知られｈフィルタハンドブックによって
決定できる。第６図に示す振幅特性を呈するハイパスフ
ィルタ６−１　は、（ａ；ｂ）□（１１／１６；　３／
１６）　　に選定した第５ａ図によるコードと共に使用
するのに特に好適であり、その理由は、ｆＴ＝０．１８
２からｆＴ＝０．３２５までの範囲において前記ゼロ点
はｆＴ＝０．２３３に位置し、かつカラエルフィルタは
メインローブが実際上完全にこのフィルタを通過できる
という特性を有する一方、ビット周波数の約４分の１ま
での低い周波数範囲が著しく抑圧されて最適のチャネル
分離が得られるからである。上述したコードは［Ｔ−〇
からビット周波数の約４分の１までの低周波部に位置す
る周波数成分のしゃ断には実際上感応しない。また、パ
スバンドにつき、ビット周波数の約３分の１という比較
的高いしゃ所用波数を有する２つのハイパスフィルタ６
−１及び６−２を縦続接続して使用した場合、伝送され
るデータシンボルのスペクトルにおけるハイパスフィル
タの効果は制限されたままとなる。従って、シンボル間
妨害も制限される。

ハイパスフィルタ６−１．６−２がアナログ音声”チャ
ネルから電気的にディジタル“データ”チャネルを分離
するよう作動するＤＡＶ　システムにおいては、ディジ
タルチャネルが主にハイパス特性を有する。関連するＤ
ＡＶコードは、振幅係数ａ及びｂの選択を介し、前記式
（１）〜（７）によりコードの所望低周波特性を提供す
る可能性を有する。このコードは、振幅係数ａ及びｂを
適切に選択することによりこの所望コードの特性と、デ
ィジタルチャネルのハイパス特性とを互いに適合させる
ことができる点で有利である。更にこれにより、伝送シ
テステム１において使用すべきハイパスフィルタ６−１
．６−２の形式の選択の自由度が遥かに大きくなる。

第６ｂ図に示した振幅特性を有するハイパスフィルタを
用いた場合の他の利点は、例えば、１２又は１６　ｋＨ
ｚの周波数において変調される課金パルスの如き種々の
電話システムにおいて生ずる音声信号の帯域以上の付加
的情報も、例えば、８８にビット／秒のビット周波数に
おける伝送システム１においてかなり抑圧されることで
ある。

第７ａ図は受信フィルタ１０−１及び１０−２の構成例
を示す。これら受信フィルタは、第７ｂ図に示す如く、
ビット周波数（１／Ｔ）の約２．２５倍で始まる阻止帯
域と共に、余弦関数状ローパス特性を有する。ハイパス
フィルタ６−１．６−２は、第６ｂ図に示す如く、ビッ
ト周波数（１／Ｔ）の約３分の１で始まるパスバンドを
含むハイパス特性を有する。従って、コードコンバータ
９−１の出力端子における符号化データ信号のスペクト
ルのメインローブの両側波帯特性を第５ａ図において明
瞭に認識することができる。

この両側波帯特性はハイパスフィルタ６−１．６−２及
び受信フィルタ１０−２に第６ｂ及び７ｂ図に示した特
性をそれぞれ付与することによって増強され、従ってデ
ータ検出器１１−２の入力端子２１−２における受信デ
ータ信号のスペクトルはビット周波数（１／Ｔ）の両側
に２つの側波帯を有し、これら側波帯は制限された長さ
のワイヤ対７、例えば、１００ｍ以下のワイヤ対に対し
てはほぼ等しい。長さの長い、例えば、５　ｋｍのワイ
ヤ対７によって生ずる減衰は、関連する周波数範囲内で
は、第１近似として周波数と共に線形で増大すると考え
られる変化を示すので、比較的長さの長いワイヤ対７に
対してはこの減衰は、受信データ信号がビット周波数（
１／Ｔ）においてサンプリングされた後データ検出器１
１−２において得られる信号に対し何等の擾乱をもたら
すことがなく、その理由はこのサンプリングがつまりは
、関連する搬送波を介する両側波帯信号復調になるから
である。このサンプリングに必要な周波数（１／Ｔ）の
基準信号は受信データ信号から、従来の両側波帯技術に
より簡単な態様で導出できる。

第８図は、（ａ；ｂ）　＝　（１１／１６；　３／１６
）を有する第２図によるデータシンボルに対し第６ｂ図
に示した振幅特性を有するカラエルフィルタを２個縦続
接続して成る回路全体のレスポンスを示す。第８図から
明らかなように、実用上重要であるサンプリング瞬時ｔ
。前の先導部の持続時間は約１ピツトインターバルに制
限される。更にこの図から明らかなように、関連する低
周波におけるハイパスフィルタ６−１．６−２の減衰が
大きいにも拘らず、サンプリング瞬時ｔ。後の持続時間
、即ち実用上重要である後続部の持続時間は約６ビツト
インターバルに制限される。この制限された変形は後述
する５つのタップのみな具えるいわゆる判定フィードバ
ック形式の簡単な等化器により、伝送システム１の受信
端において修正できる。５　ｋｍのワイヤ対７を使用し
た場合でも、レスポンスは実際上変化しないが、これは
図示してない。

第９図は第１図に示した受信ローパス・フィルタ１０−
１の出力端子に接続した入力端子２１−２を具えるデー
タ検出器１１−１の実施例を示す。本例検出器１１−１
は入力端子２１−１に接続した加算器２２と、加算器２
２の出力端子２４に接続したサンプリング回路２３と、
サンプリング回路２３の出力端子に接続されデータシン
ボルに対応するデータビットを検出する極性検出器２５
との縦続接続回路を具え、この極性検出器の出力を検出
器１１−１のデータ出力端子２６−１に供給し、かつ等
化器２７に供給して等化信号を発生させ、この等化信号
を加算器２２の（−）入力端子２８に供給する。サンプ
リング回路２３は、サンプリング瞬時し。＋ｎＴ　　（
ｎは整数）を決定するクロック信号を供給されるタロツ
ク信号端子２９に接続する。

このクロック信号は送受信ユニット４−１　に設けたク
ロック・信号発生器３０によって供給する。同期の目的
のためクロック信号発生器３０は送信機２−１に接続し
、かつ第１図において破線で示した同期チャネルを介し
て送信機２−２及びデータ検出器１１−２に同様に接続
する。送信されるデータ信号からその同期情報を抽出す
るデータ検出器１１−１を所望する場合には、クロック
信号端子２９を、第９図において破線で示す如く、クロ
ック抽出回路３１を介して加算器２２の出力端子２４に
接続する。等化器２７はディジタルトランスバーサルフ
ィルタとして構成し、それぞれ遅延時間Ｔを有する５つ
の縦続接続遅延素子３２−１〜３２−５を具え、これら
遅延禦子の出力端子を、調整可能な係数Ｃ１〜Ｃ５を有
する５つの加重回路３３−１〜３３−５を介して加算回
路３４に接続する。この加算回路３４の出力端子をアナ
ログ等化信号を形成するためＤ／Ａコンバータ（ディジ
クルアナログコンバータ）３５を介して加算器２２の（
−）入力端子２８に接続する。なお、伝送路に応じてシ
ンボル間妨害を最小にするよう係数０１〜Ｃ５を調整す
る態様及びこれに使用する手段は当業者に広く知られて
おり、本発明の説明にはそれ程重要でないので、第９図
には示してない。

第１０ａ〜１０ｅ図には、５つのタップ（係数Ｃ１〜Ｃ
５）を有する等化器２７と、既存の電話ケーブルにおけ
るワイヤ対７とを使用した場合に加算器２２の出力端子
２４において測定したアイパターンを示す。

これつの図において検出瞬時はｔｏで示す。第１０ａ及
びｔｏｂ図は（ａ；ｂ）　＝　（１１／１６；　３／１
６）の場合につき測定したアイパターンを示す。ワイヤ
対７を介挿することなく測定された第１０ａ図は、最終
的に完全な２進検出を実現できることを示している。

長さ５ｋｍのワイヤ対７と共に測定された第１０ｂ図は
、この長さにおいてさえ依然として良好な２進検出を実
現できることを示している。第ｔＯＣ図は（ａ；ｂ）　
＝　（０，６９４２；　０．１９４２）の場合につき長
さ５ｋｚのワイヤ対７と共に測定されたアイパターンを
示す。

第１０ｄ図は（ａ；ｂ）　＝　（１；　１／２）の場合
につき長さ５ｋｍのワイヤ対７と共に測定されたアイパ
ターンを示す。この場合にも図示された如く、２進検出
を実現できる。この場合、所要に応じＲＯＭ１８の記憶
位置当りの所要ビット数（従ってＤハコンバータ１９の
所要入力端子数）を、符号ビットを含めて３ビツトに低
減することができ、その理由は符号化データ信号の７つ
の異なる振幅値がそれぞれ１７２倍となることは容易に
認識できるからである。

第１０ｅ図は（ａ；ｂ）　＝　（０，６６６７；　０．
１６６７）の場合につき長さ５ｋｍのワイヤ対と共に測
定されたアイパターンを示す。

伝送システム１は所要に応じ、ハイブリッド回路５−１
及び５−２の機能が完全でないことによって生ずるエコ
ーと、伝送手段のインピーダンス不連続部における信号
反射との擾乱作用を補正する既知のエコーキャンセラー
を介して延設することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の伝送システムの実施例を示すブロック
図、 第２図は第１図の伝送システムに供給すべきＤＡＶ（デ
ータ・アバブ・ボイス）コードによるデータシンボルを
示す図、 第３ａ図は変換すべきデータビット列の一例を示す図、 第３ｂ図は第３ａ図のデータビット列を、振幅係数（ａ
；ｂ）　＝　（１１／１６；　３／１６）　　と共にＤ
ＡＶ　コードに変換して得られるデータ信号を示す図、 第４ａ図は第１図の伝送システムにおけるコードコンバ
ータの実施例を示すブロック図、第４ｂ図は第４ａ図の
作動説明図、 第５ａ図はｔｌｉＡＬ２コードの正規化振幅スペクトル
と、振幅係数（ａ；ｂ）　＝　（１１／１６；　３／１
６）の場合のＤＡＶ　：１−ドの正規化振幅スペクトル
とを、等しい平均電力においてｆＴの関数として示す図
、 第５ｂ〜５ｄ図は異なる振幅係数ａ及びｂの場合のＤＡ
Ｖコードに従って変換された信号の正規化振幅スペクト
ルのメインローブをｆＴの関数として示す図、 第６ａ図は第１図の伝送システムにおいて分離フィルタ
として使用する５次カウェルフィルタの一例を示す回路
図、 第６ｂ図は第６ａ図のフィルタのハイパス特性を示す図
、 第７ａ図は第１図の伝送システムにおいて使用する受信
フィルタの一例を示す回路図、 第７ｂ図は第７ａ図のフィルタのローパス特性を示す図
、 第８図は（ａ；ｂ）　＝　（１１／１６；　３／１６）
の場合ノＤＡＶコードによるデータシンボルに対し、第
６ｂ図の特性を有するカラエルフィルタ２個の縦続接続
回路のレスポンスを示す図、 第９図は第１図の伝送システムにおいて使用するデータ
検出器の実施例を示すブロック図、第１０ａ〜１０ｅ図
は第９図のデータ検出器において測定したアイパターン
を示す図である。 ２−１．２−２・・・送信機　　　３−１．３〜２・・
・受信機１ｌ−１，４−２・・・送受信ユニット５−１
．５−２・・・ハイブリッド回路６−１．　６−２・・
・ハイパスフィルタ７・・・ワイヤ対　　　　　８−１
．８−２・・・データ源９−１．　９−２・・・コード
・コンバータ１０−１．　１０−２・・・ローパスフィ
ルタ１１−Ｌ　１１−２・・・データ検出器１２−１．
　１２−２・・・アナログ情報ユニット１３−１．　１
３−２・・・ローパスフィルタ１５・・・遅延素子　　
　　　１６・・・モジュロ５加算器１３・・ＲＤ）Ａ　
　　　　　　　　１９・・・Ｄ／Ａ　コンバータ２２・
・・加算器　　　　　　２３・・・サンプリング回路２
５・・・極性検出器　　　　２６−１・・・データ出力
端子２７・・・等化器 ３０・・・クロック信号発生器 ３１・・・クロック抽出回路　３２−１〜３２−５・・
・遅延素子３３−１〜３３−５・・・加重回路　３４・
・・加算回路３５・・・Ｄ／Ａ　コンバータ Ｌイム透７ステＡ ＦＩＧ、１ ＦＩＧ、２ ；鴫トーーー 〒 日 〉

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、２進データ信号をハイパス特性の伝送手段を介して
   送信する送信機と、受信機とを具える伝送システムであ
   って、送信機に、持続時間Ｔを有する同期連続ビットイ
   ンターバルにおいてデータビットを発生するデータ源、
   及び各データビットを対応するデータシンボルに変換す
   るコードコンバータを設け、かつ受信機に、送信された
   データシンボルを検出するデータ検出器を設ける伝送シ
   ステムにおいて、コードコンバータは各データビットを
   持続時間２Ｔを有する対応データシンボルに変換するよ
   う構成され、データシンボルは、互いに２Ｔ／５の間隔
   で離間され、交互に反対極性を有しかつ２Ｔ／５以下の
   互いに等しい持続時間を有する５つのパルスから成り、
   これらパルスのうち中央パルスの両側における第１対の
   パルスの振幅を互いに等しくかつ中央パルスの振幅のａ
   倍とし（但しａは１以下の振幅係数）、第１対のパルス
   の両側の第２対のパルスの振幅を互いに等しくしかつ中
   央パルスの振幅のｂ倍とし（但しｂは１以下の振幅係数
   ）、受信フィルタが約２．２５／Ｔのしゃ断周波数を有
   し、更に受信機が等化器を具える如く構成したことを特
   徴とする伝送システム。 ２、データ信号の直流分がほぼゼロに等しくなるよう振
   幅係数ａ及びｂを選定しかつ振幅係数ｂが１／６以上で
   ある特許請求の範囲第１項記載の伝送システム。 ３、０．１６６７≦ｂ≦０．１９４２である特許請求の
   範囲第２項記載の伝送システム。 ４、ａ＝１１／１６及びｂ＝３／１６である特許請求の
   範囲第３項記載の伝送システム。 ５、コードコンバータに、データビットに対し遅延Ｔを
   発生する遅延素子と、データビットと同期した周波数５
   ／Ｔのクロック信号を供給されるクロック入力端子を有
   するモジュロ５加算器と、５つのアドレス入力端子のう
   ち最上位側の２つのアドレス入力端子を遅延素子の入力
   端子及び出力端子に接続し、かつ、残り３つのアドレス
   入力端子をモジュロ５加算器の出力端子に接続する読出
   専用メモリと、送信すべきデータシンボルを発生させる
   ため読出専用メモリの読出出力端子に接続するディジタ
   ル・アナログ・コンバータとを設ける特許請求の範囲第
   １〜４項中のいずれか一項記載の伝送システム。 ６、受信フィルタを、余弦関数状周波数レスポンスと、
   ０〜２．２５／Ｔの周波数範囲にわたるバスバンドを有
   するローパスフィルタとする特許請求の範囲第１〜４項
   中のいずれか一項記載の伝送システム。 ７、等化器を、データ検出器のフィードバック回路に配
   設し、かつトランスバーサルフィルタとして構成し、ト
   ランスバーサルフィルタには縦続接続したそれぞれ遅延
   Ｔを発生する５つの遅延素子を設け、その出力端子を、
   調整可能な係数を有する５つの加重回路を介して加算回
   路に接続してデータ検出器に対する等化信号を発生させ
   る特許請求の範囲第１〜４項中のいずれか一項記載の伝
   送システム。 ８、２進データ信号をハイパス特性の伝送手段を介して
   送信する送信機と、受信機とを具える伝送システムであ
   って、送信機に、持続時間Ｔを有する同期連続ビットイ
   ンターバルにおいてデータビットを発生するデータ源、
   及び各データビットを対応するデータシンボルに変換す
   るコードコンバータを設け、かつ受信機に、送信された
   データシンボルを検出するデータ検出器を設ける伝送シ
   ステムにおいて、コードコンバータは各データビットを
   持続時間２Ｔを有する対応データシンボルに変換するよ
   う構成され、データシンボルは、互いに２Ｔ／５の間隔
   で離間され、交互に反対極性を有しかつ２Ｔ／５以下の
   互いに等しい持続時間を有する５つのパルスから成り、
   これらパルスのうち中央パルスの両側における第１対の
   パルスの振幅を互いに等しくかつ中央パルスの振幅のａ
   倍とし（但しａは１以下の振幅係数）、第１対のパルス
   の両側の第２対のパルスの振幅を互いに等しくしかつ中
   央パルスの振幅のｂ倍とし（但しｂは１以下の振幅係数
   ）、受信フィルタが約２．２５／Ｔのしゃ断周波数を有
   し、更に受信機が等化器を具える伝送システム用の送信
   機。 ９、２進データ信号をハイパス特性の伝送手段を介して
   送信する送信機と、受信機とを具える伝送システムであ
   って、送信機に、持続時間Ｔを有する同期連続ビットイ
   ンターバルにおいてデータビットを発生するデータ源、
   及び各データビットを対応するデータシンボルに変換す
   るコードコンバータを設け、かつ受信機に、送信された
   データシンボルを検出するデータ検出器を設ける伝送シ
   ステムにおいて、コードコンバータは各データビットを
   持続時間２Ｔを有する対応データシンボルに変換するよ
   う構成され、データシンボルは、互いに２Ｔ／５の間隔
   で離間され、交互に反対極性を有しかつ２Ｔ／５以下の
   互いに等しい持続時間を有する５つのパルスから成り、
   これらパルスのうち中央パルスの両側における第１対の
   パルスの振幅を互いに等しくかつ中央パルスの振幅のａ
   倍とし（但しａは１以下の振幅係数）、第１対のパルス
   の両側の第２対のパルスの振幅を互いに等しくしかつ中
   央パルスの振幅のｂ倍とし（但しｂは１以下の振幅係数
   ）、受信フィルタが約２．２５／Ｔのしゃ断周波数を有
   し、更に受信機が等化器を具える伝送システム用の受信
   機。